DE4232876C1 - Schaltungsanordnung in einer integrierten Halbleiterschaltung - Google Patents
Schaltungsanordnung in einer integrierten HalbleiterschaltungInfo
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Description
Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordung in einer
integrierten Halbleiterschaltung nach den Oberbegriffen
der Patentansprüche 1 und 2.
Gattungsgemäße Schaltungsanordnungen sind beispielsweise
in integrierten Halbleiterspeichern, insbesondere DRAM′s,
eingesetzt. Der Einsatz kann beispielsweise als Wortleitungsdekoder-Treiberschaltung
erfolgen. Eine ausgewählte
Wortleitung soll dabei häufig einen höheren High-Pegel
aufweisen als die zugehörige Versorgungsspannung
("Wortleitungsüberhöhung"). Eine solche Wortleitungsüberhöhung
ermöglicht beispielsweise das Einschreiben der Information
"log. 1" in eine Speicherzelle mit ihrem vollen
1-Pegel. Auch beim Auslesen von Informationen aus Speicherzellen
wirkt sich eine Wortleitungsüberhöhung positiv
auf das entstehende Lesesignal aus. Die Überhöhung beträgt
mindestens den Wert der Einsatzspannung der Auswahltransistoren
der Speicherzellen. Meist trägt die Überhöhung
die Hälfte des Versorgungspotentials VDD.
Gattungsgemäße Schaltungsanordnungen sind aus der EP 01 99 176 A2
bekannt:
An einem Transfertransistor liegt als Eingangssignal beispielsweise das Ausgangssignal eines Adreßdekoders. Es weist im nicht-ausgewählten Zustand im allgemeinen ein Bezugspotential auf und im ausgewählten Zustand ein Versorgungspotential. Über den Transfertransistor, der gatemäßig mit dem Versorgungspotential verbunden ist, ist das Eingangssignal an das Gate eines Schalttransistors gelegt. Der Schalttransistor ist sourcemäßig mit einem Wortleitungs-Spannungsgenerator verbunden. Dieser liefert eine getaktete Spannung, deren beide Pegel einerseits dem Bezugspotential der gesamten Schaltungsanordnung und andererseits einer gegenüber dem Versorgungspotential überhöhten Spannung (z. B. 7,5 Volt) entsprechen. Die Drain des Schalttransistors ist beispielsweise mit einer (im ausgewählten Zustand mit der getakteten Spannung zu beaufschlagenden) Wortleitung verbunden. Weiterhin ist zwischen Source und Gate des Schalttransistors eine Kapazität angeordnet, damit im nicht-ausgewählten Zustand des Adreßdekoders der Schalttransistor sicher sperrt (durch Hochpumpen des Potentials am Gate).
An einem Transfertransistor liegt als Eingangssignal beispielsweise das Ausgangssignal eines Adreßdekoders. Es weist im nicht-ausgewählten Zustand im allgemeinen ein Bezugspotential auf und im ausgewählten Zustand ein Versorgungspotential. Über den Transfertransistor, der gatemäßig mit dem Versorgungspotential verbunden ist, ist das Eingangssignal an das Gate eines Schalttransistors gelegt. Der Schalttransistor ist sourcemäßig mit einem Wortleitungs-Spannungsgenerator verbunden. Dieser liefert eine getaktete Spannung, deren beide Pegel einerseits dem Bezugspotential der gesamten Schaltungsanordnung und andererseits einer gegenüber dem Versorgungspotential überhöhten Spannung (z. B. 7,5 Volt) entsprechen. Die Drain des Schalttransistors ist beispielsweise mit einer (im ausgewählten Zustand mit der getakteten Spannung zu beaufschlagenden) Wortleitung verbunden. Weiterhin ist zwischen Source und Gate des Schalttransistors eine Kapazität angeordnet, damit im nicht-ausgewählten Zustand des Adreßdekoders der Schalttransistor sicher sperrt (durch Hochpumpen des Potentials am Gate).
