DE69014831T2

DE69014831T2 - Schaltung zur Quotientenmessung mit verbesserter Rauschunterdrückung.

Info

Publication number: DE69014831T2
Application number: DE69014831T
Authority: DE
Inventors: Jonathan J Parle
Original assignee: John Fluke Manufacturing Co Inc
Current assignee: Fluke Corp
Priority date: 1989-11-01
Filing date: 1990-09-27
Publication date: 1995-04-27
Anticipated expiration: 2010-09-28
Also published as: EP0426297A3; CN1018484B; US5028874A; JPH03209176A; KR910010195A; EP0426297A2; KR0161274B1; EP0426297B1; JPH06103328B2; CN1051426A; DE69014831D1

Description

Die Erfindung betriftt Meßschaltungen, und insbesondere, aber nicht ausschließlich, Schaltungen zur Quotientenmessung, die Zwei-Flanken-Analog-zu-Digital-Umsetzer verwenden.
Die Messung elektrischer Schaltungskenngrößen, wie Widerstand und Leitwert, bei der Quotientenmeßtechniken angewandt werden, ist wohlbekannt. Viele Quotientenmeßschaltungen verwenden einen Zwei-Flanken-Analog-zu-Digital- (A/D)- Umsetzer, um den unbekannten Wert einer Kenngröße zu messen. Diese A/D - Umsetzer werden allgemein als Quotientenumsetzer bezeichnet, wenn sie in Quotientenmeßschaltungen verwendet werden. Quotientenumsetzer verbrauchen relativ wenig Strom, und von daher haben sie weite Verbreitung in batteriebetriebenen Geräten gefunden, wie in tragbaren Meßinstrumenten.
Sehr häufig findet man die zu messenden Kenngrößen in einer störungsbehafteten Umgebung, wie Telefonleitungen beispielsweise, in denen Störungen wie Leckströme und/oder Wechselspannungs störungen existieren. Wie allgemein bekannt ist, vermögen Störungen die Genauigkeit der Meßinstrumente zu beeinträchtigen. In der Tat hängt die Genauigkeit eines Quotientenmeßgerätes wenigstens teilweise von der Fähigkeit der Quotientenmeßschaltung ab, Störungen zu unterdrücken. Das heißt, je besser der Störabstand der Quotientenmeßschaltung ist, um so größer ist die Genauigkeit des Meßinstruments.
Ein Weg, auf dem Quotientenmeßschaltungen nach dem Stand der Technik einen verbesserten Störabstand erzielen, besteht darin, diese mit relativ hohen Spannungen zu betreiben, wie einer Stromversorgung mit ± 15 V und einer Bezugsspannung von 10 V beispielsweise, im Gegensatz zu ± 3 V bzw. 1 V. Die Verwendung einer höheren Bezugsspannung führt zu einem erhöhten Störabstand und somit zu einer verbesserten Störunterdrückung bei den Meßschaltungen nach dem Stand der Technik. Die höhere Bezugsspannung erfordert jedoch den Einsatz von Quotientenmessern mit einem höheren Dynamikbereich. Unglücklicherweise führt der vergrößerte Dynamikbereich zu einem höheren Stromverbrauch des Quotientenumsetzers, der bei batteriebetriebenen Schaltungen äußerst unerwünscht ist, wie auch bei denen, die man in transportablen Meßinstrumenten antrifft
Folglich besteht die Notwendigkeit nach einer Quotientenmeßschaltung, die eine verbesserte Störunterdrückung aufweist, und diese verbesserte Störunterdrückung erreicht, ohne daß bedeutend mehr zusätzlicher Strom verbraucht wird. Weiterhin sollte der verbesserte Störabstand eine minimale Anzahl zusätzlicher Komponenten erfordern, so daß die ganze Meßschaltung leicht in ein tragbares Instrument eingebaut werden kann. Die vorliegende Erfindung ist auf eine Quotientenmeßschaltung gerichtet, die ausgelegt ist, diese Ergebnisse zu erzielen.
Das JOURNAL OF PHYSICS E. SIENTIFIC INSTRUMENTS, November 1983, beschreibt auf den Seiten 1100 bis 1104 ein computerisiertes Meßinstrument, das zur Verwendung in Platinwiderstands-Thermometeranwendungen. Ein Zwei-Flanken- Umsetzer nimmt Vielfachlesevorgänge in schneller Abfolge auf und errechnet den Durchschnitt, um Fehler zu beseitigen. Die Zählung des Umsetzers wird zwischen aufeinanderfolgenden Lesesevorgängen nicht zurückgesetzt, wodurch die Rechengeschwindigkeit des Instruments angehoben wird. Eine derartige Anordnung leidet jedoch unter den zuvor genannten Störungen.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Nach dieser Erfindung ist eine Quotientenmeßschaltung vorgesehen, mit:
