JPS6344731Y2 - - Google Patents
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- JPS6344731Y2 JPS6344731Y2 JP1987172089U JP17208987U JPS6344731Y2 JP S6344731 Y2 JPS6344731 Y2 JP S6344731Y2 JP 1987172089 U JP1987172089 U JP 1987172089U JP 17208987 U JP17208987 U JP 17208987U JP S6344731 Y2 JPS6344731 Y2 JP S6344731Y2
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Classifications
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01D—MEASURING NOT SPECIALLY ADAPTED FOR A SPECIFIC VARIABLE; ARRANGEMENTS FOR MEASURING TWO OR MORE VARIABLES NOT COVERED IN A SINGLE OTHER SUBCLASS; TARIFF METERING APPARATUS; MEASURING OR TESTING NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- G01D5/00—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable
- G01D5/12—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means
- G01D5/14—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing the magnitude of a current or voltage
- G01D5/24—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing the magnitude of a current or voltage by varying capacitance
- G01D5/241—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing the magnitude of a current or voltage by varying capacitance by relative movement of capacitor electrodes
- G01D5/2417—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing the magnitude of a current or voltage by varying capacitance by relative movement of capacitor electrodes by varying separation
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01L—MEASURING FORCE, STRESS, TORQUE, WORK, MECHANICAL POWER, MECHANICAL EFFICIENCY, OR FLUID PRESSURE
- G01L9/00—Measuring steady of quasi-steady pressure of fluid or fluent solid material by electric or magnetic pressure-sensitive elements; Transmitting or indicating the displacement of mechanical pressure-sensitive elements, used to measure the steady or quasi-steady pressure of a fluid or fluent solid material, by electric or magnetic means
- G01L9/0041—Transmitting or indicating the displacement of flexible diaphragms
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-
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- G01L9/0086—Transmitting or indicating the displacement of capsules by electric, electromechanical, magnetic, or electromechanical means using variations in capacitance
