DE4208232A1

DE4208232A1 - Kompensierender digital-analog-wandler mit aufloesungserhoehender rauschfilterung

Info

Publication number: DE4208232A1
Application number: DE19924208232
Authority: DE
Inventors: Siegbert Prof Dr Ing Hentschke
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 1992-03-14
Filing date: 1992-03-14
Publication date: 1993-09-16
Also published as: WO1993019532A3; WO1993019532A2

Description

Die Erfindung betrifft einen integrierten Digital-Analog-Wandler, bei dem ungenau realisierte Quantisierungsstufen durch eine geeignete Schaltungsmaßnahme kompensiert werden können. Dadurch können wesentlich genauere analoge Ausgangswerte (Spannungen oder Ströme) erzeugt werden, als es die üblichen Fertigungstoleranzen zulassen.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, die erzielbare Genauigkeit von analogen Ausgangswerten wesentlich zu erhöhen, ohne daß kostenintensive technische Trimmverfahren (wie Lasertrimmen) oder höhere Fertigungspräzisionen eingesetzt werden müssen. Damit verbunden ist die Aufgabe, die erzielbare Quantisierungsgenauigkeit der analogen Ausgangswerte gegenüber einer realisierten Stufenzahl u. U. beträchtlich zu erhöhen.

Die Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß der D- A-Wandler mit erhöhter Taktfrequenz (Mehrfaches der doppelten Signalbandbreite) betrieben wird, ein Abbild der realisierten Quantisierungsausführungen eines jeden Exemplars gemessen und im Chip abgespeichert werden und daß die tatsächlich auftretende Quantisierungsdifferenz berechnet und über ein spezielles Rauschfilter zurückgekoppelt wird - an den Quantisierer vor der eigentlichen D-A-Wandler-Einheit. Unterstützt wird die Rauschfilterung durch die Überlagerung eines zusätzlich generierten unterschwelligen Dithers.

Überabtastende D-A-Wandler sind bekannt zum Zwecke einer digitalen Tiefpaßfilterung, die sonst steilflankig mit aufwendigeren analogen Komponenten ausgeführt werden müßten [6]. Auch eine rückführende Rauschfilterung (2. Grades) für eine extreme Überabtastung, die mit einem zweiwertigen D-A-Umsetzer arbeiten kann, wurde realisiert [3]. In beiden Fällen sind jedoch Realisierungstoleranzen unproblematisch. Für dazwischen liegende Kombinationen, bei denen man durch eine geringfügige Erhöhung der Taktrate und durch geeignete stabile Rauschfilterung eine wesentlich verbesserte Auflösung des analogen Ausgangssignals erhält, ohne die Quantisierungsstufen erhöhen zu müssen, ist jedoch nicht bekannt.

Gegenüber vorhandenen Ausführungen von D-A-Wandlern bietet die hier beschriebene Erfindung den Vorteil, daß technologisch bedingte Genauigkeitstoleranzen, die sonst bei akzeptablem Aufwand die Auflösungsgenauigkeit, d. h. den Quantisierungsrauschabstand streng begrenzt haben, kompensiert werden können: Mittels einer rückgeführten kompensierenden Rauschfilterung kann erfindungsgemäß die Genauigkeit mit einer Erhöhung der Taktfrequenz und dem richtigen Filtergrad praktisch beliebig verbessert werden, solange Störstrahleinflüsse bewältigt werden können.

Vorteilhafte Anwendungsbereiche sind vor allem in der Meßtechnik vorhanden, wo bei relativ niedrigen Frequenzen hohe Amplitudengenauigkeiten erforderlich sind. Bei sequentieller Signalverarbeitung, wie es bis in den Audiobereich hinein möglich ist, können hochauflösende On-Chip-Realisierungen der D- A-Wandler mit untergebracht werden.

Eine weitere vorteilhafte Ausgestaltung für meßtechnische Zwecke, besteht in der elektronisch vornehmbaren Kalibrierung und der Möglichkeit, Temperatureinflüsse kompensieren zu können.

Fig. 1 zeigt das Prinzip des kompensierenden und filternden D- A-Wandlers.

