DE4309518A1 - Schaltungsanordnung zur Ableitung mindestens eines von der Qualität eines empfangenen Signals abhängigen Qualitätssignals - Google Patents
Schaltungsanordnung zur Ableitung mindestens eines von der Qualität eines empfangenen Signals abhängigen QualitätssignalsInfo
- Publication number
- DE4309518A1 DE4309518A1 DE4309518A DE4309518A DE4309518A1 DE 4309518 A1 DE4309518 A1 DE 4309518A1 DE 4309518 A DE4309518 A DE 4309518A DE 4309518 A DE4309518 A DE 4309518A DE 4309518 A1 DE4309518 A1 DE 4309518A1
- Authority
- DE
- Germany
- Prior art keywords
- signal
- circuit arrangement
- arrangement according
- subcarrier
- demodulated
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Ceased
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/16—Circuits
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/16—Circuits
- H04B1/1646—Circuits adapted for the reception of stereophonic signals
- H04B1/1661—Reduction of noise by manipulation of the baseband composite stereophonic signal or the decoded left and right channels
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/10—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference
- H04B1/1027—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference assessing signal quality or detecting noise/interference for the received signal
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Stereo-Broadcasting Methods (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
- Monitoring And Testing Of Transmission In General (AREA)
- Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
- Radio Transmission System (AREA)
- Reduction Or Emphasis Of Bandwidth Of Signals (AREA)
- Holo Graphy (AREA)
Description
Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur
Ableitung mindestens eines von der Qualität eines
empfangenen Signals abhängigen Qualitätssignals, wobei das
empfangene Signal demoduliert wird.
Insbesondere bei Autoradios kann die Empfangsqualität stark
schwanken - beispielsweise durch Einbrüche der empfangenen
Feldstärke, durch Mehrwegeempfang oder durch Empfang von
Störsignalen. Um die dadurch bedingten Störungen möglichst
gering zu halten, sind verschiedene Maßnahmen zur Maskierung
dieser Störungen im NF-Signal bekannt. So ist es
beispielsweise bei einem schlechten Empfang möglich, das
NF-Signal vorübergehend zu dämpfen oder die
Stereokanaltrennung zu verringern. Diese bekannten Maßnahmen
setzen allerdings voraus, daß die Signalqualität einwandfrei
bestimmt werden kann.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine
Schaltungsanordnung zur Ableitung mindestens eines von der
Qualität eines empfangenen Signals abhängigen
Qualitätssignals anzugeben.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß ein
von der Feldstärke abhängiges Hilfssignal und ein weiteres
Hilfssignal aus dem demodulierten Signal abgeleitet werden
und daß das Hilfssignal und das weitere Hilfssignal zur
Bildung des Qualitätssignals kombiniert werden.
Eine vorteilhafte Ausführungsform der erfindungsgemäßen
Schaltungsanordnung besteht darin, daß das weitere
Hilfssignal von der Amplitude der oberhalb eines
Nutzfrequenzbereichs liegenden Anteile des demodulierten
Signals abhängt. Vorzugsweise ist dabei vorgesehen, daß bei
einem Stereo-Multiplex-Signal mit einem Radio-Daten-Signal
die höherfrequenten Anteile oberhalb von 60 kHz liegen.
Diese Ausführungsform hat den Vorteil, daß sie schnell und
empfindlich auf Störungen reagiert. Außerdem ist die
Anwendung dieser Ausführungsform beim Empfang von Signalen
möglich, welche keinen modulierten Hilfsträger, insbesondere
kein hilfsträgerfrequentes Stereo-Differenzsignal,
enthalten.
Eine andere vorteilhafte Ausführungsform der
erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung besteht darin, daß das
weitere Hilfssignal von der Symmetrie der Seitenbänder eines
im demodulierten Signal enthaltenen modulierten Hilfsträgers
abhängt. Dadurch werden Störungen nur erkannt, wenn sie sich
wirklich auf eine Beeinträchtigung des NF-Signals auswirken.
Eine vorteilhafte Anwendung dieser Ausführungsform besteht
darin, daß der modulierte Hilfsträger ein
hilfsträgerfrequentes Stereo-Differenzsignal ist.
Eine Ausgestaltung dieser Ausführungsform ist für
verschiedene bekannte Stereo-Decoder geeignet und besteht
darin, daß zur Ableitung des von der Symmetrie der
Seitenbänder abhängenden weiteren Hilfssignals ein durch
Multiplikation des hilfsträgerfrequenten
Stereo-Differenzsignals mit einem um 90° phasengedrehten
Referenzträger gewonnenes Signal nach einer Betragsbildung
mit einem Schwellwert verglichen wird.
In der Patentanmeldung P 43 03 387.3 der Anmelderin ist ein
Stereo-Decoder angegeben, bei dem ein Referenzträger nicht
mit dem Hilfsträger des empfangenen Radio-Daten-Signals
verkoppelt ist. Hierfür eignet sich insbesondere eine
weitere Ausgestaltung, die darin besteht, daß zur Ableitung
des von der Symmetrie der Seitenbänder abhängenden weiteren
Hilfssignals zwei durch Multiplikation des
hilfsträgerfrequenten Stereo-Differenzsignals mit zwei um
90° gegeneinander phasengedrehten Referenzträgern gewonnene
Signale mit je einem aus einer Phasenverschiebung zwischen
dem Hilfsträger und dem jeweiligen Referenzträger
abgeleiteten Korrektursignal multipliziert und anschließend
addiert werden und daß das durch die Addition gewonnene
Signal nach einer Betragsbildung mit einem Schwellwert
verglichen wird.
Bei einer weiteren vorteilhaften Ausführungsform, bei
welcher das demodulierte Signal ein Stereo-Multiplex-Signal
mit einem Radio-Daten-Signal ist, ist vorgesehen, daß ein
erstes Signal von Anteilen des Stereo-Multiplex-Signals
oberhalb von 60 kHz und ein zweites Signal durch Vergleich
der Seitenbänder des Stereo-Differenzsignals abgeleitet wird
und daß das erste und das zweite Signal zur Formung des
weiteren Hilfssignals über eine Logikschaltung und einen
Impulsbreitendiskriminator geleitet werden.
Diese Ausführungsform zeichnet sich dadurch aus, daß eine
Erkennung der Empfangsqualität sowohl bei Stereo-Empfang als
auch bei Mono-Empfang möglich ist. Auch in Ländern, in denen
abweichende Stereo-Verfahren verwendet werden, ist ein
Einsatz dieser Schaltungsanordnung möglich, wobei dann zur
Ableitung des weiteren Hilfssignals lediglich die Auswertung
der oberhalb des Nutzbereichs liegenden Frequenzen erfolgt.
Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung ermöglicht, je nach
Art der Beeinträchtigung der Qualität des empfangenen
Signals verschiedene Markierungen des NF-Signals
durchzuführen. Zur vorübergehenden Einstellung einer
zusätzlichen Dämpfung des NF-Signals kann gemäß einer
Weiterbildung der Erfindung vorgesehen sein, daß das
amplitudendemodulierte empfangene Signal zwei Tiefpässen mit
unterschiedlichen Grenzfrequenzen zuführbar ist und daß die
Ausgänge der Tiefpässe mit Eingängen eines Umschalters
verbunden sind, der von dem weiteren Hilfssignal steuerbar
ist. Besonders vorteilhaft dabei ist, wenn ferner das
Ausgangssignal des Umschalters gewichtet und mit dem über
einen asymmetrischen Integrator geleiteten weiteren
Hilfssignal zur Bildung eines Qualitätssignals multipliziert
wird, das zur Dämpfung eines aus dem demodulierten Signal
gewonnenen NF-Signals während einer Störung dient.
Eine andere Weiterbildung der Erfindung besteht darin, daß
das Hilfssignal gewichtet und mit dem über einen
asymmetrischen Integrator geleiteten weiteren Hilfssignal
zur Bildung eines Qualitätssignals multipliziert wird, das
zu einer Verringerung der Stereokanaltrennung während einer
Störung dient.
Durch die in den weiteren Unteransprüchen aufgeführten
Maßnahmen sind weitere vorteilhafte Weiterbildungen und
Verbesserungen der im Hauptanspruch angegebenen Erfindung
möglich.
Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung
anhand mehrerer Figuren dargestellt und in der nachfolgenden
Beschreibung näher erläutert. Es zeigt:
Fig. 1 ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen
Schaltungsanordnung,
Fig. 2 ein Blockschaltbild eines Teils eines
Rundfunkempfängers mit der erfindungsgemäßen
Schaltungsanordnung,
Fig. 3 ein Hochpaßfilter als Teil einer erfindungsgemäßen
Schaltungsanordnung,
Fig. 4 eine Detektorschaltung zur Auswertung der
Ausgangssignale des Hochpaßfilters,
Fig. 5 einen Symmetrie-Detektor für die Seitenbänder des
hilfsträgerfrequenten Stereo-Differenzsignals,
Fig. 6 ein logisches Netzwerk,
Fig. 7 eine Schaltungsanordnung zur Filterung des weiteren
Hilfssignals,
Fig. 8 einen asymmetrischen Integrator für das weitere
Hilfssignal und
Fig. 9 eine Schaltungsanordnung zur Wichtung des
Hilfssignals.
Gleiche Teile sind in den Figuren mit gleichen Bezugszeichen
versehen. Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung kann auf
verschiedene Weise verwirklicht werden. So können
beispielsweise einzelne oder Gruppen der dargestellten
Blöcke durch geeignete Schaltungen, insbesondere integrierte
Schaltungen, realisiert werden. Bei sehr hohem
Integrationsgrad ist es ferner möglich, die gesamte digitale
Signalverarbeitung des Empfängers in einem integrierten
Schaltkreis zu realisieren, wobei
Signalverarbeitungsschritte, wie beispielsweise Filterungen
oder nichtlineare Wichtungen, durch Rechenoperationen
durchgeführt werden. Innerhalb eines integrierten
Schaltkreises können zur Realisierung eines Empfängers mit
der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung auch digitale
Signalprozessoren und andere digitale Schaltungen, wie
beispielsweise Schieberegister, Flip-Flops usw., gemeinsam
angeordnet sein.
Der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 wird bei 1 das
Ausgangssignal AM1 eines nicht dargestellten
Amplitudendemodulators zugeführt. Es dient als Maß für die
Feldstärke. Das Signal AM1 mit einer Abtastfrequenz von
456 kHz wird zunächst in einem Filter 2 einer Kammfilterung
unterzogen. Dieses verhindert, daß sich bei der
nachfolgenden Unterabtastung um den Faktor 2 bei 3 und
später um den Faktor 24 bei 4 höherfrequente
Spektralkomponenten auf den Gleichanteil abbilden und diesen
in unzulässiger Weise verfälschen. Eine weitere
Tiefpaßfilterung 5 ist zwischen den Abtastgliedern 3 und 4
vorgesehen.
Das somit bezüglich der Abtastraten dezimierte
Feldstärkesignal erfährt in zwei Tiefpaßgliedern 6, 7 eine
Mittelung mit unterschiedlichen Zeitkonstanten. Ein
Umschalter 8 leitet in Abhängigkeit eines Signals DD2 eines
der Ausgangssignale der Tiefpaßglieder 6, 7 als Signal AMC
weiter. Dieses wird bei 9 in Form einer Aufrauschkurve zur
Erzeugung der Aufrauschdämpfung AFE gewichtet. Das
Feldstärkesignal der kleineren Zeitkonstante, also das
"schnelle" Feldstärkesignal FST16 am Ausgang des
Tiefpaßgliedes 6 dient außerdem zur Reduzierung der
Stereokanaltrennung D bei Absinken der Feldstärke. Die
weitere Verarbeitung der Signale AFE und FST16 wird später
erläutert.
Zur Erzeugung des weiteren Hilfssignals DD2 dienen ein
Hochpaß-Detektor 10, ein Symmetrie-Detektor 11 und ein
logisches Netzwerk 12, dessen Ausgangssignal DD1 über einen
Impulsbreitendiskriminator 13 geleitet wird. Dem
Hochpaß-Detektor 10, der im einzelnen in Fig. 4 erläutert
wird, wird über einen Eingang 14 und eine
Abtastratenreduzierung 15 ein Signal MPX5 zugeführt, das
Anteile des Stereo-Multiplex-Signals oberhalb von 60 kHz
enthält, die jedoch bereits in das Basisband transformiert
sind. Eine solche Schaltung ist in Fig. 3 näher erläutert.
Das Ausgangssignal AHD des Hochpaß-Detektors 10 nimmt den
Wert 1 an, wenn die Amplitude von Signalanteilen oberhalb
von 60 kHz oberhalb eines Schwellwertes liegen. Dieses hat
den grundsätzlichen Vorteil, sehr pünktlich auf jede Art von
Störungen - also auch auf solche, die keine
Mehrwegestörungen sind - zu reagieren. Es kann jedoch im
Extremfall dazu führen, daß zwar eine Störung gemeldet wird,
die jedoch im ausseitigen NF-Signal des Empfängers noch zu
keinen hörbaren Störungen führt. Trotzdem würden in diesem
Fall die zur Maskierung von Störungen vorgesehenen Maßnahmen
eingeleitet werden.
Eine auf die Erkennung von hörbaren Störungen ausgerichtete
Weiterbildung der Erfindung besteht in der Auswertung der
Symmetrie des trägerfrequenten Stereo-Differenzsignals.
Wesentlich ist bei diesem Vorgehen einerseits, daß ein
ungestörtes Signal aufgrund der
Zwei-Seitenband-Amplitudenmodulation symmetrisch zum Träger
sein muß, und andererseits, daß hier unmittelbar das
Nutzsignal betrachtet wird. Eine Asymmetrie läßt daher den
Schluß zu, daß eine auch im NF-Signal hörbare Störung
vorliegt. Über Eingänge 16 bis 19 werden dem
Symmetrie-Detektor 11 von einem Stereo-Decoder (Fig. 2)
Signale zugeführt, die im wesentlichen das Produkt des
trägerfrequenten Stereo-Differenzsignals mit einem
Referenzträger darstellen, der in Quadratur zum Hilfsträger
steht. Einzelheiten des Symmetrie-Detektors werden später im
Zusammenhang mit Fig. 5 erläutert. Das Ausgangssignal ASD
des Symmetrie-Detektors nimmt den Wert 1 an, wenn eine
Asymmetrie vorhanden ist.
Bei vielen Anwendungsfällen bringt die Verwendung eines der
Signale AHD bzw. ASD als weiteres Hilfssignal DD2 bereits
erhebliche Vorteile. Bei dem dargestellten
Ausführungsbeispiel sind jedoch beide Detektoren 10, 11
vorgesehen, wobei die Ausgangssignale AHD und ASD über ein
logisches Netzwerk 12 geleitet werden. Dieses hat einerseits
den Vorteil, daß bei reinen Mono-Sendungen, bei denen kein
trägerfrequentes Stereo-Differenzsignal gesendet wird, die
Ableitung des weiteren Hilfssignals DD2 durch den
Hochpaß-Detektor 10 erfolgt. Ebenso ist die Ableitung des
weiteren Hilfssignals DD2 auch bei von der europäischen Norm
abweichenden Verfahren zur Stereo-Signalübertragung möglich
- beispielsweise bei dem FMX-Verfahren in den USA.
Das logische Netzwerk ermöglicht die Auswahl oder die Art
der logischen Verknüpfung der beiden Signale AHD und ASD zum
Signal DD1. Ein Ausführungsbeispiel für das logische
Netzwerk 12 ist in Fig. 6 dargestellt. Das Signal DD1 wird
über einen Impulsbreitendiskriminator 13 geleitet, der dafür
sorgt, daß das Ausgangssignal DD2 erst dann eine Störung
anzeigt, wenn das Eingangssignal DD1 für eine einstellbare
Mindestzeitdauer aktiv ist. Wie bereits erwähnt, schaltet
das Signal DD2 zwischen einer großen und einer kleinen
Zeitkonstanten bei der Bildung des Feldstärkesignals um.
