DE2905463A1

DE2905463A1 - Kapazitiver messwertwandler mit demodulator

Info

Publication number: DE2905463A1
Application number: DE19792905463
Authority: DE
Inventors: Chen Yi Lee
Original assignee: Bendix Corp
Current assignee: Bendix Corp
Priority date: 1978-02-15
Filing date: 1979-02-13
Publication date: 1979-08-16
Also published as: GB2015162B; AU521105B2; JPS6344731Y2; FR2417887A1; DE2905463C2; ES477752A1; IT1111910B; AU4365579A; JPS54115175A; FR2417887B1; CA1123225A; IT7920175A0; JPS6396415U; GB2015162A

Description

Die Erfindung betrifft im allgemeinen Demodulatorschaltungen für Meßwertwandler, insbesondere eine Kompensationsschaltung für einen Diodenvxererdemodulator mit kapazitivem Meßwertwandler.

Kapazitive Meßwertwandler dienen der Messung physikalischer Parameter wie Druck, Abstand oder Entfernung, Rauhtiefe, Winkeländerungen od.dgl. Eine Änderung des gemessenen Parameters bewirkt,daß der Meßwertwandler sine Kapazität entsprechend proportional oder in bekannter funktioneller Weise verändert. Die Kapazitätsänderung des Meßwertwandlers kann dann zur Erzeugung eines elektrischen Signals verwendet werden,, das die Änderung des physikalischen Parameters darstellt.

Ganz allgemein gilt für kapazitive Meßwertwandler, daß die Erzeugung eines elektrischen Signals durch die Modulation einer Wectsslträgerfrequenz erfolgt, wobei eine Charakteristik der Trägerfrequenz elektrisch durch die veränderliche Kapazität des Meßwertwandlers modifiziert wird. Die Trägerfrequenz wird dann gleichgerichtet oder demoduliert, um die im Signal enthaltene Nachricht zu gewinnen, wodurch ein nützliches elektrisches Signal für den gemessenen Parameter erzeugt wird. Die Modulationsschaltung für die Trägerfrequenz ist normalerweise integral mit der Demodulationsschaltung zusammengebaut, wobei die Gesamtschaltung einfach Demodulatorwandler genannt wird.

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Ein solcher Demodulatorwandler mit einer Diodenviererschaltung ist in den üS-PSen 33 18 153 und 32 71 669 gezeigt. Diese Schaltungen eignen sich besonders für kapazitive Druckwandler. Ein weiterer vorteilhafter Typ eines kapazitiven Demodulatorwandlers mit Diodenviererbrücke wurde nach den US-PSen 38 83 812 und 38 69 676 jüngst entwickelt. Die Solleigenschaften dieses Demodulators umfassen ein genügend starkes Ausgangssignal, das von der Erregerwellenform und Frequenz verhältnismäßig unabhängig ist. Außerdem besitzt dieser Demodulatorwandler bei der Kapazitätsänderung des Wandlers ein ausgezeichnetes Auflösungsvermögen und ermöglicht, daß der Wandler bequem an Masse gelegt werden kann. Diese Eigenschaften ermöglichen einen zukünftigen weiterenCinsatz dieser Schaltung bei verschiedenen Anwendungen von Meßwertwandlern. Diese und weitere Schaltungen dieser allgemeinen Art werden im folgenden Diodenvierer- oder Diodenquartettdemodulatoren genannt, weil ihre Schaltung vier Gleichrichter oder Dioden verwendet.

Wenn der kapazitive Wandler als Druckwandler ausgelegt ist, kann ein Demodulatorwandler nach der"vorstehenden Beschreibung zur Abtastung von Änderungen des Absolutladedruckes im Krümmer eines Verbrennungsmotors verwendet werden. Das vom Demodulatorwandler abgegebene elektrische Signal dient dann in herkömmlicher Weise der Regelung von Motorfunktionen wie des Luft-Kraftstoffgemisches, der Zündfolge, der Abgasrückführung usw., wenn es mit anderen Motorparametern abgegriffen wird. Beim Kraftfahrzeug ist die bequeme und zweckmäßige Erdung eines kapazitiven Wandlers ein wichtiges Merkmal, die eine direkte Verbindung zum Chassis gestattet und die Schwie-

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rigkeiten vermeidet, die bei der Trennung eines Wandlers mit einer Bezugsspannung entstehen, die über oder unterhalb der Chassismassespannung liegt. Die Diodenviererschaltung nach den US-PSen 38 83 812 und 38 69 676 eignet sich auch für ferngesteuerte Wandler, die wahrscheinlich in vielen Neuentwicklungen der KFZ-Elektronik auftreten.

Es gibt jedoch noch Schwierigkeiten bei der Anwendung dieser Diodenviererdemodulatoren unter harten Umgebungsbedingungen, wie sie im Motorraum eines Kraftfahrzeugs herrschen. Der Temperaturbereich, dem ein Modulatorwandler ausgesetzt ist, ist äußerst groß (-4o°C bis 12o°C), und daher muß die Schaltung mit einer genau arbeitenden Temperaturkompensation versehen werden. Efese Schwierigkeit wird noch dadurch erhöht, daß notwendigerweise nichtlinear arbeitende Dioden im Demodulatorkreis eingeschlossen sind. Diese Dioden erzeugen nicht nur verschiedene Spannungsabfälle bei verschiedenen Temperaturen, sondern auch verschiedene Spannungsabfälle bei der gleichen Temperatur, wenn sie verschiedene Ströme weiterleiten.

Ein weiteres Problem, das unter verschiedenen Umgebungsbedingungen auftritt und beim Kraftfahrzeug besonders ärgerlich ist, ist die Regiung der Stromversorgung. Bei andauernd wechselnden Anforderungen an eine begrenzte Batterie und mit lediglich einer Grobregelung durch den Spannungsregler für Spannungsänderungen der Lichtmaschine sind Spannungsspitzen und -abfalle von erheblicher Größe nicht ungewöhnlich. Die Wandlerelektronik, bei welcher die Daten in der Amplitude des Wandlersignals enthalten sind sowie Änderungen gegenüber einer Bezugsspannung werden besonders durch diese Änderungen

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beeinflußt.

