DE3735285A1

DE3735285A1 - Schaltungsanordnung zur beseitigung von wechselspannungsstoersignalen

Info

Publication number: DE3735285A1
Application number: DE19873735285
Authority: DE
Inventors: Ferdinand Dipl Ing Gesell
Original assignee: Eckardt AG
Current assignee: Eckardt AG
Priority date: 1987-10-17
Filing date: 1987-10-17
Publication date: 1989-04-27
Also published as: US4839608A; FR2622074B1; FR2622074A1

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Beseitigung von Wechselspannungsstörsignalen, die zu verstärkenden Gleich spannungssignalen überlagert sind, mit einem Signalverstärker mit Tiefpaßcharakteristik, dem sowohl die zu verstärkenden Gleichspannungssignale, als auch die Wechselspannungsstörsigna le zugeführt werden.

Die Verstärkung kleiner Gleichspannungssignale ist beispiels weise eine in der elektrischen oder elektronischen Meßtechnik häufig gestellte Aufgabe. Insbesondere bei der Fernmessung, wo aufgrund des größeren Abstandes der Meßfühler zu ihren Auswer testellen solche Meßgleichspannungssignale über längere Leitun gen einem Verstärker zugeführt werden, ist die Gefahr sehr groß, daß durch Induktion dem eigentlichen Meßsignal Störspan nungen überlagert werden, die in den elektromagnetischen Fel dern der Energieversorgungseinrichtungen ihre Ursache haben. Sie können aber auch durch ungenügend gesiebte Stromversor gungs- und Netzgeräte als sogenannte Brummspannungen im Fre quenzbereich von 50 bis 120 Hz auftreten, je nachdem, ob die Versorgungsgleichspannungen durch Ein- oder Doppelweggleich richtung in 50 oder 60 Hz-Netzen entstehen.

Da solche Störsignale ein exaktes Messen dann nicht mehr erlau ben, wenn die Amplituden der Störsignale diejenigen der Nutz signale in ihrer Höhe erreichen oder gar überschreiten, müssen Wege gefunden werden, diese Störsignale in ihrer schädlichen Wirkung entscheidend zu schwächen. Zur Unterdrückung von Stör spannungen auf den Gleichstromleitungen von Netzgeräten ist der Einsatz von Tiefpaßfiltern bekannt, die als aktive oder passive Filter realisiert sein können. Ein Beispiel für eine elektroni sche Siebdrossel, deren Gleichstromwiderstand wesentlich nied riger als ihr dynamischer Widerstand (Wechselstromwiderstand) ist, ist in einem Aufsatz "Transistoren und ihre Anwendungen in der Industrie", Zeitschrift Elektronik 1962, Nr. 5, Seite 132, beschrieben. Während passive Tiefpaßfilter relativ große Kon densatoren erfordern, die für ihre Unterbringung viel Platz be nötigen, bestehen die aktiven Tiefpaßfilter aus einer größeren Anzahl elektronischer Bauelemente.

Ebenso wie die aktiven Tiefpaßfilter sind auch frequenzabhängi ge Verstärker leichter zu realisieren. Sie müssen jedoch die Störsignale ebenfalls verarbeiten, was dann problematisch wer den kann, wenn die Größe der Amplitude der Störsignale die des Nutzsignals um ein Mehrfaches übersteigt.

Die schädlichen Wirkungen von Störsignalen können auch durch deren Kompensation verringert werden, wie beispielsweise in der US-Patentschrift 41 29 853 beschrieben ist, wo Störsignale, die bei der optischen Abtastung mittels lichtempfindlicher Sensoren aufgrund von Schwankungen der Helligkeit des Untergrundes und der Beleuchtung entstehen, kompensiert werden, indem diese Störsignale ermittelt, gespeichert und bei der Signalauswertung von dem Gesamtsignal subtrahiert werden.

Da der Komponentenaufwand hier sehr hoch ist, ergeben sich dort Nachteile, wo ein mäßiger technischer Aufwand und hohe Zuver lässigkeit der Störsignalunterdrückung gefordert sind.

Es ist daher die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Schaltungsanordnung anzugeben, die bei vertretbarem Komponen tenaufwand und hoher Betriebssicherheit verbesserte Eigenschaf ten hinsichtlich der Störsignalunterdrückung aufweist.

Gelöst wird diese Aufgabe der Erfindung durch die im Hauptan spruch angegebenen Merkmale.

Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen des Gegenstandes der Erfindung sind den Unteransprüchen zu entneh men.

Durch die vorliegende Erfindung wird somit der Vorteil erzielt, daß durch eine verbesserte Kompensation der Störsignale auf meßwertführenden Leitungen präzisere Fernmeßwerte gewonnen wer den, wobei die Schaltungsanordnung zur Beseitigung von Störsig nalen insgesamt einen nur mäßigen Komponentenaufwand bei hoher Betriebssicherheit erfordert.

