DE2905463C2

DE2905463C2 -

Info

Publication number: DE2905463C2
Application number: DE2905463A
Authority: DE
Inventors: Chen Yi Troy Mich. Us Lee
Original assignee: Bendix Corp
Current assignee: Bendix Corp
Priority date: 1978-02-15
Filing date: 1979-02-13
Publication date: 1989-12-28
Also published as: GB2015162B; DE2905463A1; AU521105B2; JPS6344731Y2; FR2417887A1; ES477752A1; IT1111910B; AU4365579A; JPS54115175A; FR2417887B1; CA1123225A; IT7920175A0; JPS6396415U; GB2015162A

Description

Die Erfindung betrifft einen kapazitiven Demodulatorwandler gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.

Kapazitive Wandler dienen der Messung physikalischer Größen wie Drücke, Wege, Rauhtiefe, Winkeländerungen o. dgl., wobei die der Meßgröße proportionale oder einer Funktion entsprechende Kapazitätsänderung des Wandlers ein elektrisches Signal erzeugt. Mit dem Signal wird eine Trägerspannung moduliert. Die Trägerwechselspannung wird dann gleichgerichtet bzw. demoduliert, um ein Ausgangssignal zu gewinnen. Die Modulationsschaltung ist normalerweise mit der Demodulationsschaltung zusammengebaut, wobei die Gesamtschaltung einfach Demodulatorwandler genannt wird.

Ein solcher Demodulatorwandler mit einer Diodenbrückenschaltung ist aus den US-PS 33 18 153 und 32 71 669 bekannt. Diese Schaltungen eignen sich besonders für kapazitive Druckwandler. Weitere kapazitive Demodulatorwandler mit Diodenviererbrücken sind aus den US-PS 38 83 812 und 38 69 676 bekannt. Dabei erhält man ein genügend starkes Ausgangssignal, das von der Wellenform und Frequenz der Trägerwechselspannung verhältnismäßig unabhängig ist. Außerdem besitzt dieser Demodulatorwandler bei der Kapazitätsänderung des Wandlers ein ausgezeichnetes Auflösungsvermögen und ermöglicht, daß der Wandler bequem an Masse gelegt werden kann. Diese Eigenschaften erweitern den Einsatzbereich dieser Schaltung für verschiedene Meßwertwandler.

Wenn der kapazitive Wandler Drücke mißt, kann ein Demodulatorwandler nach der vorstehenden Beschreibung zur Messung von Änderungen des Absolutladedruckes im Krümmer eines Verbrennungsmotors verwendet werden. Das vom Demodulatorwandler abgegebene elektrische Signal dient dann in herkömmlicher Weise der Regelung von Motorfunktionen wie des Luft-Kraftstoffgemisches, der Zündfolge, der Abgasrückführung usw. Beim Kraftfahrzeug ist die bequeme und zweckmäßige Erdung eines kapazitiven Wandlers ein wichtiges Merkmal, die eine direkte Verbindung zum Chassis gestattet und die Schwierigkeiten vermeidet, die bei der Trennung eines Wandlers mit einer Bezugsspannung entstehen, die über oder unterhalb der Chassismassespannung liegt. Die Diodenbrückenschaltung nach den US-PS 38 82 812 und 38 69 676 eignet sich auch für ferngesteuerte Wandler, die wahrscheinlich in vielen Neuentwicklungen der Kfz-Elektronik auftreten.

Es gibt jedoch noch Schwierigkeiten bei der Anwendung dieser Demodulatoren unter harten Umgebungsbedingungen, wie sie im Motorraum eines Kraftfahrzeugs herrschen. Der Temperaturbereich, dem ein Demodulatorwandler ausgesetzt ist, ist äußerst groß (-40°C bis 120°C), und daher muß die Schaltung mit einer genau arbeitenden Temperaturkompensation versehen werden. Diese Schwierigkeit wird noch dadurch erhöht, daß notwendigerweise nichtlinear arbeitende Dioden im Demodulatorkreis eingeschlossen sind. Diese Dioden erzeugen nicht nur verschiedene Spannungsabfälle bei verschiedenen Temperaturen, sondern auch verschiedene Spannungsabfälle bei der gleichen Temperatur, wenn sie verschiedene Ströme weiterleiten.

Ein weiteres Problem, das unter verschiedenen Umgebungsbedingungen auftritt und beim Kraftfahrzeug besonders ärgerlich ist, ist die Regelung der Stromversorgung. Bei andauernd wechselnden Anforderungen an eine Batterie und mit lediglich einer Grobregelung durch den Spannungsregler für Spannungsänderungen der Lichtmaschine sind Spannungsspitzen und -abfälle von erheblicher Größe nicht ungewöhnlich. Die Wandlerelektronik, bei welcher die Daten in der Amplitude des Wandlersignals enthalten sind sowie Änderungen gegenüber einer Bezugsspannung werden besonders durch diese Änderungen beeinflußt.

Die Erfindung geht von einem bekannten Demodulatorwandler aus (DE-OS 20 52 520), bei dem eine Kompensationsschaltung vorgesehen ist, die die Amplitude der Trägerwechselspannung gegensinnig zur Amplitudenänderung des Ausgangssignals ändert. Dabei ist aber die Amplitude der von dem Frequenzgenerator gelieferten Spannung abhängig von Kapazitätsänderungen im Wandler, da die den Kapazitäten des Wandlers entsprechenden Gleichspannungssignale über einen Verstärker an den Frequenzgenerator geführt werden und damit die Amplitude der Trägerwechselspannung abhängig von der Kapazität des Wandlers ist. Eine solche Amplitudensteuerung des Frequenzgenerators ist bei der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung nicht beabsichtigt.

Vielmehr liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, Fehler zu kompensieren, die sich einstellen können, wenn der Frequenzgenerator von einer Gleichspannungsquelle mit stark veränderlicher Spannung gespeist wird, wie es beispielsweise bei einer Kraftfahrzeugbatterie der Fall ist.