Ein Verfahren, das zur Vermeidung dieser Schwierigkeiten entwickelt wurde, ist die Quotientenmessung. Dieses Verfahren sieht vor, daß das Ausgangssignal einer bestimmten Schaltungsich in Abhängigkeit von Änderungen der Stromversorgung ändert, um immer einen bestimmten Prozentsatz der Stromversorgung für Nullsignalbedingungen zur Verfügung zu haben. Wenn somit eine Anzahl von diesen Stromkreisen zusammengeschaltet wird, werden keine Signaldaten verloren und es werden auch wegen der Regelung der Stromversorgung keine Fehler eingeführt. Wenn daher der Demodulatorwandler mit Diodenviererschaltung in ein Kraftfahrzeug oder in andere Umgebungsbedingungen eingesetzt wird, bei denen Regelprobleme auftauchen, muß er mit Quotientenmessungskompensation zum leichteren Anschluß an andere Schaltungen der Anlage versehen werden. Die Kompensation für Quotientenmeßfehler ist wegen der nichtlinearen Eigenschaften der Dioden des Demodulators schwierig, die einen Fehler erzeugen können.

In gewissen Fällen ist es genau so wichtig, den Wandler selbst ebenso zu kompensieren wie die Demodulatorschaltung. Z.B. sind Quarzkondensatorwandler verhältnismäßig genau und billig, doch sind sie für mäßig teure Wandler temperaturempfindlich und arbeiten nicht ganz linear. Es wäre äußerst vorteilhaft, einen billigen Quarzkondensatorwandler zu kompensieren, um ein lineares Ausgangssignal ohne Temperaturabhängigkeit zu erhalten, wobei die vorteilhaften Eigenschaften eines Diodenviererdemodulators beibehalten werden.

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Erfindungsgemäß ist ein Kompensationsverfahren für einen kapazitiven Demodulatorwandler mit Diodenviererbrücke vorgesehen. Das Verfahren umfaßt eine regelbare Veränderung der Amplitude einer Trägerwechselfrequenz im Gegensinn zu den Veränderungen in dieser Amplitude, die durch kompensierbare Fehler im Demodulatorwandler erzeugt werden und damit auch aufgehoben werden.

Das Verfahren ergibt ein äußerst vielseitiges Kompensationsverfahren, nach welchem viele Fehlerarten ohne schwerwiegende Veränderung der Demodulatorschaltung kompensiert werden können. Außerdem kann die Kompensation ohne Eingriff in die wünschenswerten Eigenschaften des kapazitiven Demodulatorwandlers mit Diodenviererschaltung durchgeführt werden.

Bei einem ersten bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung wird das Verfahren durch Kompensation einer Schaltung durchgeführt, welche Vorrichtungen für die quotientenmessende Kompensation sowie Vorrichtungen für die Temperaturkompensation des Diodenviererdemodulators besitzt. Ein Spannungsfolgeregelkreis dient dem Vergleich sowie der Aufrechterhaltung des Gleichgewichts zwischen einer Quotientenspannung und der um eine nichtlineare Kompensationsspannung verringerten Eingangsspannung eines Frequenzsatzes oder Frequenzgenerators.

Beim ersten Ausführungsbeispiel wird die Kompensationspannung als Komplementärspannung der nichtlinearen und nicht quotientenmessenden Fehlerdämpfung erzeugt, die durch die Demodulatorkreise wegen der

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Dioden eingeführt wird, welche die Demodulationsbrücke bilden. Daher besteht die Eingangsspannung des Frequenzsatzes aus der Quotientenmeßspannung plus der linearen und nicht quotientenmessenden Spannung, welche die Dämpfung der Dioden im Demodulator kompensiert. Da die Dämpfung der Diodenspannung der Brücke temperaturabhängig ist, ist die Kompensationsspannung, die die Komplementärspannung der Dämpfung ist, ebenfalls temperaturabhängig und erzeugt ein Demodulatorausgangssignal, dessen Temperaturglied aufgehoben ist. Bei diesem Ausführungsbeispiel· wird die Kompensationsspannung dadurch entwickelt, daß ein genauer Betrag an Strom durch eine temperaturempfindliche Vorrichtung geschickt wird. Die Temperaturkurve dieser temperaturempfindlichen Vorrichtungen ist mit der Temperaturkurve der Demodulatordiode identisch und von gleicher Spannungsgröße. Somit löscht die Größe der Spannung der temperaturempfindlichen Vorrichtung den Quotientenmeßfehler und verändert sich mit der Temperatur, um die Temperaturabhängigkeit aufzuheben.

Bei einem zweiten bevorzugten Ausführungsbeispiel wird das Verfahren durch Kompensation einer Schaltung durchgeführt, welche Einrichtungen zur Temperaturkompensation sowie Einrichtungen für die Spannungsgeradhaltung oder Linearisierung eines Quarzkondensatordruckwandlers besitzt. Ein Spannungsfolgereglerkreis dient dem Vergleich und der Aufrechterhaltung des Gleichgewichts zwischen einer Quotientenmeßspannung und der um eine nichtlineare Kompensationsspannung verringerten Eingangsspannung eines Frequenzsatzes.

Beim zweiten Ausführungsbeispiel wird die Kompensationsspannung

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als Kombination aus einer temperaturabhängigen Komponente und einer nichtlinearen Komponente erzeugt. Die temperaturabhängige Komponente der Kompensationsspannung dient der Kompensation der Temperaturabhängigkeit des Quarzkondensatorwandlers und der nichtlinearen Komponente für den nichtlinearen Frequenzgang des Wandlers.

Bei diesem Ausführungsbeispiel wird die temperaturabhängige Komponente dadurch entwickelt, daß eine genaue Größe des Stromes durch eine temperaturabhängige Vorrichtung mit einer im wesentlichen linearen Temperaturkurve geschickt wird. Die lineare Spannungsänderung gegenüber der Temperatur der Vorrichtung zur Steilheitsvervielfachung, um die temperaturabhängige Änderung des Ausgangssignals des Quarzkondensatorwandlers aufzuheben. Die nichtlineare Komponente wird umgekehrt proportional zur Ausgangsspannung des Demodulatorwandlers erzeugt. Sie dient als Gegenkopplung zur Verringerung der EingangsSpannung des Frequenzsatzes und zur Löschung von nichtlinearen Anstiegskomponenten im Quarzkondensatorwandler. Somit besteht die Aufgabe der Erfindung darin, ein beeinflussungsloses Kompensationsverfahren für einenDemodulatorwandler mit Diodenvierer zu schaffen, dessen vorteilhafte Eigenschaften durch die Kompensation nicht nachteilig beeinflußt werden. Erfindungsgemäß ist ferner eine Kompensation für Temperatur- und Quotientenmeßfehler vorgeshen, die durch die nichtlinear arbeitenden Dioden der Demodulatorbrücke in das Ausgangssignal des Demodulatorwandlers eingeführt werden. Weiter soll die Erfindung eine Kompensation für die Temperatur- und Linearitätsfehler bieten, die in das Aus-

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gangssignal des Demodulatorwandlers durch einen Quarzkondensatorwandler eingeführt werden.