Nachteilig bei dieser Schaltung ist es, daß die Kapazität
den Wortleitungs-Spannungsgenerator kapazitiv belastet,
was sich auf die Arbeitsgeschwindigkeit dieser dem Spannungsgenerator
nachgeschalteten Schaltungen nachteilig
auswirkt. Dieses Problem wird noch verschärft dadurch, daß
in der Regel die bekannte Schaltung in einer der Anzahl
der Wortleitungen entsprechenden Anzahl vorhanden ist, so
daß die beschriebene kapazitive Belastung keinesfalls mehr
vernachlässigbar ist.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine Schaltung
anzugeben, die diese kapazitive Belastung vermeidet und
bei der der Schalttransistor im nicht-ausgewählten Zustand
des Adreßdekoders trotzdem sicher sperrt.
Diese Aufgabe wird gelöst bei gattungsgemäßen Schaltungsanordnungen
durch die kennzeichnenden Merkmale der Patentansprüche
1 und 2.
Vorteilhafte Aus- und Weiterbildungen sind in Unteransprüchen
gekennzeichnet.
Aus der WO-A 85/05 202 ist eine "Programmable Logic Array"-Anordnung
bekannt, bei der eine Leitung für ein Dateneingangssignal
mit einem Versorgungspotential verbindbar
ist.
Die Erfindung wird im folgenden anhand der Figuren näher
erläutert. Es zeigt
Fig. 1 bis 4 vorteilhafte Ausführungsformen der
Erfindung,
Fig. 5 den Spannungsverlauf von markanten Punkten der
Schaltungsanordnung nach Fig. 2.
Die Ausführungsformen nach den Fig. 1 bis 3 zeigen jeweils
einen Transfertransistor TT, an dessen Gate die Versorgungsspannung
VDD anliegt, und einen Schalttransistor
ST, dessen Gate mit der Drain des Transfertransistors TT
verbunden ist. Der Transfertransistor TT ist vom n-Kanal-Typ.
Der Schalttransistor ST ist vom p-Kanal-Typ. Die
Drain des Schalttransistors ST sei angenommener Maßen jeweils
mit einer Wortleitung eines integrierten Halbleiterspeichers
verbunden, gegebenenfalls mittels weiterer, bekannter
Schaltungsmaßnahmen. An der Source des Schalttransistors
ST liegt die zu schaltende, getaktete Spannung V
an. Der Substratbereich des Schalttransistors ST ist wannenförmig
im Substratbereich der gesamten Schaltungsanordnung
ausgebildet. Er ist elektrisch mit einer Wannenspannung
VW beaufschlagt, dessen Wert mindestens gleich der zu
schaltenden, getakteten Spannung V ist. Das Gate des
Schalttransistors ST ist hochohmig (TL) mit dieser Wannenspannung
VW verbunden. In Fig. 1 geschieht dies mittels
eines hochohmigen Widerstandes TL ("Lastwiderstand").
In Fig. 2 ist statt des Lastwiderstandes nach Fig. 1 ein
Lasttransistor vom selben Kanaltyp (p-Kanal) wie der
Schalttransistor vorgesehen, der in leitendem Zustand einen
hohen Bahnwiderstand aufweist. Der Lasttransistor TL
ist gatemäßig mit einem Referenzpotential VSS verbunden,
welches sowohl der Versorgungsspannung VDD als auch der
getakteten Spannung V als Referenzpotential dient
(allgemein als "Masse" bezeichnet).
Die Ausführungsform nach Fig. 3 unterscheidet sich von
der nach Fig. 2 insofern, als das Gate des Lasttransistors
TL über einen Inverter I mit der Source des Transfertransistors
TT verbunden ist. Dafür entfällt die Verbindung
mit dem Bezugspotential VSS. Damit ist ebenfalls, d. h.
ebenso wie bei den anderen Ausführungsformen sichergestellt,
daß der Lasttransistor TL im nicht-ausgewählten
Zustand des Adreßdekoders elektrisch leitend ist, wodurch
der Schalttransistor ST sicher sperrt (gleiches Potential,
nämlich getaktete Spannung V, an Source und Gate). Weiterhin
ist die Wannenspannung VW nicht nur, wie es den Fig. 1
und 2 entspricht, mit der Source des Lasttransistors
TL verbunden, sondern zusätzlich auch mit der zu schaltenden,
getakteten Spannung V, so daß die Wannenspannung VW
stets gleich der getakteten Spannung V ist. Damit kann ein
ansonsten notwendiger Spannungsgenerator zur Erzeugung der
Wannenspannung VW entfallen.