Die genannte Aufgabe ist erfindungsgemäß durch die Merkmale des Patentanspruchs 1 gelöst.

Vorteilhafte Weiterbildungen ergeben sich aus den Unteransprüchen.

Mit der Quotientenmessung ist beabsichtigt, daß sich das Ausgangssignal einer bestimmten Schaltung in Abhängigkeit von Änderungen der Stromversorgung ändert, um immer einen bestimmten Prozentsatz der Stromversorgung für Nullsignalbedingungen zur Verfügung zu haben. Wenn somit mehrere Schaltungen zusammengeschaltet werden, werden keine Signaldaten verloren und keine durch die Stromversorgung bedingte Fehler eingeführt. Wenn daher der Demodulatorwandler mit Diodenbrückenschaltung in einem Kraftfahrzeug oder in einer entsprechenden Umgebung verwendet wird, bei denen Regelprobleme auftauchen, muß er mit Quotientenmessungskompensation zum leichteren Anschluß an andere Schaltungen der Anlage versehen werden. Die Kompensation für Quotientenmeßfehler ist wegen der nichtlinearen Eigenschaften der Dioden des Demodulators schwierig, die einen Fehler erzeugen können.

Oft ist es genau so wichtig, auch den Wandler zu kompensieren, z. B. sind Quarzkondensatorwandler verhältnismäßig genau und billig, doch sind sie temperaturempfindlich und arbeiten nicht ganz linear, so daß es vorteilhaft ist, solche billige Quarzkondensatorwandler zu kompensieren, um ein lineares Ausgangssignal ohne Temperaturabhängigkeit zu erhalten, wobei die vorteilhaften Eigenschaften eines Diodenbrückenmodulators beibehalten werden.

Erfindungsgemäß ist eine Kompensationsschaltung für einen kapazitiven Demodulatorwandler mit Diodenviererbrücke vorgesehen und umfaßt eine regelbare Veränderung der Amplitude der Trägerwechselspannung gegensinnig zu den Veränderungen dieser Amplitude, die durch kompensierbare Fehler im Demodulatorwandler erzeugt werden und damit auch aufgehoben werden.

Mit der erfindungsgemäßen Schaltung können viele Fehlerarten ohne schwerwiegende Veränderung der Demodulatorschaltung kompensiert werden. Außerdem kann die Kompensation ohne Eingriff in die wünschenswerten Eigenschaften des kapazitiven Demodulatorwandlers mit Diodenbrückenschaltung durchgeführt werden.

Bei einer ersten bevorzugten Ausführungsform weist die Kompensationsschaltung Netzwerke für die quotientenmessende Kompensation sowie für die Temperaturkompensation des Diodenbrückendemodulators auf. Ein Spannungsfolgeregelkreis dient dem Vergleich sowie der Aufrechterhaltung des Gleichgewichts zwischen einer Quotientenspannung und der um eine nichtlineare Kompensationsspannung verringerten Eingangsspannung des Frequenzgenerators.

Dabei wird die Kompensationsspannung als Komplementärspannung der nichtlinearen und nicht quotientenmessenden Fehlerdämpfung erzeugt, die durch die Dioden im Demodulator verursacht wird. Daher ist die Eingangsspannung des Frequenzgenerators gleich der Quotientenmeßspannung plus der linearen und nicht quotientenmessenden Spannung, welche die Dämpfung der Dioden im Demodulator kompensiert. Da die Dämpfung der Diodenbrückenspannung temperaturabhängig ist, ist die Kompensationsspannung, die die Komplementärspannung der Dämpfung ist, ebenfalls temperaturabhängig und erzeugt ein Demodulatiorausgangssignal, dessen Temperaturanteil eliminiert ist. Bei diesem Ausführungsbeispiel wird die Kompensationsspannung dadurch erzeugt, daß ein genauer Betrag an Strom durch eine temperaturempfindliche Vorrichtung geschickt wird. Die Temperaturkurve dieser temperaturempfindlichen Vorrichtung ist mit der Temperaturkurve der Demodulatordiode identisch und von gleicher Spannungsgröße. Somit löscht die Größe der Spannung der temperaturempfindlichen Vorrichtung den Quotientenmeßfehler und verändert sich mit der Temperatur, um die Temperaturabhängigkeit aufzuheben.

Bei einer zweiten bevorzugten Ausführungsform weist die Kompensationsschaltung Einrichtungen aus Temperaturkompensation sowie Einrichtungen für die Linearisierung der Spannung eines Quarzkondensatordruckwandlers auf. Ein Spannungsfolgereglerkreis dient dem Vergleich und der Aufrechterhaltung des Gleichgewichts zwischen einer Quotientenmeßspannung und der um eine nichtlineare Kompensationsspannung verringerten Eingangsspannung eines Frequenzgenerators.

Dabei wird die Kompensationsspannung als Kombination aus einer temperaturabhängigen Komponente und einer nichtlinearen Komponente erzeugt. Die temperaturabhängige Komponente der Kompensationsspannung dient der Kompensation der Temperaturabhängigkeit des Quarzkondensatorwandlers und der nichtlinearen Komponente für den nichtlinearen Frequenzgang des Wandlers.

Bei diesem Ausführungsbeispiel wird die temperaturabhängige Komponente dadurch erzeugt, daß eine genaue Größe des Stromes durch eine temperaturabhängige Vorrichtung mit einer im wesentlichen linearen Temperaturkurve geschickt wird. Die lineare Spannungsänderung gegenüber der Temperatur der Vorrichtung dient zur Steilheitsvervielfachung, um die temperaturabhängige Änderung des Ausgangssignals des Quarzkondensatorwandlers zu kompensieren. Die nichtlineare Komponente wird umgekehrt proportional zur Ausgangsspannung des Demodulatorwandlers erzeugt. Sie dient als Gegenkopplung zur Verringerung der Eingangsspannung des Frequenzgenerators und zur Löschung von nichtlinearen Anstiegskomponenten im Quarzkondensatorwandler.