Die Erfindung ist nachstehend anhand der Zeichnung näher erläutert. Alle in der Beschreibung enthaltenen Merkmale und Maßnahmen können von erfindungswesentlicher Bedeutung sein. Die Zeichnungen zeigen einen Stromlaufplan eines Demodulatorwandlers mit Diodenvierer des früheren Standes der Technik sowie:

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines erfindungsgemäßen

Demodulatorwandlers mit Diodenvierer und einer Kompensationsschaltung;

Fig. 2 ein Detailblockschaltbild des Demodulatorwand

lers mit Diodenvierer der Fig. 1, der mit einer Quotientenmeß- und Temperaturkompensation für den Demodulator mit Diodenvierer ausgestattet ist;

Fig. 3 ein Detailblockschaltbild des in Fig„ 1 gezeig

ten Demodulatorwandlers mit Diodenvierer, der mit einer Temperaturkompensation und einem Linearisierungsausgleich für einen Quarzkondensatorwandler ausgestattet ist;

Fig. 4 einen Stromlaufplan des Blockschaltildes der

Fig. 2;

Fig. 5 einen Stromlaufplan des Blockschaltbildes der

Fig. 3;

Fig. β einen Querschnitt eines Quarzkondensatordruck-

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Wandlers längs der Schnittlinie 6 der Fig. 7;

Fig. 7 einen Seitenriß eines Quarzkondensatordruck

wandlers im Ruhezustand;

Fig. 8 einen Seitenriß des Quarzkondensatordruck

wandlers im durchgebogenen Zustand;

Fig. 9 ein Kurvenbild einer Quotientenmeßumsetzung;

Fig. 1o ein Kurvenbild mit über der Temperatur aufge

tragenen Spannung an einer Signaldiode für verschiedene Strompegel;

Fig. 11 bis 16 Kurvenbilder für Funktionsbeziehungen an verschiedenen Punkten in der Schaltung der Fig.5.

Zur Erleichterung der Beschreibung der Erfindung gelten in der nachfolgenden Beschreibung gleiche Bezugszeichen für identische Bauteile in allen Figuren.

In der Figur für den früheren Stand der Technik ist ein Demodulator mit Diodenvierer zur Abtastung kapazitiver Änderungen bei einem Wandler gezeigt, die sich durch Veränderung eines physikalischen Parameters ergeben. Der Demodulator umfaßt allgemein einen Frequenzgenerator oder einen Frequenzsatz 1o, eine Diodenviererbrücke 12, sowie eine Endstufe 14. Der Frequenzsatz 1o erzeugt eine Trägerwechselfrequenz mit einer Amplitude V am Knotenpunkt zv/eier Koppelkondensatoren C und C, der Brücke 12. Die anderen Klemmen der a b

Koppelkondensatoren C ,C. sind entsprechend zwischen einen ersten

el D

und zweiter Diodenbrückenknotenpunkt, die sich aus den Dioden D1,D3

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und D2,D4 ergeben, und Masse geschaltet. Die Dioden D1,D2,D3,D4 bilden eine Diodenviererbrücke oder ein Diodenquartett, deren parallel geschaltete Kondensatoren C ,C zwischen einen dritten

JL S

Brückenknotenpunkt der Dioden D1,D2 und Masse geschaltet sind. Ein vierter Brückenknotenpunkt entsteht an der Zusammenführung der Dioden D3,D4, dessen Kondensator C zwischen diesen Knotenpunkt und Masse geschaltet ist.

Normalerweise steht C für die veränderliche Kapazität eines kapazitiven Wandlers und C ist eine Kapazität, deren Wert gleich ist dem Nullpunktwert des kapazitiven Wandlers. Der Kondensator C kann für Kompensationszwecke in den Wandler eingebaut oder auch extern vorgesehen sein. Der Kondensator C ist ein kleiner Drehkondensator, der zu C parallel geschaltet ist, um eine genaue Nullung des anfänglichen Ausgangssignals des kapazitiven Wandlers zu ermöglichen. Die Gesamtkapazität von C und C ist im wesent-

S Jl

liehen gleichwertig C , und dieser Wert wird bei der weiteren Beschreibung eingesetzt, wenn auf diese Kombination Bezug genommen wird.

in Es sei nun eine Hälfte der Schaltung betrachtet,/welcher die Werte

von C . C, sehr viel größer sind als die von C und C . Angenommen,

α. ο ρ r

C werde bei den positiven Durchgängen des Frequenzgenerators aufgeladen, dann steuert die Diode D₁ durch und C lädt sich auf eine Spannung auf, die vom Wert C abhängt, da C größer ist als C . Somit entlädt sich C, um einen Ladungsbetrag, der vom Wert von

Jl el

C₃. abhängt. Anschließend steuert die Diode D3 beim negativen Durch-

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gang durch, und der Kondensator C lädt sich um einen durch den

ir

Wert von C bestimmten Betrag auf, da C größer ist als C , und P ^a P

C lädt sich um den gleichen Betrag auf. Wenn die Kondensatoren

C und C gleich sind, liegt keine Restsignalspannung an C an. ρ r a

Wenn sich jedoch C infolge der Abtastung einer Änderung eines physikalischen Parameters ändert, bleibt eine Restgleichspannung oder Ladung am Kondensator C , die als Ausgangssignal am Punkt

A anliegt. Die so entwickelte Signalspannung ist eine Funktion der Differenz der Werte zwischen den Kondensatoren C und C .