-
- G—PHYSICS
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- G01L9/00—Measuring steady of quasi-steady pressure of fluid or fluent solid material by electric or magnetic pressure-sensitive elements; Transmitting or indicating the displacement of mechanical pressure-sensitive elements, used to measure the steady or quasi-steady pressure of a fluid or fluent solid material, by electric or magnetic means
- G01L9/12—Measuring steady of quasi-steady pressure of fluid or fluent solid material by electric or magnetic pressure-sensitive elements; Transmitting or indicating the displacement of mechanical pressure-sensitive elements, used to measure the steady or quasi-steady pressure of a fluid or fluent solid material, by electric or magnetic means by making use of variations in capacitance, i.e. electric circuits therefor
- G01L9/125—Measuring steady of quasi-steady pressure of fluid or fluent solid material by electric or magnetic pressure-sensitive elements; Transmitting or indicating the displacement of mechanical pressure-sensitive elements, used to measure the steady or quasi-steady pressure of a fluid or fluent solid material, by electric or magnetic means by making use of variations in capacitance, i.e. electric circuits therefor with temperature compensating means
Description
【考案の詳細な説明】
産業上の利用分野
本考案は、一般的には変換器の復調回路に関
し、特に、容量変換器と４−ダイオードブリツジ
式復調器とを組合せて圧力変換器または圧力セン
サに使用する回路の補償回路に関する。
し、特に、容量変換器と４−ダイオードブリツジ
式復調器とを組合せて圧力変換器または圧力セン
サに使用する回路の補償回路に関する。
従来の技術
容量変換器は、たとえば圧力、距離、表面のあ
らさ、角度変化などの物理的パラメータを測定す
るには有用な装置である。検知パラメータが変化
すれば変換器は比例的あるいは既知の関数に従つ
てその容量を変化させる。その後変換器の容量の
変化は物理的パラメータの変化を表わす電気信号
を発生させるのに使用される。
らさ、角度変化などの物理的パラメータを測定す
るには有用な装置である。検知パラメータが変化
すれば変換器は比例的あるいは既知の関数に従つ
てその容量を変化させる。その後変換器の容量の
変化は物理的パラメータの変化を表わす電気信号
を発生させるのに使用される。
一般に、容量変換器に関し、電気信号の発生は
交流搬送周波数の変調によつて行われ、ここで搬
送波の特性の１つが変換器の可変容量によつて電
気的に変形される。その後、搬送波は検出され、
変調されて含まれていた情報を得、これによつて
検知したパラメータを表わす有効な電気信号を発
生する。搬送波を変調するのに使用する回路は通
常復調回路と一体的に組合わされており、全体を
単純に変換器・復調器と呼んでいる。
交流搬送周波数の変調によつて行われ、ここで搬
送波の特性の１つが変換器の可変容量によつて電
気的に変形される。その後、搬送波は検出され、
変調されて含まれていた情報を得、これによつて
検知したパラメータを表わす有効な電気信号を発