Ferner dient das Signal DD2 als Triggersignal für zwei
asymmetrische Integratoren 20, 21, von denen ein
Ausführungsbeispiel in Fig. 8 dargestellt ist.
Die Ausgangssignale AT1 und AMU der asymmetrischen
Integratoren 20, 21 springen im Moment des Triggerns auf 0
bzw. 0,707 und bleiben solange auf diesen Werten, wie DD2
auf Null liegt, um dann mit einstellbaren Zeitkonstanten
linear auf einen Maximalwert anzusteigen. Das Signal AT1
wird gemeinsam mit dem bei 22 gewichteten Feldstärkesignal
WF2 einem Multiplizierer 23 zugeführt. Dadurch wird ein
Signal gebildet, das eine Maskierung von Störungen im
NF-Signal durch eine Verminderung der Stereokanaltrennung
bewirkt. Dieses wird in einem weiteren Multiplizierer 24 mit
einem bei 25 zugeführten Signal FMO multipliziert, das zur
zwangsweisen Aufhebung der Stereokanaltrennung dient. Vom
Ausgang 26 kann das Signal D entnommen und dem
Stereo-Decoder zugeführt werden.
Das Ausgangssignal AMU des asymmetrischen Integrators 21
wird zusammen mit dem Signal AFE einem weiteren
Multiplizierer 27 zugeführt, wodurch ein Signal AFE_AMU
entsteht, das eine Dämpfung des NF-Signals um maximal 33dB
bewirkt (3dB muting + 30dB Aufrauschdämpfung), das dem
Ausgang 28 entnehmbar ist.
In einem digitalen Rundfunkempfänger werden an mehreren
Stellen Informationen zur Feldstärke benötigt. Dazu weist
die Schaltungsanordnung nach Fig. 1 drei weitere Ausgänge
29, 30, 31 auf, an denen Signale abnehmbar sind, welche die
Feldstärke beschreiben. Das bereits beschriebene Signal
FST16 ist 16 Bit genau. Für manche Zwecke genügt jedoch auch
ein Signal mit geringerer Genauigkeit, deswegen wird mit
Hilfe einer Kompressionskennlinie 32 ein Feldstärkesignal
FST8 mit einer Bitbreite von 8 erzeugt.
Die Signale FST16 und FST8 sind zwar für die Zwecke der
Kennung der Signalqualität ausreichend schnell, sie sind
jedoch durch die im Zusammenhang mit Fig. 1 beschriebenen
Filter und gegebenenfalls durch die Amplituden-Demodulation
nicht frei von einer gewissen Trägheit. Über einen Eingang
33 ist von einem nicht dargestellten Microcontroller ein
Signal VFST zuführbar. Aus diesem Signal und dem Signal
FST16 wird mit Hilfe eines Komparators 34 ein Signal DFST
erzeugt, dessen jeweiliger Pegel (0 bzw. 1) davon abhängt,
ob das Signal VFST oder das Signal FST16 größer ist. Dadurch
zeigt das am Ausgang 29 abnehmbare Signal DFST die
Änderungsrichtung der Feldstärke an.
Bevor weitere Einzelheiten der Schaltungsanordnung nach Fig.
1 im Zusammenhang mit den Fig. 3 bis 9 erläutert werden,
wird anhand von Fig. 2 der Einsatz einer erfindungsgemäßen
Schaltungsanordnung in einem Rundfunkempfänger erläutert,
wobei Fig. 2 die digitale Verarbeitung des
Stereo-Multiplex-Signals und der Audiosignale darstellt.
Die schraffierten Schaltungsblöcke 41, 42 bilden dabei eine
erfindungsgemäße Schaltungsanordnung, wobei der
Schaltungsblock 42 die in Fig. 1 dargestellten Einzelheiten
enthält. Einem Eingang 43 wird von einem FM-Demodulator ein
digitales Stereo-Multiplex-Signal MPX1 zugeleitet, während
ein weiterer Eingang 44 von einem AM-Modulator das Signal
AM1 erhält. Das Stereo-Multiplex-Signal MPX1 wird zunächst
einer Abtastratenhalbierung unterzogen, wobei das Signal
MPX2 entsteht. Bei einem praktisch ausgeführten
Ausführungsbeispiel beträgt die Abtastrate des Signals MPX1
456 kHz, was ein ganzzahliges Vielfaches der Trägerfrequenz
des Radio-Daten-Signals (57 kHz) ist.
Diese hohe Abtastfrequenz erfordert jedoch eine große Anzahl
von Rechenoperationen je Sekunde. Bei dem dargestellten
Rundfunkempfänger ist man deshalb bestrebt, mit möglichst
geringen Abtastraten zu arbeiten, die an die Bandbreite des
jeweiligen Signals angepaßt sind. Deshalb wird das Signal
MPX1 bei 45 einer Abtastratenhalbierung unterzogen, wozu
zuvor eine Tiefpaßfilterung 46 erforderlich ist. Da jedoch
das an sich erforderliche Tiefpaßfilter mit einem
geradlinigen Frequenzgang über den größten Teil des
Durchlaßbereiches und einem steilen Abfall im Bereich der
halben bereits halbierten Abtastfrequenz sehr aufwendig ist,
wurde ein Tiefpaßfilter 46 verwendet, das einen allmählichen
Abfall aufweist. Ein Kompensationsfilter 47 mit einem
entgegengesetzten Frequenzgang hebt jedoch den dadurch
entstehenden Fehler wieder auf.
Das Signal MPX2 mit einer Abtastfrequenz von 228 kHz wird
einer Schaltung 48 zur automatischen Störunterdrückung
zugeleitet. Derartige Schaltungen unterdrücken kurze
impulsförmige Störungen und sind unter dem Kürzel ASU
bekanntgeworden. Das Ausgangssignal MPX3 der Schaltung 48
gelangt in einen Stereo-Decoder 49, der die beiden
Audiosignale L1 und R1 (links und rechts) erzeugt, die bei
50 einer Abtastratenwandlung um den Teiler 5 unterzogen
werden. Die dadurch entstehenden Audiosignale L2, R2 werden
über eine Schaltung 51 mit steuerbarer Dämpfung als Signale
LFM und RFM Eingängen eines Quellenumschalters 52 zugeführt.
In nicht dargestellter Weise können dem Quellenumschalter
andere Audiosignale zugeleitet werden, beispielsweise von
einem CD-Spieler oder einem Bandgerät.
Die Ausgangssignale des Quellenumschalters 52 gelangen als
Signale L, R zu einem Audioprozessor 53, mit dessen Hilfe
Einstellungen, wie beispielsweise Lautstärke, Balance und
Höhen- und Tiefenabsenkung bzw. -anhebung, vorgenommen
werden. Der Audioprozessor 53 hat vier Ausgänge 54, 55, 56,
57, von denen die Signale LF, LR, RF und RR jeweils einer
nicht dargestellten Endstufe für vier Lautsprecher zugeführt
werden können.
Das Stereo-Multiplex-Signal MPX2 gelangt ferner zu einem
Decoder 58 für Verkehrsfunksignale und/oder
Radio-Daten-Signale. Außerdem wird das Signal MPX2 von einer
Schaltung 59 für den Suchlaufstopp benötigt.
Eine Steuereinheit 60 erhält Signale von den Schaltungen 58,
59 und 42 sowie vom Stereo-Decoder 49. Sie gibt Signale ab
an die Schaltung 42, den Quellenumschalter 52 und den
Audioprozessor 53. Weitere Verbindungen der Steuereinheit 60
- beispielsweise mit Bedien- und Anzeigevorrichtungen - sind
in Fig. 2 nicht dargestellt.
Wie bereits im Zusammenhang mit Fig. 1 erläutert, wird für
den Hochpaß-Detektor 10 ein Signal benötigt, das aus den
Anteilen des Stereo-Multiplex-Signals oberhalb von 60 kHz
besteht. Dieses wird in der Schaltung 41 erzeugt, welcher
die Signale MPX1 und MPX2 zugeführt werden. Ein
Ausführungsbeispiel der Schaltung 41 ist in Fig. 3
dargestellt. Eingänge 63, 64 dieser Schaltung sind für die
Signale MPX2 und MPX1 vorgesehen. Durch Unterabtastung des
Signals MPX1 bei 65 und nach einem Laufzeitausgleich von 5
Taktperioden bei 66 wird von diesem Signal das Signal MPX2
bei 67 subtrahiert. Das Signal MPX4 am Ausgang 68 enthält im
wesentlichen nur noch die ins Basisband verschobenen
spektralen Anteile oberhalb von 60 kHz.