In gleicher Weise erzeugen die mit den Kondensatoren C und C zusammenarbeitenden Dioden D2,D4 eine Restgleichspannung am Punkt B. Diese Spannung ist gleich der Spannung am Punkt A, jedoch von entgegengesetzter Polarität. Im eingeschwungenen Zustand werden gleiche Ladungsgrößen zwischen C und C_r übertragen, und die Ausgangsspannung des Demodulators verringert sich auf

Vdo = 2(V_p -

worin Vdc die an den Punkten AB gemessene Ausgangsspannung ist, V die Spannungsamplitude des Frequenzgenerators und V, der Spannungsabfall an einer Dioden D1-D4 bedeutet.

Die Endstufe 14 mit einem zwischen Punkt A und einer Aus gangs klemme geschalteten Widerstand R_ sowie einem zwischen Punkt B und einer

3. *

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Masseklemme 17 geschalteten Widerstand R, erzeugt ein Eintaktausgangssignal aus den an den Punkten A und B anliegenden Differentialspannungen. Ein Kondensator C, ist vorgesehen, von dem eine Leitung an die Klemme 15 und die andere an die Klemme 17 geführt ist, um mit den Widerständen R ,R, zusammenzuarbeiten. Diese De-

a ο

modulatorschaltung ist im einzelnen in den beiden vorstehend erwähnten üS-PSen 38 69 676 und 38 83 812 beschrieben, deren Offenbarung ausdrücklich hier durch Bezugnahme mit eingeschlossen ist.

Fig. 1 zeigt als Blockschaltbild einen bevorzugten Demodulator mit Diodenvierer, der einen Frequenzgenerator 1o, eine Diodenviererbrücke 12, eine Endstufe 14 sowie einen kapazitiven Wandler 18 umfaßt, dessen Funktion und Arbeitsweise der vorstehend beschriebenen des früheren Standes der Technik identisch sind. Erfindungsgemäß ist ein Kompensationsnetzwerk oder eine Kompensationsschaltung 16 an den Frequenzgenerator 1o angeschlossen, um eine steuerbare Amplitude für die Trägerfrequenz V zu erzeugen, um einen

kompensierbaren Fehler des Demodulatorwandlers zu löschen.

In der Theorie kann die Ausgangsspannung des Demodulatorwandlers als eine Übertragungsfunktion behandelt werden:

out'

worin V = Ausgangsamplitude der Spannung an den Klemmen 15,17; V = Spannungsamplitude des Frequenzgenerators 1o;

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- 18 G(s) = Impedanzübertragungsfunktion des Demodulatorwandlers.

Die Impedanzübertragungsfunktion der gezeigten Schaltung ist eine Funktion einer Anzahl von unabhängigen Variablen einschließlich^ jedoch nicht begrenzt auf Temperatur, Frequenz, Kapazität und den linearen Frequenzgang der Bauteile bei verschiedenen Strompegeln. Bei ihrer Veränderung ändern die einzelnen Variablen V . gegen einen konstanten Eingang V in Abhängigkeit von ihren speziellen Eigenschaften oder Kurven. Diese Änderungen können nicht linear und entweder Dämpfungs- oder Verstärkungsgrößen sein. Idealerweise sollte sich jedoch V bei dieser Schaltung nur mit der Regel-

Ό Li T-

kapazität des Wandlers ändern und dann linear mit der physikalischen Variablen, welche die Änderung hervorruft. Die restlichen Variablen erzeugen kompensierbare Fehler im Ausgangssignal. Die Kompensationsschaltung 16 verändert dann die Amplitude V entweder durch Anheben oder Absenken des Pegels auf im wesentlichen Löschänderungen in der Amplitude V , die nicht auf linearen Kapazitätsänderungen des Wandlers beruhen.

In einem in Fig. 2 gezeigten bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung umfaßt die Kompensationsschaltung 16 ein quotientenmessendes Kompensationsnetzwerk 24 in einem Temperaturkompensationsnetzwerk 26 für den Diodenviererdemodulator. Weiter umfaßt dieses spezielle Ausführungsbeispiel einen an die Endstufe 14 geführten Linearverstärker 22. Eine Quotientenmeß-P-Abweichschaltung 2o liefert eine Pegeländerung für die Endstufe 14, wie nachstehend näher e¹"läute -; wird.

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ORIGINAL WSrfco».fcO

Eine Untersuchung der Gleichung (1) ergibt, daß die Einspeisung des Diodenspannungsabfalls V, bewirkt, daß die Demodulatorschaltung kompensiert werden muß/ Nach Fig. 1o hängt der Spannungsabfall V-, in der Gleichung (1) nicht allein von der Temperatur ab, son-

^α Wie

dern auch von der Stromaufnahme der Vorrichtung./die graphische Darstellung zeigt, bewirken höhere Temperaturen im allgemeinen einen Abfall der Spannungskurve, und ansteigende Ströme erzeugen einen größeren Spannungsabfall. Für eine normale Steuerdiode, wie sie normalerweise in einer solchen Demodulatorschaltung verwendet werden, bewirken diese Änderungen eine gleitende Spannungsänderung zwischen o,1 und o,15 V bei einem Spannungsabfall von einem Anschaltpunkt von etwa o,6 V bis o,75 V bei voller Stromstärke.

Dieser gleitende Spannungsabfall der Diode kann jedoch noch immer ziemlich konstant gegen der erheblich größeren Änderung von V sein, die durch eine nicht geregelte Kraftfahrzeugstromversorgung ausgelöst wird. Dieser verhältnismäßig konstante Spannungsabfall an der Diode kann daher einen erheblichen Quotientenmeßfehler in der Ausgangsspannung verursachen, da er selbst keine Quotientenmeßgröße darstellt. Diese Nichteigenschaft einer Quotientenmeßgröße kann unter bestimmten Umgebungsbedingngen, in welchen das analoge Ausgangssignal durch eine quotientenmetrische Umsetzung in eine Digitalzahl verwandelt wird (Fig. 9), nicht zugelassen werden.