(a) einem Quotientenmesser, der von einer Stromversorgung mit niedriger Spannung und einer niedrigen Bezugsspannung betrieben wird und der auf eine erste Spannung ansprechfähig ist, die zum unbekannten Wert einer ersten Kenngröße gehört, um so ein dem unbekannten Wert der ersten Kenngröße repräsentierendes Ausgangssignal zu erzeugen, und ist gekennzeichnet durch
(b) eine an den Quotientenumsetzer angekoppelte Störunterdrückungsschaltung, wobei die erste Kenngröße den Störabstand der Quotientenmeßschaltung anhebt, bei der die Störunterdrückungsschaltung eine maßstäblich vergrößerte Spannung erzeugt, die proportional zur und größer als die niedrige Bezugsspannung ist, wobei sich die maßstäblich vergrößete Spannung auf den ersten Kenngröße bezieht um so eine zur ersten Kenngröße zu bildende Kenngrößenspannung hervorzurufen, wobei die Störunterdrückungsschaltung die Kenngrößenspannung teilt, um die erste Spannung zu bilden.
Vorzugsweise enthält die Störunterdrückungsschaltung einen ersten Verstärker, der die maßstäblich vegrößerte Spannung erzeugt, und einen zweiten Verstärker, der die Kenngrößenspannung zwischenspeichert. Eine zwischengespeicherte Kenngrößenspannung wird an einen Spannungsteiler angelegt, der die erste Spannung erzeugt. Die Verstärkung des ersten Verstärkers in dem Ein/Ausgangsverhältnis des Spannungsteilers ist umgekehrt proportional. Die erste Spannung wird an den Quotientenumsetzer angelegt. Der Quotientenumsetzer integriert die erste Spannung in Richtung einer vorbestimmten Zeitperiode und integriert nachfolgend die Differenz zwischen der niedrigen Spannung und der ersten Spannung in Richtung entgegen der Integration der ersten Spannung, um so den vorigen integrierten Wert zu ändern (d.h., um zu De- Integrieren). Die Zeit, die erforderlich ist, den vorigen integrierten Wert zu einem vorbestimmten Wert zu ändern (d.h., die De- Integrationszeit) ist proportional zu dem unbekannten Wert der ersten Kenngröße.
Vorzugsweise sind der erste Verstärker und der zweite Verstärker Operationsverstärker. Die Verstärkung des ersten Operationsverstärkers wird durch ein Widerstandspaar bestimmt, und der Spannungsteiler wird aus einem zweiten Widerstandspaar gebildet. Das Verhältnis der Widerstände des ersten Widerstandspaares ist im wesentlichen das gleiche wie das Verhältnis der Widerstände des zweiten Widerstandspaares.
Vorzugsweise multipliziert ein Spannungsvervielfacher die niedrige Versorgungsspannung und legt die resultierende höhere Spannung an die Versorgungsspannungseingänge des ersten und des zweiten Operationsverstärkers in der Störunterdrückungsschaltung an, die dann einen größeren Dynamikbereich als der Quotientenumsetzer hat. Der erste und zweite Operationsverstärker sind CMOS - Operationsverstärker, die nur einen geringen Leistungsbedarf haben.
Eine Quotientenmeßschaltung nach der Erfindung kann in einem batteriebetriebenen, tragbaren Quotientenmeßinstrument eingebaut sein.
Die Kenngrößenspannung kann an ein Filter angelegt werden, das die Störkomponenten herausfiltert. Die gefilterte Kenngrößespannung wird maßstäblich herabgesetzt und an den Quotientenumsetzer angelegt, was zu einem weiteren Anwachsen des Störabstandes für die Quotientenmeßschaltung führt.
Wie schon aus der vorstehenden Zusammenfassung angenommen werden kann, stellen die bevorzugten Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung eine Quotientenmeßschaltung zur Verfügung, die für tragbare, batteriebetriebene Instrumente ideal geeignet ist. Die Quotientenmeßschaltung des bevorzugten Ausführungsbeispiels enthält eine Störunterdrückungsschaltung, die sehr wenige Bauteile benötigt und einen Minimalbetrag zusätzlicher Leistung benötigt, während die Störunterdrückung der Meßschaltung verbessert wird.

KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNG

Dem Vorstehenden und anderer Vorteile dieser Erfindung wird man sich ohne weiteres bewußt, und dieselbe wird besser durch Hinzuziehen der nachstehenden detaillierten Beschreibung in Verbindung mit der anliegenden Zeichnung verstanden, wobei die Figur eine vereinfachte schematische Schaltung der Quotientenmeßschaltung zeigt, die in Übereinstimmung mit dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung aufgebaut ist.

BESCHREIBUNG EINES BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSBEISPIELS

Eine Quotientenmeßschaltung bestimmt den Wert einer unbekannten Kenngröße, indem sie ein Verhältnis zwischen den Werten einer bekannten Größe und der unbekannten Kenngröße einrichtet. Es kann ein herkömmlicher Zwei-Flanken Analog-zu- Digital (A/D) - Umsetzer verwendet werden, um die Quotientenmessung auszufuhren. Bei der Verwendung in diesem Zusammenhang wird ein Zwei-Flanken - A/D - Umsetzer nachstehend allgemein als Quotientenumsetzer bezeichnet. Quotientenumsetzer benötigen relativ wenig Leistung und sind von daher in Meßschaltungen verbreitet, wo die Leistungsverfügbarkeit begrenzt ist, wie in einem batteriebetriebenen, tragbaren Meßinstrument.
Die Figur veranschaulicht in vereinfachter schematischer Form eine Quotientenmeßschaltung, die gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung aufgebaut ist. Die Figur bildet eine besondere Anwendung der Quotientenmeßschaltung ab, bei der der Widerstand die gemessene Kenngröße ist. Demgemäß sind die bekannte und die unbekannte Kenngröße in der Figur als Widerstände abgebildet, bezeichnet mit Rref bzw. Rx. Es versteht sich jedoch, daß auch Leitwerte gemessen werden können. Demgemäß ist die Quotientenrneßschaltung nach der vorliegenden Erfindung nicht als auf die Widerstandsmessung begrenzend aufgebaut.
Die Meßschaltung enthält einen herkömmlichen Quotientenumsetzer 10, der an eine Störunterdrückungsschaltung 12 angeschlossen ist. Die Störunterdrückungsschaltung 12 ist des weiteren mit Rref und Rx verbunden, wobei wie schon oben erwähnt, Rx der unbekannte, zu messende Widerstand ist. Aus der nachstehenden Diskussion heraus wird es deutlicher zu verstehen sein, daß die Störunterdrückungsschaltung 12 das Störabstand der Quotientenmeßschaltung durch Anlegen einer maßstäblich vergrößerten Spannung an die Schaltungskenngrößen steigert, um dann die sich ergebende Spannung maßstäblich zu verkleinern und die maßstäblich verkleinerte Spannung an den Quotientenumsetzer anzulegen. Im Ergebnis ist die Störunterdrückung der Meßschaltung verbessert. Des weiteren verwendet die Störunterdrückungsschaltung 12 sehr wenige Bauteile und verbraucht eine minimalen Betrag an Leistung, wodurch es ideal für tragbare, batteriebetriebene Instrumente geeignet ist.
Die Störunterdrückungsschaltung 12, die in der Figur abgebildet ist enthält: zwei CMOS - Operationsverstärker, bezeichnet mit OA 1 und OA 2; vier Widerstände, bezeichnet mit R1, R2, R3 und R4; und einen Spannungsvervielfacher 14. Ein Filter 16 kann auch in einem alternativen Ausführungsbeispiel der Störunterdrückungsschaltung 12 verwendet werden. Das Filter 16 ist durch Phantomlinien in der Figur abgebildet und wird nachstehend beschrieben.