Bei den in den Fig. 1 bis 3 dargestellten Ausführungsformen
der Erfindung liegt am Eingang der jeweiligen vorteilhaften
Schaltungsanordnung ein Eingangssignal D mit
negativer Logik an (ausgewählter Zustand=log. 0=VSS).
Anhand von Fig. 2 werden nun in Verbindung mit dem Zeitdiagramm
nach Fig. 5 zwei Fälle beschrieben:
- a) Die Wortleitung WL ist ausgewählt (durchgezogene Linie in Fig. 5 für Eingangssignal D, Gatespannung G und Wortleitung WL),
- b) die Wortleitung WL ist nicht ausgewählt (gestrichelte Linien in Fig. 5).
Zu Fall a):
Zunächst ist das Eingangssignal D auf log. 1 entsprechend volle Versorgungsspannung VDD (nicht-ausgewählter Zustand). Da am Gate des Transfertransistors TT die Versorgungsspannung VDD anliegt, sperrt dieser. Andererseits ist der Lasttransistor TL hochohmig leitend, so daß die Gatespannung G am Gateanschluß des Schalttransistors ST in etwa gleich der Wannenspannung VW ist. Zum Zeitpunkt t1 nimmt das Eingangssignal D den Wert log. 0=beispielsweise VSS an. Der Transfertransistor TT schaltet das Eingangssignal D durch, die Gatespannung G sinkt, obwohl der Lasttransistor TL nach wie vor hochohmig leitend ist, ebenfalls auf log. 0. Somit schaltet der Schalttransistor ST die beispielsweise von einem Wortleitungsspannungsgenerator gelieferte, getaktete Spannung V, die im Zeitpunkt von t2 bis t3 gegenüber der Versorgungsspannung VDD den überhöhten Spannungspegel Vx aufweist, auf die Wortleitung WL durch. Die Wortleitung WL nimmt also in etwa den Spannungswert Vx an. Die Gründe für die Verwendung überhöhter Spannungswerte an Wortleitungen wurden bereits dargelegt. Der Schalttransistor ST bleibt durchgeschaltet mindestens bis zum Zeitpunkt t3 (die getaktete Spannung V nimmt wieder den Wert des Referenzpotentials VSS an). Zum Zeitpunkt t4 nimmt das Eingangssignal D wieder den Zustand log. 1 an, wodurch der Transfertransistor TT wieder sperrt. Somit geht auch die Gatespannung G wieder auf den Wert der Wannenspannung VW, was den Schalttransistor ST gesperrt hält. Die Wortleitung WL behält, beispielsweise durch bekannte, nicht dargestellte Schaltungsmaßnahmen wie einem hochohmigen Widerstand VSS, den Wert log. 0 bei.
Zunächst ist das Eingangssignal D auf log. 1 entsprechend volle Versorgungsspannung VDD (nicht-ausgewählter Zustand). Da am Gate des Transfertransistors TT die Versorgungsspannung VDD anliegt, sperrt dieser. Andererseits ist der Lasttransistor TL hochohmig leitend, so daß die Gatespannung G am Gateanschluß des Schalttransistors ST in etwa gleich der Wannenspannung VW ist. Zum Zeitpunkt t1 nimmt das Eingangssignal D den Wert log. 0=beispielsweise VSS an. Der Transfertransistor TT schaltet das Eingangssignal D durch, die Gatespannung G sinkt, obwohl der Lasttransistor TL nach wie vor hochohmig leitend ist, ebenfalls auf log. 0. Somit schaltet der Schalttransistor ST die beispielsweise von einem Wortleitungsspannungsgenerator gelieferte, getaktete Spannung V, die im Zeitpunkt von t2 bis t3 gegenüber der Versorgungsspannung VDD den überhöhten Spannungspegel Vx aufweist, auf die Wortleitung WL durch. Die Wortleitung WL nimmt also in etwa den Spannungswert Vx an. Die Gründe für die Verwendung überhöhter Spannungswerte an Wortleitungen wurden bereits dargelegt. Der Schalttransistor ST bleibt durchgeschaltet mindestens bis zum Zeitpunkt t3 (die getaktete Spannung V nimmt wieder den Wert des Referenzpotentials VSS an). Zum Zeitpunkt t4 nimmt das Eingangssignal D wieder den Zustand log. 1 an, wodurch der Transfertransistor TT wieder sperrt. Somit geht auch die Gatespannung G wieder auf den Wert der Wannenspannung VW, was den Schalttransistor ST gesperrt hält. Die Wortleitung WL behält, beispielsweise durch bekannte, nicht dargestellte Schaltungsmaßnahmen wie einem hochohmigen Widerstand VSS, den Wert log. 0 bei.