Dieses Signal wird nach einer Abtastratenreduzierung um den
Teiler 24 bei 15 (Fig. 1) als Signal MPX5 dem
Hochpaß-Detektor 10 zugeleitet, der im folgenden anhand von
Fig. 4 näher erläutert wird. Einem Eingang 70 des
Hochpaß-Detektors gemäß Fig. 4 ist das Signal MPX5
zuführbar, das nach einer Betragsbildung 71 mit Hilfe eines
Tiefpaßfilters 72 gemittelt wird. Überschreitet das
gemittelte Signal eine Schwelle HDS, nimmt das
Ausgangssignal eines aus einem Subtrahierer 73 und einer
Vorzeichenerkennung 74 bestehenden Komparators den Wert 1
an. Das Signal AHD am Ausgang 76 nimmt ebenfalls den Wert 1
an, wenn das Vorzeichen des Ausgangssignals des
Subtrahierers 73 positiv ist.
Fig. 5 zeigt ein Ausführungsbeispiel des Symmetrie-Detektors
11 (Fig. 1), dessen Funktion darauf beruht, daß bei einer
Multiplikation des Stereo-Multiplex-Signals mit einem
Referenzträger, der in Quadratur zum Träger des
Stereo-Differenzsignals liegt, im Falle von Seitenbändern
mit gleich hoher Amplitude kein Ausgangssignal entsteht. Ein
solches Signal entsteht ohnehin bei Stereo-Decodern mit
einer Quadraturdemodulation des trägerfrequenten
Stereo-Differenzsignals, bei welcher eine Multiplikation mit
zwei gegeneinander um 90° phasenverschobenen Referenzträgern
erfolgt und die Phasenlage zum Träger durch eine
PLL-Schaltung festgelegt ist.
Bei der Verwendung derartiger Stereo-Decoder kann das aus
der Demodulation der Quadraturkomponente gewonnene Signal
unmittelbar einem Tiefpaß 83 zugeführt werden, an den sich
eine Abtastratenwandlung 84 um den Teiler 24 anschließt.
Danach erfolgt bei 85 eine Betragsbildung, worauf das
entstandene Signal SD1 mit einem Schwellwert SDS bei 86 und
87 verglichen wird. Bei 88 wird das Vergleichsergebnis
derart ausgewertet, daß das Signal ASD am Ausgang 89 den
Wert 1 aufweist, wenn das Signal SD1 größer als der
Schwellwert SDS ist.
Für einen Stereo-Decoder, bei welchem das
hilfsträgerfrequente Stereo-Differenzsignal mit zwei
gegeneinander um 90° phasenverschobenen Referenzträgern
multipliziert wird, deren Phasenlage zum Träger nicht
festgelegt ist, ist vor der Tiefpaßfilterung bei 83 die im
folgenden beschriebene Signalverarbeitung erforderlich.
Den Eingängen 16 und 17 werden Signale Imr1 und Imr2
zugeführt, welche durch Multiplikation mit den beiden um 90°
gegeneinander phasenverschobenen Referenzträgern entstehen.
Eingängen 18, 19 wird jeweils ein Korrektursignal G38c und
G38s zugeleitet, das den durch die fehlende Verkopplung
entstehenden Fehler beschreibt. Mit diesen Korrektursignalen
werden die Signale Imr1, das zuvor bei 79 mit -1
multipliziert wurde, und Imr2 bei 80 und 81 multipliziert.
Die Ausgangssignale der Multiplizierer 80, 81 werden bei 82
addiert und dem Tiefpaßfilter 83 zugeleitet.
Das logische Netzwerk gemäß Fig. 6 erlaubt die wahlweise
logische Verknüpfung der beiden Ausgangssignale AHD und ASD
des Hochpaß-Detektors 10 (Fig. 1) und des
Symmetrie-Detektors 11. Dazu werden die beiden Signale von
den Eingängen 91, 92 über eine Und-Schaltung 93, über eine
Oder-Schaltung 94 und direkt einem Umschalter 95 mit vier
Eingängen zugeleitet. Mit Hilfe von zugeführten
Steuersignalen LN1 und LN2 können entweder der Ausgang der
Und-Schaltung 93, der Ausgang der Und-Schaltung 94 oder
einer der Eingänge 91, 92 mit einem Ausgang 96 verbunden
werden. Im Falle einer Verbindung des Ausgangs 96 mit dem
Ausgang der Und-Schaltung 93 nimmt das Ausgangssignal DD1
nur dann den Pegel 1 ein, wenn beide Eingangssignale AHD und
ASD den Pegel 1 aufweisen. Es wird also nur eine Störung
gemeldet, wenn sowohl der Hochpaß-Detektor 10 als auch der
Symmetrie-Detektor 11 eine Störung erkennen.
Ist der Ausgang 96 mit dem Ausgang der Oder-Schaltung 94
verbunden, wird bereits eine Störung gemeldet, wenn einer
der Detektoren eine Störung erkennt. Schließlich wird bei
einer Verbindung des Ausgangs 96 mit dem Eingang 91 bzw. mit
dem Eingang 92 nur dann eine Störung gemeldet, wenn der
Hochpaß-Detektor 10 bzw. der Symmetrie-Detektor 11 eine
Störung erkennt. Die Steuersignale LN1, LN2 können
voreingestellt sein und gegebenenfalls auch zur Anpassung
der jeweiligen Einsatzbedingungen des Rundfunkempfängers
geändert werden.
Fig. 7 zeigt ein Ausführungsbeispiel des
Impulsbreitendiskriminators 13 (Fig. 1). Der wesentliche
Bestandteil dieser Schaltung ist ein synchroner
5-Bit-Abwärts-Binärzähler 98, dessen invertierendem
Load-Eingang über einen Eingang 99 das Signal DD1 vom
logischen Netzwerk 12 (Fig. 1) zugeführt wird. Eingänge
einer Nicht-Und-Schaltung 100 sind einerseits an den Eingang
99 und andererseits an einen Ausgang einer
Nicht-Oder-Schaltung 101 und an einen invertierenden
Count-enable-Eingang des Zählers 98 angeschlossen.
PRESET-Eingängen des Zählers 98 ist eine Konstante QDD
zuführbar, welche eine wählbare Totzeit darstellt.
Solange das Signal DD1 den Pegel 0 einnimmt (keine Störung)
wird über den Load-Eingang der Zähler 98 beim Zählerstand
QDD gehalten. Damit ist der Pegel des Ausgangs der
Nicht-Oder-Schaltung 101 gleich 0, wodurch der Pegel des
Signals DD2 am Ausgang 102 den Wert 1 einnimmt. Bei dem
Signal DD2 bedeutet der Pegel 1, daß keine Störung vorliegt.
Durch einen Sprung des Signals DD1 auf den Pegel 1 beginnt
der Zähler 98 abwärts zu zählen. Der Pegel des Signals DD2
ändert sich jedoch nur, wenn das Signal DD1 mindestens für
die vorgegebene Totzeit ununterbrochen den Pegel 1
beibehält. Dann erreicht der Zählerstand den Wert 0, worauf
das Ausgangssignal der Nicht-Oder-Schaltung 101 auf 1
springt, wodurch der Zähler beim Zählerstand 0 festgehalten
wird und das Signal DD2 auf den Pegel 0 geht. Springt das
Signal DD1 wieder auf den Pegel 0, wird der Zähler wieder
neu geladen, während das Signal DD2 ohne Verzögerung den
Wert 1 einnimmt. Die Totzeit ist gleich dem Produkt aus QDD
und der Taktperiode, mit der der Zähler getaktet wird.