Fig. 2 zeigt ein detaillierteres Blockschaltbild des Kompensations- D-A-Wandlers mit überabtastender Filterung.

Fig. 3 zeigt den Verlauf der Amplitudengänge eines Rauschfilters und eines Tiefpaßsignalfilters aus digitalen Ausführungen auf einem Baustein.

Fig. 4 zeigt das Blockschaltbild einer Filtereinheit für serielle Signale für eine On-Chip-Ausführung einer Rausch- bzw. auch Tiefpaßfilterung.

Prinzip, Stand der Technik, Ausführung: Kompensierende D-A-Wandlung für erhöhte Auflösung Übersicht

Die Echtzeitumsetzung digitaler Signale in analoge wird immer häufiger ein integriertes Leistungsmerkmal eines digitalen Signalprozessors. Eine platzsparende, leistungsfähige und flexible On-Chip-Realisierung ist hierfür von Interesse. Der vorliegende Beitrag beschreibt eine D/A-Umsetzung, die eine hohe Amplitudengenauigkeit auch mit einer niedrigeren Anzahl von Quantisierungsstufen ermöglicht. Erreicht wird dies durch eine Überabtastung und Filterung des Quantisierungsrausches. Die i. a. durch Prozeßtoleranzen begrenzte Quantisierungsgenauigkeit wird im hier vorgestellten Konzept durch eine Zusatzlogik kompensiert. Dies erlaubt auch einstellbare Linearitätskorrekturen einer ungenau realisierten Quantisierungskennlinie. Hohe Nyquistfrequenzen mit grober Quantisierung oder niedrigere Nyquistfrequenzen des Signals gepaart mit hoher Amplitudengenauigkeit werden dadurch zu wählbaren Kombinationen. Steilflankige analoge Ausgangsfilter können gespart und durch digitale ersetzt werden.

Grundprinzip und Stand der Technik

Monolithische D/A-Converter, die neben Logikfunktionen auf einem Chip benötigt werden, erfordert bei hoher Auflösung noch einen erheblichen Teil der Chipfläche. Audioanwendungen in Studioqualität (16 bit, 44,1 kHz) beanspruchen beispielsweise in 2µ-CMOS Realisierungen ca. 20-40 mm² [1], [2]. Eine Weiterentwicklung und Optimierung der Logik für eine 256fache Überabtastung führte dazu, daß beispielsweise CD-Decodierung, Disc-Motorsteuerung, D/A-Umsetzung und analoge Ausgangsfilterung auf einem Chip untergebracht werden kann [3]. Darin ist die Analogwandlung so anwendungsspezifisch optimiert, daß der Layoutentwurf auf andere Applikationen nur schwer übertragbar ist. Deshalb wurde für die D/A-Conversion ein flexibleres Prinzip mit logisch kompensierbaren Fertigungstoleranzen entworfen, das durch Überabtastung, Filterung und Kompensation weitere systemspezifische Minimierungen und breitere Applikationen erschließt. Die gewählte D/A-Umsetzung sollte bei digitalen Signalverarbeitungen jeweils nur einen relativ kleinen Teil der Chipfläche beanspruchen, damit die wesentlichen System-Funktionen im Vordergrund einer monolithischen Realisierung bleiben können.

Um eine hohe Präzision erreichen zu können, müssen vor allem aber auch stabile Linearitätsanforderungen erfüllt werden - sowohl im Basisband, als auch im überabgetasteten Bereich, da sonst Mischprodukte verschiedener Frequenzen im Basisband Störungen hervorrufen können. Dies drückt zulässige Herstellungstoleranzen nach unten bzw. erfordert zusätzliche Hardwaremaßnahmen [1], [2]. Teure Lasertrimmtechniken sollten bei Massenprodukten auf jeden Fall vermieden werden.

