DE60033377T2

DE60033377T2 - Schaltung zur überabtastung und digital/analog-wandler

Info

Publication number: DE60033377T2
Application number: DE60033377T
Authority: DE
Inventors: Yukio Urawa-shi KOYANAGI
Original assignee: Nigata Semitsu Co Ltd
Current assignee: NSC Co Ltd
Priority date: 1999-12-17
Filing date: 2000-12-15
Publication date: 2007-11-29
Anticipated expiration: 2020-12-16
Also published as: DE60033377D1; EP1164704A4; HK1042992A1; EP1164704A1; US6489910B1; CN1340246A; WO2001045269A1; CN1162975C; EP1164704B1; HK1042992B; JP2001177413A

Description

Technisches Gebiet
Die vorliegende Erfindung betrifft einen Oversampling-Schaltkreis zur Interpolation von diskreten Eingabedaten und einen Digital-Analog-Konverter, auf dem der Oversampling-Schaltkreis angewandt wird. Für die Beschreibung gilt die Annahme, dass ein Fall, bei dem Funktionswerte endliche Werte mit Ausnahme von Null in einer lokalen Region aufweisen und in Regionen, die sich von dieser Region unterscheiden, Null werden, als eine "lokale Unterstützung" ("local Support") bezeichnet wird.
Stand der Technik
Eine neuere digitale Audiovorrichtung, z. B. ein CD-Player (Compact-Disk-Player), bedient sich eines D/A (Digital-Analog)-Konverters, auf den eine Oversampling-Technik angewandt wird, um ein kontinuierliches analoges Audiosignal aus diskreten Musikdaten (digitalen Daten) zu erhalten. Ein derartiger D/A-Konverter verwendet im allgemeinen einen digitalen Filter, um eine Pseudo-Samplingfrequenz durch Interpolation von digitalen Eingabedaten zu erhöhen, und gibt glatte analoge Audiosignale aus, indem er die jeweiligen Interpolationswerte durch ein Tiefpassfilter nach Erzeugen einer Treppensignal-Wellenform leitet, wobei jeder Interpolationswert vom Sampling-Halte-Schaltkreis gehalten wird.
Ein in WO-99/38090 beschriebenes Dateninterpolationssystem stellt ein bekanntes Verfahren zum Interpolieren von Daten zu diskreten digitalen Daten dar. Bei diesem Dateninterpolationssystem kann eine Differenzierung nur einmal im gesamten Bereich durchgeführt werden, und eine Samplingfunktion wird so verwendet, dass zwei Samplingpunkte jeweils vor und nach einem Interpolationspunkt, d. h. insgesamt 4 Samplingpunkte, berücksichtigt werden können. Da die Samplingfunktion Werte einer lokalen Unterstützung aufweist, im Gegensatz zur Si-Funktion, die durch ein sin(πft)/(πft) definiert ist, wobei f eine Samplingfrequenz darstellt, besteht ein Vorteil darin, dass keine Kürzungsfehler auftreten, obgleich nur 4 Stücke von digitalen Daten beim Interpolationsvorgang verwendet werden.
Im allgemeinen wird ein Oversampling durchgeführt, indem man einen digitalen Filter verwendet, bei dem die Wellenformdaten der vorerwähnten Samplingfunktion auf einen Abgreifkoeffizienten eines FIR-Filters (Filter mit begrenztem Impulsansprechverhalten) eingestellt wird.
Bei Anwendung der Oversampling-Technik zur Durchführung eines Interpolationsvorgangs für diskrete digitale Daten unter Verwendung des vorerwähnten digitalen Filters kann ein Tiefpassfilter mit einer mäßigen Dämpfungscharakteristik verwendet werden. Daher kann sich die Phasencharakteristik mit einem Tiefpassfilter einer linearen Phasencharakteristik annähern und das Sampling-Aliasing-Geräusch kann verringert werden. Diese Effekte sind bei einer höheren Oversampling-Frequenz ausgeprägter. Wenn jedoch die Samplingfrequenz höher wird, nimmt auch die Anzahl der Abgriffe des digitalen Filters zu. Infolgedessen ergibt sich das Problem eines größeren Schaltkreises. Ferner wird auch das Verhalten der Verzögerungsschaltung oder des Multiplizierers im digitalen Filter beschleunigt. Daher ist es erforderlich, teure Bauteile, die für den raschen Vorgang geeignet sind, zu verwenden, wodurch die Kosten für die erforderlichen Bauteile steigen. Insbesondere wenn der Oversampling-Vorgang unter Verwendung eines digitalen Filters durchgeführt wird, wird ein aktueller Wert einer Samplingfunktion als Abgreifkoeffizient verwendet. Somit ergibt sich eine komplizierte Konfiguration eines Multiplizierers und die Kosten für die Bauteile nehmen weiter zu.
Obgleich ferner ein Digital-Analog-Konverter konfiguriert werden kann, indem man einen Tiefpassfilter im Anschluss an den Oversampling-Schaltkreis anschließt, treten die vorerwähnten verschiedenen Probleme des herkömmlichen Oversampling-Schaltkreises auch beim Digital-Analog-Konverter, der unter Verwendung der Schaltung konfiguriert ist, auf.
Kurze zusammenfassende Darstellung der Erfindung
Erfindungsgemäß ist es gelungen, die vorerwähnten Probleme zu lösen. Ziel der Erfindung ist die Bereitstellung eines Oversampling-Schaltkreises und eines Digital-Analog-Konverters mit einem kleineren Schaltkreis bei niedrigeren Bauteilkosten.
Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Oversampling-Schaltkreis gemäß Anspruch 1 bereitgestellt.
Gemäß einem weiteren Aspekt wird ein Digital-Analog-Konverter gemäß Anspruch 10 bereitgestellt. Somit lassen sich durch Aufaddieren der Ergebnisse von digitalen Integrationsvorgängen, die nach Erzeugung einer Sprungfunktion entsprechend den einzelnen eingegebenen digitalen Daten durchgeführt werden, Ausgangsdaten erhalten, deren Werte sich glatt verändern. Wenn die Oversampling-Frequenz hoch eingestellt wird, ist nur die Beschleunigung des digitalen Integrationsvorgangs ohne die herkömmliche komplizierte Konfiguration erforderlich, wodurch die Konfiguration vereinfacht wird und die Kosten der Bauteile gesenkt werden. Insbesondere wenn die Rückstelleinrichtung den Betrieb der Integriereinheit mit einer vorbestimmten Zeitgebung zurücksetzt, wird verhindert, dass sich ein Fehler, der durch einen Integrationsvorgang und dergl. erzeugt wird, akkumuliert.
Ferner ist es erstrebenswert, dass jeder Wert der vorerwähnten Sprungfunktionen den einzelnen werten von Sprungfunktionen entspricht, die durch mehrfaches Differenzieren von stückweisen Polynomen für eine vorgegebene Samplingfunktion, die durch die stückweisen Polynome konfiguriert ist, erhalten worden sind. Dies bedeutet, dass sich durch mehrfache Integration der vorerwähnten Sprungfunktion eine Wellenform, die einer vorgegebenen Samplingfunktion entspricht, erhalten lässt. Daher kann ein Faltungsvorgang unter Verwendung einer Samplingfunktion gleichwertig durch Erzeugen einer Sprungfunktion realisiert werden. Im Ergebnis lässt sich der Inhalt des gesamten Vorgangs vereinfachen und die Anzahl der erforderlichen Oversampling-Vorgänge in erfolgreicher Weise verringern.
Ferner ist es erstrebenswert, dass die vorerwähnte Sprungfunktion gleichermaßen auf die positiven und negativen Bereiche eingestellt wird. Somit lässt sich die Divergenz der Integrationsergebnisse der Integriereinheit verhindern.
Ferner ist es erstrebenswert, dass die vorerwähnte Samplingfunktion einen Wert der lokalen Unterstützung aufweist und innerhalb des gesamten Bereiches nur einmal differenzierbar ist. Es wird angenommen, dass ein natürliches Phänomen näherungsweise erreicht wird, wenn der gesamte Bereich nur einmal differenzierbar ist. Durch Einstellen einer geringen Anzahl der Differenzierungsvorgänge kann die Anzahl der von der Integriereinheit durchgeführten digitalen Integrationsvorgänge verringert werden, wodurch in erfolgreicher Weise die Konfiguration vereinfacht wird.