Ein Ausführungsbeispiel für die asymmetrischen Integratoren
20, 21 (Fig. 1) ist in Fig. 8 dargestellt. Über Eingänge 105
bis 108 sind das Signal DD2, zwei Konstanten AST1 und AST2
und ein Taktsignal zuführbar. Für je einen der
asymmetrischen Integratoren 20, 21 ist ein 16-Bit-Register
109, 110, ein Addierer 111, 112 und eine Und-Schaltung 113,
114 vorgesehen. Vom Ausgang 115 des Registers 109 ist das
Signal AT1 abnehmbar, während der Ausgang des Registers 110
über einen Subtrahierer 116 und einen Multiplizierer 117 mit
einem Ausgang 118 für das Signal AMU verbunden ist.
Solange das Signal DD2 auf 0 liegt (Störung liegt vor),
weisen die Registerausgänge ebenfalls den Wert 0 auf. Damit
gilt: AT1 = 0 und AMU = AST3 einer ebenfalls zugeführten
Konstanten. Für den Fall, daß das Signal DD2 auf 1 (Ende der
Störung) geht und auf diesem Pegel liegen bleibt, steigen
die Ausgangswerte der Register in Abhängigkeit von den
Konstanten AST1 und AST2 linear über die Zeit an. Erreichen
sie ihr jeweiliges Maximum, welches durch eine Abfrage des
Überlaufs der Addierer 111, 112 festgestellt wird, bleiben
sie solange auf diesem Maximalwert stehen, bis bei einer
erneuten Störung das Signal DD2 wieder auf 0 geht und damit
die Register schlagartig zurücksetzt.
Fig. 9 zeigt ein Ausführungsbeispiel für die Schaltung 9 zur
Wichtung des Signals AMC, das einem Eingang 120 zuführbar
ist. Mit Hilfe eines Subtrahierers 121, der Feststellung des
Vorzeichens bei 122 und einer Auswertung 123 wird ein Signal
AMC1 erzeugt, das bis zu einem Schwellwert WFS dem Signal
AMC entspricht und dann bei größer werdendem AMC auf dem Wert
WFS verbleibt. Dieses Signal wird bei 124 quadriert.
Das Signal AMC1 sowie das quadrierte Signal werden jeweils
mit Koeffizienten WF11 und WF12 bei 125, 126 multipliziert,
so daß durch eine Addition bei 127 ein Signal entsteht, das
in quadratischer Abhängigkeit zum Signal AMC innerhalb des
Bereichs von 0 bis WFS steht. Ein weiterer Addierer 128, 129
sowie ein weiterer Multiplizierer 130 ermöglichen die
Addition von Konstanten WF10 und WF1B sowie die
Multiplikation mit einem Faktor WF1A. Am Ausgang 131 ist
dann das Signal AFE abnehmbar. Die Schaltungsanordnung 22
zur Wichtung des Signals FST16 kann in ähnlicher Weise
aufgebaut sein.
Claims (16)
1. Schaltungsanordnung zur Ableitung mindestens eines von
der Qualität eines empfangenen Signals abhangigen
Qualitätssignals, wobei das empfangene Signal demoduliert
wird, dadurch gekennzeichnet, daß ein von der Feldstärke
abhängiges Hilfssignal und ein weiteres Hilfssignal aus dem
demodulierten Signal abgeleitet werden und daß das
Hilfssignal und das weitere Hilfssignal zur Bildung des
Qualitätssignals kombiniert werden.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch
gekennzeichnet, daß das weitere Hilfssignal von der
Amplitude der oberhalb eines Nutzfrequenzbereichs liegenden
Anteile des demodulierten Signals abhängt.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch
gekennzeichnet, daß bei einem Stereo-Multiplex-Signal mit
einem Radio-Daten-Signal die höherfrequenten Anteile
oberhalb von 60 kHz liegen.
4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch
gekennzeichnet, daß das weitere Hilfssignal von der
Symmetrie der Seitenbänder eines im demodulierten Signal
enthaltenen modulierten Hilfsträgers abhängt.
5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch
gekennzeichnet, daß der modulierte Hilfsträger ein
hilfsträgerfrequentes Stereo-Differenzsignal ist.
6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, wobei das
hilfsträgerfrequente Stereo-Differenzsignal durch
Multiplikation mit einem mit dem Hilfsträger verkoppelten
Referenzträger demoduliert wird, dadurch gekennzeichnet, daß
zur Ableitung des von der Symmetrie der Seitenbänder
abhängenden weiteren Hilfssignals ein durch Multiplikation
des hilfsträgerfrequenten Stereo-Differenzsignals mit einem
um 90° phasengedrehten Referenzträger gewonnenes Signal nach
einer Betragsbildung mit einem Schwellwert verglichen wird.
7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, wobei das
hilfsträgerfrequente Stereo-Differenzsignal durch
Multiplikation mit einem nicht mit dem Hilfsträger
verkoppelten Referenzträger demoduliert wird, dadurch
gekennzeichnet, daß zur Ableitung des von der Symmetrie der
Seitenbänder abhängenden weiteren Hilfssignals zwei durch
Multiplikation des hilfsträgerfrequenten
Stereo-Differenzsignals mit zwei um 90° gegeneinander
phasengedrehten Referenzträgern gewonnene Signale mit je
einem aus einer Phasenverschiebung zwischen dem Hilfsträger
und dem jeweiligen Referenzträger abgeleiteten
Korrektursignal multipliziert und anschließend addiert
werden und daß das durch die Addition gewonnene Signal nach
einer Betragsbildung mit einem Schwellwert verglichen wird.
8. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 6 oder 7,
dadurch gekennzeichnet, daß die Betragsbildung durch eine
Quadrierung erfolgt.
9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, wobei das
demodulierte Signal ein Stereo-Multiplex-Signal mit einem
Radio-Daten-Signal ist, dadurch gekennzeichnet, daß ein
erstes Signal von Anteilen des Stereo-Multiplex-Signals
oberhalb von 60 kHz und ein zweites Signal durch Vergleich
der Seitenbänder des trägerfrequenten
Stereo-Differenzsignals abgeleitet wird und daß das erste
und das zweite Signal zur Formung des weiteren Hilfssignals
über eine Logikschaltung (12) und einen
Impulsbreitendiskriminator (13) geleitet werden.
10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch
gekennzeichnet, daß zur Ableitung des Hilfssignals ein
Amplitudendemodulator und ein Tiefpaß (6) vorgesehen sind.
11. Schaltungsanordnung nach Anspruch 10, dadurch
gekennzeichnet, daß das amplitudendemodulierte empfangene
Signal zwei Tiefpässen (6, 7) mit unterschiedlichen
Grenzfrequenzen zuführbar ist und daß die Ausgänge der
Tiefpässe mit Eingängen eines Umschalters (8) verbunden
sind, der von dem weiteren Hilfssignal steuerbar ist.
12. Schaltungsanordnung nach Anspruch 11, dadurch
gekennzeichnet, daß ferner das Ausgangssignal (AMC) des
Umschalters (8) gewichtet und mit dem über einen
asymmetrischen Integrator (21) geleiteten weiteren
Hilfssignal zur Bildung eines Qualitätssignals (AFE_AMU)
multipliziert wird, das zur Dämpfung eines aus dem
demodulierten Signal gewonnenen NF-Signals während einer
Störung dient.
13. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 3 bis 10,
dadurch gekennzeichnet, daß das Hilfssignal (FST16)
gewichtet und mit dem über einen asymmetrischen Integrator
(20) geleiteten weiteren Hilfssignal zur Bildung eines
Qualitätssignals (D) multipliziert wird, das zu einer
Verringerung der Stereokanaltrennung während einer Störung
dient.
14. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch
gekennzeichnet, daß zur Bildung eines weiteren von der
Feldstärke abhängigen Signals (FST8) das Hilfssignal (FST16)
mit einer Kennlinie gewichtet wird, die für kleine Werte des
Hilfssignals (FST16) stärker als für große Werte ansteigt.
15. Schaltungsanordnung nach Anspruch 14, dadurch
gekennzeichnet, daß die Kennlinie von einem Polynom ersten
Grades gebildet wird, dessen Koeffizienten abschnittsweise
veränderbar sind.
16. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch
gekennzeichnet, daß zur Bildung eines
Feldstärkeänderungssignals (DFST) das Hilfssignal (FST16)
mit einem der Schaltungsanordnung zugeführten
Feldstärkesignal (VFST) verglichen wird.