生する。搬送波を変調するのに使用する回路は通
常復調回路と一体的に組合わされており、全体を
単純に変換器・復調器と呼んでいる。
特に、このような４−ダイオード構成をとつた
変換器・復調器は米国特許第3318153号および同
第3271669号において示されている。これらの回
路は容量変化型圧力変換器に特に有効である。４
−ダイオードブリツジ回路型で他の有益なタイプ
の容量変換器・復調器はすでに米国特許第
3883812号および同第3869676号に開示されてい
る。この復調器の所望の特性は励起波形および周
波数に比較的依存性がなく、十分な大きさの出力
があることである。加えてこの変換器・復調器
は、変換器の容量の変化に対して優れた分解能を
与え、変換器をアースさせるのに都合のよい構造
になつている。これらの特徴は将来、変換器の
種々の応用においてこの回路が大いに利用される
ことになろう。これらの回路や一般的にこのよう
なタイプの他の回路をここにおいては、これらの
回路が４個の整流器あるいはダイオードを使用し
ているため４−ダイオード復調器と呼ぶことにす
る。
変換器・復調器は米国特許第3318153号および同
第3271669号において示されている。これらの回
路は容量変化型圧力変換器に特に有効である。４
−ダイオードブリツジ回路型で他の有益なタイプ
の容量変換器・復調器はすでに米国特許第
3883812号および同第3869676号に開示されてい
る。この復調器の所望の特性は励起波形および周
波数に比較的依存性がなく、十分な大きさの出力
があることである。加えてこの変換器・復調器
は、変換器の容量の変化に対して優れた分解能を
与え、変換器をアースさせるのに都合のよい構造
になつている。これらの特徴は将来、変換器の
種々の応用においてこの回路が大いに利用される
ことになろう。これらの回路や一般的にこのよう
なタイプの他の回路をここにおいては、これらの
回路が４個の整流器あるいはダイオードを使用し
ているため４−ダイオード復調器と呼ぶことにす
る。
容量変換器が圧力変換器とすれば、容量変換器
と復調器との組合せ回路は、内燃機関のマニホル
ド絶対圧力（MAP）の変化を検知する。MAPセ
ンサとして使用することができる。この組合せ回
路から得られた電気信号は、たとえば空気／燃料
比、タイミング、排気ガス還流（EGR）などエ
ンジン運転の機能を他のエンジンパラメータと共
に検出された時に調整するよう従来どおりに使用
される。自動車の環境において、容量変換器の好
都合な接地場所はシヤシである。これは、アース
をとる場合シヤシに直接接続すればよいこと、ま
たシヤシアースとする基準電位と変換器との絶縁
問題を考えなくてよいという重要な特徴がある。
また、米国特許第3883812号および同第3869676号
による４−ダイオード回路は変換器の応用を広げ
るものであり、これには自動車エレクトロニクス
において多くの新しい開発が供なうことになろ
う。
と復調器との組合せ回路は、内燃機関のマニホル
ド絶対圧力（MAP）の変化を検知する。MAPセ
ンサとして使用することができる。この組合せ回
路から得られた電気信号は、たとえば空気／燃料
比、タイミング、排気ガス還流（EGR）などエ
ンジン運転の機能を他のエンジンパラメータと共
に検出された時に調整するよう従来どおりに使用
される。自動車の環境において、容量変換器の好
都合な接地場所はシヤシである。これは、アース
をとる場合シヤシに直接接続すればよいこと、ま
たシヤシアースとする基準電位と変換器との絶縁
問題を考えなくてよいという重要な特徴がある。
また、米国特許第3883812号および同第3869676号
による４−ダイオード回路は変換器の応用を広げ
るものであり、これには自動車エレクトロニクス
において多くの新しい開発が供なうことになろ
う。
しかし自動車のエンジン室に見られるような過
酷な環境でこれら４−ダイオード復調器が使用さ
れるという問題がまだある。変換器・復調器が受
ける温度範囲は極端に広い（−40℃〜120℃）の
で、回路には正確な温度補償を与える必要があ
る。この問題は復調検出に必要なダイオードが非
線形特性を有していることによつて生ずる。これ
らのダイオードは温度の違いにより電圧降下が異
なるだけでなく、温度が同一であつてもダイオー
ドに流れる電流が異なれば電圧降下も変化してし
まうのである。
酷な環境でこれら４−ダイオード復調器が使用さ
れるという問題がまだある。変換器・復調器が受
ける温度範囲は極端に広い（−40℃〜120℃）の
で、回路には正確な温度補償を与える必要があ
る。この問題は復調検出に必要なダイオードが非
線形特性を有していることによつて生ずる。これ
らのダイオードは温度の違いにより電圧降下が異
なるだけでなく、温度が同一であつてもダイオー
ドに流れる電流が異なれば電圧降下も変化してし
まうのである。
考案が解決しようとする問題点
多くの環境において見られる他の問題、特に自
動車の環境における問題点として電源の変動率が
ある。有限のバツテリに対する要求は常に変化し