Erfindungsgemäß ist eine beeinflussungslose Kompensationsschaltung für einen Demodulatorwandler mit Diodenbrücke geschaffen, dessen vorteilhafte Eigenschaften durch die Kompensation nicht nachteilig beeinflußt werden. Ferner ist eine Kompensation für Temperatur- und Quotientenmeßfehler vorgesehen, die durch die nichtlinear arbeitenden Dioden der Demodulatorbrücke in das Ausgangssignal des Demodulatorwandlers eingeführt werden. Weiter ist eine Kompensation für die Temperatur- und Linearitätsfehler vorgesehen, die in das Ausgangssignal des Demodulatorwandlers durch einen Quarzkondensatorwandler eingeführt werden.

Die Erfindung ist nachstehend anhand der Zeichnung näher erläutert. Die Zeichnungen zeigen eine Schaltung für einen Demodulatorwandler mit Diodenbrücke nach dem Stand der Technik und

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines Demodulatorwandlers mit Diodenvierer und einer Kompensationsschaltung,

Fig. 2 ein Blockschaltbild des Demodulatorwandlers mit Diodenvierer der Fig. 1, der mit einer Quotientenmeß- und Temperaturkompensation für den Demodulator mit Diodenvierer ausgestattet ist,

Fig. 3 ein Blockschaltbild des in Fig. 1 gezeigten Demodulatorwandlers mit Diodenvierer, der mit einer Temperaturkompensation und einem Linearisierungsausgleich für einen Quarzkondensatorwandler ausgestattet ist,

Fig. 4 Einzelheiten des Blockschaltbildes der Fig. 2,

Fig. 5 Einzelheiten des Blockschaltbildes der Fig. 3,

Fig. 6 einen Schnitt durch einen Quarzkondensatordruckwandler längs der Schnittlinie 6 der Fig. 7,

Fig. 7 einen Schnitt eines Quarzkondensatordruckwandlers im Ruhezustand,

Fig. 8 einen Schnitt des Quarzkondensatordruckwandlers im durchgebogenen Zustand,

Fig. 9 eine Darstellung einer Quotientenmeßumsetzung,

Fig. 10 eine Darstellung mit über der Temperatur aufgetragenen Spannung an einer Signaldiode für verschiedene Strompegel,

Fig. 11 bis 16 Darstellungen für Funktionsbeziehungen an verschiedenen Punkten in der Schaltung der Fig. 5.

Zur Erleichterung der Beschreibung der Erfindung gelten in der nachfolgenden Beschreibung gleiche Bezugszeichen für identische Bauteile in allen Figuren.

Bei der bekannten Schaltung ist ein Demodulator mit Diodenvierer zur Abtastung kapazitiver Änderungen bei einem Wandler gezeigt, die sich durch Veränderung eines physikalischen Parameters ergeben. Der Demodulator umfaßt allgemein einen Frequenzgenerator 10, eine Diodenviererbrücke 12 sowie eine Endstufe 14. Der Frequenzgenerator 10 erzeugt eine Trägerwechselfrequenz mit einer Amplitude V _P am Knotenpunkt zweier Koppelkondensatoren C _a und C _b der Brücke 12. Die anderen Klemmen der Koppelkondensatoren C _a, C _b sind entsprechend zwischen einen ersten und zweiten Diodenbrückenknotenpunkt, die sich aus den Dioden D 1, D 3 und D 2, D 4 ergeben, und Masse geschaltet. Die Dioden D 1, D 2, D 3, D 4 bilden eine Diodenviererbrücke oder ein Diodenquartett, deren parallel geschaltete Kondensatoren C _r, C _s zwischen einen dritten Brückenknotenpunkt der Dioden D 1, D 2 und Masse geschaltet sind. Ein vierter Brückenknotenpunkt entsteht an der Zusammenführung der Dioden D 3, D 4, dessen Kondensator C _P zwischen diesen Knotenpunkt und Masse geschaltet ist.

Normalerweise steht C _P für die veränderliche Kapazität eines kapazitiven Wandlers und C _r ist eine Kapazität, deren Wert gleich ist dem Nullpunktwert des kapazitiven Wandlers. Der Kondensator C _r kann für Kompensationszwecke in den Wandler eingebaut oder auch extern vorgesehen sein. Der Kondensator C _s ist ein kleiner Drehkondensator, der zu C _r parallel geschaltet ist, um eine genaue Nullung des anfänglichen Ausgangssignals des kapazitiven Wandlers zu ermöglichen. Die Gesamtkapazität von C _s und C _r ist im wesentlichen gleichwertig C _r, und dieser Wert wird bei der weiteren Beschreibung eingesetzt, wenn auf diese Kombination Bezug genommen wird.

Es sei nun eine Hälfte der Schaltung betrachtet, in welcher die Werte von C _a, C _b sehr viel größer sind als die von C _p und C _r. Angenommen, C _a werde bei den positiven Durchgängen des Frequenzgenerators 10 aufgeladen, dann steuert die Diode D 1 durch und C _r lädt sich auf eine Spannung auf, die vom Wert C _r abhängt, da C _a größer ist als C _r. Somit entlädt sich C _a um einen Ladungsbetrag, der vom Wert von C _r abhängt. Anschließend steuert die Diode D 3 beim negativen Durchgang durch, und der Kondensator C _p lädt sich um einen durch den Wert von C _p bestimmten Betrag auf, da C _a größer ist als C _p, und C _a lädt sich um den gleichen Betrag auf. Wenn die Kondensatoren C _p und C _r gleich sind, liegt keine Restsignalspannung an C _a an. Wenn sich jedoch C _p infolge der Abtastung einer Änderung eines physikalischen Parameters ändert, bleibt eine Restgleichspannung oder Ladung am Kondensator C _a, die als Ausgangssignal am Punkt A anliegt. Die so entwickelte Signalspannung ist eine Funktion der Differenz der Werte zwischen den Kondensatoren C _p und C _r.