Ferner ist es erstrebenswert, dass der Rückstellvorgang durch die Rückstelleinheit zu einem Zeitpunkt durchgeführt wird, bei dem der Wert der Samplingfunktion Null beträgt. Insbesondere ist es erstrebenswert, dass der Vorgang zu einem Zeitpunkt durchgeführt wird, bei dem der Wert einer Samplingfunktion von lokaler Unterstützung nach Null konvergiert, wobei die Differenzierbarkeit aufrechterhalten wird. In der Position, bei der der Wert der Samplingfunktion Null beträgt, kann aufgrund der Tatsache, dass das Integrationsergebnis durch jede Integriereinheit theoretisch ebenfalls Null sein kann, die Operation einer jeden Integriereinheit zu diesem Zeitpunkt zurückgesetzt werden, ohne dass ein Einfluss auf den Oversampling-Vorgang besteht, wobei eine Fehlerakkumulation verhindert wird. Ferner sind zu dem Zeitpunkt (an beiden Enden der Samplingfunktion), an dem eine Samplingfunktion von lokaler Unterstützung nach Null konvergiert, wobei die Differenzierbarkeit aufrechterhalten wird, die Werte bei sämtlichen mehrfach durchgeführten digitalen Integrationsvorgängen theoretisch Null. Somit kann jede Operation der digitalen Integration separat zurückgesetzt werden, wodurch die Fehlerakkumulation zusätzlich verhindert wird.
Ferner ist es erstrebenswert, dass die vorerwähnte Sprungfunktion eine Fläche von acht stückweisen Abschnitten von gleicher Breite mit einem Gewicht von -1, +3, +5, -7, -7, +5, +3 und -1 in einem vorgegebenen Bereich enthält, der fünf Stücken von digitalen Daten, die in gleichen Abständen angeordnet sind, entspricht, und dass jeweils zwei der acht Gewichtskoeffizienten den Eingabeintervallen der digitalen Daten entsprechen. Da einfache Gewichtskoeffizienten, die durch ganze Zahlen wiedergegeben werden, verwendet werden können, lässt sich der Mechanismus der Erzeugung einer Sprungfunktion vereinfachen.
Ferner ist es erstrebenswert, dass die digitale Integration zweimal durchgeführt werden kann und Daten, deren Werte sich wie eine quadratische Funktion verändern, von der Integriereinheit ausgegeben werden. Für eine glatte Interpolation von mehreren Stücken von diskreten Daten ist es notwendig, zumindest eine Veränderung eines Werts wie eine quadratische Funktion vorzunehmen. Da dies nur durch Einstellen der Anzahl der Vorgänge der digitalen Integration auf zwei realisiert werden kann, lässt sich die Konfiguration der Integriereinheit vereinfachen.
Ferner handelt es sich bei der durch die Integriereinheit durchgeführten digitalen Integration um einen Vorgang der Akkumulation von Eingabedaten und es ist erstrebenswert, dass der Vorgang n-fach innerhalb einer Periode der Eingabe von digitalen Daten wiederholt wird. Somit kann der Vorgang der Akkumulation von Daten durch einfaches Addieren der Eingabedaten zu den gehaltenen Daten realisiert werden. Daher lässt sich die Konfiguration der Integriereinheit vereinfachen und der Vorgang lässt sich einfach und rascher wiederholen. Im Ergebnis kann der Wert des Vielfachen n des Oversamplings auf einen großen Wert eingestellt werden, ohne die Konfiguration kompliziert zu gestalten und die Kosten der Bauteile stark zu erhöhen.
Ferner kann der Digital-Analog-Konverter konfiguriert werden, indem man lediglich eine Spannungserzeugungseinheit und eine Glättungseinheit in der Stufe nach dem vorerwähnten Oversampling-Schaltkreis bereitstellt. Demzufolge lässt sich der erfindungsgemäße Digital-Analog-Konverter mit einer vereinfachten Konfiguration und unter verringerten Kosten der Bauteile realisieren. Außerdem kann der vorerwähnte Oversampling-Schaltkreis leicht auf eine hohe Oversampling-Frequenz eingestellt werden, ohne die Konfiguration komplizierter zu gestalten oder die Kosten der Bauteile stark zu erhöhen. Im Ergebnis lässt sich die Verzerrung der Ausgabe-Wellenform des Digital-Analog-Konverters, auf den der Oversampling-Schaltkreis angewandt wird, auf ein Minimum begrenzen.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
1 ist ein Diagramm zur Darstellung einer Samplingfunktion, die bei einer Interpolationsoperation im Oversampling-Schaltkreis gemäß einer Ausführungsform verwendet wird.
2 ist ein Diagramm zur Darstellung der Beziehung zwischen den Samplingwerten und den Interpolationswerten.
3 ist ein Diagramm zur Darstellung einer durch einmaliges Differenzieren der Samplingfunktion, die in 1 dargestellt ist, erhaltenen Wellenform.
4 ist ein Diagramm zur Darstellung der Wellenform, die durch weitere Differenzierung der in 3 dargestellten polygonalen Linienfunktion erhalten worden ist.
5 ist ein Diagramm zur Darstellung der Konfiguration eines Oversampling-Schaltkreises einer Ausführungsform.
6A bis 6J sind Diagramme zur Darstellung der Operationszeitgebung zur Erzeugung einer Samplingfunktion.
7A bis 7E sind Diagramme zur Darstellung der Operationszeitgebung der Faltungsoperation.
8 ist ein Diagramm zur Darstellung einer detaillierten Konfiguration des in 5 dargestellten Oversampling-Schaltkreises.
9 ist ein Zeitgebungsdiagramm zur Darstellung verschiedener Signale, die vom Zeitgebungssteuerabschnitt ausgegeben werden.
10 ist ein Diagramm zur Darstellung einer Konfiguration des D/A-Konverters, auf den der Oversampling-Schaltkreis, der in 5 dargestellt ist, angewandt wird.
11 ist ein Diagramm zur Darstellung einer Konfiguration des Oversampling-Schaltkreises in weiteren Verfahren zur Erzeugung einer Sprungfunktion.
12A bis 12I sind Diagramme zur Darstellung der Operationszeitgebung zur Erzeugung einer Samplingfunktion im Oversampling-Schaltkreis gemäß der in 11 dargestellten modifizierten Ausführungsform.
Beste Ausführungsform zur Durchführung der Erfindung
Nachstehend wird eine Ausführungsform des erfindungsgemäßen Oversampling-Schaltkreises ausführlich unter Bezugnahme auf die Zeichnungen beschrieben. 1 zeigt eine Samplingfunktion, die bei einer Interpolationsoperation durch den Oversampling-Schaltkreis gemäß der vorliegenden Ausführungsform verwendet wird. Die Samplingfunktion H(t) ist in WO-99/38090 beschrieben und wird durch die folgenden Ausdrücke wiedergegeben: (-t2 - 4t - 4)/4; -2 ≤ t < -3/2 (3t2 + 8t + 5)/4; -3/2 ≤ t < -1 (5t2 + 12t + 7)/4; -1 ≤ t < -1/2 (-7t2 + 4)/4; -1/2 ≤ t < 0 (-7t2 + 4)/4; 0 ≤ t < 1/2 (5t2 - 12t + 7)/4; 1/2 ≤ t < 1 (3t2 - 8t + 5)/4; 1 ≤ t < 3/2 (-t2 + 4t - 4)/4; 3/2 ≤ t ≤ 2 (1)wobei t = 0, ±1, ±2 die Samplingposition angibt. Die in 1 dargestellte Samplingfunktion H(t) kann nur einmal im gesamten Bereich differenziert werden und stellt eine Funktion lokaler Unterstützung dar, die bei der Samplingposition t = ±2 nach 0 konvergiert. Unter Durchführung eines Überlappungsvorgangs bei Verwendung der Samplingfunktion H(t) auf der Grundlage der einzelnen Samplingwerte lässt sich der Interpolationsvorgang unter Verwendung einer Funktion durchführen, die in den Samplingwerten nur einmal differenzierbar ist.
2 zeigt die Beziehung zwischen den Samplingwerten und den Interpolationswerten. Wie in 2 dargestellt, wird angenommen, dass es sich bei den vier Samplingpositionen um t1, t2, t3 und t4 handelt und der Abstand zwischen zwei benachbarten Samplingpositionen 1 beträgt. Der Interpolationswert y, der der Interpolationsposition t0 zwischen den Samplingpositionen t2 und t3 entspricht, wird durch die folgende Gleichung erhalten. y = Y(t1)·H(1 + a) + Y(t2)·H(a) + Y(t3)·H(1 - a) + Y(t4)·H(2-a) (2)wobei Y(t) den jeweiligen Samplingwert an der Samplingposition t darstellt. 1 + a, a, 1 - a und 2 - a geben jeweils den Abstand zwischen der Interpolationsposition t0 und jeder der Samplingpositionen t1 bis t4 wieder.