Die mit einem Faktor von 1,35 bis 1,5 pro Jahr steigende Komplexität [4] je Baustein und die kürzeren Laufzeiten erlauben die Realisierung eines Prinzips, das durch Überabtastung und digitale Filterung die hohe Genauigkeit vorhandener Quarzfrequenzen nutzt und Fertigungstoleranzen durch eine einstellbare digitale Nachbildung kompensiert. Die Anwendung dieses Prinzips verspricht bei signaltheoretischer Optimierung von Quantisierungen und Filterungen darüber hinaus eine hohe Flexibilität: Amplitudenabhängige Quantisierungen und frequenzabhängige Auflösungen werden zu wählbaren Eigenschaften. Dabei ist nicht selten der Grad der Überabtastung durch die höchste Nutzsignalfrequenz und die höchste technologiebedingte Taktfrequenz vorgegeben.

Abgetastete Signale

Das durch die Abtastung im Abstand T entstandene diskrete Signal hat einen periodischen Frequenzgang mit der Periode f_p = 1/T. Wird bei der D/A- Wandlung das Signal über die Zeitdauer T_d < T konstant gehalten, so erhält das analoge Ausgangsspektrum die Einhüllende f_h = [sin(πfT_d)]/(πfT_d). In der Regel repräsentiert die digitale Folge im Abstand T ein Basisbandsignal der Bandbreite b < f_Ny = 1/(2T), mit f_Ny als Nyquistfrequenz. Bei einer D/A-Wandlung im Taktabstand T sorgt dann konventionell eine analoge Tiefpaßfilterung für die Dämpfung der Frequenzanteile über f_Ny unter eine Wahrnehmbarkeitsschwelle und für eine Korrektur der Einhüllenden f_h. Die Vervielfältigung der Abtastfrequenz um den Faktor k erlaubt dann eine digitale Filterung bis zur Frequenz k · b, so daß eine ggf. erforderliche steilflankige Filterung an der Bandgrenze b digital vorgenommen werden kann und eine verbleibende analoge Tiefpaßfilterung bei b beginnen kann und erst bei der vielfachen Bandbreite k · b einen höheren Dämpfungswert erreicht haben muß. Die Tiefpaßfilterung mit der Bandgrenze bei der Nyquistfrequenz ist für die meisten Ausgangssignale unbedingt erforderlich, da andernfalls, wie beispielsweise bei der Darstellung digitaler Bilder, Störungen auftreten können. So führt der Aufbereitung von Videosignalen bei einer nicht ausreichenden Ausgangsfilterung zu sichtbaren Moiree-Störungen. Eine erforderliche Filterwirkung ist dabei mitunter schon mit relativ wenigen digitalen Filteroperationen erreichbar, die mittels geshifteter Additionen verzögerter Signale ausgeführt werden kann [6].

Kompensation und Filterung

Fig. 1 zeigt den prinzipiellen Ablauf in einem kompensierenden und filternden D/A-Converter. In dem anwendungsspezifischen Signalverarbeitungs- IC (SP-ASIC) wird zunächst eine gewünschte digitale Signallogik im Basistakt der Signale betrieben. Für die Überabtastung und digitale Ausgangsfilterung (UAF) wird die Taktfrequenz um ein Vielfaches (k) erhöht. Die mit hoher Bitbreite gefilterten Signale werden in der Präkompensierenden Logik (PKL) derart umcodiert, daß die Fertigungstoleranzen und möglichen nichtlinearen Quantisierungsstufen des D/A-Blockes kompensiert werden. Die fertigungsspezifischen genauen Einstellwerte werden einer später festzulegenden externen Messung entnommen und stückspezifisch in einen Speicher des PKL eingelesen. Diese Einheit stellt vorsorglich bereits benachbarte Ansteuerkombinationen für den D/A-Wandler bereit. Im Quantisierungs-Filter (QF) befindet sich eine digitale Nachbildung des Analogen Tiefpasses (ATP), der ggf. auch aus natürlichen Schaltungswiderständen und kleinen Kapazitäten bestehen kann, damit die genauen, am Schaltungsausgang auftretenden gewünschten gefilterten Signale intern ermittelt werden können - zu den überabgetasteten Taktzeitpunkten. Auf diese Weise kann ein zwischen den Quantisierungsstufen liegender Amplitudenwert am Ausgang genau durch gezielte Wechselschaltungen im Auswahlschalter (AS) der benachbarten Quantisierungsstufen zwischen den Basistaktabständen eingestellt werden. Die dabei erreichbare Genauigkeit ist abhängig vom Grad der Überabtastung und vom analog realisierten Filter ATP.