In gleicher Weise erzeugen die mit den Kondensatoren C _r und C _p zusammenarbeitenden Dioden D 2, D 4 eine Restgleichspannung am Punkt B. Diese Spannung ist gleich der Spannung am Punkt A, jedoch von entgegengesetzter Polarität. Im eingeschwungenen Zustand werden gleiche Ladungsgrößen zwischenC _p und C _r übertragen, und die Ausgangsspannung des Demodulators verringert sich auf

worin

V _dc die an den Punkten AB gemessene Ausgangsspannung ist,
V _p die Spannungsamplitude des Frequenzgenerators und
V _d der Spannungsabfall an einer der Dioden D 1-D 4 bedeutet.

Die Endstufe 14 mit einem zwischen Punkt A und einer Ausgangsklemme 15 geschalteten Widerstand R _a sowie einem zwischen Punkt B und einer Masseklemme 17 geschalteten Widerstand R _b erzeugt ein Eintaktausgangssignal aus den an den Punkten A und B anliegenden Differenzspannungen. Ein Kondensator C _d ist vorgesehen, von dem eine Leitung an die Klemme 15 und die andere an die Klemme 17 geführt ist, um mit den Widerständen R _a, R _b zusammenzuarbeiten. Diese Demodulatorschaltung ist im einzelnen in den beiden vorstehend erwähnten US-PS 38 69 676 und 38 83 812 beschrieben, deren Offenbarung ausdrücklich hier durch Bezugnahme mit eingeschlossen ist.

Fig. 1 zeigt als Blockschaltbild einen bevorzugten Demodulator mit Diodenvierer, der einen Frequenzgenerator 10, eine Diodenviererbrücke 12, eine Endstufe 14 sowie einen kapazitiven Wandler 18 umfaßt, dessen Funktion und Arbeitsweise der vorstehend beschriebenen des früheren Standes der Technik identisch sind. Erfindungsgemäß ist ein Kompensationsnetzwerk oder eine Kompensationsschaltung 16 an den Frequenzgenerator 10 angeschlossen, um eine steuerbare Amplitude für die Trägerfrequenz V _p zu erzeugen, um einen kompensierbaren Fehler des Demodulatorwandlers zu löschen.

In der Theorie kann die Ausgangsspannung des Demodulatorwandlers als eine Übertragungsfunktion behandelt werden:

V _out/V _p = G(s) (2)

worin

V _out = Ausgangsamplitude der Spannung an den Klemmen 15, 17;
V _p = Spannungsamplitude des Frequenzgenerators 10;
G(s) = Impedanzübertragungsfunktion des Demodulatorwandlers.

Die Impedanzübertragungsfunktion der gezeigten Schaltung ist eine Funktion einer Anzahl von unabhängigen Variablen einschließlich, jedoch nicht begrenzt auf Temperatur, Frequenz, Kapazität und den linearen Frequenzgang der Bauteile bei verschiedenen Strompegeln. Bei ihrer Veränderung ändern die einzelnen Variablen V _out gegen einen konstanten Eingang V _p in Abhängigkeit von ihren speziellen Eigenschaften oder Kurven. Diese Änderungen können nicht linear und entweder Dämpfungs- oder Verstärkungsgrößen sein. Idealerweise sollte sich jedoch V _out bei dieser Schaltung nur mit der Regelkapazität des Wandlers ändern und dann linear mit der physikalischen Variablen, welche die Änderung hervorruft. Die restlichen Variablen erzeugen kompensierbare Fehler im Ausgangssignal. Die Kompensationsschaltung 16 verändert dann die Amplitude V _p entweder durch Anheben oder Absenken des Pegels auf im wesentlichen Löschänderungen in der Amplitude V _out, die nicht auf linearen Kapazitätsänderungen des Wandlers beruhen.

In allen in Fig. 2 gezeigten bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung umfaßt die Kompensationsschaltung 16 ein quotientenmessendes Kompensationsnetzwerk 24 in Verbindung mit einem Temperaturkompensationsnetzwerk 26 für den Diodenviererdemodulator. Weiter umfaßt dieses spezielle Ausführungsbeispiel einen an die Endstufe 14 geführten Linearverstärker 22. Eine Quotientenmeß-P-Abweichschaltung 20 liefert eine Pegeländerung für die Endstufe 14, wie nachstehend näher erläutert wird.

Eine Untersuchung der Gleichung (1) ergibt, daß die Einspeisung des Diodenspannungsabfalls V _d bewirkt, daß die Demodulatorschaltung kompensiert werden muß. Nach Fig. 10 hängt der Spannungsabfall V _d in der Gleichung (1) nicht allein von der Temperatur ab, sondern auch von der Stromaufnahme der Vorrichtung. Wie die graphische Darstellung zeigt, bewirken höhere Temperaturen im allgemeinen einen Abfall der Spannungskurve, und ansteigende Ströme erzeugen einen größeren Spannungsabfall. Für eine normale Steuerdiode, wie sie normalerweise in einer solchen Demodulatorschaltung verwendet werden, bewirken diese Änderungen eine gleitende Spannungsänderung zwischen 0,1 und 0,15 V bei einem Spannungsabfall von einem Anschaltpunkt von etwa 0,6 V bis 0,75 V bei voller Stromstärke.

Dieser gleitende Spannungsabfall der Diode kann jedoch noch immer ziemlich konstant gegen der erheblich größeren Änderung von V _p sein, die durch eine nicht geregelte Kraftfahrzeugstromversorgung ausgelöst wird. Dieser verhältnismäßig konstante Spannungsabfall an der Diode kann daher einen erheblichen Quotientenmeßfehler in der Ausgangsspannung verursachen, da er selbst keine Quotientenmeßgröße darstellt. Diese Nichteigenschaft einer Quotientenmeßgröße kann unter bestimmten Umgebungsbedingungsn, in welchen das analoge Ausgangssignal durch eine quotientenmetrische Umsetzung in eine Digitalzahl verwandelt wird (Fig. 9), nicht zugelassen werden.