Wie vorstehend beschrieben, lässt sich durch Durchführung einer Faltungsoperation unter Berechnung des Werts der Samplingfunktion H(t), der jedem Samplingwert entspricht, theoretisch ein Interpolationswert von Samplingwerten erhalten. Jedoch handelt es sich bei der in 1 dargestellten Samplingfunktion um ein quadratisches stückweises Polynom, das im gesamten Bereich nur einmal differenzierbar ist. Unter Verwendung dieses Merkmals lässt sich der Interpolationswert in einem weiteren gleichwertigen Verfahrensschritt erhalten.
3 zeigt eine Wellenform, die durch einmaliges Differenzieren der in 1 dargestellten Samplingfunktion erhalten wird. Die in 1 dargestellte Samplingfunktion H(t) ist ein quadratisches stückweises Polynom, das im gesamten Bereich einmal differenzierbar ist. Daher lässt sich durch Durchführung der einmaligen Differenzierung eine polygonale Linienfunktion, die durch die Wellenform einer kontinuierlichen polygonalen Linie gebildet wird, gemäß Darstellung in 3 erhalten.
4 zeigt die Wellenform, die durch weitere Differenzierung der in 3 dargestellten polygonalen Linienfunktion erhalten wird. Jedoch enthält die polygonale Linienwellenform eine Mehrzahl von Eckpunkten und die Differenzierung kann nicht im gesamten Bereich vorgenommen werden. Daher wird die Differenzierung am linearen Bereich zwischen zwei benachbarten Eckpunkten vorgenommen. Durch Differenzieren der in 3 dargestellten polygonalen Linienwellenform lässt sich eine Sprungfunktion, die durch die stufenweise Wellenform gebildet wird, gemäß der Darstellung in 4 erhalten.
Somit wird die vorerwähnte Samplingfunktion H(t) einmal im gesamten Bereich differenziert, wodurch man eine polygonale Linienfunktion erhält. Durch weitere Differenzierung der jeweiligen linearen Bereiche der polygonalen Linienfunktion lässt sich eine Sprungfunktion erhalten. Daher lässt sich in umgekehrter Reihenfolge durch Erzeugen der in 4 dargestellten Sprungfunktion und durch deren zweimalige Integration die in 1 erhaltene Samplingfunktion H(t) erhalten.
Bei der in 4 dargestellten Sprungfunktion sind die positiven und negativen Flächen einander gleich und die Summe der Flächen beträgt 0. Dies bedeutet, dass durch mehrmaliges Integrieren einer derartigen Sprungfunktion sich eine Samplingfunktion von lokaler Unterstützung gemäß der Darstellung in 1 erhalten lässt, deren Differenzierbarkeit im gesamten Bereich garantiert ist.
Bei der Berechnung des Interpolationswerts bei der durch die Gleichung (2) dargestellten Faltungsoperation wird der Wert der Samplingfunktion H(t) mit jedem Samplingwert multipliziert. Wenn die Samplingfunktion H(t) durch zweimaliges Integrieren der in 4 dargestellten Sprungfunktion erhalten wird, wird der Wert der beim Integrationsvorgang erhaltenen Samplingfunktion mit jedem Samplingwert multipliziert, oder es lässt sich in gleichwertiger Weise dann, wenn eine Sprungfunktion vor dem Integrationsvorgang erzeugt wird, ein Interpolationswert erhalten, indem man eine Sprungfunktion durch Multiplikation mit jedem Samplingwert erzeugt und den Integrationsvorgang an dem Ergebnis, das bei der Faltungsoperation unter Verwendung der Sprungfunktion erhalten worden ist, zweimal durchführt. Der Oversampling-Schaltkreis gemäß der vorliegenden Ausführungsform erreicht einen Interpolationswert gemäß den vorstehenden Ausführungen. Dieser Vorgang wird nachstehend ausführlich beschrieben.
5 zeigt die Konfiguration des Oversampling-Schaltkreises gemäß der vorliegenden Ausführungsform. Der in 5 dargestellte Oversampling-Schaltkreis führt einen Oversampling-Vorgang an den in vorgegebenen Abständen eingegebenen diskreten Daten durch und umfasst einen Multiplizierabschnitt 1, vier Datenhalteabschnitte 2-1, 2-2, 2-3 und 2-4, vier Datenwähler 3-1, 3-2, 3-3 und 3-4, vier Integrierabschnitte 4-1, 4-2, 4-3 und 4-4, einen Addierabschnitt 5 und einen Zeitgebungssteuerabschnitt 8.
Der Multiplizierabschnitt 1 gibt ein Ergebnis der Multiplikation von diskreten digitalen Daten aus, die nacheinander in vorgegebenen Zeitabständen durch einen Multiplikator entsprechend den einzelnen Werten der in 4 dargestellten Sprungfunktion eingegeben werden. Jeder Wert der in 4 dargestellten Sprungfunktion lässt sich durch zweimaliges Differenzieren eines jeden stückweisen Polynoms der vorerwähnten Gleichung (1) auf folgende Weise erhalten.
-1;-2 ≤ t < -3/2
+3; -3/2 ≤ t < -1
+5; -1 ≤ t < -1/2
-7; -1/2 ≤ t < 0
-7; 0 ≤ t < 1/2
+5; 1/2 ≤ t < 1
+3; 1 ≤ t < 3/2
-1; 3/2 ≤ t ≤ 2
Daher multipliziert der Multiplizierabschnitt 1 den eingegebenen Datenwert D mit den Multiplikatoren entsprechend den vorerwähnten Sprungfunktionen, d. h. -1, +3, +5 und -7, wenn der Datenwert D eingegeben wird, und gibt gleichzeitig einen Satz von vier Stück Daten aus, d. h. -D, +3D, +5D und -7D.
Jeder der Datenhalteabschnitte 2-1 bis 2-4 holt in zyklischer Weise einen Satz von vier Stück Daten ab, die vom Multiplizierabschnitt 1 ausgegeben werden, und hält die Daten bis zum nächsten Abholungszeitpunkt. Beispielsweise wird der eine Satz von 4 Stück Daten, die zuerst vom Multiplizierabschnitt 1 ausgegeben worden sind, im Datenhalteabschnitt 2-1 gehalten und der zweite ausgegebene Satz von vier Stück Daten wird im Datenhalteabschnitt 2-2 gehalten. Ferner wird der dritte ausgegebene Satz von vier Stück Daten im Datenhalteabschnitt 2-3 gehalten und der vierte ausgegebene Satz von vier Stück Daten wird im Datenhalteabschnitt 2-4 gehalten. Wenn ein Zyklus der Datenhalteoperationen in den Datenhalteabschnitten 2-1 bis 2-4 beendet ist, wird der fünfte ausgegebene Datenwert vom Multiplizierabschnitt 1 abgeholt und vom Datenhalteabschnitt 2-1, der den ersten Datenwert hält, gehalten. Somit werden Sätze von vier Stück Daten, die sequenziell vom Multiplizierabschnitt 1 ausgegeben werden, zyklisch von den Datenhalteabschnitten 2-1 bis 2-4 gehalten.
Jeder der Datenwähler 3-1 bis 3-4 gibt Daten aus, deren Werte sich stufenweise entsprechend einer Sprungfunktion verändern, indem sequenziell vier Stücke von Daten gelesen werden, die eins zu eins entsprechend den Datenhalteabschnitten 2-1 bis 2-4 in einer vorgegebenen Reihenfolge gehalten werden. Wenn in der Praxis beispielsweise vier Stücke von Daten (-D, +3D, +5D und -7D), die durch Multiplizieren des Datenwerts D durch die vorerwähnten vier Typen von Multiplikatoren erhalten worden sind, im Datenhalteabschnitt 2-1 gehalten werden, liest der Datenwähler 3-1 in zyklischer Weise die gehaltenen digitalen Daten in der Reihenfolge -D, +3D, +5D, -7D, -7D, +5D, +3D und -D in vorgegebenen Zeitabständen, wodurch die Daten von Sprungfunktionen mit einem Wert, der proportional zum eingegebenen Datenwert D ist, ausgegeben werden.
Jeder der Integrierabschnitte 4-1 bis 4-4 führt zweimal einen digitalen Integrationsvorgang an den Daten durch, die von jedem der entsprechenden Datenwähler 3-1 bis 3-4 eins zu eins ausgegeben worden sind. Die Integrierabschnitte umfassen eine Integrierschaltung 40 und eine Integrierschaltung 45. Von jedem der Integrierabschnitte 4-1 bis 4-4 werden die Daten entsprechend der Samplingfunktion mit einem Wert, der proportional zum eingegebenen Datenwert ist, ausgegeben.