ており、またオルタネータの電圧レギユレータか
らの調整はおおざつぱなので、かなりの大きさの
電圧変化、サージ、および電圧降下は珍しいこと
ではない。情報が変換器信号の振幅に含まれてい
るもので基準に関して変化してしまうような変換
器電子装置は特にこのような変化によつて影響さ
れる。
動車の環境における問題点として電源の変動率が
ある。有限のバツテリに対する要求は常に変化し
ており、またオルタネータの電圧レギユレータか
らの調整はおおざつぱなので、かなりの大きさの
電圧変化、サージ、および電圧降下は珍しいこと
ではない。情報が変換器信号の振幅に含まれてい
るもので基準に関して変化してしまうような変換
器電子装置は特にこのような変化によつて影響さ
れる。
この問題を克服する１つの方法として比例法
（ratiometry）がある。この比例法は、特定回路
の出力を電源の変動に従つて変化させるように
し、無信号状態の間は常に電源電圧の所定百分率
を出力させるようにすることで達せられる。した
がつて、このような回路が共に複数接続された
時、信号情報は失われず、誤差は電源の変動率の
問題であるため生じない。したがつて、変動率の
問題が一般的であるような自動車あるいは他の環
境において動作させる時、４−ダイオード復調器
と容量変換器との組合せには他の装置回路への接
続を容易にするため比例出力補償を与えなければ
ならない。しかし比例出力誤差の補償は、誤差の
原因が復調器のダイオードの非線形性によるもの
であるため難しい。
（ratiometry）がある。この比例法は、特定回路
の出力を電源の変動に従つて変化させるように
し、無信号状態の間は常に電源電圧の所定百分率
を出力させるようにすることで達せられる。した
がつて、このような回路が共に複数接続された
時、信号情報は失われず、誤差は電源の変動率の
問題であるため生じない。したがつて、変動率の
問題が一般的であるような自動車あるいは他の環
境において動作させる時、４−ダイオード復調器
と容量変換器との組合せには他の装置回路への接
続を容易にするため比例出力補償を与えなければ
ならない。しかし比例出力誤差の補償は、誤差の
原因が復調器のダイオードの非線形性によるもの
であるため難しい。
或る場合では、復調回路を補償することは変換
器自体を補償するのと同じくらい重要である。た
とえば、水晶容量変換器は比較的正確かつ安価で
はあるが温度に敏感であり、安価な変換器ではい
くつかの線形性の問題を残している。低コストの
水晶容量変換器を補償して、温度依存性がなくか
つ４−ダイオード復調器の所望の特性を保持した
線形出力を与えることは非常に有益である。
器自体を補償するのと同じくらい重要である。た
とえば、水晶容量変換器は比較的正確かつ安価で
はあるが温度に敏感であり、安価な変換器ではい
くつかの線形性の問題を残している。低コストの
水晶容量変換器を補償して、温度依存性がなくか
つ４−ダイオード復調器の所望の特性を保持した
線形出力を与えることは非常に有益である。
問題点を解決するための手段
本考案は、容量変換器と４―ダイオード復調器
との組合せ回路の補償手段を提供するもので、こ
の手段は、復調器および変換器において補償可能
誤差によつて生じた振幅の変化と逆方向に交流搬
送周波数の振幅を変化させ、これらを消去するこ
とからなる。
との組合せ回路の補償手段を提供するもので、こ
の手段は、復調器および変換器において補償可能
誤差によつて生じた振幅の変化と逆方向に交流搬
送周波数の振幅を変化させ、これらを消去するこ
とからなる。
この手段では、多くの異なつたタイプの誤差が
復調回路の大幅な変更をすることなしに補償し得
るかなり融通のきく補償手段が作れる。さらに補
償は４−ダイオード復調器と容量変換器との組合
せ回路の所望の特性を妨げることなく行い得る。
復調回路の大幅な変更をすることなしに補償し得
るかなり融通のきく補償手段が作れる。さらに補
償は４−ダイオード復調器と容量変換器との組合
せ回路の所望の特性を妨げることなく行い得る。
第１の好適な実施例において、この手段は、比
例出力補償手段と４−ダイオード復調器の温度補
償手段とを含む補償回路網によつて実施される。
電圧フオロワ回路は、比例出力電圧（電源電圧の
変動に比例する電圧）と周波数発生器の入力電源
電圧から非線形性補償電圧を引いた差電圧とを比
較してこれらが等しくなるようにするのに使用さ
れる。
例出力補償手段と４−ダイオード復調器の温度補
償手段とを含む補償回路網によつて実施される。
電圧フオロワ回路は、比例出力電圧（電源電圧の
変動に比例する電圧）と周波数発生器の入力電源
電圧から非線形性補償電圧を引いた差電圧とを比
較してこれらが等しくなるようにするのに使用さ
れる。
第１の実施例において、補償電圧は、復調器の
ブリツジを成すダイオードが原因で復調器によつ
て発生される非線形性かつ非比例出力の誤差を減
少させるものの相補として発生される。周波数発
生器への入力電源電圧は、したがつて比例出力電
圧と非線形性・非比例出力補償電圧との和であ