Den durch die einzelnen Filter und Quantisierer führenden Signalfluß des filternden Kompensations-D-A-Wandlers ist im Blockschaltbild von Fig. 2 gezeigt. Das digitale Eingangssignal (E) wird mit der Taktfrequenz f₀ = 1/T mit einer Auflösung von n bit an ein Korrekturfilter (KF) gegeben. Dieses Korrekturfilter hat im Nutzfrequenzbereich f_N < 1/(2T) die digitale Nachbildung des reziproken Frequenzganges des analogen Ausgangsfilters (AAF), das i. a. ein einfaches Tiefpaßfilter ist. Da es hier nur auf den Frequenzgang im Nutzfrequenzband des Signals ankommt, kann dieses Filter mit der Taktfrequenz f₀ betrieben werden. Danach wird zur höheren Taktfrequenz k · f₀ übergegangen. Die größere Anzahl von Abtastwerten (k Mal so viel) weden im Überabtastfilter (UAF) berechnet. Dabei ist k (k < 1) in der Regel eine ganze Zahl, kann aber auch ein Bruch sein wie 3/2. Die Stützstellen können in diesem Fall dann beispielsweise linear interpoliert werden, indem jeder zweite Wert übernommen wird und die Zwischenstellen aus den jeweils benachbarten gebildet werden. Mit dem nachfolgenden Tiefpaßfilter werden die über der Nyquistfrequenz, d. h. über dem Nutzfrequenzband entstehende Signalanteile herausgefiltert. Ein möglicher Frequenzgang ist in Fig. 3 dargestellt. Dieses Filter ersetzt lediglich einen sonst ggf. erforderlichen steilflankigen analogen Tiefpaß, ist also für die Auflösungserhöhung nicht funktionsrelevant. Das Tiefpaßfilter und die folgenden Blöcke arbeiten mit der höheren Taktfrequenz k · f₀. Der nun folgende Addierer (ADD) besitzt mindestens ein Bit über n, während der folgende Quantisierer Q über eine Quantisiervorschrift oder über eine Entscheidungstabelle (ggf. in Nachbildung der folgenden D/A-Stufe) die Bitbreite auf die m Bit (m < n) des D-A-Wandlers (D/A) reduziert, z. B. auf m= n/2. Der folgende Auswahlschalter (AS) ist optional vorhanden und nur für sehr hohe Taktfrequenzen erforderlich: In ihm werden die Codes der von Q ausgewählten benachbarten Quantisierungsstufen bereitgestellt. Auf diese Weise können Verzögerungen von Verarbeitungsblöcken im Rekursionszweig umgangen werden, indem zu erwartende benachbarte Quantisierungsstufen sofort ausgewählt werden können.

Im programmierbaren Quantisierungsspeicher (PQS) wird der aus 2^m ausgewählten Quantisierungsstufe der tatsächliche n-Bit-Wert zugeordnet. Die einzelnen Werte werden einmal nach Fertigung ausführungsspezifisch gemessen und in einer Tabelle mit einer Genauigkeit von etwa n Bit gespeichert (ggf. in einem On-Chip-EPROM). Von dem der Tabelle (einer oder mehrere schnelle Look up Table) im PQS entnommenen genauen Analogwertäquivalent wird dann im folgenden Addierer der vor dem Quantisierer entnommene Sollwert mit einer Genauigkeit von mindestens n Bit subtrahiert. Die entstehende Quantisierungsdifferenz wird im folgenden Rausch-Koppel-Filter (RKF) speziell gefiltert. Bevor das hier gefilterte Signal auf den Addierer (ADD) zurückgekoppelt wird, wird ihm noch ein Dither im mind. (n+1)-sten (LS)-Bit mittelwertfrei überlagert. Der Dither kann in einem einfachen 7stufigen 1-Bit-Scrambler erzeugt werden.