Es kann ein Fehler, der beispielsweise durch Rauschen und dergl. verursacht wird, in den Daten vorliegen, die in die Integrierabschnitte 4-1 bis 4-4 eingegeben werden. Wenn jeder der Integrierabschnitte 4-1 bis 4-4 den Integrationsvorgang an den sequentiell eingegebenen Daten wiederholt, kommt es zu einer Fehlerakkumulation und das Operationsergebnis divergiert. Daher ist es erstrebenswert, den Einfluss des Fehlers zu beseitigen. Die Integrierabschnitte 4-1 bis 4-4 gemäß der vorliegenden Ausführungsform empfangen jeweils Rückstellsignale R1 bis R4, um die Divergenz der Operationsergebnisse bei der Durchführung des Integriervorgangs zu vermeiden. Nachstehend werden die Rückstellsignale R1 bis R4 beschrieben.
Wie in 1 dargestellt, handelt es sich bei der Samplingfunktion der vorliegenden Ausführungsform um eine Funktion von lokaler Unterstützung, die in der Samplingposition ±2 nach Null konvergiert. Die in 3 dargestellte polygonale Linienfunktion, die durch einmaliges Differenzieren der Samplingfunktion erhalten worden ist, konvergiert in der Samplingposition ±2 ebenfalls nach Null. Daher müssen die polygonale Linienfunktion, die durch einmalige Durchführung des Integriervorgangs an einer Sprungfunktion nach Erzeugen der Sprungfunktion mit dem Wert, der proportional zum eingegebenen Datenwert ist, erhalten worden ist, und die Samplingfunktion, die durch weitere Durchführung eines Integriervorgangs an der polygonalen Linienfunktion erhalten worden ist, theoretisch in der Samplingposition ±2 ebenfalls nach Null konvergieren. Wenn jedoch aufgrund von Rauschen und dergl., wie vorstehend ausgeführt, im Datenwert ein Fehler enthalten ist, konvergieren in der tatsächlichen digitalen Integrierschaltung die Operationsergebnisse der polygonalen Linienfunktion und der Samplingfunktion in der Samplingposition ±2 nicht nach Null, wodurch die Operationsergebnisse divergieren, wenn sich der Operationsfehler durch Wiederholung der Integriervorgänge akkumuliert.
Daher wird gemäß der vorliegenden Ausführungsform der Einfluss des Fehlers beseitigt, um die Divergenz der Operationsergebnisse durch Rückstellen der Operationsergebnisse zu verhindern, wenn der Integriervorgang in Intervallen durchgeführt wird, die der Samplingperiode ±2 in jeder digitalen Integrierschaltung entsprechen. Der Addierabschnitt 5 gibt die interpolierten Daten durch sequenzielles Addieren der von den vier Integrierschaltungen 4-1 bis 4-4 ausgegebenen Daten aus. Der Zeitgebungssteuerabschnitt 8 erzeugt verschiedene Signale für die Steuerung der Operationszeitgebung des gesamten Oversampling-Schaltkreises gemäß der vorliegenden Ausführungsform, wobei beispielsweise die Rückstellsignale R1 bis R4 in die jeweiligen Integrierabschnitte 4-1 bis 4-4 eingegeben werden. Die durch den Zeitgebungssteuerabschnitt 8 erzeugten verschiedenen Signale werden nachstehend ausführlich beschrieben.
Der vorerwähnte Multiplizierabschnitt 1, der Datenhalteabschnitt 2-1 und der Datenwähler 3-1 entsprechen der ersten Sprungfunktion-Erzeugungseinheit; der Multiplizierabschnitt 1, der Datenhalteabschnitt 2-2 und der Datenwähler 3-2 entsprechen der zweiten Sprungfunktion-Erzeugungseinheit; der Multiplizierabschnitt 1, der Datenhalteabschnitt 2-3 und der Datenwähler 3-3 entsprechen der dritten Sprungfunktion-Erzeugungseinheit; und der Multiplizierabschnitt 1, der Datenhalteabschnitt 2-4 und der Datenwähler 3-4 entsprechen der vierten Sprungfunktion-Erzeugungseinheit. Ferner entsprechen die Integrierabschnitte 4-1 bis 4-4 einer Mehrzahl von Integriereinheiten; der Addierabschnitt 5 entspricht der Additionseinheit; und der Zeitgebungssteuerabschnitt 8 zur Erzeugung der Rückstellsignale R1 bis R4 entspricht der Rückstelleinheit.
Da die Daten, die der vom vorerwähnten Datenwähler 3-1 ausgegebenen Sprungfunktion entsprechen, einen Wert aufweisen, der proportional zum Wert des in den Multiplizierabschnitt 1 in vorgegebenen Zeitabständen eingegebenen Datenwerts ist, wird der Datenwert, der der Samplingfunktion, die einen zum eingegebenen Datenwert proportionalen Wert aufweist, entspricht, vom Integrierabschnitt 4-1 durch zweimaliges Durchführen des Integriervorgangs an der Sprungfunktion durch den Integrierabschnitt 4-1 ausgegeben. Ferner entspricht die Addition durch den Addierabschnitt 5 der von den Integrierabschnitten 4-1 bis 4-4 ausgegebenen Datenwerte der Erzielung eines Interpolationswerts durch Durchführung einer Faltungsoperation entsprechend den in vorgegebenen Zeitabständen unter Verwendung der in 1 dargestellten Samplingfunktion eingegebenen Datenwerte.
Daher wird im Fall der Eingabe von digitalen Daten in den Oversampling-Schaltkreis gemäß der vorliegenden Ausführungsform in vorgegebenen Zeitabständen die Datenhaltezeitgebung eines jeden Datenhalteabschnitts entsprechend dem Eingabeabstand verschoben, und die Zeitgebung zum Starten der Erzeugung einer Sprungfunktion durch jeden der Datenwähler 3-1 bis 3-4 wird verschoben. Die Ergebnisse der zweimaligen Durchführung des digitalen Integriervorgangs werden zu jeder der erzeugten Sprungfunktionen addiert, wodurch man mehrere Stücke von interpolierten Daten erhält, deren Werte sich stufenweise entlang der Kurve verändern, die glatt die digitalen Daten, die in vorgegebenen Zeitabständen eingegeben worden sind, verbindet.
Ferner stellt die von jedem der Datenwähler 3-1 bis 3-4 ausgegebene Sprungfunktion eine Funktion von lokaler Unterstützung dar, die acht Abschnittsflächen aufweist, die durch Unterteilen einer Fläche in der Samplingposition t = -2 ~ +2 im endlichen Bereich der in 1 dargestellten Samplingfunktion in acht 0,5-Abschnitte erhalten worden sind. Wenn eine Samplingfunktion mit dem Wert, der dem eingegebenen Datenwert entspricht, durch zweimalige Durchführung des Integriervorgangs erhalten wird, führen die Integrierabschnitte 4-1 bis 4-4 einen digitalen Integriervorgang durch, indem sie weiterhin den Akkumuliervorgang n-fach an jeder der vorerwähnten acht Abschnittsflächen durchführen. Dies bedeutet, dass der digitale Integriervorgang mit einer 2n-fach höheren Frequenz, bezogen auf die Frequenz der Samplingfrequenz des eingegebenen Datenwerts, durchgeführt wird. Somit werden (2n - 1) Stücke von interpolierten Daten unter den eingegebenen Daten erhalten, indem man durch den Addierabschnitt 5 die digitalen Daten entsprechend der Samplingfunktion, die von jeder der Integrierabschnitte 4-1 bis 4-4 ausgegeben werden, addiert. Dieser Vorgang bedeutet die 2n-fache Durchführung des Oversamplingvorgangs.
6A bis 6J zeigen die Operationszeitgebung bei der Erzeugung einer Samplingfunktion im Oversampling-Schaltkreis gemäß der vorliegenden Ausführungsform. Wie in 6A dargestellt, führt dann, wenn Datenwerte D1, D2, D3,... in vorgegebenen Zeitabständen eingegeben werden, der Multiplizierabschnitt 1 gleichzeitig die Vorgänge der Multiplikation der eingegebenen Daten durch vier Multiplikatoren, die den vorerwähnten Sprungfunktionen entsprechen, durch. Die vier Stücke von Daten, die durch den Multiplizierabschnitt 1 mit einem vorgegebenen Multiplikator multipliziert worden sind, werden zyklisch in den Datenhalteabschnitt 2-1 bis 2-4 in einem Satz von vier Stück Daten gehalten. In der Praxis holt der Datenhalteabschnitt 2-1 einen Satz von Daten (-D₁, +3D₁, +5D₁, -7D₁) ab, die als erste vom Multiplizierabschnitt 1 ausgegeben worden sind, und hält die Daten bis zum nächsten Datenabholzeitpunkt (6B bis 6E). Anschließend liest der Datenwähler 3-1 sequenziell die gehaltenen Daten aus den Datenhalteabschnitten 2-1 in der Reihenfolge -D₁, +3D₁, +5D₁, -7D₁, -7D₁, +5D₁, +3D₁ und -D₁, wie vorstehend beschrieben. Die gehaltenen Daten werden im 1/2-Abstand der Eingabeabstände der eingegebenen Daten D₁, D₂, D₃... gelesen. Daher gibt der Datenwähler 3-1 die Daten entsprechend der Sprungfunktion mit dem Wert, der proportional zum eingegebenen Datenwert D1 ist, aus (6F).