Im folgenden wird ein Ausführungsbeispiel der Erfindung anhand der Figuren bei einem Mehrleitersystem erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 eine bekannte Dreileitermeßanordnung zur Fern messung von Widerstandsänderungen eines Wider standes und

Fig. 2 eine Schaltungsanordnung nach der Erfindung mit einer gegenphasigen Einspeisung der Störsignale in den Meßverstärker zwecks Kompensation.

In der bekannten Anordnung nach Fig. 1 durchfließt der von ei ner Konstantstromquelle (Q) eingeprägter Strom (I) sowohl einen Normalwiderstand (N) als auch über die Zuleitungen (L₁ und L₃) den Widerstand (X). Die Konstantstromquelle (Q) ist beispiels weise eine Stromquelle mit sehr hohem Innenwiderstand oder eine Stromquelle die über einen sehr hohen Vorwiderstand am Einspei sungspunkt (B und B′) angeschlossen ist. Die Leitung (L₂) bleibt als sogenannte "Fühlleitung" oder Bezugsleitung strom los. Die sich infolge des Stromflusses und der Widerstandsände rung des Meßwiderstandes (X) einstellenden Signalspannungen (U₁) zwischen dem Einspeisungspunkt (B) und der Leitung (L₂) sowie (U₂) zwischen dem Einspeisungspunkt (B′) und der Leitung (L₂) werden in einem Signalverstärker (A₁) bis auf den Wert (U₃) verstärkt. Der Signalverstärker (A₁) kann beispielsweise ein Operationsverstärker sein, der als Summenverstärker ge schaltet ist.

Die Meßleitungen (L₁ und L₃) sind jeweils über einen Widerstand (R) mit dem invertierenden Eingang (-) des Signalverstärkers (A₁) verbunden, während die Leitung (L₂) direkt am positiven Eingang (+) angeschlossen ist.

Für R<<N, X gilt:

Die Spannungsabfälle über den Leitungswiderständen der Zulei tungen (L₁ und L₃) sind in dieser Gleichung nicht berücksich tigt, da angenommen werden darf, daß diese Leitungswiderstände gleich groß sind und sich somit kompensieren. Im Rückkopplungs pfad (R _K) des Operationsverstärkers (A₁) befindet sich ein Widerstand (R _f), dessen Wert so gewählt ist, daß sich ein hoher Verstärkungsfaktor (V1) ergibt. Da diesem Rückkopplungswider stand (R _f) ein Kondensator (C _f) parallelgeschaltet ist, erhält der Frequenzgang des Verstärkers, also die Verstärkung in Ab hängigkeit von der Signalfrequenz, eine Tiefpaßcharakteristik der Form:

mit p=j ω; T _f=R _f · C _f (3)

Es wird weiterhin angenommen, daß in den Meßleitungen (L₁ bis L₃) Störspannungen induziert werden, die, entsprechend den Indizes der Meßleitungen mit (e₁ bis e₃) bezeichnet sind. Das an dem als Operationsverstärker geschalteten Signalverstärker (A₁) anliegende Eingangssignal ( Δ U₁) errechnet sich aus folgender Beziehung:

Δ U₁=I(X-N)-e₁+2 · e₂-e₃=Δ U _x+Δ e (4)

Die Verstärkung dieses Signals erfolgt gemäß Gleichung (2), wo bei eben auch die Störsignale, die in Gleichung (4) mit Δ e bezeichnet sind, mit verstärkt werden.

Die um eine Kompensationsanordnung für die Störsignale erwei terte Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung zeigt Fig. 2. In dieser Schaltungsanordnung wird die Summe der Störsignale in einem Hilfsverstärker (A₂) verstärkt und anschließend gegenpha sig dem Summenpunkt (S) des Signalverstärkers (A₁) wieder zuge führt. Analog zu dem in Fig. 1 dargestellten Signalverstärker (A₁) liefert der als Wechselspannungsverstärker (A₂) geschalte te Operationsverstärker die Kompensationsspannung (u _k) an sei nem Ausgang. Die Störsignale (e₁ bis e₃) werden dem Hilfsver stärker über Tiefpässe, bestehend aus der Serienschaltung eines Widerstandes (R₃) und eines Kondensators (C₃) zugeführt. Der Verstärkungsfaktor (V1) wird über den Widerstand (R₄) im Rück koppelpfad (R _K) eingestellt. Das Ausgangssignal, die Kompensa tionsspannung (u _k) wird über einen Hochpaß bestehend aus der Reihenschaltung eines Widerstandes (R₂) und eines Kondensators (C₂), dem Summenpunkt (S) des Signalverstärkers (A₁), d. h. des sen invertierendem Eingang (-) zugeführt.