Eine Stromversorgung 18 erzeugt eine Spannung Vcc. Die Vcc- Spannung wird an den Quotientenumsetzer 10 angelegt. In herkömmlicher Weise regelt der Quotientenumsetzer 10 den Wert von Vcc und erzeugt Versorgungsspannungen ± V'cc' niedriger Leistung in der Weise, daß der Quotientenumsetzer 10 aus den ± V'cc' - Spannungen betrieben wird. Wenn beispielsweise Vcc 9 V beträgt, können die V'cc - Spannungen ± 3 V sein. Gemäß dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindungen multipliziert der Spannungsvervielfacher 14 die positive V'cc - Spannung (d.h., + V'cc) und erzeugt eine höhere Versorgungsspannung VA. Um bei dem obigen Beispiel zu bleiben, kann VA 12 V betragen. Die VA - Spannung wird an den positiven Stromversorgungsanschluß von OA 1 und OA 2 angelegt.
Eine Bezugsspannung VREF wird an einen Eingang des Quotientenumsetzers 10 und an den nicht invertierenden Eingang von OA 1 angelegt. Vorzugsweise hat VREF eine niedrigen Wert, wie 1 V beispielsweise. Eine niedrige Versorgungsspannung und eine niedrige Bezugsspannung kann mit dem Quotientenumsetzer 10 wegen der typischerweise niedrigen Leistungserfordernisse des Quotientenumsetzers verwendet werden.
Wie in der Figur dargestellt und oben angemerkt, wird VA an den positiven Stromversorgungsanschluß von OA 1 und OA 2 angelegt. Die negativen Stromversorgungsanschlüsse von OA 1 und OA 2 sind mit Masse verbunden. Der Ausgang von OA 1 ist mit einem Ende von R1 und Rref verbunden. Das andere Ende von R1 ist mit dem einen Ende von R2 verbunden und dem invertierenden Eingang von OA 1. Das andere Ende von R2 ist mit Masse verbunden. Das andere Ende von Rref ist mit einem Ende von Rx verbunden und mit dem nicht invertierenden Eingang von OA 2. Das andere Ende von Rx ist mit Masse verbunden. Der Ausgang von OA 1 ist mit dem invertierenden Eingang von OA 2 und dem einen Ende von R3 verbunden. Das andere Ende von R3 ist mit dem Ende von R4 verbunden und mit dem anderen Eingang des Quotientenumsetzers 10. Das andere Ende von R4 ist mit Masse verbunden.
Wie leicht aus der Figur zu ersehen ist, bestimmen R1 und R2 die Verstärkung von OA 1. Gleichermaßen bilden R3 und R4 einen Spannungsteiler, der die Ausgangsspannung von OA 2 teilt. Gemäß dem vorliegenden bevorzugten Ausführungsbeispiel nach der Erfindung ist das Verhältnis von R1 zu R2 im wesentlichen das selbe wie das Verhältnis von R3 zu R4. Die Bedeutung dieser Beziehung wird offensichtlich aus der nachstehenden Ausführung.
Die Störunterdrückungsschaltung 12 arbeitet in folgender Weise. OA 1 verstärkt die Bezugsspannung VREF und erzeugt eine maßstäblich vergrößerte Spannung VS1. Als ein Beispiel können Werte von R1 und R2 so ausgewählt werden, daß OA 1 eine Verstärkung von 10 hat. In diesem Ausführungsbeispiel ist die Größe von VS1 10-mal die Größe von VREF. In offensichtlicher Weise können andere Werte von VS1 durch unterschiedliche Werte von R1 und R2 erzielt werden. Die VS1- Spannung wird an die in Serie geschalteten Widerstände Rref und Rx angelegt, wobei, wie schon oben erwähnt, Rx der bekannte, zu messende Wert ist. Eine Kenngrößespannung Vx bildet sich über Rx aus. Die Höhe der Vx - Spannung gehört zu dem Wert von Rx.