Die beiden Integrierschaltungen 40 und 45 im Integrierabschnitt 4-1 führen den digitalen Integriervorgang zweimal an den vom Datenwähler 3-1 ausgegebenen Daten (Daten entsprechen der Sprungfunktion) durch. Daher gibt die Integrierschaltung 40 in der vorhergehenden Stufe die der polygonalen Linienfunktion entsprechenden Daten proportional zum Wert des eingegebenen Datenwerts D1 aus (6G). Die Integrierschaltung 45 gibt in der anschließenden Stufe den der Samplingfunktion entsprechenden Datenwert proportional zum Wert des eingegebenen Datenwerts D1 aus (6H).
Die in den 6B bis 6H dargestellten Datenverarbeitungen werden durch die Datenhalteabschnitte 2-2 bis 2-4, die Datenwähler 3-2 bis 3-4 und die Integrierabschnitte 4-2 bis 4-4 durchgeführt (6I, 6J,...) und jeder der Integrierabschnitte 4-1 bis 4-4 gibt die Daten entsprechend der Samplingfunktion mit einem Wert, der den eingegebenen Daten D₁, D₂, D₃,... entspricht, aus.
Die 7A bis 7E zeigen die Operationszeitgebung der Faltungsoperation, die vom Oversampling-Schaltkreis gemäß der vorliegenden Ausführung vorgenommen wird. 7A zeigt die Daten entsprechend der Samplingfunktion, die vom Integrierabschnitt 4-1 ausgegeben wird. 7B zeigt die Daten entsprechend der Samplingfunktion, die vom Integrierabschnitt 4-2 ausgegeben wird. 7C zeigt die Daten entsprechend der Samplingfunktion, die vom Integrierabschnitt 4-3 ausgegeben wird. 7D zeigt die Daten entsprechend der Samplingfunktion, die vom Integrierabschnitt 4-4 ausgegeben wird. Die in den 7A, 7B, 7C und 7D dargestellten Samplingfunktionen entsprechen den eingegebenen Daten D₁, D₂, D₃ und D₄. 7E zeigt die interpolierten Daten, die durch sequenzielles Addieren der von jedem der Integrierabschnitte 4-1 bis 4-4 ausgegebenen Daten erhalten werden.
Somit führt der Oversampling-Schaltkreis gemäß der vorliegenden Ausführungsform folgende Vorgänge durch: Er multipliziert die in den Multiplizierabschnitt 1 in vorgegebenen Abständen eingegebenen Daten mit den vier Typen von Multiplikatoren, hält in zyklischer Weise die Multiplikationsergebnisse in den Datenhalteabschnitten 2-1 bis 2-4, liest in einer vorgegebenen Reihenfolge sequenziell die vier Typen von Multiplikationsergebnissen, die in den Datenhalteabschnitten 2-1 bis 2-4 gehalten werden, und erzeugt eine Sprungfunktion. Anschließend erzeugt er jede Sprungfunktion entsprechend jeder der vier Typen der sequenziell eingegebenen Daten mit einer unterschiedlichen Zeitgebung und addiert die Multiplikationsergebnisse nach zweimaliger Durchführung des digitalen Integriervorgangs durch jeden der Integrierabschnitte 4-1 bis 4-4 an jeder der Sprungfunktionen, wodurch der Oversamplingvorgang für die Pseudozunahme der Samplingfrequenz durchgeführt wird. Daher ist es erforderlich, die Operation nur dann zu beschleunigen, wenn der digitale Integriervorgang in einem Fall durchgeführt wird, bei dem die oversamplingfrequenz höher eingestellt wird, wodurch die Konfiguration vereinfacht wird und die Kosten der Bauteile ohne die herkömmliche komplizierte Konfiguration verringert werden.
Insbesondere dann, wenn Vorgänge von jedem der Integrierabschnitte an den Daten durchgeführt werden, die der polygonalen Linienfunktion und der Samplingfunktion, deren Wert proportional zum eingegebenen Datenwert ist, entsprechen, kann das Operationsergebnis des digitalen Integriervorgangs zwangsweise in der Samplingposition ±2 zurückgesetzt werden, indem man das Merkmal der Samplingfunktion, die in der Samplingposition ±2 nach Null konvergiert, ausnützt, wodurch in erfolgreicher Weise die Divergenz des Operationsergebnisses der einzelnen Integrierabschnitte verhindert wird.
8 zeigt die ausführliche Konfiguration des in 5 dargestellten Oversamplingschaltkreises. 9 ist ein Zeitgebungsdiagramm der verschiedenen Signale, die vom Zeitgebungssteuerabschnitt 8 ausgegeben werden.
Wie in 8 dargestellt, umfasst der Multiplizierabschnitt 1 zwei Inverter 10 und 11 zum Invertieren der Logik der einzelnen Bits des eingegebenen Datenwerts und zum Ausgeben des Ergebnisses, einen Multiplizierer 12 zum Multiplizieren mit dem Multiplikator 2, einen Multiplizierer 13 zum Multiplizieren mit dem Multiplikator 4, einen Multiplizierer 14 zum Multiplizieren mit dem Multiplikator 8 und vier Addierer 15, 16, 17 und 18. Beim in 9 dargestellten Taktsignal CLK handelt es sich um ein Taktsignal mit der gleichen Frequenz wie die Samplingfrequenz der eingegebenen Daten, und Datenwerte D₁, D₂,... werden in den Multiplizierabschnitt 1 in Synchronisation mit dem Taktsignal CLK in einem vorgegebenen Abstand eingegeben.
Wenn beispielsweise der Datenwert D₁ eingegeben wird, gibt der Inverter 10 den durch Invertieren der Logik der einzelnen Bits der eingegebenen Datenwerte D₁ aus, der Addierer 15 addiert den Wert 1 zum niedrigsten Bit eines jeden Stückes der Ausgabedaten, wodurch man das Komplement des eingegebenen Datenwerts D₁ erhält. Dieser zeigt in äquivalenter Weise den Wert (-D₁), der durch Multiplizieren des eingegebenen Datenwerts D1 mit -1 erhalten worden ist. Ferner gibt der Multiplizierer 12 einen Wert (+2D₁) aus, der das 2-fache des Werts des eingegebenen Datenwerts D₁ beträgt, und der Addierer 16 addiert den ursprünglich eingegebenen Datenwert D1 zu diesem Datenwert, wodurch man den Wert (+3D₁) erhält, der das 3-fache des eingegebenen Datenwerts D₁ beträgt. Gleichermaßen gibt der Multiplizierer 13 einen wert (+4D₁) aus, der das 4-fache des eingegebenen Datenwerts D1 beträgt, und der Addierer 17 addiert den Wert zum ursprünglich eingegebenen Datenwert D₁, wodurch man einen Wert (+5D₁) erhält, der das 5-fache des eingegebenen Datenwerts D1 beträgt. Ferner gibt der Multiplizierer 14 einen Wert (+8D₁) aus, der das 8-fache des eingegebenen Datenwerts D1 beträgt. Der Inverter 11 invertiert die Logik des einzelnen Bits der ausgegebenen Daten und der Addierer 18 addiert den ursprünglich eingegebenen Datenwert D1 zum invertierten Datenwert. Der Addierer 18 weist ein gültiges Übertragungsterminal C auf und addiert 1 zum niedrigsten Bit des ausgegebenen Datenwerts des Inverters 11, wodurch man das Komplement des ausgegebenen Datenwerts des Inverters 11 erhält. Daher lässt sich durch den Addierer 18 ein Wert erhalten, der dem -7-fachen Wert des eingegebenen Datenwerts D1 entspricht, indem man den ursprünglich eingegebenen Datenwert D1 zum Wert, der das -8-fache des eingegebenen Datenwerts D1 beträgt, addiert.