Der Substratbereich des Schalttransistors ST ist als Wanne
innerhalb des Substrats der gesamten Schaltungsanordnung
ausgebildet, da der Transfertransistor TT und der Schalttransistor
ST von zwei verschiedenen, einander entgegengesetzten
Leitungstypen sind. Beispielsweise ist der Transfertransistor
TT vom n-Kanal-Leitungstyp als erstem Leitungstyp.
Entsprechend ist der Schalttransistor ST vom p-Kanal-Leitungstyp
als zweitem Leitungstyp. Es sind jedoch
auch Ausführungsformen denkbar, in denen der Transfertransistor
TT vom p-Kanal-Leitungstyp als erstem Leitungstyp
ist. Entsprechend ist dann der Schalttransistor ST vom n-Kanal-Leitungstyp
als zweitem Leitungstyp. Im vorliegenden
Fall, in dem der Schalttransistor ST vom p-Kanal-Typ sei,
ist die Wanne aus n-leitendem Material gebildet. Sie ist
mit einer Wannenspannung VW verbunden, die mindestens
gleich der überhöhten Spannung Vx ist, die am Schalttransistor
ST anliegt. Die Wannenspannung VW kann über einen
separaten Spannungsgenerator erzeugt und angelegt werden.
Besonders einfach und vorteilhaft ist es jeoch, wie in
Fig. 3 dargestellt, die Wanne W elektrisch mit der getakteten
Spannung V zu verbinden.
Zu Fall b):
In diesem Fall bleibt das Eingangssignal D konstant auf log. 1. Die Gatespannung G weist wegen des Lasttransistors TL stets in etwa den Wert der Wannenspannung VW auf. Die getaktete Spannung V nimmt, ebenfalls wie zuvor im Fall a) beschrieben, im Zeitraum zwischen t2 und t3 ihren überhöhten Spannungswert Vx an. Der Schalttransistor ST bleibt jedoch sicher gesperrt, da die Wannenspannung VW (und somit die Gatespannung G) mindestens gleich dem überhöhten Spannungswert Vx ist. Ein irrtümliches Auswählen einer Wortleitung WL, die aufgrund des Eingangssignals D nicht auszuwählen ist, ist somit sicher unterbunden.
In diesem Fall bleibt das Eingangssignal D konstant auf log. 1. Die Gatespannung G weist wegen des Lasttransistors TL stets in etwa den Wert der Wannenspannung VW auf. Die getaktete Spannung V nimmt, ebenfalls wie zuvor im Fall a) beschrieben, im Zeitraum zwischen t2 und t3 ihren überhöhten Spannungswert Vx an. Der Schalttransistor ST bleibt jedoch sicher gesperrt, da die Wannenspannung VW (und somit die Gatespannung G) mindestens gleich dem überhöhten Spannungswert Vx ist. Ein irrtümliches Auswählen einer Wortleitung WL, die aufgrund des Eingangssignals D nicht auszuwählen ist, ist somit sicher unterbunden.