OA 2 funktioniert als Puffer und legt eine gepufferte Vx - Spannung an den Spannungsteiler, der aus R3 und R4 gebildet ist. Eine geteilte Spannung VS2 wird am Knoten zwischen R3 und R4 gebildet. Wie oben angemerkt, ist das Verhältnis von R3 zu R4 im wesentlichen dasselbe wie das Verhältnis von R1 zu R2. folglich wird VS2 um den selben Faktor maßstäblich heruntergesetzt, durch den VS1 heraufgesetzt ist. Daß heißt, um bei dem obigen Beispiel zu bleiben, VX wird maßstäblich um den Faktor 10 herabgesetzt, um die herabgesetzte Spannung VS2 zu bilden.
In herkömmlicher Weise integriert der Quotientenumsetzer 10 in einer Richtung und integriert im wesentlichen die Differenz zwischen VREF und VS2 in entgegengesetzter Richtung um so den vorhergehenden integrierten Wert zu De- Integrieren. Die Zeit die benötigt wird, den vorherigen integrierten Wert auf einen vorbestimmten Wert zu ändern, wie beispielsweise Null, wird nachstehend als De- Integrationszeit bezeichnet. Die De- Integrationszeit repräsentiert den Wert von Rx. Ein Ausgangssignal VOUT wird am Ausgang des Quotientenumsetzers 10 gebildet, und stellt den Wert von Rx dar. Die Arbeitsweise des Quotienten - (d.h., Zwei- Flanken- A/D) - Umsetzers ist in der Elektrotechnik wohlbekannt und von daher wird diee hier nicht detailliert beschrieben.
Da die Höhe von VS1 größer als die Höhe von VREF ist, ist auch das Verhältnis der VS1 - Spannung zu irgendeiner in der Schaltung mit dem Rref und dem Rx - Kenngrößen (d.h., der Störabstand) anwesenden Störung größer, als es wäre, wenn VREF an Rref und Rx angelegt würde. Da des weiteren R3 und R4 die Kenngrößenspannung Vx maßstäblich herabsetzen, wird eine verstärkte (maßstäblich erhöhte) Kenngrößenspannung an den Quotientenumsetzer nicht angelegt. Vielmehr wird die maßstäblich heruntergesetzte Kenngrößenspannung VS2 an den Quotientenumsetzer 10 angelegt, was im obigen Beispiel zu einer 20 dB Verbesserung der Meßschaltung bei der Störunterdrückung führt. Aus der nachstehenden Beschreibung wird besser zu verstehen sein, daß die Störunterdrückungsschaltung 12 die Störunterdrückung der Quotientenmeßschaltung erhöht, ohne dabei den Stromverbrauch bedeutend anwachsen zu lassen.
Wie oben angemerkt, verstärkt der Spannungsvervielfacher 14 die V'cc - Spannung und erzeugt eine höhere Versorgungsspannung VA. Demgemäß haben die OA 1 und OA 2 einen etwas größeren Dynamikbereich als VA. Andererseits werden die Operationsverstärker in dem Quotientenumsetzer 10 (die in der Figur nicht dargestellt sind) von der ± V'cc - Spannung betrieben und haben folglich einen Dynamikbereich, der etwas größer als ± V'cc ist. Im Ergebnis ist der Dynamikbereich des Operationsverstärkers in dem Quotientenumsetzer 10 kleiner als der Dynamikberecih von OA 1 und OA 2. Wie für den Fachmann bekannt, richtet sich der Stromverbrauch eines Bauteils nach seinem Dynamikbereich. Genauer gesagt, wächst der Bauteil - Stromverbrauch mit dem Dynamikbereich des Bauteils an. Demzufolge verbraucht in dem bevorzugten Ausführungsbeispiel nach der Erfindung der Quotientenumsetzer 10 relativ wenig Strom. Obwohl die OA 1 und OA 2 einen größeren Dynamikbereich als der Quotientenumsetzer 10 hat, und von hierher einen größeren Stromverbrauch als die Operationsverstärker in dem Quotientenumsetzer 10 haben, erlaubt der CMOS - Aufbau von OA 1 und OA 2 den Betrieb mit relativ niedrigen Leistungspegeln. Auf diese Weise wird die Störunterdrückung durch die Quotientenmeßschaltung bei einem minimalen Anwachsen des Stromverbrauchs verbessert.