Priority Applications (63)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE4309518A DE4309518A1 (de) | 1993-03-24 | 1993-03-24 | Schaltungsanordnung zur Ableitung mindestens eines von der Qualität eines empfangenen Signals abhängigen Qualitätssignals |
PT94103158T PT617519E (pt) | 1993-03-24 | 1994-03-03 | Processo para a derivacao de pelo menos um sinal indicativo da qualidade de um sinal recebido |
ES94103158T ES2178645T3 (es) | 1993-03-24 | 1994-03-03 | Procedimiento para la derivacion de al menos una señal de calidad dependiente de la calidad de una señal recibida. |
EP94103158A EP0617519B1 (de) | 1993-03-24 | 1994-03-03 | Verfahren zur Ableitung mindestens eines von der Qualität eines empfangenen Signals abhängigen Qualitätssignals |
AT94103158T ATE219308T1 (de) | 1993-03-24 | 1994-03-03 | Verfahren zur ableitung mindestens eines von der qualität eines empfangenen signals abhängigen qualitätssignals |
DE59410135T DE59410135D1 (de) | 1993-03-24 | 1994-03-03 | Verfahren zur Ableitung mindestens eines von der Qualität eines empfangenen Signals abhängigen Qualitätssignals |
JP6043652A JPH0723010A (ja) | 1993-03-24 | 1994-03-15 | 受信信号の品質に依存する少なくとも1つの品質信号の導出回路装置 |
US08/522,300 US5717726A (en) | 1993-03-24 | 1994-03-17 | Digital filter |
PCT/DE1994/000294 WO1994022219A1 (de) | 1993-03-24 | 1994-03-17 | Digitales filter |
DE59401661T DE59401661D1 (de) | 1993-03-24 | 1994-03-17 | Digitales filter |
EP94908978A EP0691048B1 (de) | 1993-03-24 | 1994-03-17 | Digitales filter |
JP6520516A JPH08508141A (ja) | 1993-03-24 | 1994-03-17 | ディジタルフィルタ |
US08/215,186 US5673324A (en) | 1993-03-24 | 1994-03-21 | Radio receiver circuit for deriving at least one reception quality signal |
DE59409890T DE59409890D1 (de) | 1993-03-24 | 1994-03-22 | Rundfunkempfänger mit digitaler signalverarbeitung |
EP94911062A EP0691050B1 (de) | 1993-03-24 | 1994-03-22 | Schaltungsanordnung zur ableitung von signalen zur maskierung von audiosignalen |
DE59401348T DE59401348D1 (de) | 1993-03-24 | 1994-03-22 | Schaltungsanordnung zur ableitung von signalen zur maskierung von audiosignalen |
AT94911066T ATE206572T1 (de) | 1993-03-24 | 1994-03-22 | Rundfunkempfänger mit digitaler signalverarbeitung |
AT94911060T ATE193625T1 (de) | 1993-03-24 | 1994-03-22 | Schaltungsanordnung zur ableitung eines störungen in einem empfangenen stereo-multiplexsignal anzeigenden signals |
DE59409381T DE59409381D1 (de) | 1993-03-24 | 1994-03-22 | Schaltungsanordnung zur ableitung eines störungen in einem empfangenen stereo-multiplexsignal anzeigenden signals |
EP94911061A EP0691049B1 (de) | 1993-03-24 | 1994-03-22 | Verfahren zur ableitung eines von der qualität eines empfangenen multiplexsignals abhängigen qualitätssignals |
US08/343,416 US5606619A (en) | 1993-03-24 | 1994-03-22 | Circuit arrangement for deriving a signal indicating noise in a received stereo multiplex signal |
ES94911827T ES2147574T3 (es) | 1993-03-24 | 1994-03-22 | Disposicion de circuito para la derivacion de una señal dependiente de la direccion de la modificacion de la intensidad del campo de recepcion. |
ES94911066T ES2165387T3 (es) | 1993-03-24 | 1994-03-22 | Receptor de radio con procesamiento digital de las señales. |
PCT/DE1994/000324 WO1994022231A1 (de) | 1993-03-24 | 1994-03-22 | Rundfunkempfänger mit digitaler signalverarbeitung |
PCT/DE1994/000317 WO1994022226A1 (de) | 1993-03-24 | 1994-03-22 | Schaltungsanordnung zur ableitung eines von der änderungsrichtung der empfangsfeldstärke abhängigen signals |
JP52053294A JP3839041B2 (ja) | 1993-03-24 | 1994-03-22 | デジタル信号処理部を有する放送受信機 |
US08/522,314 US5661810A (en) | 1993-03-24 | 1994-03-22 | Circuit arrangement for deriving signals for masking audio signals |
EP94911827A EP0642716B1 (de) | 1993-03-24 | 1994-03-22 | Schaltungsanordnung zur ableitung eines von der änderungsrichtung der empfangsfeldstärke abhängigen signals |
AT94911827T ATE193626T1 (de) | 1993-03-24 | 1994-03-22 | Schaltungsanordnung zur ableitung eines von der änderungsrichtung der empfangsfeldstärke abhängigen signals |
JP52053094A JP3622014B2 (ja) | 1993-03-24 | 1994-03-22 | デジタル信号処理付き放送受信機 |
PCT/DE1994/000326 WO1994022232A1 (de) | 1993-03-24 | 1994-03-22 | Rundfunkempfänger mit digitaler signalverarbeitung |
US08/343,414 US5592557A (en) | 1993-03-24 | 1994-03-22 | Radio receiver with digital signal processing |
PT94911066T PT642715E (pt) | 1993-03-24 | 1994-03-22 | Receptor radio com processamento digital do sinal |
EP94910354A EP0642712B1 (de) | 1993-03-24 | 1994-03-22 | Schaltungsanordnung zur ableitung eines störungen in einem empfangenen stereo-multiplexsignal anzeigenden signals |
EP94911060A EP0642713B1 (de) | 1993-03-24 | 1994-03-22 | Schaltungsanordnung zur ableitung eines störungen in einem empfangenen stereo-multiplexsignal anzeigenden signals |
PCT/DE1994/000322 WO1994022230A1 (de) | 1993-03-24 | 1994-03-22 | Schaltungsanordnung zur ableitung eines störungen in einem empfangenen stereo-multiplexsignal anzeigenden signals |
JP52052894A JP3602128B2 (ja) | 1993-03-24 | 1994-03-22 | 受信ステレオ−マルチプレクス信号中の障害ノイズを指示する信号の導出回路装置 |
DE59403123T DE59403123D1 (de) | 1993-03-24 | 1994-03-22 | Verfahren zur ableitung eines von der qualität eines empfangenen multiplexsignals abhängigen qualitätssignals |
US08/522,312 US5696830A (en) | 1993-03-24 | 1994-03-22 | Circuit arrangement for deriving a quality signal dependent on the quality of a received multiplex signal |
KR1019940005785A KR100273886B1 (ko) | 1993-03-24 | 1994-03-22 | 하나 이상의 수신 품질 신호를 유도하기 위한 무선 수신 회로 |
US08/343,415 US5584060A (en) | 1993-03-24 | 1994-03-22 | Circuit arrangement for derivation of a signal dependent on the change direction of the incoming signal level |
PT94910354T PT642712E (pt) | 1993-03-24 | 1994-03-22 | Montagem de circuitos para derivacao de uma interferencia num sinal indicativo de um sinal multiplexo estereo recebido |
US08/343,413 US5661809A (en) | 1993-03-24 | 1994-03-22 | Radio receiver having digital signal processing |
JP52052794A JP3676363B2 (ja) | 1993-03-24 | 1994-03-22 | オーディオ信号のマスキングのための信号の導出用回路装置 |
AT94910354T ATE193624T1 (de) | 1993-03-24 | 1994-03-22 | Schaltungsanordnung zur ableitung eines störungen in einem empfangenen stereo-multiplexsignal anzeigenden signals |
AT94911064T ATE206571T1 (de) | 1993-03-24 | 1994-03-22 | Rundfunkempfänger mit digitaler signalverarbeitung |
PT94911064T PT642714E (pt) | 1993-03-24 | 1994-03-22 | Receptor de radio com processamento digital de sinais |