Fig. 4 zeigt eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung,
die beispielweise bei einem Halbleiterspeicher anwendbar
ist, dessen Wortleitungen mittels Vor- und Nachdekodern
ausgewählt werden. Dabei wird angenommen, daß das Eingangssignal
D der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung
mittels eines Vordekoders erzeugt wird. Als getaktete
Spannungen V1, V2, V3 werden (beispielhaft) drei verschiedene
Signale mit überhöhten Spannungswerten Vx verwendeten,
die von je einem Nachdekoder erzeugt werden, so daß in der
Regel nur maximal einer der drei Schalttransistoren ST1,
ST2, ST3 durchgeschaltet ist (es ist jedoch auch vorstellbar,
daß alle drei Schalttransistoren ST1, ST2, ST3 mit
ein- und derselben getakteten Spannung V angesteuert werden,
so daß im ausgewählten Zustand alle drei angeschlossenen
Wortleitungen WL1, WL2, WL3 ausgewählt würden).
Diese Ausführungsform enthält einen (n-Kanal)-Transfertransistor
TT, der sourcemäßig mit einem Eingangssignal D
beaufschlagt ist (es sei diesbezüglich wiederum negative
Logik angenommen) und dessen Gate mit der Versorgungsspannung
VDD beaufschlagt ist. Seine Drain ist mit dem Gate
eines (p-Kanal)-Schalttransistors ST1 verbunden, dessen
Substratbereich als Wanne W angelegt ist (entsprechend den
Ausführungsformen nach den Fig. 1 bis 3). Die Source
des Schalttransistors ST1 ist mit einer zu schaltenden,
getakteten Spannung V1 verbunden, die den überhöhten Spannungswert
Vx aufweisen kann. Die Drain des Schalttransistors
ST1 sei mindestens mittelbar mit einer Wortleitung
WL1 verbunden. Das Gate des Schalttransistors ST1 ist,
entsprechend den Ausführungsformen nach den vorhergehenden
Figuren, hochohmig mit der Wannenspannung VW verbunden,
vorliegend mittels eines in leitendem Zustand hochohmigen
Lasttransistors TL, dessen Gate über einen Inverter I mit
dem Eingangssignal D verbunden ist (vgl. dazu auch Fig. 3).
Darüber hinaus sind noch weitere, z. B. zwei (p-Kanal)-Schalttransistoren
ST2, ST3 vorhanden. Ihre Sources sind
jeweils mit einer weiteren getakteten Spannung V2, V3 verbunden.
Ihre Drains sind jeweils mit einer weiteren Wortleitung
WL2, WL3 verbunden. Ihre Substratbereiche sind
ebenfalls wannenförmig ausgeführt und mit der Wannenspannung
VW verbunden. Ihre Gates sind gemeinsam mit dem Gate
des ersten Schalttransistors ST1 verbunden und somit mit
der Drain des Lasttransistors TL. Die Funktion dieser Ausführungsform
ist anhand der Ausführungen bezüglich Fig. 2
(in Verbindung mit Fig. 5) für den Fachmann in Verbindung
mit seinem allgemeinen Fachwissen leicht erfaßbar, so daß
von entsprechenden Ausführungen her abgesehen wird.
Die Ausführungsform nach Fig. 4 hat gegenüber den Ausführungsformen
nach Fig. 1 bis 3 noch zusätzlich den
Vorteil einer Platzersparnis, da nur für einen Schalttransistor
ST1 einer in solcher Art zusammengefaßten Gruppe
von Schalttransistoren ST1, ST2, ST3 ein Lasttransistor TL
benötigt wird (eine Vor- und Nachdekodierung als solche
ist ja mittlerweile allgemein üblich, so daß diesbezüglich
kein Mehraufwand anfällt).
Es ist günstig, die in den Fig. 2 bis 4 gezeigten Lasttransistoren
TL so zu dimensionieren, daß Kanallängen sehr
groß sind und daß ihre Kanalweiten demgegenüber sehr klein
sind.
Claims (9)
1. Schaltungsanordnung in einer integrierten Halbleiterschaltung
zum Schalten einer getakteten Spannung (V), die
eine gegenüber einer Versorgungsspannung (VDD) überhöhten
Spannungswert (Vx) aufweist, mit einem Transfertransistor
(TT) vom ersten Leitungstyp und einem Schalttransistor
(ST) vom zweiten Leitungstyp, dessen Substratbereich als
Wanne (W) im Substrat (S) der Schaltungsanordnung ausgebildet
ist, wobei die Wanne (W) mit einer Wannenspannung
(VW) verbunden ist, die mindestens gleich der zu schaltenden
getakteten Spannung (V) ist, und dessen (ST) Gate mit
der Drain des Transfertransistors (TT) verbunden ist,
dadurch gekennzeichnet, daß das
Gate des Schalttransistors (ST) hochohmig (TL) mit der
Wannenspannung (VW) verbindbar ist.