Gemäß einem alternativen Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung kann, wie oben angemerkt, ein Störfilter 16 der Störunterdrückungsschaltung 12 hinzugefügt werden. Genauer gesagt, wird das Filter 16, welches ein passives Tiefpaßfilter sein kann, mit dem Knoten zwischen Rref und Rx und dem nicht invertierenden Eingang von OA 1 verbunden. Die Kenngrößespannung Vx wird an den Eingang des Filters 16 angelegt, das das Vx - Signal filtert, um wenigstens teilweise die Störkomponenten in dem VX - Signal herauszufiltern. Eine gefilterte Vx - Spannung V'x wird am Ausgang des Filters gebildet und an den nicht invertierenden Eingang von OA 2 angelegt. Die V'x - Spannung wird von den Widerständen R3 und R4 maßstäblich heruntergesetzt, um die in VS2 - Spannung zu erzeugen, welche an den Quotientenumsetzer 10 in der zuvor beschriebenen Weise angelegt wird.
Gemäß einem noch anderen alternativen Ausführungsbeispiel nach der vorliegenden Erfindung enthält der Spannungsvervielfacher 14 zwei Spannungsmultiplizierer (nicht dargestellt) . Ein Multiplizierer vervielfacht die positiven Spannungen (d.h. + V-cc) und der andere Multiplizierer vervielfacht negative Spannungen (d.h., - V'cc) . Mit anderen Worten, in diesem alternativen Ausführungsbeispiel erzeugt der Spannungsvervielfacher 14 positive und negative Versorgungsspannungen, nämlich ± VA. Die positive VA - Spannung wird an den positiven Versorgungsanschluß von OA 1 und OA 2 angelegt, und die negative Spannung VA - Spannung wird an den negativen Versorgungsanschluß angelegt. Folglich wird der Dynamikbereich des OA 1 und OA 2 etwas geringer als ± VA sein.
Bei gewissen Anwendungen kann die Verwendung von Doppelversorgungsspannungen (d.h. ± VA) die Arbeitsweise der Störunterdrückungsschaltung 12 verbessern. Wo beispielsweise Rx, und von daher auch Vx, niedrige Werte haben, und wo die Höhe der Wechselstromstörkomponente groß ist, kann die Ausgangsspannung von OA 2 ins Negative gezogen werden. Wenn in einer solchen Situation OA 2 von einer einzelnen Versorgungsspannung (d.h., VA) an Stelle von einer Doppelversorgungsspannung (d.h., ± VA) kann OA 2 dessen Ausgangssignal kappen, wodurch die Genauigkeit der Störunterdrückungsschaltung 12 herabgesetzt wird. Es sei jedoch angemerkt, daß während die Genauigkeit der Störunterdrückungsschaltung 12 durch die Verwendung einer Doppelversorgungsspannung angehoben wird, auch der Stromverbrauch der Störunterdrückungsschaltung 12 anwächst. Wie schon gesagt, ist ein erhöhter Stromverbrauch in batteriebetriebenen tragbaren Maßinstrumenten unerwünscht.
Während bevorzugte und alternative Ausführungsbeispiele der Erfindung dargestellt und beschrieben worden sind, wird davon ausgegangen, daß verschieden Änderungen innerhalb des Schutzumfangs der anliegenden Ansprüche möglich sind. Beispielsweise kann der Spannungsvervielfacher 14 weggelassen werden und eine höhere Versorgungsspannung unabhängig von V'cc an die OA 1 und OA 2 angelegt werden. Wenn des weiteren ein Rauschfilter verwendet wird, und wenn doppelte Stromversorgungen vorhanden sind, kann das Filter ein passend ausgelegtes aktives Filter sein.