Das Rauschkoppelfilter RK(z) ist der verzögerte Teil eines Hochpaß- Rauschfilters H(z), dessen Frequenzgang in Fig. 3 charakterisiert ist. Das Filter RK(z) hat folgende Form:

Dabei sind z_oi Nullstellen auf oder nahe am Einheitskreis im Nutzfrequenzbereich, so daß je zwei konjugiert komplex auftreten. Einfache reelwertige Nullstellen liegen bei 1. Dabei werden die Nullstellen so ausgewählt, daß sich für H(z) ein gewünschter, in Fig. 3 skizzierter Rauschfilterhochpaß ergibt. Die Bestimmungsmethoden hierfür sind bekannt. z^-1 entspricht hierbei schaltungstechnisch einer Verzögerung um T/k. Bei einem Filtergrad 1 = 2 · N liefern beispielsweise folgende Nullstelle, z_oi ein Rauschkoppelfilter:

z_oi = e^-j- ^f ^{-(i-0,5)/(k·N)+j·} ^δΦ ⁱ für i=1,2,. . .,N (2)

z_oi = z*_o(i-N) für i=(N+1), . . . .,2 · N (2′)

z_o0 = 0 (2′′)

mit j als imaginärer Einheit und δΦ_i als kleine Korrekturwerte, um die Mindestrauschdämpfung im Durchlaßbereich geringfügig zu verändern. z* ist dabei die zu z konjugiert komplexe Variable. Mit k=4 und N=3 wird in diesem Fall die in Fig. 3 skizzierte Rauschdämpfung von mindestens 40 dB im Nutzfrequenzbereich erreicht.

Fig. 3 zeigt weiterhin das Ergebnis einer linearphasigen transversalen Filterung für 4fache Überabtastung bei einer minimalen Sperrdämpfung von 70 dB für f₀/2 < f < 3 · f₀/2 und einer Durchlaßdämpfung von maximal 1 dB im Bewertungsbereich für 0 < f < 0,8 · f₀/2. Dieses Filter benötigt für eine Taktfrequenz von 4 · f₀=4·44,1 kHz=176,4 kHz (bei einer Signalgenauigkeit von 24 bit) 2 seriell geschaltete und 3-fach multiplex genutzte Filterbasiseinheiten entsprechend Fig. 4. Dies entspricht einer Filteroperationsleitung von 162 geshifteten Additionen bzw. Subtraktionen je Filterung.

Filtermodul

Da beim Einsatz des D/A-Wandlers an unterschiedliche Applikationen gedacht ist, sind in bestimmten Umfang Frequenzgang und Grad der Überabtastung durch von außen konfigurierbare Filter wählbar. Im Filterentwurf wird deshalb die Anzahl der verzögerten bzw. geshifteten Additionen als eine Konstante behandelt. Dadurch werden zur Erzielung eines optimalen Frequenzganges Koeffizientenfeinheit und Filtergrad austauschbare Größen bei gleichem Hardwareaufwand. Die Grundstruktur einer konfigurierten Filterbasiseinheit ist in Bild 4 für serielle Signalwörter, die mit dem LSB beginnen, gezeigt. Eine einschaltbare Rückführung S_m gestattet bei einer entsprechend erhöhten Taktfrequenz auch eine gemultiplexte Filterung, bei der die Shiftkoeffizienten entsprechend der Filtervorgabe von einem Durchlauf zu anderen zyklisch umgeschaltet werden. Mittels des Schalters S_r kann eine Rückkopplung eingestellt werden, so daß auch eine rekursive Struktur realisierbar ist, der "rekursive Zweig" aber auch für eine rein transversale Struktur genutzt werden kann. Insgesamt ist eine Filterbasiseinheit so angelegt, daß mindestens ein komplexer Pol und eine komplexe Nullstelle in der p- bzw. z-Ebene einstellbar sind. Die Addiereinheit ist für bis zu 31 parallele Additionen oder Substraktionen in einer Taktperiode ausgelegt. Dies entspricht bei einer nicht gemultiplexten Verarbeitung (S^m außer Betrieb) für eine mittlere Koeffizientenauflösung von 8 bit einer Filterung 7-ten Grades. Dabei können mehrere Einheiten unterschiedlich konfiguriert miteinander zu einer komplexeren Filterstruktur gekoppelt werden.