Normalerweise ist bei diesem Verfahren ein Steilheitsgenerator vorgesehen, der eine konstant ansteigende Sägezahnspannung erzeugt, die mit der Ausgangsspannung V _out des Demodulatorwandlers verglichen wird. Der Zählerbeginn am Anfang des Anstiegs der Sägezahnspannung mit einer Zählung, und wenn ein Vergleich die Gleichheit der Sägezahnspannung und der Ausgangsspannung am Punkt 90 anzeigt, wird der Zähler angehalten, wobei er eine digitale Darstellung N, der Analogspannung enthält. Für Änderungen der Stromversorgung V _in wird die Sägezahnspannung entsprechend verändert, und wenn die Ausgangsspannung des Wandlers eine Quotientenmeßgröße ist, erscheint kein Fehler in der Zählung der Ausgangsspannung. Auch für höhere Spannungen am Punkt 92 ergibt sich noch die Zahl N und bei niedrigeren Spannungen am Punkt 94 wird kein Fehler eingeführt. Wenn jedoch die Ausgangsspannung V _out konstant bleibt oder sich quotientenmetrisch nicht ändert, ergibt sich ein Fehler -Δ e oder +Δ e. Somit wird die Empfindlichkeit des Demodulatorwandlers durch den eingeführten Quotientenmeßfehler praktisch aufgehoben. Es ist bekannt, daß bei einer Kraftfahrzeugstromversorgung von ca. 10 V ein nicht quotientenmetrischer Spannungsabfall an der Diode von 0,65 V einen Fehleranteil von 1-2% einführt.

Fig. 4 zeigt eine Schaltung, die vorteilhafterweise den Demodulatorwandler eine Temperaturkompensation und eine Kompensation der Stromeigenschaften der Dioden in der Brückenschaltung bietet und außerdem den Quotientenmeßfehler der Schaltung aufhebt. Die Kompensationsschaltung 16 umfaßt einen Spannungsfolgeregelverstärker IC 1, der zwischen eine positive Spannungsquelle +Y und Masse geschaltet ist. Die positive Spannungsquelle +V ergibt sich aus der Regelung einer Quelle V _in, die z. B. die Stromversorgung eines Kraftfahrzeuges sein kann. Der Regelkreis wird dadurch geschaffen, daß V _in in Reihe mit einer Klemme eines Lastwiderstandes R 1 geschaltet ist und dann die andere Klemme des Widerstandes R 1 an die Anode einer Diode D geführt ist, deren Kathode an die Klemme +V angeschlossen ist. Eine Nebenschlußregelung ergibt sich an der Klemme +V durch eine Zenerdiode Z 1 und einen zu dieser zwischen der Klemme V und Masse parallel geschalteten Filterkondensator C 1.

Am nicht invertierenden Eingang des Verstärkers IC 1 liegt eine Quotientenmeßspannung V _a über den Knotenpunkt zweier Spannungsteiler R 2 und R 3 an, die zwischen die Versorgungsspannung V _in und Masse geschaltet sind. Bei jeder Änderung der Versorgungsspannung V _in ändert sich die Teilerpunktspannung V _a in quotientenmetrischer Weise.

Eine Kompensationsspannung wird am Inversionseingang des Verstärkers IC 1 durch die Gegenkopplung zweier in Reihe geschalteter Dioden D 5, D 6 entwickelt, die zwischen den Emitter eines Leistungstransistors T 1 und den Inversionseingang gelegt sind. Ein Regelwiderstand R 4 ist auch zwischen den Inversionseingang des Verstärkers IC 1 und Masse geschaltet, um die durch die beiden Dioden geschickte Strommenge zu verändern. Die Dioden D 5, D 6 müssen an den Diodenvierer der Brücke und an R 4 angepaßt sein, um eine gleiche Menge Stromes über die Kompensationsdioden aufzunehmen. Der Leistungstransistor T 1 der durch den Anschluß seiner Basis an den Ausgang des Verstärkers IC 1 gesteuert wird, gibt eine steuerbare Strommenge an einen Filterkondensator C 3 ab, der zwischen den Emitter des Transistors und Masse geschaltet ist. Der Kollektor des Leistungstransistors T 1 ist an die geregelte positive Versorgungsspannung +V angeschlossen.

Im Betrieb erzeugt die Kompensationsschaltung 16 am nichtinvertierenden Eingang des Verstärkers IC 1 eine Spannung V _a, die über den Leistungstransistor T 1 und die Gegenkopplung über die Dioden D 5, D 6 am Inversionseingang symmetriert werden soll. Ein Spannungsanstieg am Punkt V _a erhöht auch die Spannung am Punkt V _b und am Inversionseingang, bis sie die Spannung am Punkt V _a übersteigt. Der Transistor T 1 verringert dann die Spannung am Inversionseingang, bis ein Gleichgewicht erreicht ist. Der Filterkondensator C 3 verzögert die Änderungen, bedämpft völlig alle Schwingungen und filtert die Spannung am Punkt V _b. Somit ist die Spannung am Punkt V _b zwei Diodenspannungsabfälle 2V _d über der Quotientenmeßspannung am Punkt V _a. Somit ist

V _b = V _a + 2V _d (3)

und wenn die Spitzen-Spitzen-Spannung 2V _p des Frequenzgenerators 10 gleich V _b eingestellt wird, dann ist

V _p = ½V _p oder V _p = ½V _a+V _d (4)

worauf Gleichung (4) für Gleichung (1) substituiert wird

worin V _a eine Quotientenmeßspannung ist, und die Auswirkungen der Dioden ausgeschaltet wurden.