Claims

1. Schaltung zur Quotientenmessung, mit

(a) einem Quotientenumsetzer (10), der von einer Stromversorgung mit niedriger Spannung (V'cc) und einer niedrigen Bezugssspannung (VREF) betrieben wird und der auf eine erste Spannung (VS2) ansprechfähig ist, die zum unbekannten Wert einer ersten Kenngrößes (Rx) gehört, um so ein dem unbekannten Wert der ersten Kenngröße repräsentierendes Ausgangssignal (VOUT) zu erzeugen, gekennzeichnet durch

(b) eine an den Quotenumsetzer (10) angekoppelte Rauschunterdrückungsschaltung (12), wobei die erste Kenngröße (Rx) den Rauschabstand der Quotientenmeßschaltung anhebt, bei der die Rauchunterdrückungsschaltung eine maßstäblich vergrößerte Spannung (VS1) erzeugt, die proportional zur und größer als die niedrige Bezuggspannung (VREF) ist, wobei sich die maßstäblich vergrößerte Spannung auf den ersten Paramter (Rx) bezieht, um so eine zur ersten Kenngröße zu bildende Kenngrößenspannung (Vx) hervorzurufen, wobei die Rauschunterdrückungsschaltung (12) die Kenngrößenspannung (Vx) teilt, um die erste Spannung (VS2) zu bilden.

2. Schaltung zur Quotientenmessung nach Anspruch 1, deren Quotientenumsetzer (10) ein Zweiflanken- Analog- zu- Digital- Umsetzer ist.

3. Schaltung zur Quotientenmessung nach Anspruch 2, deren Rauschunterdrückungsschaltung (12) aus der Stromversorgung mit niedriger Spannung (V'cc) betrieben wird.

4. Schaltung zur Quotientenmessung nach einem der vorstehenden Ansprüche, deren Rauschunterdrückungsschaltung (12) die niedrige Bezugsspannung (VREF) verstärkt, um die maßstäblich vergrößerte Spannung (VS1) zu erzeugen.

5. Schaltung zur Quotientenmessung nach Anspruch 2, deren Rauschunterdrückungsschaltung (12) die niedrige Bezugsspannung (VREF) verstärkt und die Kenngrößenspannung (VS2) durch den im wesentlich gleichen Faktor teilt.