Die Einstellparameter für die einzelnen Filtereinheiten werden mittels eines iterativen (auf einen PC portierbares) Filteroptimierungsprogramm erzeugt. Vorgebbar sind dabei die gewünschten Frequenzkurven im Durchlaßbereich wie im Sperrbereich bei zusätzlicher Angabe von minimal erforderlicher Dämpfung und maximal zulässigem Rippel im Durchlaßbereich.

Auflösungserhöhung durch quantisierte rückkoppelnde Filterung

Die Genauigkeit der D/A-gewandelten Signale beschränkt sich bei linearer Quantisierung auf ± 1/2 LSB (Least Significant Bit). Ist die LSB-Spannungsdifferenz ΔU, so ergibt dies bei gleichförmiger Spannungsverteilung eine effektive Quantisierungs-Rauschspannung von U_qeff = 0.289·ΔU (=1/SQR(12)·ΔU). Wenn der D/A-Wandler die Quantisierungsstufen U_q(i) erzeugt, können durch Überabtastung und analoge Filterung auch Ausgangsspannungen U_a zwischen zwei Quantisierungsstufen U_q(i) < U_a < U_q(i+1) erzeugt werden. Die dabei erzielbare Genauigkeit ist abhängig vom Grad der Überabtastung, der Ausgangsfilterung, der Nutzfrequenz und dem Quantisierungsrauschen, das durch Hin- und Herschalten zwischen den Quantisierungsstufen entsteht. Im Extremfall reduziert sich der D/A- Quantisierer auf zwei Spannungswerte insgesamt, also auf 1 bit. Bei einer 256fachen Überabtastung und einer analogen Tiefpaßfilterung 3. Ordnung wird eine für den digitalen Audiobereich ausreichende Auflösung von 16 bit erzielt, dies entspricht einem Störabstand von 98 dB im hörbaren Bereich [3].

Eine zu hohe Überabtastung ist jedoch für höherfrequente Nutzbänder, wie für Videosignale, aus technologischen Gründen nicht mehr anwendbar. Hier muß man sich ggf. auf 2-, 4-, oder 8-fache Taktfrequenzen beschränken und von einer aufwandsgünstigen Stufenzahl ausgehen. Für solche Fälle bietet das vorliegende Konzept eine Lösung.

Wie Fig. 1 zeigt, wird die Ansteuerung des D/A-Wandlers durch das Quantisierungsfilter derart beeinflußt, daß im Auswahlschalter (AS) jeweils auf benachbarte Amplitudenstufen des D/A-Wandlers umgeschaltet werden kann. Aus Verarbeitungszeitgründen werden die unmittelbar benachbarten Werte vorher ermittelt und zum Umschalten bereitgestellt. Das Quantisierungsfilter (QF) bekommt je Taktperiode den zu umsetzenden Ausgangswert U_a mit der zu realisierenden Genauigkeit, z. B. 17 bit, einerseits und den am nächsten liegenden quantisierten Wert U_q(k) andererseits geliefert, woraus die Differenz gebildet werden kann.

Die erzielte Quantisierungsverbesserung bei einer 4fachen Überabtastung geht aus Bild 4 hervor: Bezogen auf den verbleibenden Quantisierungsfehler bei einer 8-Bit-D/A-Wandlung reduziert sich im Nutzfrequenzbereich das Quantisierungsrauschen um 40 dB. Dies entspricht einem Gewinn von über 6 bit. Ein erhöhtes Quantisierungsrauschen außerhalb des Nutzbandes wird durch die analoge Tiefpaßfilterung wieder hinreichend gedämpft.