Normalerweise ist bei diesem verfahren ein Steilheitsgenerator vorgesehen c der eine konstant ansteigende Sägezahnspannung erzeugt, die ..mit der Ausgangs spannung V . des Demodulatorwandlers vergli-

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chen wird. Der Zählerbeginn am Anfang des Anstiegs der Sägezahnspannung mit einer Zählung, und wenn ein Vergleich die Gleichheit der Sägezahnspannung und der Ausgangsspannung am Punkt 9o anzeigt, wird der Zähler angehalten, wobei er eine digitale Darstellung N, der Analogspannung enthält. Für Änderungen der Stromversorgung V. wird die Sägezahnspannung entsprechend verändert, und wenn die Ausgangsspannung des Wandlers eine Quotientenmeßgröße ist, erscheint kein Fehler in der Zählung der Ausgangsspannung. Auch für höhere Spannungen am Punkt 92 ergibt sich noch die Zahl N und bei niedrigeren Spannungen am Punkt 94 wird kein Fehler eingeführt. Wenn jedoch die Ausgangsspannung V . konstant bleibt oder sich quotientenmetrisch nicht ändert, ergibt sich ein Fehler - Δε oder + Δβ. Somit wird die Empfindlichkeit des Demodulatorwandlers durch den eingeführten Quotientenmeßfehler praktisch aufgehoben. Es ist bekannt, daß bei einer Kraftfahrzeugstromversorgung von ca. 1o V ein nicht quotientenmetrischer Spannungsabfall an der Diode von o,65 V einen Fehleranteil von 1-2 % einführt.

Fig. 4 zeigt eine Schaltung, die vorteilhafterweise den Demodulatorwandler eine Temperaturkompensation und eine Kompensation der Stromeigenschaften der Dioden in der Brückenschaltung bietet und außerdem den Quotientenmeßfehler der Schaltung aufhebt. Die Kompensationsschaltung 16 umfaßt einen Spannungsfolgeregelverstärker IC1,der zwischen eine positive Spannungsquelie +V und Masse geschaltet ist. Die positive Spannungsquelle +V ergibt sich aus der Regelung einer Quelle V. , die z.B. die Stromversorgung eines Kraftfahrzeuges sein kann. Der Regelkreis wird dadurch geschaffen, daß V_in in Reihe

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mit einer Klemme eines Lastwiderstandes R- geschaltet ist und dann die andere Klemme des Widerstands R1 an die Anode einer Diode D geführt ist, deren Kathode an die Klemme +V angeschlossen ist= Eine Nebenschlußregelung ergibt sich an der Klemme +V durch eine Zenerdiode Z1 und einen zu dieser zwischen der Klemme V und Masse parallel geschalteten Filterkonder.sator C1.

Am nicht invertierenden Eingang des Verstärkers IC1 liegt eine Quotxentenmeßspannung V über den Knotenpunkt zweier Spannungsteiler

R2 und R3 an, die zwischen die Versorgungsspannung V. und Masse geschaltet sind. Bei jeder Änderung der Versorgungsspannung V. ändert sich die Teilerpunktspannung V in quotientenmetrischer

Weise.

Eine Kompensationsspannung wird am Inversionseingang des Verstärkers IC1 durch die Gegenkopplung zweier in Reihe geschalteter Dioden D5, D6 entwickelt, die zwischen den Emitter eines Leistungstransistors T1 und den Inversionseingang gelegt sind. Ein Regelwiderstand R4 ist auch zwischen den Inversionseingang des Verstärkers IC1 und Masse geschaltet, um die durch die beiden Dioden geschickte Strommenge zu verändern. Die Dioden D5,D6 müssen an den Diodenvierer der Brücke und an R4 angepaßt sein, um eine gleiche Menge Stromes über die Kompensationsdioden aufzunehmen. Der Leistungstransistor T1, der durch den Anschluß seiner Basis an den Ausgang des Verstärkers IC1 gesteuert wird, gibt eine steuerbare.Strommenge an einen Filterkondensator C3 ab, der zwischen den Emitter des Transistors und Masse geschaltet ist. Der Kollektor des Leistungstransistors T1 ist an die geregelte positive Versorgungsspannung

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+V angeschlossen,

Im Betrieb erzeugt die Kompensationsschaltung 16 am nichtinvetftierenden Eingang des Verstärkers IC1 eine Spannung V , die über

ei

den Leistungstransistor T1 und die Gegenkopplung über die Dioden D5,D6 am Inversionseingang syrtunetriert werden soll. Ein Spannungsanstieg am Punkt V erhöht auch die Spannung am Punkt V, und am Inversionseingang, bis sie die Spannung am Punkt V übersteigt;

Der Transistor T1 verringert dann die Spannung am Inversionseingang, bis ein Gleichgewicht erreicht ist. Der Filterkondensator C3 verzögert die Änderungen, bedämpft völlig alle Schwingungen und filtert die Spannung am Punkt V, . Somit ist die Spannung am Punkt V_b zwei Diodenspannungsabfälle 2V, über der Quotrentenmeßspannung

am Punkt V . Somit ist
a

(3)

und wenn die Spitzen-Spitzen-Spannung 2V des Frequenzgenerators 1o gleich V, eingestellt wird, dann ist

oder

worauf Gleichung (4) für Gleichtung (1) substituiert wird

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worin V\ eine Quotxentenmeß spannung ist,- und die Auswirkungen der

el

Dioden ausgeschaltet wurden.

Die Spannung V- dient als Versorgungsspannung oder Spitzen-Spitzen-Spannung des Frequenzsatzes 1o, indem der Emitter des Transistors T1 an die Stromversorgungsstifte der Inversionsschaltungen I--Ig angeschlossen und ihre Bezugsspannungsstifte an Masse gelegt werden. Der Ausgang der Inversionsschaltung I₂ ist über einen Rückfühnngskondensator T4 und einen Regelwiderstand R5 an den Eingang der Inversionsschaltung I- in herkömmlicher Weise angeschlossen, um einen instabilen, freischwingenden Oszillator zu bilden, dessen Frequenz durch die RC-Zeitkonstante von R5,C4 bestimmt wird. Außerdem sorgt der Anschluß eines Rückführungswiderstandes R6 an den Eingang der Inversionsschaltung I₂ sowie an den Knotenpunkt des Widerstandes R5 und des Kondensators C4 für eine Gegenkopplung. Die Frequenz muß so eingestellt werden, daß die Schaltung nicht auf die verwendete Frequenz anspricht.