Die Spannung V _b dient als Versorgungsspannung oder Spitzen-Spitzen-Spannung des Frequenzsatzes 10, indem der Emitter des Transistors T 1 an die Stromversorgungsstifte der Inversionsschaltungen I₁-I₆ angeschlossen und ihre Bezugsspannungsstifte an Masse gelegt werden. Der Ausgang der Inversionsschaltung I₂ ist über einen Rückführungskondensator C 4 und einen Regelwiderstand R 5 an den Eingang der Inversionsschaltung I₁ in herkömmlicher Weise angeschlossen, um einen instabilen, freischwingenden Oszillator zu bilden, dessen Frequenz durch die RC-Zeitkonstante von R 5, C 4 bestimmt wird. Außerdem sorgt der Anschluß eines Rückführungswiderstandes R 6 an den Eingang der Inversionsschaltung I₂ sowie an den Knotenpunkt des Widerstandes R 5 und des Kondensators C 4 für eine Gegenkopplung. Die Frequenz muß so eingestellt werden, daß die Schaltung nicht auf die verwendete Frequenz anspricht.

Das Ausgangssignal des durch die Inversionsschaltungen I₁, I₂ gebildeten Oszillators gelangt vom Ausgang der Inversionsschaltung I₂ an die normal angeschlossenen Eingänge der Inversionsschaltung I₃-I₆. Die Ausgänge der Inversionsschaltungen I₃-I₆ sind normal zusammengeschaltet, um das Ausgangssignal des Frequenzgenerators 10 zu erzeugen. Die Inversionsschaltungen I₃-I₆ dienen als Pufferverstärker für das Ausgangssignal des Oszillators und lassen keine Änderung der Ausgangsspannung bei unterschiedlicher Demodulatorbelastungen zu.

Die Quotientenmeß-P-Abweichschaltung 20 umfaßt einen Spannungsteiler, der aus einem mit einem Regelwiderstand 11 in Reihe geschalteten Widerstand R 12 besteht, die zwischen der Versorgungsspannung V _in und Masse angeordnet sind. Ein Hochfrequenzfilterkondensator C 10 ist an den Knotenpunkt der Widerstände gelegt, um Stromversorgungsstöße oder Gegenkopplungen abzukoppeln. In Betrieb wird der Widerstand R 11 so eingestellt, daß ein kapazitiver Wandler ein Nullausgangssignal bei den Anfangsbedingungen des zu messenden physikalischen Betriebsparameters abgibt. Die P-Abweichung erhält die in der Schaltung durch die Spannung V _a erzeugte Quotientenmessung.

Lineare Verstärkungen an der Demodulatorausgangsklemme 15 können durch einen Verstärker IC 3 erreicht werden, der als herkömmlicher, nicht invertierender Spannungsverstärker ausgelegt ist. Die Stromversorgungsstifte von IC 3 sind an die geregelte Spannungsquelle +V und an Masse geführt, und ein Frequenzkompensationskondensator C 8 ist in herkömmlicher Weise dazugeschaltet.

Am nichtinvertierenden Eingang liegt das Eintaktausgangssignal des Demodulators über die Klemme 15 her an, wobei der nichtinvertierende Eingang die Spannung um einen veränderlichen Verstärkungsgrad verstärkt und V _out über den Widerstand R 12 am Ausgang des Verstärkers IC 3 erzeugt. Der veränderliche oder regelbare Verstärkungsgrad ergibt sich durch Einstellung eines Regelwiderstandes R 9, der zwischen den invertierenden Eingang und Masse in Beziehung zu einem Festwiderstand R 10 geschaltet ist, der seinerseits zwischen den Ausgang und den Inversionseingang des Verstärkers IC 3 gelegt ist. Ein Filterkondensator C 9 ist zwischen Masse und dem Ausgang des Verstärkers C 3 vorgesehen, um Hochfrequenzrauschen zu dämpfen.

Bei einem anderen bevorzugten Ausführungsbeispiel wird ein Quarzkondensatorwandler bei Linearisations- und Temperaturfehlern durch das im Blockschaltbild der Fig. 3 gezeigte Kompensationsnetzwerk 16 kompensiert. Wie bereits erwähnt, umfaßt der Demodulator einen Frequenzgenerator 10, eine Diodenviererbrücke 12 sowie eine Endstufe 14. An die Bezugsklemme der Endstufe ist eine Quotientenmeß-P-Abweichschaltung (Fig. 2) angeschlossen. Ein Linearverstärker 22 kann den Verstärkungsgrad für die Ausgangsspannung der Endstufe 14 liefern, und das Ausgangssignal des Verstärkers 22 liegt an einem Tiefpaßfilter 28 an, um Hochfrequenzrauschen oder Impulse in der Ausgangsspannung V _out der Schaltung zu bedämpfen.

Die Kompensationsschaltung 16 umfaßt eine Kompensationsschaltung 32 für die Wandlertemperatur sowie eine Linearisierungsschaltung 34 für den Wandler, welche eine steuerbare Spannung V _p an den Frequenzgenerator 10 abgeben, um Fehler des Demodulatorwandlers zu löschen. Eine Gegenkopplung 30 ist vorgesehen, um einen Teil der Ausgangsspannung des Verstärkers 23 als Maß für den Betrag der erforderlichen Linearisation in die Linearisierungsschaltung 34 des Wandlers zu leiten.

Fig. 5 zeigt die Schaltungseinzelheiten des Blockschaltbildes der Fig. 3. Die Kompensationsschaltung 16 ist ähnlich wie der Stromlaufplan in Fig. 4 ausgeführt, wobei ein Widerstand R 14 für die Diode D 5 im Gegenkopplungskreis zwischen den Emitter des Transistors T 1 und den Inversionseingang des Verstärkers IC 1 eingesetzt ist. Außerdem ist ein den Gegenkopplungskreis des Blocks 30 darstellender Regelwiderstand R 13 zwischen den Ausgang des Verstärkers IC 3 und den Inversionseingang des Verstärkers IC 1 geschaltet, um den Block 16 dieses Ausführungsbeispiels der Erfindung zu vervollständigen. Die Schaltungsblöcke 10, 12, 14, 20 der Fig. 5 sind den gleichen Blöcken der Fig. 1 identisch und werden nicht näher beschrieben.