EP94911064A EP0642714B1 (de) | 1993-03-24 | 1994-03-22 | Rundfunkempfänger mit digitaler signalverarbeitung |
PT94911060T PT642713E (pt) | 1993-03-24 | 1994-03-22 | Montagem de circuitos para derivacao de uma perturbacao num sinal indicativo de um sinal multiplexo estereo recebido |
DE59409889T DE59409889D1 (de) | 1993-03-24 | 1994-03-22 | Rundfunkempfänger mit digitaler signalverarbeitung |
PCT/DE1994/000319 WO1994022227A1 (de) | 1993-03-24 | 1994-03-22 | Schaltungsanordnung zur ableitung eines störungen in einem empfangenen stereo-multiplexsignal anzeigenden signals |
PT94911827T PT642716E (pt) | 1993-03-24 | 1994-03-22 | Montagem de circuitos para a derivacao de um sinal dependente da variacao da direccao da intensidade do campo de recepcao |
ES94910354T ES2147573T3 (es) | 1993-03-24 | 1994-03-22 | Disposicion de circuito para la derivacion de una señal que indica interferencias en una señal multiplex estereo recibida. |
JP6520525A JPH07507672A (ja) | 1993-03-24 | 1994-03-22 | 受信されたステレオ−マルチプレクス信号におけるノイズを指示する信号の導出用回路装置 |
DE59409382T DE59409382D1 (de) | 1993-03-24 | 1994-03-22 | Schaltungsanordnung zur ableitung eines störungen in einem empfangenen stereo-multiplexsignal anzeigenden signals |
ES94911064T ES2165386T3 (es) | 1993-03-24 | 1994-03-22 | Receptor de radio con procesamiento digital de las señales. |
ES94911060T ES2147787T3 (es) | 1993-03-24 | 1994-03-22 | Disposicion de circuito para la derivacion de una señal que indica interferencias en una señal multiplex estereo recibida. |
JP6520524A JPH08501426A (ja) | 1993-03-24 | 1994-03-22 | 受信電界強度の変化方向に依存する信号の導出回路装置 |
EP94911066A EP0642715B1 (de) | 1993-03-24 | 1994-03-22 | Rundfunkempfänger mit digitaler signalverarbeitung |
JP52052694A JP3640669B2 (ja) | 1993-03-24 | 1994-03-22 | 受信した多重信号の音質に依存した音質信号の導出用回路装置 |
DE59409384T DE59409384D1 (de) | 1993-03-24 | 1994-03-22 | Schaltungsanordnung zur ableitung eines von der änderungsrichtung der empfangsfeldstärke abhängigen signals |
PCT/DE1994/000321 WO1994022229A1 (de) | 1993-03-24 | 1994-03-22 | Schaltungsanordnung zur ableitung von signalen zur maskierung von audiosignalen |
PCT/DE1994/000320 WO1994022228A1 (de) | 1993-03-24 | 1994-03-22 | Schaltungsanordnung zur ableitung eines von der qualität eines empfangenen multiplexsignals abhängigen qualitätssignals |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE4309518A DE4309518A1 (de) | 1993-03-24 | 1993-03-24 | Schaltungsanordnung zur Ableitung mindestens eines von der Qualität eines empfangenen Signals abhängigen Qualitätssignals |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE4309518A1 true DE4309518A1 (de) | 1994-10-06 |
Family
ID=6483699
Family Applications (2)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE4309518A Ceased DE4309518A1 (de) | 1993-03-24 | 1993-03-24 | Schaltungsanordnung zur Ableitung mindestens eines von der Qualität eines empfangenen Signals abhängigen Qualitätssignals |
DE59410135T Expired - Fee Related DE59410135D1 (de) | 1993-03-24 | 1994-03-03 | Verfahren zur Ableitung mindestens eines von der Qualität eines empfangenen Signals abhängigen Qualitätssignals |
Family Applications After (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE59410135T Expired - Fee Related DE59410135D1 (de) | 1993-03-24 | 1994-03-03 | Verfahren zur Ableitung mindestens eines von der Qualität eines empfangenen Signals abhängigen Qualitätssignals |
Country Status (8)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US5673324A (de) |
EP (1) | EP0617519B1 (de) |
JP (1) | JPH0723010A (de) |
KR (1) | KR100273886B1 (de) |
AT (1) | ATE219308T1 (de) |
DE (2) | DE4309518A1 (de) |
ES (1) | ES2178645T3 (de) |
PT (1) | PT617519E (de) |
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE4338700A1 (de) * | 1993-11-12 | 1995-05-18 | Blaupunkt Werke Gmbh | Schaltungsanordnung zur Erkennung von Nachbarkanalstörungen |
DE19613033A1 (de) * | 1995-07-18 | 1997-01-30 | Mitsubishi Electric Corp | Digitaler Empfänger |
DE19630395C1 (de) * | 1996-07-26 | 1997-10-02 | Sgs Thomson Microelectronics | Elektrische Stummsteuerschaltung |
DE10228723A1 (de) * | 2002-06-27 | 2004-01-22 | Harman Becker Automotive Systems (Becker Division) Gmbh | Verfahren zur Bewertung der Empfangsqualität eines Stereorundfunkempfängers und Stereorundfunkempfänger |
Families Citing this family (12)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE4434451A1 (de) * | 1994-09-27 | 1996-03-28 | Blaupunkt Werke Gmbh | Amplitudendemodulator |
DE19540183A1 (de) * | 1995-10-27 | 1997-04-30 | Bosch Gmbh Robert | Stereorundfunkempfänger |
FR2744320B1 (fr) * | 1996-01-26 | 1998-03-06 | Sextant Avionique | Systeme de prise de son et d'ecoute pour equipement de tete en ambiance bruitee |
DE19707673A1 (de) | 1997-02-26 | 1998-08-27 | Bosch Gmbh Robert | Verfahren zur Beeinflussung der Stereo-Kanaltrennung eines Audiosignals und Anordnung dazu |
EP1094627A1 (de) * | 1999-10-20 | 2001-04-25 | Sony International (Europe) GmbH | Verfahren und Vorrichtung zum auffinden von RDS Informationen |
US6952587B2 (en) * | 2000-02-17 | 2005-10-04 | Visteon Global Technologies, Inc. | Antenna beam steering responsive to receiver and broadcast transmitter |
JP3837008B2 (ja) * | 2000-03-31 | 2006-10-25 | パイオニア株式会社 | Fmマルチプレクス復調装置 |
US20030087618A1 (en) * | 2001-11-08 | 2003-05-08 | Junsong Li | Digital FM stereo decoder and method of operation |
DE10224699A1 (de) * | 2002-06-04 | 2003-12-24 | Bosch Gmbh Robert | Verfahren und Schaltungsanordnung zum Beeinflussen der Höhenwiedergabe eines Audiosignals |
EP1571757B1 (de) * | 2004-03-04 | 2012-05-23 | Harman Becker Automotive Systems GmbH | Prozessorsystem für FM-Rundfunkempfänger |
US7835772B2 (en) * | 2006-12-22 | 2010-11-16 | Cirrus Logic, Inc. | FM output portable music player with RDS capability |
JP6890010B2 (ja) * | 2016-12-28 | 2021-06-18 | 株式会社デンソーテン | ノイズ検出装置、およびノイズ検出方法 |
Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE3721918C1 (en) * | 1987-07-02 | 1988-11-24 | Becker Autoradio | Method for evaluating the suitability for reception of the frequency-modulated broadcast transmissions received in an FM broadcast receiver, and circuit arrangement for carrying out the method |
DE3126224C2 (de) * | 1981-07-03 | 1989-01-19 | Blaupunkt-Werke Gmbh, 3200 Hildesheim, De | |
DE4027399A1 (de) * | 1990-08-30 | 1992-03-12 | Blaupunkt Werke Gmbh | Ukw-autoradio |
Family Cites Families (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS623536A (ja) * | 1985-06-29 | 1987-01-09 | Oki Electric Ind Co Ltd | 移動体データ通信の良否判定装置 |