Das Ausgangssignal des durch die Inversionsschaltungen I-,I„ gebildeten Oszillators gelangt vom Ausgang der Inversionsschaltung I₂ an die normal' angeschlossenen Eingänge der Inversionsschaltung I_- Ig. Die Ausgänge der Inversionsschaltungen I₃ ^-Ig sind normal zusammengeschaltet, um das Ausgangssignal des Frequenzgenerators Io zu

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erzeugen. Die Inversionsschaltungen ^"^g dienen als Puffere/erstärher

für das Ausgangssignal des Oszillators und lassen keine Änderung

bei
der Ausgangsspannung/unterschiedlichen Demodulatorbelastungen zu.

Die Quotientenmeß-P-Abweichschaltung 2o umfaßt einen Spannungsteiler, der aus einem mit einem Regelwiderstand 11 in Reihe geschalteten Widerstand R besteht/ die zwischen der Versorgungsspannung V. und Masse angeordnet sind. Ein Hochfrequenzfilterkondensator C ist an den Knotenpunkt der Widerstände gelegt, um Stromversorgungsstoße oder Gegenkopplungen abzukoppeln. In Betrieb wird der Widerstand R11 so eingestellt, daß ein kapazitiver Wandler ein Nullausgangssignal bei den Anfangsbedingungen des zu messenden physikalischen Betriebsparameters abgibt. Die P-Abweichung erhält die in der Schaltung durch die Spannung V erzeugte Quotientenmessung.

Lineare Verstärkungen an der Demodulatorausgangsklemme 15 können durch einen Verstärker IC3 erreicht werden, der als herkömmlicher, nicht invertierender Spannungsverstärker ausgelegt ist. Die Stromversorgungsstifte von IC3 sind an die geregelte Spannungsquelle +V und an Masse geführt, und ein ITrequenzkompensationskondensator C8 ist in herkömmlicher Weise dazugeschaltet.

Am nichtinvertierenden Eingang liegt das Eintaktausgangssignal des Demodulators über die Klemme 15 her an, wobei der nichtinvertierende Eingang die Spannung um einen veränderlichen Verstärkungsgrad verstärkt und V_Qut über den Widerstand R12 am Ausgang des Verstärkers IC3 erzeugt. Der veränderliche oder regelbare Verstärkungsgrad

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ergibt sich durch Einstellung eines Regelwiderstandes R9, der zwischen den invertierenden Eingang und Masse in Beziehung zu einem Festwiderstand Rio geschaltet ist, der seinerseits zwischen den Ausgang und den Inversionseingang der Verstärkers IC3 gelegt ist. Ein Filterkondensator C9 ist zwischen Masse und dem Ausgang des Verstärkers C3 vorgesehen, um Hochfrequenzrauschen zu dämpfen.

Bei einem anderen bevorzugten Ausführungsbeispiel wird ein Quarzkondensatorwandler bei Linearisations- und Temperaturfehlern durch das im Blockschaltbild der Fig. 3 gezeigte Kompensationsnetzwerk 16 kompensiert. Wie bereits erwähnt, umfaßt der Demodulator einen Frequenzgenerator 1o, eine Diodenviererbrücke 12 sowie eine Endstufe 14. An die Bezugsklemme der Endstufe ist eine Quotientenmeß-P-Äbweichschaltung(Fig <, 2) angeschlossen. Ein Linearverstärker 22 kann den Verstärkungsgrad für die Ausgangsspannung der Endstufe 14 liefern, und das Ausgangssignal des Verstärkers 22 liegt an einem Tiefpaßfilter 28 an, um Hochfrequenzrauschen oder Impulse in der Ausgangsspannung V , der Schaltung zu bedampfen.

Die Kompensationsschaltung 16 umfaßt eine Kompensationsschaltung für die Wandlertemperatur sowie eine Linearisierungsschaltung 34 für den Wandler, welche eine steuerbare Spannung V an den Frequenzgenerator 1o abgeben, um Fehler des Demodulatorwandlers zu löschen. Eine Gegenkopplung 3o ist vorgesehen, um einen Teil der Ausgangsspannung des Verstärkers 23 als Maß für den Betrag der erforderlichen Linearisation in die Linearisierungsschaltung 34 des Wandlers zu leiten.

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Fig. 5 zeigt die Schaltungseinzelheiten des Blockschaltbildes der Fig. 3. Die Kompensationsschaltung 16 ist ähnlich wie der Stromlaufplan in Fig. 4 ausgeführt, wobei ein Widerstand R14 für die Diode D5 im Gegenkopplungskreis zwischen den Emitter des Transistors T1 und den Inversionseingang des Verstärkers IC1 eingesetzt ist. Außerdem ist ein den Gegenkopplungskreis des Blocks 13 darstellender Regelwiderstand R13 zwischen den Ausgang des Verstärkers IC3 und den Inversionseingang des Verstärkers IC1 geschaltet, um den Block 16 dieses Ausführungsbeispiels der Erfindung zu vervollständigen. Die Schaltungsblöcke 1o,12,14,2o der Fig. 5 sind den gleichen Blöcken der Fig. 1 identisch und werden nicht näher beschrieben.

Außerdem ist der Block 22 mit der Schaltung für den Linearverstärker

bestückt,

gleich dem der Fig. 4 /ausgenommen daß noch ein Entkopplungswiderstand R15 zwischen die positive Stromversorgung +V und den Stromversorgungsstift des Verstärkers IC3 dazugeschaltet ist. Die Hochfrequenzentkopplungskondensatoren C13 und C11 wurden ebenfalls diesem Stromkreis hinzugefügt. Der Kondensator C13 ist zwischen Masse und den positiven Stromversorgungsstift des Verstärkers IC3 geschaltet, während der Kondensator C11 zwischen den nichtinvertierenden Eingang des Verstärkers IC3 und Masse gelegt ist.

Das Tiefpaßfilter 28 kann in herkömmlicher Weise durch die Serienschaltung eines Lastwiderstandes R12 mit einem Kondensator C12 zwischen den Ausgang des Verstärkers IC3 und Masse ausgebildet sein. Die Ausgangsklemmenspannung V . wird dann am Knotenpunkt des Wi-

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23QS463

- 27 derstandes R12 und des Kondensators C12 erzeugt.