り、この和の電圧によつて復調器のダイオードに
よる減衰を補償している。ブリツジのダイオード
の電圧降下は温度依存性があるので、電圧降下の
相補であ補償電圧もまた温度依存性を有し、温度
の相互関係を帳消しにした復調器出力を発生させ
る。補償電圧はこの第１の実施例においては温度
検知手段を通る電流の正確な量を取り出すことに
よつて出力される。温度検知手段は復調器のダイ
オードの温度特性と同じ温度特性を有している。
このようにして温度検知手段の電圧は比例出力誤
差を消去し、温度依存性を消去するよう温度と共
に変化させている。
ブリツジを成すダイオードが原因で復調器によつ
て発生される非線形性かつ非比例出力の誤差を減
少させるものの相補として発生される。周波数発
生器への入力電源電圧は、したがつて比例出力電
圧と非線形性・非比例出力補償電圧との和であ
り、この和の電圧によつて復調器のダイオードに
よる減衰を補償している。ブリツジのダイオード
の電圧降下は温度依存性があるので、電圧降下の
相補であ補償電圧もまた温度依存性を有し、温度
の相互関係を帳消しにした復調器出力を発生させ
る。補償電圧はこの第１の実施例においては温度
検知手段を通る電流の正確な量を取り出すことに
よつて出力される。温度検知手段は復調器のダイ
オードの温度特性と同じ温度特性を有している。
このようにして温度検知手段の電圧は比例出力誤
差を消去し、温度依存性を消去するよう温度と共
に変化させている。
好適な第２の実施例において、温度補償手段と
水晶容量変化型圧力変換器の線形性補償手段とを
備えた補償回路網によつて実施される。電圧フオ
ロワ回路は、比例出力電圧と、周波数発生器への
入力電源電圧から非線形補償電圧を引いた差電圧
とを比較してこれらが等しくなるようにするのに
使用される。
水晶容量変化型圧力変換器の線形性補償手段とを
備えた補償回路網によつて実施される。電圧フオ
ロワ回路は、比例出力電圧と、周波数発生器への
入力電源電圧から非線形補償電圧を引いた差電圧
とを比較してこれらが等しくなるようにするのに
使用される。
第２の実施例において、補償電圧は温度依存要
素と非線形要素とが組合されて発生される。補償
電圧の温度依存要素は水晶容量変換器の温度依存
性を補償するのに使用され、非線形要素は変換器
の非線形応答を補償するのに使用される。
素と非線形要素とが組合されて発生される。補償
電圧の温度依存要素は水晶容量変換器の温度依存
性を補償するのに使用され、非線形要素は変換器
の非線形応答を補償するのに使用される。
この第２の実施例における温度依存要素は、実
質的に線形の温度特性を持つた温度検知手段を通
る電流の正確な量を抽出することによつて出力さ
れる。この手段の温度に対する電圧の線形変化は
水晶容量変換器の出力の温度に対する変化を消去
するための傾き乗数として使用される。非線形要
素は復調器と変換器との組合せ回路の反転出力電
圧に比例して発生される。次いで非線形要素は入
力電源電圧を減少させるよう周波数発生器に負帰
還として与え、水晶容量変換器における非線形性
の増加を消去する。
質的に線形の温度特性を持つた温度検知手段を通
る電流の正確な量を抽出することによつて出力さ
れる。この手段の温度に対する電圧の線形変化は
水晶容量変換器の出力の温度に対する変化を消去
するための傾き乗数として使用される。非線形要
素は復調器と変換器との組合せ回路の反転出力電
圧に比例して発生される。次いで非線形要素は入
力電源電圧を減少させるよう周波数発生器に負帰
還として与え、水晶容量変換器における非線形性
の増加を消去する。
実施例
以下の記載において、本考案の理解を容易にす
るため、図面を通して同一参照符号は同じ要素を
示しているとする。
るため、図面を通して同一参照符号は同じ要素を
示しているとする。
変換器・復調器の原理的構成を示す第１ａ図の
ものは、物理的パラメータの変化によつて生ずる
変換器の容量変化を検出する４−ダイオード復調
器である。この復調器は一般に、周波数発生器１
０、４−ダイオードブリツジ回路１２、および出
力回路１４を含んでいる。周波数発生器１０は振
幅Vpの交流搬送波周波数をブリツジ回路１２の
２個の結合コンデンサCa，Cbの接結部へ供給す
る。結合コンデンサCa，Cbの他端子は、ダイオ
ードD1，D3およびダイオードD2，D4によつて形
成された第１および第２のダイオードブリツジ接
続点とアースとの間にそれぞれ接続される。ダイ
オードD1，D2，D3，D4は４−ダイオードブリツ
ジを形成し、ダイオードD1，D2，の接続部に形
成された第３のブリツジ接続点とアースとの間に
接続された並列コンデンサCr，Csを有している。
ダイオードD3，D4の接続部に形成された第４の
ブリツジ接続点はこの接続点とアースとの間に接
続されたコンデンサCpを有する。
ものは、物理的パラメータの変化によつて生ずる
変換器の容量変化を検出する４−ダイオード復調
器である。この復調器は一般に、周波数発生器１
０、４−ダイオードブリツジ回路１２、および出