Da die Multiplikatoren Zweierpotenzen sind, können die vorerwähnten drei Multiplikatoren 12, 13 und 14 den Multipliziervorgang lediglich durch Vornahme einer Bit-Verschiebungsoperation durchführen. Somit wird durch Kombination des Multipliziervorgangs der Zweierpotenz durch die Bit-Verschiebung mit dem Addiervorgang der Multipliziervorgang durch vier Multiplikatoren vorgenommen, was die Konfiguration vereinfacht.
Die Datenhalteabschnitte 2-1 bis 2-4 sind jeweils durch vier D-Flip-Flops 20 bis 23 konfiguriert. Die Zeitgebungssignale b1 bis b4, die in 9 dargestellt sind, zeigen die Datenhaltezeitpunkte der Datenhalteabschnitte 2-1 bis 2-4. Die Zeitgebungssignale b1, b2, b3 und b4 werden jeweils in die Datenhalteabschnitte 2-1, 2-2, 2-3 und 2-4 eingegeben. Beispielsweise werden die Datenhalteoperationen der vier D-Flip-Flops 20, 21, 22, 23, die im Datenhalteabschnitt 2-1 enthalten sind, in Synchronisation mit der Anstiegszeit des Zeitgebungssignals b1 durchgeführt. Bei der Datenausgabe aus dem Multiplizierabschnitt 1 entsprechend dem ersten eingegebenen Datenwert D1 werden der Datenwert (-D₁), der vom Addierer 15 ausgegeben wird, der Datenwert (+3D₁), der vom Addierer 16 ausgegeben wird, der Datenwert (+5D₁), der vom Addierer 17 ausgegeben wird, und der Datenwert (-7D₁), der vom Addierer 18 ausgegeben wird, gleichzeitig in die D-Flip-Flops 20, 21, 22 bzw. 23 gebracht und dort bis zum nächsten Datenabholzeitpunkt gehalten.
Das in 9 dargestellte Taktsignal c1 zeigt die Lesezeitgebung, wenn die Datenwähler 3-1 bis 3-4 die in den entsprechenden Datenhalteabschnitten 2-1 bis 2-4 gehaltenen Daten lesen. Beispielsweise wählt der Datenwähler 3-1 sequenziell die D-Flip-Flops 20 bis 23 in einer vorgegebenen Reihenfolge in Synchronisation mit dem Taktsignal c1 aus und liest die darin gehaltenen Daten und gibt die Daten entsprechend der Sprungfunktion aus (-D₁, +3D₁, +5D₁, -7D₁, -7D₁, +5D₁, +3D₁, -D₁).
Die Integrierschaltung 40 in der vorausgehenden Stufe, die in jedem der Integrierabschnitte 4-1 bis 4-4 enthalten ist, umfasst zwei D-Flip-Flops 41 und 42 und einen Addierer 43. Die Integrierschaltung 45 in der späteren Stufe umfasst einen D-Flip-Flop 46 und einen Addierer 47. Diese Integrierschaltungen 40 und 45 führen einen digitalen Integriervorgang durch sequenzielles Addieren und Akkumulieren der eingegebenen Daten durch. Das in 9 dargestellte Taktsignal c2 ist ein Taktsignal, das in die D-Flip-Flops 41, 42 und 46 eingegeben wird, und der Wiederholungszyklus des Akkumulationsvorgangs durch die beiden Integrierschaltungen 40 und 45 kann unter Verwendung des Taktsignals c2 eingestellt werden. Beispielsweise wird die Frequenz des Taktsignals c2 auf einen Wert eingestellt, der das 8-fache des Werts des vorerwähnten Taktsignals CLK beträgt. Daher führt jede der Integrierschaltungen 40 und 45 den Akkumulationsvorgang durch, indem neue Daten in Synchronisation mit dem Taktsignal c2 abgeholt werden. Ferner kann der Zeitabstand für den Akkumulationsvorgang in willkürlicher Weise festgelegt werden, indem man die Frequenz des Taktsignals c2 verändert, wodurch die Vergrößerung von n des Oversamplings verändert wird.
Die Bezugszeichen R1 bis R4 in 9 bezeichnen Rückstellsignale, die in die Integrierabschnitte 4-1 bis 4-4 eingegeben werden. Beispielsweise wird das Rückstellsignal R1 in die Integrierschaltung 40 und 45 des Integrierabschnitts 4-1 zu einem Zeitpunkt eingegeben, der der Samplingposition t = ±2 der in 3 dargestellten polygonalen Linienfunktion und der in 1 dargestellten Samplingfunktion entspricht, und der in den drei D-Flip-Flops 41, 42 und 46 enthaltene Inhalt wird zurückgesetzt. Da der Wert der in 3 dargestellten polygonalen Linienfunktion in der Samplingposition t = 0 immer null ist, kann ein Rückstellsignal in die Integrierschaltung 40 in der vorhergehenden Stufe zu diesem Zeitpunkt eingegeben werden. Da gleichermaßen der Wert der in 1 dargestellten Samplingfunktion in der Samplingposition t = ±1 immer null ist, kann ein Rückstellsignal in die Integrierschaltung 45 in der anschließenden Stufe zu diesem Zeitpunkt eingegeben werden.
Ähnliche Operationen werden mit den übrigen Rückstellsignalen R2 bis R4 durchgeführt. Dies bedeutet, dass diese Signale in entsprechender Weise in die Integrierabschnitte 4-2 bis 4-4 zu einem Zeitpunkt eingegeben werden, bei dem der Wert in jeder der Integrierschaltungen 40 und 45 null beträgt.
Der in 8 dargestellte Addierabschnitt 5 umfasst drei Addierer 50, 51 und 52 mit zwei Eingabeanschlüssen. Diese drei Addierer 50, 51 und 52 addieren die vier Stücke von Daten, die gleichzeitig aus den Integrierabschnitten 4-1 bis 4-4 ausgegeben werden, und interpolierte Daten werden ausgegeben.
Somit legt der Oversampling-Schaltkreis gemäß der vorliegenden Ausführungsform fest, auf welches Vielfache der Samplingfrequenz der eingegebenen Daten die Oversamplingfrequenz einzustellen ist, wobei dies nur von der Frequenz des Taktsignals c2, das in die Integrierschaltungen 40 und 45 eingegeben wird, abhängt. Somit kann das Vielfache des Oversamplings auf einen hohen Wert eingestellt werden, indem man lediglich die beiden Integrierschaltungen 40 und 45 unter Verwendung von Hochgeschwindigkeitsbauteilen konfiguriert. Daher ist im Gegensatz zum herkömmlichen Verfahren der Durchführung des Oversamplingvorgangs unter Verwendung eines digitalen Filters die gesamte Schaltung nicht groß, obgleich die Frequenz des Oversamplings höher eingestellt wird, wodurch die Kosten für die Bauteile auf ein Minimum beschränkt werden. Ferner kann der Inhalt der Operationen vereinfacht werden, indem man die vier Ganzzahl-Multiplikatoren im Multipliziervorgang im Multiplizierabschnitt 1 verwendet, wodurch die Konfiguration des Multiplizierabschnitts vereinfacht wird und die Kosten der Bauteile gesenkt werden.
Wenn ferner beispielsweise ein Oversamplingvorgang durchgeführt wird, um eine Pseudofrequenz zu erhalten, die n-fach höher als die Samplingfrequenz ist (z. B. 1024-fach), war es beim herkömmlichen Verfahren erforderlich, dass die Operationsgeschwindigkeit der Bauteile ebenso hoch wie die Pseudofrequenz ist. Dagegen ist es beim Oversampling-Schaltkreis der vorliegenden Ausführungsform (mit Ausnahme der beiden Integriersschaltungen) erforderlich, den Multiplizierabschnitt 1, jeden Datenhalteabschnitt, jeden Datenwähler und dergl. mit der Samplingfrequenz oder dem 2-fachen der Samplingfrequenz zu betreiben, wodurch die Operationsgeschwindigkeit der einzelnen Bauteile erheblich vermindert wird.
Ein D/A-Konverter kann mit einer geringeren Anzahl an Bauteilen konfiguriert werden, indem man einen Tiefpassfilter und dergl. in der anschließenden Stufe des vorerwähnten Oversampling-Schaltkreises konfiguriert. 10 zeigt die Konfiguration des D/A-Konverters. Der D/A-Konverter weist die Konfiguration auf, die durch Hinzufügen eines D/A-Konverters 6 und eines Tiefpassfilters (LPF) 7 in der anschließenden Stufe des Oversampling-Schaltkreises, der in 5 dargestellt ist, erhalten wird. Der D/A-Konverter 6 entspricht der Spannungserzeugungseinheit und der Tiefpassfilter 7 entspricht der Glättungseinheit.