JPH01162020A (ja) * | 1987-12-18 | 1989-06-26 | Nec Ic Microcomput Syst Ltd | Fmラジオ受信機 |
CA2025012A1 (en) * | 1989-09-11 | 1991-03-12 | William R. Short | Audible noise reducing |
US5125105A (en) * | 1989-11-30 | 1992-06-23 | Ford Motor Company | High-quality reception indicating circuit for fm receivers |
JPH03259622A (ja) * | 1990-03-09 | 1991-11-19 | Pioneer Electron Corp | ノイズ低減回路 |
GB9107919D0 (en) * | 1991-04-15 | 1991-05-29 | Gen Electric Co Plc | Radio receiver systems |
DE4137000C2 (de) * | 1991-11-11 | 1994-06-09 | Opel Adam Ag | Verfahren zur feldstärkeabhängigen Auswertung von Rundfunkinformationen für Fahrzeuge |
US5432854A (en) * | 1993-02-25 | 1995-07-11 | Chrysler Corporation | Stereo FM receiver, noise control circuit therefor |
-
1993
- 1993-03-24 DE DE4309518A patent/DE4309518A1/de not_active Ceased
-
1994
- 1994-03-03 PT PT94103158T patent/PT617519E/pt unknown
- 1994-03-03 ES ES94103158T patent/ES2178645T3/es not_active Expired - Lifetime
- 1994-03-03 DE DE59410135T patent/DE59410135D1/de not_active Expired - Fee Related
- 1994-03-03 AT AT94103158T patent/ATE219308T1/de not_active IP Right Cessation
- 1994-03-03 EP EP94103158A patent/EP0617519B1/de not_active Expired - Lifetime
- 1994-03-15 JP JP6043652A patent/JPH0723010A/ja active Pending
- 1994-03-21 US US08/215,186 patent/US5673324A/en not_active Expired - Fee Related
- 1994-03-22 KR KR1019940005785A patent/KR100273886B1/ko not_active IP Right Cessation
Patent Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE3126224C2 (de) * | 1981-07-03 | 1989-01-19 | Blaupunkt-Werke Gmbh, 3200 Hildesheim, De | |
DE3721918C1 (en) * | 1987-07-02 | 1988-11-24 | Becker Autoradio | Method for evaluating the suitability for reception of the frequency-modulated broadcast transmissions received in an FM broadcast receiver, and circuit arrangement for carrying out the method |
DE4027399A1 (de) * | 1990-08-30 | 1992-03-12 | Blaupunkt Werke Gmbh | Ukw-autoradio |
Cited By (10)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE4338700A1 (de) * | 1993-11-12 | 1995-05-18 | Blaupunkt Werke Gmbh | Schaltungsanordnung zur Erkennung von Nachbarkanalstörungen |
US5631963A (en) * | 1993-11-12 | 1997-05-20 | Blaupunkt-Werke Gmbh | Circuit arrangement for the recognition of adjacent channel interference |
DE4338700C2 (de) * | 1993-11-12 | 2000-12-21 | Blaupunkt Werke Gmbh | Schaltungsanordnung zum Erkennen von Nachbarkanalstörungen in einem Stereo-Multiplex-Rundfunkempfänger |
DE19613033A1 (de) * | 1995-07-18 | 1997-01-30 | Mitsubishi Electric Corp | Digitaler Empfänger |
US5887028A (en) * | 1995-07-18 | 1999-03-23 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Digital receiver |
DE19613033B4 (de) * | 1995-07-18 | 2006-03-16 | Mitsubishi Denki K.K. | Digitaler Empfänger |
DE19630395C1 (de) * | 1996-07-26 | 1997-10-02 | Sgs Thomson Microelectronics | Elektrische Stummsteuerschaltung |
US5915030A (en) * | 1996-07-26 | 1999-06-22 | Stmicroelectronics, Gmbh | Electric muting circuit |
DE10228723A1 (de) * | 2002-06-27 | 2004-01-22 | Harman Becker Automotive Systems (Becker Division) Gmbh | Verfahren zur Bewertung der Empfangsqualität eines Stereorundfunkempfängers und Stereorundfunkempfänger |
DE10228723B4 (de) * | 2002-06-27 | 2007-04-26 | Harman Becker Automotive Systems Gmbh | Verfahren zur Bewertung der Empfangsqualität eines Stereorundfunkempfängers und Stereorundfunkempfänger |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
KR940023081A (ko) | 1994-10-22 |
JPH0723010A (ja) | 1995-01-24 |
ATE219308T1 (de) | 2002-06-15 |
EP0617519A2 (de) | 1994-09-28 |
EP0617519A3 (de) | 1995-01-25 |
EP0617519B1 (de) | 2002-06-12 |
US5673324A (en) | 1997-09-30 |
KR100273886B1 (ko) | 2000-12-15 |
ES2178645T3 (es) | 2003-01-01 |
DE59410135D1 (de) | 2002-07-18 |
PT617519E (pt) | 2002-11-29 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
EP0617519B1 (de) | Verfahren zur Ableitung mindestens eines von der Qualität eines empfangenen Signals abhängigen Qualitätssignals | |
DE69228650T2 (de) | FM-Empfänger mit zwei Zwischenfrequenz-Bandpass-Filtern | |
DE3131292C3 (de) | FM-Rauschunterdrückungsschaltung | |
DE69212214T2 (de) | Zeitdiskreter Stereo-Decoder | |
DE69029022T2 (de) | Reduktion von hörbarem Rauschen | |
DE2733350C2 (de) | Schaltungsanordnung zur Beseitigung von Amplitudenschwankungen bei der Wiedergabe eines auf einem Aufzeichnungsträger aufgezeichneten Signals | |
DE69008498T2 (de) | Amplitudenmodulation-Übertragungssystem mit unterdrücktem Träger, das die Polarität des übertragenen Signals erhält. | |
DE3942959A1 (de) | Funk-empfaenger | |
EP0642715B1 (de) | Rundfunkempfänger mit digitaler signalverarbeitung | |
DE4338700C2 (de) | Schaltungsanordnung zum Erkennen von Nachbarkanalstörungen in einem Stereo-Multiplex-Rundfunkempfänger | |
EP0642714B1 (de) | Rundfunkempfänger mit digitaler signalverarbeitung | |
EP0691050B1 (de) | Schaltungsanordnung zur ableitung von signalen zur maskierung von audiosignalen | |
DE4305961A1 (de) | Anordnung zur Erzeugung eines Rauschdetektorsignals | |
EP0372369A2 (de) | Schaltungsanordnung zur Unterdrückung schmalbandiger Störsignale | |
DE3131892C2 (de) | Frequenztrennvorrichtung | |
DE3818751A1 (de) | Fm-empfangsteil | |
DE3439898A1 (de) | Vorrichtung zum demodulieren eines frequenzmodulierten eingangssignals | |
DE69937018T2 (de) | RDS Demodulator für den Empfang von Rundfunkprogrammen die Radiodatensignalen und Autofahrer Rundfunkinformationsignalen (ARI) enthalten, mit einer digitalen Filtervorrichtung die eine hohe Dämpfung des ARI Signals bewirkt | |
EP0691049B1 (de) | Verfahren zur ableitung eines von der qualität eines empfangenen multiplexsignals abhängigen qualitätssignals | |
DE68921125T2 (de) | Frequenzdemodulationsschaltung. | |
EP0642712B1 (de) | Schaltungsanordnung zur ableitung eines störungen in einem empfangenen stereo-multiplexsignal anzeigenden signals | |
DE3202953A1 (de) | Fernsehtonempfaenger | |
EP0445664B1 (de) | Schaltungsanordnung zum Detektieren von Kennschwingungen | |
EP0505867A2 (de) | Verfahren zur Nachbarkanalunterdrückung beim Empfang frequenzmodulierter Sender | |
DE3879883T2 (de) | Vorrichtung zur verbesserung des hoerkomforts durch unterdrueckung der einschwingvorgaenge in einer empfangskette einer fm/pm-schmalbandeinrichtung, insbesondere fuer funkfernsprechen. |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
OP8 | Request for examination as to paragraph 44 patent law | ||
8131 | Rejection |