6. Schaltung zur Quotientenmessung nach einem der vorstehenden Ansprüche, deren Rauschunterdrückungsschaltung (12) ausgestattet ist mit:

(a) einem ersten Verstärker (OA 1), der an den Quotientenumsetzer (10) angekoppelt ist, um die niedrige Bezugsspannung (VREF) zu empfangen und um die maßstäblich vergrößerte Spannung (VS1) zu erzeugen;

(b) einem zweiten Verstärker (OA 2), der an die erste Kenngröße (Rx) zum Empfang der Kenngrößenspannung (Vx) angekoppelt ist, und mit

(c) einem an den zweiten Verstärker (OA 2) und an den Quotientenumsetzer (10) angeschlossenen Spannungsteiler (R3, R4) zur Teilung der gepufferten Kenngrößenspannung und zur Erzeugung der zum unbekannten Wert der ersten Kenngröße proportionalen Spannung.

7. Quotientenmeßschaltung nach Anspruch 6, deren Verstärkung des ersten Verstärkers (OA 1) durch ein erstes Widerständspaar (R1, R2) eines ersten Größenverhältnisses bestimmt wird, wobei der Spannungsteiler ein zweites Widerstandspaar (R3, R4) eines zweiten Größenverhältnisses aufweist.

8. Qutientenmeßschaltung nach Anspruch 7, deren erstes Größenverhältnis des ersten Widerstandspaares (R1, R2) im wesentlichen das gleiche ist wie das Größenverhältnis des zweiten Widerstandspaares (R3, R4).

9. Quotientenmeßschaltung nach Anspruch B, deren erster und zweiter Verstärker (OA 1, OA 2) Operationsverstärker sind.

10. Quotientenmeßschaltung nach Anspruch 9, deren Operationsverstärker (OA1, OA2) CMOS- Operationsverstärker sind.

11. Quotientenmeßschaltung nach Anspruch 9 oder 10, deren Rauschunterdrückungsschaltung (12) des weiteren über Spannungsmittel (14) zur Anhebung der Größe der Versorgungsspannung (V'cc) enthält und die eine höhere Versorgungsspannung (VA) erzeugt, wobei die Spannungsmittel (14) die höhere Versorgungsspannung (VA) an die Operationsverstärker (OA1, OA 2) liefern.

12. Quotientenmeßschaltung nach Anspruch 11, deren Spannungsmittel (14) einen Spannungsmultiplizierer zur Erzeugung der höheren Versorgungsspannung (VA) enthalten.

13. Quotientenmeßschaltung nach einem der vorstehenden Ansprüche, deren Rauschunterdrückungsschaltung (12) ein Filter (16) enthält, das mit der ersten Kenngröße in der Weise verbunden ist, daß das Filter Rauschkomponenten aus der Kenngrößenspannung (VX) herausfiltert.

14. Quotientenmeßschaltung nach einem der vorstehenden Ansprüche, deren Rauschunterdrückungsschaltung (12) eingerichtet ist, die maßstäblich vergrößerte Spannung (VS1) auch an eine zweite Kenngröße (RREF) anzulegen, dessen Wert bekannt ist.

15. Batteriebetriebenes, tragbares Quotientenmeßgerät mit einer Quotientenmeßschaltung nach einem der vorstehenden Ansprüche.

16. Vefahren zur Messung eines Leiterwertes (Rx), bei dem eine Bezugsspannung (Vsi) an den Leiter angelegt wird, um eine zum Leiterwert (Rx) gehörende Kenngrößenspannung (Vx) zu erzeugen, und bei dem zur Bezugsspannung (VS1) und zur Kenngrößenspannung (Vx) gehörende Signale (VREF, VS2) an einen Quotientenumsezter (10) angelegt werden, um ein den Leitwert repräsentierendes Ausgangssignal (VOUT) zu erzeugen,

dadurch gekennzeichnet,

daß die Bezugsspannung (VS1) und die Kenngrößenspannung (Vx) maßstäblich vergrößerte Varianten der betreffenden, an den Umsetzer (10) angelegten Signale (VREF, VS2) sind, wodurch die Einflüsse des Leiterrauschens vermindert werden.