Der D/A-Konverter 6 erzeugt eine analoge Spannung entsprechend der stufenweisen digitalen Datenausgabe durch den Addierabschnitt 5. Der D/A-Konverter 6 erzeugt eine konstante analoge Spannung, die proportional zum Wert des eingegebenen digitalen Datenwerts ist. Der Spannungswert am Ausgangsterminal des D/A-Konverters 6 verändert sich ebenfalls stufenweise. Der Tiefpassfilter 7 glättet die ausgegebene Spannung des D/A-Konverters 6 und gibt ein sich glatt änderndes analoges Signal aus.
Da der in 10 dargestellte D/A-Konverter sich des in 5 dargestellten Oversampling-Schaltkreises bedient, lässt sich die Konfiguration vereinfachen und die Kosten der Bauteile lassen sich verringern. Obgleich eine Ausgabewellenform mit geringerer Verzerrung erhalten wird und die Oversampling-Frequenz hoch ist, ergibt sich eine unkomplizierte Konfiguration und die Kosten der Bauteile lassen sich verringern. Ferner lässt sich das Problem, dass eine Ausgabespannung aufgrund einer Fehlerakkumulation allmählich erhöht oder verringert wird, vermeiden.
Die vorliegende Erfindung ist nicht auf die vorerwähnten Ausführungsformen beschränkt. Es können Variationen innerhalb des Erfindungsgedankens realisiert werden. Beispielsweise wird gemäß der vorerwähnten Ausführungsform eine Funktion von lokaler Unterstützung, die im gesamten Bereich nur einmal differenziert werden kann, als Samplingfunktion verwendet, wobei aber die Differenzierung auch zweimal oder öfter durchgeführt werden kann. Ferner konvergiert, wie in 1 dargestellt ist, die Samplingfunktion der vorliegenden Ausführungsform bei t = ±2 nach Null, sie kann aber auch bei t = ±3 oder darüber nach Null konvergieren. Beispielsweise kann im Fall einer Samplingfunktion, die bei t = ±3 nach Null konvergiert, die Anzahl der Datenhalteabschnitte, der Datenwähler und der Integrierschaltungen, die in 5 dargestellt sind, auf sechs eingestellt werden und der Interpolationsvorgang kann für die sechs digitalen Daten vorgenommen werden.
Ferner besteht keine Beschränkung auf den Interpolationsvorgang unter Verwendung einer Samplingfunktion von lokaler Unterstützung, vielmehr kann unter Verwendung einer Samplingfunktion, die endliche Male mit einem vorgegebenen wert im Bereich von -∞ bis +∞ differenzierbar ist, ein Interpolationsvorgang nur für mehrere digitale Daten, entsprechend der endlichen Samplingposition, durchgeführt werden. Beispielsweise kann unter der Annahme, dass die Samplingfunktion durch ein quadratisches stückweises Polynom definiert ist, eine vorgegebene Sprungfunktion-Wellenform erhalten werden, indem man jedes stückweise Polynom zweimal differenziert. Wenn daher unter Verwendung der Sprungfunktion ein Interpolationswert erhalten wird, wird der ausgegebene Wert zu dem Zeitpunkt, an dem der Wert der Samplingfunktion konstant null ist oder der Wert der polygonalen Linienfunktion konstant null ist, zurückgesetzt, wodurch die Divergenz des Operationsergebnisses durch Fehlerakkumulation verhindert wird.
Bei der vorerwähnten Ausführungsform werden die diskreten Daten, die sequenziell in vorgegebenen Abständen eingegeben werden, mit einem Multiplikator, der den einzelnen Werten der vorerwähnten Sprungfunktion, die in 4 dargestellt ist, entspricht, im Multiplizierabschnitt multipliziert. Der erhaltene Satz von vier Stück Daten wird zyklisch abgeholt und von den Datenhalteabschnitten 2-1 bis 2-4 gehalten. Die von den Datenhalteabschnitten 2-1 bis 2-4 gehaltenen Daten werden in einer vorgegebenen Reihenfolge durch die Datenwähler 3-1 bis 3-4 gelesen. Somit wird eine Sprungfunktion erzeugt. Jedoch ist das Verfahren zur Erzeugung einer Sprungfunktion nicht auf das vorerwähnte Verfahren beschränkt, vielmehr können auch verschiedene andere Verfahren herangezogen werden.
11 zeigt die Konfiguration des Oversampling-Schaltkreises bei anderen Verfahren zur Erzeugung einer Sprungfunktion. Der in 11 dargestellte Oversampling-Schaltkreis umfasst vier Datenhalteabschnitte 100-1, 100-2, 100-3 und 100-4, vier Sprungfunktion-Erzeugungsabschnitte 110-1, 110-2, 110-3 und 110-4, vier Integrierabschnitte 4-1, 4-2, 4-3 und 4-4, den Addierabschnitt 5 und den Zeitgebungssteuerabschnitt 8. Darunter führen die Integrierabschnitte 4-1 bis 4-4, der Addierabschnitt 5 und der Zeitgebungssteuerabschnitt 8 im wesentlichen die gleichen Operationen, wie sie in 5 dargestellt sind, durch. Daher kann eine ausführliche Erläuterung hier unterbleiben.
Jeder der Datenhalteabschnitte 100-1 bis 100-4 holt in zyklischer Weise die diskreten Daten, die sequenziell in vorgegebenen Abständen eingegeben werden, ab und hält die Daten bis zum nächsten Abholungszeitpunkt. Beispielsweise wird der erste eingegebene Datenwert im Datenhalteabschnitt 100-1 gehalten und der zweite eingegebene Datenwert wird im Datenhalteabschnitt 100-2 gehalten. Der dritte und vierte eingegebene Datenwert werden in entsprechender Weise in den Datenhalteabschnitten 100-3 und 100-4 gehalten. Wenn die Datenhalteoperationen in zyklischer Weise von den Datenhalteabschnitten 100-1 bis 100-4 durchgeführt werden, wird der anschließend eingegebene fünfte Datenwert abgeholt und vom Datenhalteabschnitt 100-1, in den zuerst ein Datenwert eingegeben worden war, abgeholt und gehalten. Somit wird der sequenziell eingegebene Datenwert in zyklischer Weise vom Datenhalteabschnitt 100-1 und dergl. gehalten. Die von den Datenhalteabschnitten 100-1 bis 100-4 durchgeführten Datenhalteoperationen werden in Synchronisation mit den Taktsignalen b1 bis b4 gemäß Darstellung in 9 durchgeführt. In der Praxis arbeitet der Datenhalteabschnitt 100-1 in Synchronisation mit dem Anstieg des Taktsignals b1, der Datenhalteabschnitt 100-2 in Synchronisation mit dem Anstieg des Taktsignals b2, der Datenhalteabschnitt 100-3 in Synchronisation mit dem Anstieg des Taktsignals b3 und der Datenhalteabschnitt 100-4 in Synchronisation mit dem Anstieg des Taktsignals b4.
Jeder der Sprungfunktion-Erzeugungsabschnitte 110-1 bis 110-4 erzeugt eine Sprungfunktion mit einem Wert, der proportional zum Wert des gehaltenen Datenwerts in Synchronisation mit der Datenhaltezeitgebung der Datenhalteabschnitte 100-1 bis 100-4 in einer Eins-zu-eins-Beziehung zu den Sprungfunktion-Erzeugungsabschnitten 110-1 bis 110-4 ist. Die Sprungfunktion selbst weist die in 4 dargestellte Form auf. Der Wert der Sprungfunktion ist proportional zum Datenwert, der in jedem der Datenhalteabschnitte 100-1 bis 100-4 gehalten wird. In der Praxis erzeugt jeder der Sprungfunktion-Erzeugungsabschnitte 110-1 bis 110-4 eine Sprungfunktion mit einer Zeitgebung, die synchron zum Anstieg des Taktsignals c1 ist, wie in 9 dargestellt ist.
Unter der Annahme, dass Daten in eine Abänderung des Oversampling-Schaltkreises gemäß Darstellung in 11 in vorgegebenen Zeitabständen eingegeben werden, wird daher die Datenhaltezeitgebung der einzelnen Datenhalteabschnitte 100-1 bis 100-4 entsprechend den Dateneingabeabständen verschoben und die Zeitgebung der Erzeugung einer Sprungfunktion durch jeden der Sprungfunktion-Erzeugungsabschnitte 110-1 bis 110-4 wird ebenfalls verschoben. Anschließend werden die Ergebnisse der zweimaligen Durchführung der digitalen Integration an jeder der erzeugten Sprungfunktionen addiert. Als Ergebnis lassen sich wie bei den vorerwähnten Ausführungsformen mehrere Stücke von interpolierten Daten erhalten, deren Werte sich stufenweise entlang der Kurve verändern, die in glatter Weise die in vorgegebenen Zeitabständen eingegebenen Daten verbindet.