Außerdem ist der Block 22 mit der Schaltung für den Linearverstärker gleich dem der Fig. 4 bestückt, ausgenommen daß noch ein Entkopplungswiderstand R 15 zwischen die positive Stromversorgung +V und den Stromversorgungsstift des Verstärkers IC 3 dazugeschaltet ist. Die Hochfrequenzentkopplungskondensatoren C 13 und C 11 wurden ebenfalls diesem Stromkreis hinzugefügt. Der Kondensator C 13 ist zwischen Masse und den positiven Stromversorgungsstift des Verstärkers IC 3 geschaltet, während der Kondensator C 11 zwischen den nicht invertierenden Eingang des Verstärkers IC 3 und Masse gelegt ist.

Das Tiefpaßfilter 28 kann in herkömmlicher Weise durch die Serienschaltung eines Lastwiderstandes R 12 mit einem Kondensator C 12 zwischen den Ausgang des Verstärkers IC 3 und Masse ausgebildet sein. Die Ausgangsklemmenspannung V _out wird dann am Knotenpunkt des Widerstandes R 12 und des Kondensators C 12 erzeugt.

Die Fig. 6, 7, 8 zeigen eine bevorzugte Ausführungsform des in Block 36 der Fig. 5 schematisch dargestellten Quarzkondensatorwandlers. Der als Druckwandler gezeigte Wandler 36 umfaßt zwei sich gegenüberliegende Platten oder Scheiben 60, 62 aus Quarz oder einem anderen glasartigen Material mit den gleichen Eigenschaften. Auf der Oberfläche einer jeden Scheibe, z. B. auf der Scheibe 60, sind zwei Kondensatorplatten 66, 68 aus einem leitenden Metall durch Siebdruck oder Aufdampfen od. dgl. ausgeformt. Nach Ausbildung der Platten 66, 68, 70, 72 auf den Scheiben 60, 62 werden die Scheiben zusammengefügt, wobei sich ein Luftspalt zwischen den Platten durch eine ringförmige Fritte 64 bildet, worauf der Innenraum des Wandlers luftleer gemacht wird oder auf einen Bezugsdruck P _r eingestellt wird.

Wie Fig. 8 zeigt, bewirkt eine Druckänderung P eine Verformung der Scheiben 60, 62, wodurch sich auch der Luftspaltenabstand zwischen den Platten eines Druckkondensators C _p ändert, der über die Klemmen 76, 80 abgegriffen werden kann. Normalerweise ändert ein Bezugskondensator C _r, der über die Klemmen 78, 82 abgegriffen werden kann, seine Kapazität nicht wesentlich und kann zur Bezugskompensation im Demodulatorkreis für den Kondensator C _p eingesetzt werden. Ein Kondensator dieser Art ist im US-PS 38 58 097 näher beschrieben.

Fig. 5 zeigt die Arbeitsweise dieser Schaltung in Verbindung mit dem Quarzkondensatorwandler. Für die Temperaturkompensation benutzt die Kompensationsschaltung 16 die Temperaturkurve der Diode D 6, um die erforderliche Korrektur vorzunehmen. Für die Schaltung der Fig. 5 und unter der Annahme, daß R 13 gegen unendlich tendiert, gilt

V _b = V _a+V _d+V _{r 14} (6)

worin

V _{r 14} = Spannung am Widerstand R 14
V _d = Diodenspannung an D 6

laut Ohmschen Gesetz

oder durch Einsetzen der Gleichungen (6) und (7) in Gleichung (1) und Rückführen

V _out = (f(x) · f(p) + V _c) (8)

worin

f(x) = V _a(1 + R 14/R 4) - V _d (9)

V _c = P-Abweichspannung
A = Linearverstärkung.

Betrachtet man jetzt Gleichung (9) und ihr Kurvenbild in Fig. 12, so ergibt sich, daß die Änderung von f(x) nur aufgrund der Temperatur wegen des Gliedes -V _d erfolgt. An einer Diode verringert sich der Spannungsabfall mit ansteigender Temperatur und daher bewirkt die Substraktion des Gliedes V _d ein ansteigendes f(x) von der Temperatur T₁ zur Temperatur T₂, wobei T₂ größer ist als T₁.

Das Kurvenbild 11 zeigt das nichtkompensierte f(p) aufgrund der Wärmeempfindlichkeit des Quarzkondensatorwandlers. Die Funktion f(p) weist eine flachere Steilheit bei ansteigenden Temperaturen auf, wobei T₂ größer ist als T₁. Aus der Gleichung (8) ergibt sich, daß die Funktion f(x) als Steilheitsvervielfacher für die Funktion f(p) wirkt, jedoch in Gegenrichtung und somit die Steilheit der höheren Temperaturkurve T₂ in Fig. 11 vergrößert. Das Ergebnis ist in Fig. 13 gezeigt, in welcher die Kurve nur durch die Wärmeverschiebung ihren Nullpunkten voneinander getrennt sind. Die richtige Multiplikationskonstante erhält man durch Einstellung der Stromaufnahme der Diode D 6 über den Regelwiderstand R 4.