力回路１４を含んでいる。周波数発生器１０は振
幅Vpの交流搬送波周波数をブリツジ回路１２の
２個の結合コンデンサCa，Cbの接結部へ供給す
る。結合コンデンサCa，Cbの他端子は、ダイオ
ードD1，D3およびダイオードD2，D4によつて形
成された第１および第２のダイオードブリツジ接
続点とアースとの間にそれぞれ接続される。ダイ
オードD1，D2，D3，D4は４−ダイオードブリツ
ジを形成し、ダイオードD1，D2，の接続部に形
成された第３のブリツジ接続点とアースとの間に
接続された並列コンデンサCr，Csを有している。
ダイオードD3，D4の接続部に形成された第４の
ブリツジ接続点はこの接続点とアースとの間に接
続されたコンデンサCpを有する。
普通、Cpは容量変換器の可変容量を表わし、
Crは容量変換器のゼロ入力値に等しい値の容量で
ある。容量Crは補償のために変換器内に含ませる
かまたは外部から与えることができる。コンデン
サCsは容量変換器の最初の出力を正確にゼロに合
わすことができるように小容量可変コンデンサと
してCrと並列に設けられている。CsおよびCrの総
容量は実質上Crに等しく、この値は以下の記載で
はこれらを組合せたものとして使用する。
Crは容量変換器のゼロ入力値に等しい値の容量で
ある。容量Crは補償のために変換器内に含ませる
かまたは外部から与えることができる。コンデン
サCsは容量変換器の最初の出力を正確にゼロに合
わすことができるように小容量可変コンデンサと
してCrと並列に設けられている。CsおよびCrの総
容量は実質上Crに等しく、この値は以下の記載で
はこれらを組合せたものとして使用する。
ここで、回路の上半分について考えるとし、
Ca，Cbの値はCp，Crよりも非常に大きいとする。
Caが周波数発生器１０の正極移行時に充電され
るとすると、ダイオードD1が導通し、Ca≫Crな
のでCrはこの値による電圧まで充電する。したが
つて、CaはCrの値による充電量だけ放電する。
次いで、負極移行時には、ダイオードD3が導通
し、コンデンサCpは、Ca≫CpでありCaが等価量
だけ放電するのでCpの値によつて決定された量
を充電する。もしコンデンサCpおよびCrが等し
ければ、Caに残つている正味信号電圧はない。
しかし、Cpが物理的パラメータの変化を受けて
変化すれば、正味直流電圧または電荷はコンデン
サCaに残り、点Ａに信号出力として現われる。
出力される信号電圧はコンデンサCpおよびCrの
値の差の関数である。
Ca，Cbの値はCp，Crよりも非常に大きいとする。
Caが周波数発生器１０の正極移行時に充電され
るとすると、ダイオードD1が導通し、Ca≫Crな
のでCrはこの値による電圧まで充電する。したが
つて、CaはCrの値による充電量だけ放電する。
次いで、負極移行時には、ダイオードD3が導通
し、コンデンサCpは、Ca≫CpでありCaが等価量
だけ放電するのでCpの値によつて決定された量
を充電する。もしコンデンサCpおよびCrが等し
ければ、Caに残つている正味信号電圧はない。
しかし、Cpが物理的パラメータの変化を受けて
変化すれば、正味直流電圧または電荷はコンデン
サCaに残り、点Ａに信号出力として現われる。
出力される信号電圧はコンデンサCpおよびCrの
値の差の関数である。
同様にして、コンデンサCrおよびCpと協同関
係にあるダイオードD2，D4は点Ｂに正味直流電
圧を生ずる。この電圧は点Ａにおける電圧と等し
いが極性が反対である。定常状態においては、等
しい電荷量がCpとCrとの間に送られて、復調器
からの電圧出力は Vdc＝２（Vp−Vd）（Cp−Cr）／（Cp−Cr）(1) まで減少する。ここでVdcは点AB間で測定した
出力電圧、Vpは周波数発生器の電圧振幅、Vdは
ダイオードD1〜D4のひとつの端子間における電
圧降下である。
係にあるダイオードD2，D4は点Ｂに正味直流電
圧を生ずる。この電圧は点Ａにおける電圧と等し
いが極性が反対である。定常状態においては、等
しい電荷量がCpとCrとの間に送られて、復調器
からの電圧出力は Vdc＝２（Vp−Vd）（Cp−Cr）／（Cp−Cr）(1) まで減少する。ここでVdcは点AB間で測定した
出力電圧、Vpは周波数発生器の電圧振幅、Vdは
ダイオードD1〜D4のひとつの端子間における電
圧降下である。
点Ａと出力端子１５との間に接続されたインピ
ーダンスRaと、点Ｂとアース端子１７との間に
接続されたインピーダンスRbとを含む出力回路
１４は点Ａおよび点Ｂそれぞれにおいて現われる
差動電圧からのシングルエンド出力を与える。コ
ンデンサCdは一方を端子１５へ、他方を端子１
７へ接続することによつてインピーダンスRa，
Rbと協同するように与えられている。この復調
回路は前掲の２つの米国特許第3883812号および
同第3869676号において詳しく記載されている。
ーダンスRaと、点Ｂとアース端子１７との間に
接続されたインピーダンスRbとを含む出力回路
１４は点Ａおよび点Ｂそれぞれにおいて現われる