2. Schaltungsanordnung in einer integrierten Halbleiterschaltung
zum Schalten von n (n<1) getakteten Spannungen
(V1, V2, V3), die gegenüber einer Versorgungsspannung
(VDD) überhöhten Spannungswert (Vx) aufweist, mit einem
Transfertransistor (TT) vom ersten Leitungstyp und n
Schalttransistoren (ST1, ST2, ST3) vom zweiten Leitungstyp,
deren Substratbereich als Wanne (W) im Substrat (S)
der Schaltungsanordnung ausgebildet sind, wobei die Wanne
mit einer Wannenspannung (VW) verbunden sind, die mindestens
gleich dem größten der Spannungswerte (Vx) ist,
dadurch gekennzeichnet, daß das
Gate wenigstens eines der Schalttransistoren (ST1, ST2,
ST3) hochohmig (TL) mit der Wannenspannung (VW) verbindbar
ist und daß die Gate der n Schalttransistoren (ST1, ST2,
ST3) niederohmig miteinander verbunden sind.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2,
dadurch gekennzeichnet, daß der
erste Leitungstyp gleich dem n-Kanal-Typ ist.
4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2,
dadurch gekennzeichnet, daß der erste
Leitungstyp gleich dem p-Kanal-Typ ist.
5. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet, daß die
hochohmige Verbindung (TL) ein Lasttransistor (TL) vom
selben Kanaltyp ist wie der Schalttransistor (ST) und daß
er im leitenden Zustand einen hohen Bahnwiderstand aufweist.
6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5,
dadurch gekennzeichnet, daß das
Gate des Lasttransistors (TL) mit einem Referenzpotential
(VSS) der Versorgungsspannung (VDD) verbunden ist.
7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5,
dadurch gekennzeichnet, daß der
Lasttransistor (TL) zumindest bei Auftreten des überhöhten
Spannungswertes (Vx) elektrisch leitend geschaltet ist.
7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5,
dadurch gekennzeichnet, daß das
Gate des Lasttransistors (TL) mit der Source des Transfertransistors
(TT) über einen Inverter (I) verbunden ist.
9. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 5 bis 8,
dadurch gekennzeichnet, daß der
Lasttransistor (TL) einerseits eine sehr große Kanallänge
aufweist und andererseits eine sehr kleine Kanalweite.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19924232876 DE4232876C1 (de) | 1992-09-30 | 1992-09-30 | Schaltungsanordnung in einer integrierten Halbleiterschaltung |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19924232876 DE4232876C1 (de) | 1992-09-30 | 1992-09-30 | Schaltungsanordnung in einer integrierten Halbleiterschaltung |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE4232876C1 true DE4232876C1 (de) | 1993-11-25 |
Family
ID=6469293
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19924232876 Expired - Fee Related DE4232876C1 (de) | 1992-09-30 | 1992-09-30 | Schaltungsanordnung in einer integrierten Halbleiterschaltung |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
DE (1) | DE4232876C1 (de) |
Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP0199176A2 (de) * | 1985-04-25 | 1986-10-29 | International Business Machines Corporation | Wortlinienspannungserhöhungstakt- und Decodersteuerungsstromkreise in Halbleiterspeichern |
-
1992
- 1992-09-30 DE DE19924232876 patent/DE4232876C1/de not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP0199176A2 (de) * | 1985-04-25 | 1986-10-29 | International Business Machines Corporation | Wortlinienspannungserhöhungstakt- und Decodersteuerungsstromkreise in Halbleiterspeichern |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
8100 | Publication of the examined application without publication of unexamined application | ||
D1 | Grant (no unexamined application published) patent law 81 | ||
8364 | No opposition during term of opposition | ||
8339 | Ceased/non-payment of the annual fee |