Nachstehend wird die Linearitätskompensation der Schaltung der Fig. 5 näher beschrieben. Im allgemeinen erzeugt der dargestellte Quarzkondensatorwandler eine lineare Veränderung des Ausgangssignals bei einer Änderung der physikalischen Ausgangsvariablen. Die Fig. 15 zeigt, daß die auf einer Kapazitätsänderung des Wandlers beruhende Funktion in Bezug auf Druckänderungen mehr einen quadratischen als einen linearen Verlauf aufweist, wie er durch die gestrichelte Linie in Fig. 15 dargestellt ist. Normalerweise wird solch ein Frequenzgang durch eine Druckänderung ausgelöst, welche eine verhältnismäßig repräsentative Abstandsänderung zwischen den Kondensatorscheiben bewirkt. Jedoch ändert sich die Kapazität einer Auslegung mit parallelen Platten umgekehrt mit dem Quadrat des Abstandes und nicht linear. Das Kompensationsverfahren bewirkt, daß sich V _b ändert, so daß V _out nach der Darstellung der Fig. 14 kompensiert wird und damit die Nichtlinearität des Wandlers aufhebt. Das sich daraus ergebende lineare Ausgangssignal ist in Fig. 16 gezeigt, in welcher V _out graphisch als eine Funktion erster Ordnung der veränderlichen p dargestellt ist, nachdem die Kompensation und der nichtlineare Frequenzgang des Wandlers vereinigt sind.

Dies kann durch Ansatz der Übertragungsfunktion gezeigt werden. Nimmt man Gleichung (8) und setzt sie neu an, wobei R 13 nicht nach unendlich tendiert, so erhält man

worin

f₁(x) = V _a(1 + R 14/R 4 + R 14/R 13) - V _d (12)

Da denn f₁(x) viel größer ist als R 14/R 13, ist V _out eine ansteigende Funktion, welche dem Zähler der Gleichung (11) und f(p) folgt. Der Nenner jedoch enthält das Linearisierungsglied A(R 14/15) f(p), welches V _out für Anstiege f(p) zu verringern bestrebt ist und steuerbar durch Regelung von R 13 eingestellt werden kann. Somit kann eine einfache Einstellung vorgenommen werden, um einen Quarzkondensatorwandler zu linearisieren, der normalerweise keine Ausgangsfunktion erster Ordnung aufweist.

Claims

1. Kapazitiver Demodulatorwandler mit einem Wandler, dessen Kapazität in Abhängigkeit von einer physikalischen Meßgröße veränderbar ist, mit einem Frequenzgenerator zum Erzeugen einer Trägerwechselspannung, mit einem Demodulator mit vier Dioden, dem die Trägerwechselspannung zuführbar ist und der an den Wandler angeschlossen ist, wobei Kapazitätsänderungen des Wandlers die Trägerwechselspannung modulieren und der Demodulator ein Ausgangssignal entsprechend der physikalischen Meßgröße erzeugt, mit einer an den Frequenzgenerator angeschlossenen Kompensationsschaltung, um die Amplitude der Trägerwechselspannung gegensinnig zu Amplitudenänderungen des Ausgangssignals zu ändern, das durch kompensierbare Fehler des Demodulators verursacht wird, und mit einer an die Kompensationsschaltung angeschlossenen Gleichspannungsquelle, dadurch gekennzeichnet, daß die Kompensationsschaltung (16) ein Netzwerk (24, 34) für die Kompensation des an den Dioden des Demodulators bei sich ändernder Spannung der Gleichspannungsquelle auftretenden Quotientenmeßfehlers aufweist.

2. Kapazitiver Demodulatorwandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Kompensationsschaltung (16) ein Netzwerk (26, 32) für die Kompensation des an den Dioden des Demodulators bei sich ändernder Temperatur auftretenden Meßfehlers aufweist.

3. Kapazitiver Demodulatorwandler nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß ein Netzwerk (20) vorgesehen ist, von dem der Nullpunkt des kapazitiven Wandlers (18) mit einer Quotientenmeßspannung einstellbar ist.

4. Kapazitiver Demodulatorwandler nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Kompensationsschaltung (16) einen Spannungsregelfolgekreis zum Erzeugen einer Eingangsspannung (V _b) für den Frequenzgenerator (10) aufweist, wobei die Eingangsspannung als algebraische Kombination der Spannung der Gleichspannungsquelle (V _in) mit einer Kompensationsspannung erzeugt wird und die Eingangsspannung in Abhängigkeit von Änderungen der Kompensationsspannung ansteigt oder abfällt.

5. Kapazitiver Demodulatorwandler nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Spannungsregelfolgekreis einen Differenzverstärker (IC 1) aufweist, mit einem invertierenden Eingang, einem nicht invertierenden Eingang und einem Ausgang, der an den Steuereingang eines Transistors (T 1) angeschlossen ist, der zwischen einer Bezugsspannungsquelle (+V) und dem Spannungseingang (V _b) des Frequenzgenerators (10) geschaltet ist, daß an den nicht invertierenden Eingang des Differenzverstärkers (IC 1) die Gleichspannungsquelle (V _in) angeschlossen ist, daß zwischen dem Spannungseingang des Frequenzgenerators und dem invertierenden Eingang des Differenzverstärkers (IC 1) eine Rückführung vorgesehen ist und daß der Transistor (T 1) die Eingangsspannung für den Frequenzgenerator ändert, wenn die Spannung an dem nicht invertierenden Eingang gleich der Spannung am invertierenden Eingang ist.

6. Kapazitiver Demodulatorwandler nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Rückführung eine erste Diode (D 5) und eine zweite Diode (D 6) aufweist, deren Eigenschaften gleich den Eigenschaften der Dioden (D 1-D 4) des Demodulators sind, wobei die Anode der ersten Diode (D 5) an den Eingang des Frequenzgenerators und die Kathode der ersten Diode (D 5) an die Anode der zweiten Diode (D 6) angeschlossen ist, deren Kathode an den invertierenden Eingang des Differenzverstärkers (IC 1) geführt ist und daß ein Regelwiderstand (R 4) zwischen den invertierenden Eingang und Masse geschaltet ist, um den Stromfluß durch die Dioden (D 5, D 6) einzustellen.

7. Kapazitiver Demodulatorwandler nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Gleichspannungsquelle (V _in) über einen Spannungsteiler (R 2, R 3) an den nicht invertierenden Eingang des Differenzverstärkers (IC 1) angeschlossen ist.

8. Kapazitiver Demodulatorwandler nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der kapazitive Wandler (18, 36) ein als Quarzkondenstor ausgeführter Druckwandler ist.