Korrektur von Nichtlinearitäten und Fertigungstoleranzen

Ströme, Widerstände, Kapazitäten, Transistorparameter haben bei unterschiedlichen Realisierungen stets Streuungen gegenüber den Zielwerten. Eine Genauigkeit von beispielsweise 2^-8 = 1/256 ist dabei bereits eine hohe Anforderung bei einer Technologie, deren Leiterbahnen und Layouts selbst oft nur auf 1/10 bis 1/100 genau positioniert werden können. Deshalb sind rein elektrische Kompensationsmaßnahmen, die nach der Hardwarerealisierung möglich sind, auch durch etwas mehr Logikaufwand von besonderem Interesse. Darüber hinaus kann die Kompensation bei D/A-Wandler- Strukturen auch für nicht-lineare Quantisierungsstufen genutzt werden, die insbesondere für Überabtastungen zur Auflösungserhöhung einsetzbar sind. Dies führt i. a. auch zu einer Verringerung der Stufenzahl und damit auch zu einem Flächengewinn, der wiederum für exakt arbeitende digitale Strukturen nutzbar wird.

In dem in Fig. 2 dargestellten programmierbaren Quantisierungsspeicher (PQS) werden die tatsächlich realierten und später gemessenen (äquivalenten) Werte in einer Speichertabelle mit der erforderlichen erhöhten Genauigkeit (hier mindestens 16 bit) abgespeichert. Handelt es sich um ein zweistufiges Widerstandsnetzwerk im D-A-Wandler (D/A), so kann auch der Speicher (PQS) zweistufig angelegt sein: Die oberen 4 Bit (im Falle m=8) werden auf den ersten Speicherblock mit 16 Speicherblöcken 16 bit (mindestens) geführt, die unteren 4 bit, ebenfalls vom Eingang der D-A-Wandlerstufe (D/A) kommend, werden auf den zweiten Block geführt, der ebensoviele Speicherplätze (16) enthält. Die gespeicherte Wortbreite des zweiten Blocks kann dann aber um 4 Bit geringer sein, da die oberen 4 Bit einheitlich 0 sind. Am Ausgang des PQS-Blockes werden dann diese beiden Wörter LSB-bündig addiert. Die korrekten Werte der 2 × 16 4-bit-Wörter können im Quantisierer (Q) genutzt werden - dies ist bei größeren Differenzen sinnvoll -, um bereits bei der Quantierung die besten Quantisierungsstufen zu codieren. Wird auf diese Option verzichtet, so erhöht sich das verbleibende Quantisierungsrauschen ggf. geringfügig.

Auch unterschiedliche analoge Ausgangsfilter-Tiefpässe können, sofern ihre Wirkung in den Nutzfrequenzbereich hineinreicht, ausführungsspezifisch kompensiert werden. Aufgrund der einfachen Filterstruktur des analogen Filters reicht die Messung und Speicherung von zwei Konstanten a₁, a₂ aus für ein einfaches Korrekturfilter (KF) 2. Grades mit folgender transversalen Darstellung in der z-Ebene:

K(z) = 1-a₁ ·z^-1 + a₂ · z^-2 (3)

Grundsätzlich kann dieses Filter auch im Tiefpaßfilter (TPF) mit ausgeführt werden. Es empfiehlt sich jedoch die vorgeschaltete Anordnung, da an dieser Stelle die Überabtastung noch nicht vorgenommen ist und nur die Korrektur des Nutzbandes erforderlich ist. Im Extremfall kann dies zu einer DPCM-Codierung führen, die für bestimmte Applikationen durchaus sinnvoll sein kann und mithilft, das Quantisierungsrauschen für niedrige Frequenzen zusätzlich zu reduzieren.

Die einstellbaren Quantisierungsstufen können auch genutzt werden, um Temperaturkompensationen durchzuführen, indem eine bekannte Temperaturabhängigkeit als Funktion einer gemessenen Bauteiltemperatur berücksichtigt wird.