Diese Kompensationsspannung (u _k) errechnet sich zu:

Als reiner Wechselspannungsverstärker ignoriert der Hilfsver stärker (A₂) die Gleichspannungsanteile des Eingangssignals, so daß sich nur die aus den Störsignalanteilen ergebende Kompensa tionsspannung gegenphasig zu dem ursprünglichen Störsignal ( Δ e) an den Summenpunkt (S) des Signalverstärkers (A₁) über den Hochpaß, bestehend aus der Serienschaltung des Widerstandes (R₂) und des Kondensators (C₂) angelegt wird. Es ergibt sich hieraus folgende Beziehung:

Wie aus Gleichung (7) zu sehen ist, kann die vollständige Kom pensation einer Störspannungssumme ( Δ e) dann erreicht werden, wenn der Klammerausdruck F gleich Null gemacht werden kann:

Dies kann mit den einfachen Tiefpässen der Schaltungsanordnung nach Fig. 2, d. h. mit RC-Schaltungen, nicht erreicht werden. Es wird deshalb vorgeschlagen, eine Angleichung des Betrages des Kompensationsstromes bei p→∞ vorzunehmen, da eine Kompensa tion, als eine Operation an Vektoren generell nur bei Betrags gleichheit und exakter Gegenphasigkeit der Phasenwinkel der Vektoren möglich ist. Bei p→∞ ergibt sich folgende Dimensio nierung:

Die Übertragung des Störsignals erfolgt jetzt mit

Eine reine Tiefpaßcharakteristik der Schaltungsanordnung ergibt sich bei einer Dimensionierung nach Gleichung (11)

T _f=T₂+T₃ (11)

womit nun das Übertragungsverhalten der Schaltungsanordnung dem von zwei entkoppelten RC-Gliedern im Verstärkungsweg entspricht.

Da der Hilfsverstärker (A₂) ein reiner Wechselspannungsverstär ker ist, ist er bei der Dimensionierung seiner Impedanzen nicht mit Gleichspannungsproblemen belastet. Der Wechselspannungsan teil, der im Signalverstärker (A₁) noch verstärkt werden muß, konnte jedoch wesentlich reduziert werden, ohne daß in das Gleichstromverhalten dieses Verstärkers schaltungstechnisch eingegriffen werden mußte.

Diese Art der Störspannungskompensation ist nicht auf 3-Leiter- Systeme, wie vorstehend beschrieben, beschränkt, sondern auf Summensignalverstärker mit beliebiger Anzahl von Eingängen an wendbar, wobei auch die Wichtung der Summation durch entspre chende Änderung der Bewertungswiderstände (R und R₃) an unter schiedliche Bedingungen angepaßt werden kann.

Claims

1. Schaltungsanordnung zur Beseitigung von Wechselspan nungsstörsignalen (e₁ bis e₃), die zu verstärkenden Gleichspan nungssignalen (U₁, U₂) überlagert sind, mit einem Signalver stärker (A₁) mit Tiefpaßcharakteristik, demsowohl die zu ver stärkenden Gleichspannungssignale, als auch die Wechselspan nungsstörsignale zugeführt werden, dadurch gekennzeichnet, daß ein Hilfsverstärker (A₂) vorgesehen ist, dem ebenfalls die Wechselspannungsstörsignale zugeführt werden, welche dieser, nach summierender Verstärkung, dem Signalverstärker gegenphasig zu den an ihm anliegenden Wechselspannungstörsignalen über dessen Summenpunkt (S) zuführt.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekenn zeichnet, daß der Signalverstärker (A₁) als 3-Leiter-Wider standsbrücken-Meßverstärker strukturiert ist.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 und/oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Hilfsverstärker (A₂) ein reiner Wech selspannungsverstärker ist, dem die Störsignale (e₁ bis e₃) über Eingangs-Koppelglieder (R₃, C₃) zugeführt werden, wobei das Kompensationssignal (u _k) über ein Ausgangs-Koppelglied (R₂, C₂) an den Summeneingang (S) des Signalsverstärkers (A₁) ange legt wird.

4. Schaltungsanordnung nach einem oder mehreren der An sprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Dimensionie rung der Störsignalkoppelglieder an den Eingängen und dem Aus gang des Hilfsverstärkers (A₂) so gewählt ist, daß bei sehr hohen Frequenzen der Kompensationsstrom betragsgleich mit dem ursächlichen Strom des Störsignales im Signalverstärker (A₁) ist.

5. Schaltungsanordnung nach einem oder mehreren der An sprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Störsignal- Koppelglieder als Hochpässe (R₂/C₂, R₃/RC₃) ausgelegt sind.

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekenn zeichnet, daß die Summe (T₂ und T₃) der Zeitkonstanten der Ein gangshochpässe und des Ausgangshochpasses des Hilfsverstärkers (A₂) der Zeitkonstanten (T _f) des Tiefpasses im Rückkopplungs pfad (R _K) des Signalverstärkers (A₁) entspricht.

7. Schaltungsanordnung nach einem oder mehreren der An sprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß bei Anwendung ei ner gewichteten Summation der Eingangssignale im Signalverstär ker (A₂) die Wichtung der Summation der Störsignale im Hilfs verstärker (A₁) in gleicher Weise gewählt wird.