12A bis 12I zeigen die Operationszeitgebung der Erzeugung einer Samplingfunktion bei der Abänderung des Oversampling-Schaltkreises, der in 11 dargestellt ist. Wie in 12A gezeigt ist, halten dann, wenn die Daten D₁, D₂, D₃, D₄,... in vorgegebenen Zeitabständen eingegeben werden, die einzelnen Datenhalteabschnitte 100-1 bis 100-4 in zyklischer Weise die Daten. In der Praxis holt der Datenhalteabschnitt 100-1 den ersten eingegebenen Datenwert D1 ab und hält ihn bis der eingegebene Datenwert zyklisch in den Datenhalteabschnitten gehalten wird (bis der fünfte Datenwert D₅ eingegeben worden ist) (12B). In Synchronisation mit der Haltezeitgebung des ersten Datenwerts D1 erzeugt der Sprungfunktions-Erzeugungsabschnitt 110-1 eine Sprungfunktion mit einem Wert, der proportional zum Datenwert D₁ ist (12C).
In gleicher Weise holt der Datenhalteabschnitt 100-2 den zweiten eingegebenen Datenwert D₂ ab und hält diesen, bis der eingegebene Datenwert in zyklischer Weise in den Datenhalteabschnitten gehalten wird (bis der sechste Datenwert D₆ eingegeben worden ist) (12D). In Synchronisation mit der Haltezeitgebung des zweiten eingegebenen Datenwerts D₂ erzeugt der Sprungfunktion-Erzeugungsabschnitt 110-2 eine Sprungfunktion mit einem Wert, der proportional zum Datenwert D₂ ist (12E).
Der Datenhalteabschnitt 100-3 holt den dritten eingegebenen Datenwert D₃ ab und hält diesen, bis der eingegebene Datenwert in zyklischer Weise in den Datenhalteabschnitten gehalten wird (bis der siebte Datenwert D₇ eingegeben worden ist) (12F). In Synchronisation mit der Haltezeitgebung des dritten eingegebenen Datenwerts D₃ erzeugt der Sprungfunktion-Erzeugungsabschnitt 110-3 eine Sprungfunktion mit einem Wert, der proportional zum Datenwert D₃ ist (12G).
Der Datenhalteabschnitt 100-4 holt den vierten eingegebenen Datenwert D₄ ab und hält diesen, bis der eingegebene Datenwert in zyklischer Weise in den Datenhalteabschnitten gehalten wird (bis der achte Datenwert D₈ eingegeben worden ist) (12H). In Synchronisation mit der Haltezeitgebung des vierten eingegebenen Datenwerts D₄ erzeugt der Sprungfunktion-Erzeugungsabschnitt 110-4 eine Sprungfunktion mit einem Wert, der proportional zum Datenwert D₄ ist (12I).
Somit können Abänderungen an der Sprungfunktion-Erzeugungseinheit vorgenommen werden und die Einheit kann in beliebigen Verfahren realisiert werden.
Gewerbliche Verwertbarkeit
Wie vorstehend beschrieben, lassen sich erfindungsgemäß Ausgabedaten, deren Werte sich glatt verändern, erhalten, indem man eine den eingegebenen digitalen Daten entsprechende Sprungfunktion erzeugt, eine digitale Integration durchführt und die Ergebnisse addiert. Wenn somit eine hohe Frequenz des Oversamplings festgelegt wird, ist es lediglich erforderlich, den Vorgang der digitalen Integration zu beschleunigen. Im Ergebnis lässt sich die Konfiguration vereinfachen und die Kosten der Bauteile lassen sich ohne die herkömmliche komplizierte Konfiguration verringern. Insbesondere durch Rückstellen des Integriervorgangs zu einem vorgegebenen Zeitpunkt lässt sich eine Akkumulation von Fehlern und dergl., die durch einen Integrationsvorgang erzeugt werden, verhindern.

Claims

Oversampling-Schaltkreis, umfassende eine Mehrzahl von Stufenfunktions-Erzeugungseinheiten (2-1 bis 2-4; 3-1 bis 3-4) zum Erzeugen einer Stufenfunktion, entsprechend jedem einzelnen von mehreren Stücken von digitalen Daten, die in vorgegebenen Abständen in Synchronisation mit einer Eingabezeitgebung von jedem der mehreren Stücke von digitalen Daten entsprechen; gekennzeichnet durch eine Mehrzahl von Integriereinheiten (4-1 bis 4-4) zur mehrfachen Durchführung einer digitalen Integration an Daten mit einem Wert der Stufenfunktion, die von jeder der Mehrzahl von Stufenfunktions-Erzeugungseinheiten (2-1 bis 2-4; 3-1 bis 3-4) erzeugt worden sind; eine Rückstelleinheit (8) zum Rückstellen eines jeden Vorgangs, der Mehrzahl von Integriereinheiten (4-1 bis 4-4) zu einem vorgegebenen Zeitpunkt; und eine Additionseinheit (5) zum Addieren von mehreren Stücken der durch die Mehrzahl von Integriereinheiten (4-1 bis 4-4) erhaltenen Daten.
Oversampling-Schaltkreis nach Anspruch 1, wobei jeder Wert der von der Mehrzahl von Stufenfunktions-Erzeugungseinheiten (2-1 bis 2-4; 3-1 bis 3-4) erzeugten Stufenfunktion jedem Wert entspricht, der durch die entsprechende mehrfache Differenzierung von stückweisen Polynomen einer vorgegebenen Sampling-Funktion erhalten worden ist.
Oversampling-Schaltkreis nach Anspruch 2, wobei die Stufenfunktion eine positive Region und eine negative Region umfasst, die so eingestellt sind, dass sie gleiche Flächen aufweisen.
Oversampling-Schaltkreis nach Anspruch 2 oder 3, wobei die vorgegebene Sampling-Funktion nur einmal über ihren gesamten Bereich differenzierbar ist und Werte aufweist, die endliche Werte mit Ausnahme von 0 in einer lokalen Region und den Wert 0 in Regionen, die sich von der lokalen Region unterscheiden, umfassen.
Oversampling-Schaltkreis nach Anspruch 2, 3 oder 4, wobei es sich beim vorgegebenen Zeitpunkt eines Rückstellvorgangs durch die Rückstelleinheit (8) um den Zeitpunkt handelt, an dem der Wert der Sampling-Funktion 0 beträgt.
Oversampling-Schaltkreis nach Anspruch 2, 3 oder 4, wobei es sich beim vorgegebenen Zeitpunkt eines Rückstellvorgangs durch die Rückstelleinheit (8) um einen Zeitpunkt handelt, der einer Position entspricht, bei der der Wert der Sampling-Funktion nach 0 konvergiert, wobei die Differenzierbarkeit erhalten bleibt.
Oversampling-Schaltkreis nach einem der Ansprüche 2 bis 6, wobei die Stufenfunktion aus 8 stückweisen Abschnitten mit gleicher Breite mit einem Gewicht von -1, +3, +5, -7, -7, +5, +3 und -1 in einem vorgegebenen Bereich, der diesen 5 digitalen, mit gleichem Abstand angeordneten Daten entspricht, besteht, und dass jeweils 2 von 8 Gewichtskoeffizienten Eingabeabständen der mehreren Stücke von digitalen Daten entsprechen.
Oversampling-Schaltkreis nach einem der vorstehenden Ansprüche, wobei die digitale Integration zweimal durchgeführt wird und die Integriereinheiten (4-1 bis 4-4) Daten ausgeben, deren Werte sich wie eine quadratische Funktion verändern.
Oversampling-Schaltkreis nach einem der vorstehenden Ansprüche, wobei die durch die Integriereinheiten (4-1 bis 4-4) durchgeführte digitale Integration ein Bearbeitungsvorgang der Sammlung von Eingabedaten ist und das n-fache eines Oversampling-Vorgangs durch n-fach wiederholtes Durchführen des Bearbeitungsvorgangs in einer Periode der Eingabe von digitalen Daten durchgeführt wird.
Digital-Analog-Konverter, umfassend den Oversampling-Schaltkreis nach einem der vorstehenden Ansprüche und ferner umfassens in einer anschließenden Stufe: eine Spannungserzeugungseinheit (6) zum Erzeugen einer analogen Spannung entsprechend einem Datenwert, der von den Integriereinheiten (4-1 bis 4-4) ausgegeben worden ist; und eine Glättungseinheit (7) zum Glätten der durch die Spannungserzeugungseinheit (6) erzeugten analogen Spannung.