Literatur
[1] Schouwenaars, H. J., Dÿkmans, E.C. Kup, B.M.J., van Tuÿl, E.J.M.: A Monolithic Dual 16-Bit D/A Converter. IEEE Journal of Solid State Circuits, VOL. SC-21, No. 3, 1986, P. 424-429.
[2] Naus, P.J.A., Mans, E.C.D., Stikvoort, E.S.McKnight, E.J., Holland, D., Bradinal, W.: A CMOS Stereo 16-bit D/A-Converter for Digital Audio. IEEE Journal on Solid State Circuits, Vol. SC-22.No. 3, 1987, pp. 390-395.
[3] Finck, Rainer: Decodierelektronik für CD-Spieler. Mikroelektronik, me Bd. 4, H. 2, 1990, S. 56-58.
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[8] Sherstinsky, A., Sodini, C.G.: A Programmable Demodulator for Oversampled Analog-to- Digital Modulators. IEEE Transactions on Circuits and Systems, VOL-37, No. 9, 1990, pp. 1092-1103.
[9] Cremonesi, A. Maloberti, F., Polito, G.: A 100-MHz CMOS DAC for Video-Graphic Systems. IEEE Journal of Solid-State Systems, Vol. 24, No. 3, 1989, pp. 635-639.

Claims

1. Überabgetasteter Digital-Analog-Wandler, gekennzeichnet dadurch, daß die einzelnen Quantisierungswerte ausführungsspezifisch für jedes Exemplar vermessen werden und in einem rückkoppelnden Tabellenspeicher (PQS) in einer erhöhten Genauigkeit abgespeichert werden.

2. Überabgetasteter Digital-Analog-Wandler mit einem vor die Quantisierung (Q) im Überabtasttakt gefiltert rückgekoppelten Quantisierungsfehler, gekennzeichnet dadurch, daß der Quantisierungsfehler taktweise gebildet wird aus der Differenz des in erhöhter Bitbreite vermessenen und anfangs abgespeicherten zugehörigen Quantisierungsstufe und des digitalen Sollwertes, der vor der Quantisierung (Q) auftritt, - ebenfalls in der erhöhten Bitbreite.

3. Überabgetasteter D-A-Wandler nach Anspruch 2, gekennzeichnet dadurch, daß das Rauschkoppelfilter (RKF) die in (1) und (2) angegebene transversale Struktur mit etwa gleichmäßig verteilten Nullstellen im Nutzband auf dem Einheitskreis in der z-Ebene aufweist.

4. Überabgetasteter D-A-Wandler nach Anspruch 2, gekennzeichnet dadurch, daß der Quantisierer (Q) auch die benachbarten Quantisierungsstufen gekennzeichnet ausgibt an einen nach ihm zwischengeschalteten Auswahlschalter (AS), aus dem über ein abgespaltenes Signal aus dem Rauschfilter schneller die veränderten Quantisierungsstufen ausgewählt werden können.

5. Überabgetasteter D-A-Wandler nach Anspruch 2, gekennzeichnet dadurch, daß im Rauschkoppelfilter (RKF) unter dem niedrigsten Bit der erhöhten Auflösung ein Dithersignal additiv und mittelwertfrei überlagert wird, das aus einem einfachen Scrambler erzeugt wird.

6. Überabgetasteter D-A-Wandler nach Anspruch 2, gekennzeichnet dadurch, daß der Quantisierer (Q) eine Quantisierung vornimmt, die die ausführungsspezifischen, im programmierbaren Quantisierungsspeicher (PQS) abgelegten Werte zur Quantisierung benutzt.

7. Überabgetasteter D-A-Wandler nach Anspruch 1 oder 2, gekennzeichnet dadurch, daß am digitalen Eingang ein Korrekturfilter (KF) als einfaches Filter mit ein oder zwei ausführungsspezifisch vermessenen Konstanten a₁, a₂ als Filterkoeffizienten benutzt, die die analoge Tiefpaßfilterung im Nutzband kompensieren.

8. Überabgetasteter D-A-Wandler nach Anspruch 1, gekennzeichnet dadurch, daß der Speicher (PQS) ein Elektrisch-Programmierbarer Speicher EPROM ist.

9. Überabgetasteter D-A-Wandler nach Anspruch 1, gekennzeichnet dadurch, daß der Speicher (PQS) ein Look up Table für alle Quantisierungsstufen ist.

10. Überabgetasteter D-A-Wandler nach Anspruch 1, gekennzeichnet dadurch, daß der Speicher (PQS) die normierten Widerstandswerte der D/A- Stufe abspiert und additiv - wie die D/A-Stufe - zusammensetzt.