Die Fig. 6,7,8 zeigen eine bevorzugte Ausführungsform des in Block 36 der Fig. 5 schematisch dargestellten Quarzkondensatorwandlers. Der als Druckwandler gezeigte Wandler 36 umfaßt zwei sich gegenüberliegende Platten oder Scheiben 6o,62 aus Quarz oder einem anderen glasartigen Material mit den gleichen Eigenschaften. Auf der Oberfläche einer jeden Scheibe, z.B. auf der Scheibe 6o, sind zwei Kondensatorplatten 66,68 aus einem leitenden Metall durch Siebdruck oder Aufdampfen od.dgl. ausgeformt. Nach Ausbildung der Platten 66,68,7o,72 auf den Scheiben 6o,62 werden die Scheiben zusammengefügt, wobei sich ein Luftspalt zwischen den Platten durch eine ringförmige Fritte 64 bildet, worauf der Innenraum des Wandlers luftleer gemacht wird oder auf einen Bezugsdruck P eingestellt wird.

Wie Fig. 8 zeigt, bewirkt eine Druckänderung P eine Verformung der Scheiben 6o,62, wodurch sich auch der Luftspaltabstand zwischen den Platten eines Druckkondensators' C ändert, der über die Klem-

men 76,78 abgegriffen werden kann. Normalerweise ändert ein Bezugskondensator C , der über die Klemmen 78,82 abgegriffen werden kann, seine Kapazität nicht wesentlich und kann zur Bezugskompensation im Demodulatorkreis für den Kondensator C eingesetzt werden. Ein Kondensator dieser Art ist im US-PS 38 58 o97 näher beschrieben.

Fig. 5 zeigt die Arbeitsweise dieser Schaltung in Verbindung mit dem Quarzkondensatorwandler. Für die Temperaturkompensation benutzt

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die Kompensationsschaltung 16 die Temperaturkurve der Diode D6, um die erforderliche Korrektur vorzunehmen. Für die Schaltung der Fig. 5 und unter der Annahme, daß R13 gegen unendlich tendiert, gilt

V^{= V}a⁺V^Vr14. "

worin V .. = Spannung am Widerstand R14 V-, = Dioden spannung an D 6

laut Ohmschen Gesetz

(V_b -

^Yr14 = ——

^rl4 R4 + RU

oder durch Einsetzen der Gleichungen (6) und (7) in Gleichung (1) und Rückführen

V_out r = A(f(x) .f(p) + V₀) (8) worin

f(x) = V_a (1 +RU/R4) - V_d (9) C — C

^: · ^{f(p) =} üp-~c; do)

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9 09833/0817

_ ο 9 —

V = P-Abweichspannung

A = LinearverStärkung.

Betrachtet man jetzt Gleichung (9) und ihr Kurvenbild in Fig. 12, so ergibt sich, daß die Änderung von f(x)nur aufgrund der Temperatur wegen des Gliedes -V, erfolgt. An einer Diode verringert sich der Spannungsabfall mit ansteigender Temperatur und daher bewirkt die Subtraktion des Gliedes V, ein ansteigendes f(x) von der Temperatur T₁ zur Temperatur T», wobei T„ größer ist als T-.

Das Kurvenbild 11 zeigt das nichtkompensierte f(p) aufgrund der Wärmeempfindlichkeit des Quarzkondensatorwandlers. Die Funktion f(p) weist eine flachere Steilheit bei ansteigenden Temperaturen auf, wobei T„ größer ist als T₁. Aus der Gleichung (8) ergibt sich, daß die Funktion f(x) als Steilheitsvervielfacher für die Funktion f(p) wirkt, jedoch in Gegenrichtung und somit die Steilheit der höheren Temperaturkurve T„ in Fig. 11 vergrößert. Das Ergebnis ist in Fig. 13 gezeigt, in welcher die Kurve nur durch die Wärmeverschiebung ihren Nullpunkten voneinander getrennt sind. Die richtige Multiplikationskonstante erhält man durch Einstellung der Stromaufnahme der Diode D6 über den Regelwiderstand R4.

Nachstehend wird die Linearitätskompensation der Schaltung der Fig. 5 näher beschrieben. Im allgemeinen erzeugt der dargestellte Quarzkondensatorwandler eine lineare Veränderung des Ausgangssignals bei einer Änderung der physikalischen Ausgangsvariablen. Die Fig. 15 zeigt, daß die auf einer Kapazitätsänderung des Wand-

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- 3ο -

lers beruhende Funktion in Bezug auf Druckänderungen mehr einen quadratischen als einen linearen Verlauf aufweist, wie er durch die gestrichelte Linie in Fig. 15 dargestellt ist. Normalerweise wird solch ein Frequenzgang durch eine Druckänderung ausgelöst, welche eine verhältnismäßig repräsentative Abstandsänderungen zwischen den Kondensatorscheiben bewirkt. Jedoch ändert sich die Kapazität einer Auslegung mit parallelen Platten umgekehrt mit dem Quadrat des Abstandes und nicht linear. Das Kompensationsverfahren bewirkt, daß sich V, ändert, so daß V nach der Darstellung der Fig. 14 kompensiert wird und damit die Nichtlinearität des Wandlers aufhebt. Das sich daraus ergebende lineare Aus gang s signal ist in Fig. 16 gezeigt, in welcher ^V _OU4- graphisch als eine Funktion erster Ordnung der veränderlichen ρ dargestellt ist, nachdem die Kompensation und der nichtlineare Frequenzgang des Wandlers vereinigt sind.

Dies kann durch Ansatz der Übertragungsfunktion gezeigt werden. Nimmt man Gleichung (8) und setzt sie neu an, wobei R13 nicht nach unendlich tendiert, so erhält man

worin

out - — ~ <¹¹>

1 + A^Iä f(ρ)
RI3

= V (1· + RH/R'i. + RH/R13) - V_a (12)

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0-633/0817"

Da dann f-(x) viel größer ist als R14/R13, ist V . eine ansteigende Funktion, welche dem Zänler der Gleichung (11) und f(p)
folgt. Der Nenner jedoch enthält das Linearisierungsglied A(R14/ 15) f(p), welches V . für Anstiege f(p) zu verringern bestrebt
ist und steuerbar durch Regelung von R13 eingestellt werden kann. Somit kann eine einfache Einstellung vorgenommen werden, um einen Quarzkondensatorwandler zu linearisieren, der normalerweise keine Ausgangsfunktion erster Ordnung aufweist»

909833/081?

Leerseite

Claims

Patentansprüche

1.) Kapazitiver Demodulatorwandler mit folgenden Baugruppen: einem kapazitiven Wandler, dessen Kapazität in Abhängigkeit von den Änderungen des Wertes eines physikalischen Parameters regelbar ist, einem Frequenzgenerator■zur Versorgung einer Trägerwechselspannung, einem Diodenviererdemodulator, der elektrisch zur Aufnahme der Trägerwechselspannung an den Frequenzgenerator angeschlossen ist und außerdem mit dem Wandler verbunden iä:, so daß Kapazitätsänderungen die Trägerwechselspannung modulieren, wobei der Demodulator die Trägerfrequenz abgreift und ein Ausgangssignal für die Änderungen des gemessenen physikalischen Parameters erzeugt, dadurch gekennzeichnet, daß der Wandler eine elektrisch an den Frequenzgenerator (1o) angeschlossene Kompensationsschaltung (16) umfaßt, um die Amplitude der Trägerspannung im Gegensinn zu Amplitudenänderungen des Ausgangssignales zu verändern, das durch kompensierbare Fehler des Demodulatorwandler s erzeugt wird.

ORIGINAL INSPECTED

2. Kapazitiver Demodulatorwandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Kompensationsschaltung (16) ein Netzwerk für die Quotentenmeßkompensation (24)des Quotientenmeßfehlers des Diodenviererdemodulators (12) umfaßt.

3. Kapazitiver Demodulatorwandler nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Kompensationsschaltung (16) ein Netzwerk für die Temperaturkompensation (26) des Temperaturfehlers des Diodenviererdemodulators (12) umfaßt.

4. Kapazitiver Demodulatorwandler nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß er eine Quotientenmeß-P-Abweichschaltung (2o)

zur Einstellung des Nullpunktes des kapazitiven Wandlers (18) mit einer Quotientenmeßspannung (V ) umfaßt.

5. Kapazitiver Demodulatorwandler nach einem der vorhergehenden
Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß er einen Verstärker (22) zur Linearverstärkung äsr Ausgangsspannung (^v _outN des Demodulators (12) umfaßt.

6. Kapazitiver Demodulatorwandler nach einem der vorhergehenden
Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Kompensationsschaltung (16) einen Entspannungsregelfolgekreis (IC1) umfaßt, die
Versorgungsspannung (V, ) des Frequenzgenerators (1o) zu erzeugen, ferner dadurch, daß die Versorgungsspannung (V) als algebraische Multiplikation einer Eingangsversorgungsspannung (V. )

sspannung (V ) erzeugt wird und schließ-

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mit einer Kompensationsspannung (V ) erzeugt wird und schließ-

lieh dadurch, daß die Versorgungsspannung (V, ) in Abhängigkeit von Änderungen der Konipen sat ions spannung (V ) ansteigt oder abfällt.

7. Kapazitiver Deraodulatorwandler nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Spannungsregelfolgekreis (ICI)' folgende Baugruppen umfaßt: einen Differentialverstärker (C1) mit einem Inversionseingang und mit einem nicht invertierenden Eingang, dessen Ausgangsklemme an die Steuerklemme eines Regelwiderstandes (R4) geführt ist, der zwischen eine Bezugsspannungsquelle und einen Stromversorgungsknotenpunkt des Frequenzgenerators (1o) geschaltet ist, ferner dadurch, daß am nicht invertierenden Eingang des Verstärkers (C1) eine Eingangsversorgungsspannung

(V. ) anliegt, weiter dadurch, daß der Demodulatorwandler eine zwischen den Stromversorgungsknoten (P1) und den Inversionseingang des Verstärkers (IC1) gelegte Gegentaktschaltung (D5, D6) aufweist, sodann dadurch, daß der Regelwiderstand (R4) durch das Ausgangssignal des DifferentialVerstärkers (IC1) gesteuert wird, um die Spannung am Stromversorgungsknotenpunkt zu verändern, wenn die Spannungen an der nicht invertierenden und an der invertierenden Eingangsklemme gleich sind.

8. Kapazitiver Demodulatcrwandler nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Gegentaktschaltung (D5,D6) folgende Bauteile umfaßt: eine erste Diode (D5) und eine zweite Diode.(D6), deren Frequenzgänge im wesentlichen den Frequenzgängen der Dioden des Demodulators (D1-D4) identisch sind, ferner dadurch, daß die

Anode der ersten Diode (D5) an den Stromversorgungsknotenpunkt und die Kathode der erstenoiode (D5) an die Anode der zweiten Diode (D6) angeschlossen ist, deren Kathode an den Inversionseingang des Verstärkers (IC1) geführt ist und schließlich daduKh, daß ein Regelwiderstand (R4) zwischen den Inversionseingang und Masse geschaltet ist, um den Stromfluß durch die Dioden (D5/D6) einzustellen.

9. Kapazitiver Demodulatorwandler nach Anspruch 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangsversorgungsspannung (V. ) als
Quotientenmeßspannung für eine verhältnismäßig ungeregelte Versorgungsspannung (V, ) erzeugt wird,

10. Kapazitiver Demodulatorwandler nach einem der vorhergehenden
Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der kapazitive Wandler

(18,36) ein als Quarzkondensator ausgeführter Druckwandler
ist.

11. Demodulatorwandler nach Anspruch 1o, dadurch gekennzeichnet, daß die Kompensationsschaltung (16) folgende Baugruppen umfaßt:
Einrichtungen (26,32) zur Kompensation des Temperaturfehlers
des Quarzkondensatorwandlers (18,36).

12. Kapazitiver Demodulatorwandler nach Anspruch 1o oder 11, dadurch "gekennzeichnet, daß die Kompensationsschaltung (16) Einrichtungen (34) umfaßt, um den Linearitätsfehler des Quarzkondensatorwandlers (18,36) zu kompensieren.

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; 2905453

13. Kapazitiver Demodulatorwandler nach einem der Ansprüche 1o-12, dadurch gekennzeichnet, daß er eine Quotientenmeß-P-Abweichschaltung (2o) umfaßt, um den Nullpunkt des Quarzkondensatorwandlers (18,36) mit einer Quotxentenmeßspannung (V ) einzu-

stellen.

- 6 909833/0817 ~ Beschreibung

ORIGINAL· INSPECTED