差動電圧からのシングルエンド出力を与える。コ
ンデンサCdは一方を端子１５へ、他方を端子１
７へ接続することによつてインピーダンスRa，
Rbと協同するように与えられている。この復調
回路は前掲の２つの米国特許第3883812号および
同第3869676号において詳しく記載されている。
本考案の基本的構成を示した第１図によれば、
前述の４−ダイオード復調回路がブロツク図の形
で示されている。この復調回路は周波数発生器１
０、４−ダイオードブリツジ回路１２、出力回路
１４、およびキヤパシタ変換器１８を含み、これ
らの機能および動作は第１ａ図に記載のものと同
じである。本考案によれば、補償回路網１６が搬
送周波数の振幅Vpを制御できるように周波数発
生器１０に接続されて、変換器・復調器の組合せ
回路からの補償可能誤差を消去する。
前述の４−ダイオード復調回路がブロツク図の形
で示されている。この復調回路は周波数発生器１
０、４−ダイオードブリツジ回路１２、出力回路
１４、およびキヤパシタ変換器１８を含み、これ
らの機能および動作は第１ａ図に記載のものと同
じである。本考案によれば、補償回路網１６が搬
送周波数の振幅Vpを制御できるように周波数発
生器１０に接続されて、変換器・復調器の組合せ
回路からの補償可能誤差を消去する。
理論的に、変換器と復調器との組合せ回路の出
力電圧は伝達関数として次のように書き表わすこ
とができる。
力電圧は伝達関数として次のように書き表わすこ
とができる。
V(put)／Vp＝G(s) (2)
ここでV(put)は端子１５，１７間電圧の出力振
幅、Vpは周波数発生器１０の電圧振幅、G(s)は変
換器・復調器の組合せ回路のインピーダンス伝達
関数である。
幅、Vpは周波数発生器１０の電圧振幅、G(s)は変
換器・復調器の組合せ回路のインピーダンス伝達
関数である。
図示した回路のインピーダンス伝達関数は、限
定する訳ではないが異なつた電流レベルにおける
構成要素の温度、周波数、容量、線形的応答を含
む多数の個々の変数の関数である。これらが変化
すれば、一定のVp入力があつてもこれらの各変
数はそれぞれ特有の特性に従つてV(put)を変化さ
せる。しかも、これらの変数は非線形的に減少し
たり増加したりする。しかし、理想的には、この
組合せ回路に対するV(put)は変換器の可変容量お
よび線形的に変化を生ぜしめる物理的変化によつ
てのみ変化すべきである。他の変数は、出力に補
償可能誤差を生ずることになる。したがつて、補
償回路網１６は、変換器の線形的容量変化によら
ないV(put)の出力を実質的に消去するため、レベ
ルを増減させることで振幅Vpを変化させている。
定する訳ではないが異なつた電流レベルにおける
構成要素の温度、周波数、容量、線形的応答を含
む多数の個々の変数の関数である。これらが変化
すれば、一定のVp入力があつてもこれらの各変
数はそれぞれ特有の特性に従つてV(put)を変化さ
せる。しかも、これらの変数は非線形的に減少し
たり増加したりする。しかし、理想的には、この
組合せ回路に対するV(put)は変換器の可変容量お
よび線形的に変化を生ぜしめる物理的変化によつ
てのみ変化すべきである。他の変数は、出力に補
償可能誤差を生ずることになる。したがつて、補
償回路網１６は、変換器の線形的容量変化によら
ないV(put)の出力を実質的に消去するため、レベ
ルを増減させることで振幅Vpを変化させている。
本考案の好適な一実施例を示した第２図によれ
ば、補償回路網１６は、４−ダイオード変調器用
として、比例出力補償回路２４とこれと組合せた
温度補償回路２６とから成る回路を有している。
さらに、この特定の実施例においては出力回路１
４に接続して線形増幅回路２２も含んでいる。比
例出力オフセツト回路２０は出力回路１４にレベ
ル変化を与えるものであり、これについては後述
する。
ば、補償回路網１６は、４−ダイオード変調器用
として、比例出力補償回路２４とこれと組合せた
温度補償回路２６とから成る回路を有している。
さらに、この特定の実施例においては出力回路１
４に接続して線形増幅回路２２も含んでいる。比
例出力オフセツト回路２０は出力回路１４にレベ
ル変化を与えるものであり、これについては後述
する。
式(1)から、ダイオードによる電圧降下Vdは復
調回路の補償に不可欠のものであることがわか
る。第１０図に示したように、式(1)における電圧
降下Vdは、温度だけでなく素子を流れる電流の
関数でもある。一般に、図示のとおり、温度が高
いほど電圧降下の減少する電圧特性となり、電流
が増えればより大きな電圧降下を生ずる。このよ
うな復調補償回路に通常使用される普通の信号ダ
イオードについてもそのような変化が、約0.6V
の順方向立上がり点から十分な電流を流したとき
の0.75Vまでの電圧降下において0.1〜0.15Vのシ
フト電圧の変化を生ずる。
調回路の補償に不可欠のものであることがわか
る。第１０図に示したように、式(1)における電圧
降下Vdは、温度だけでなく素子を流れる電流の
関数でもある。一般に、図示のとおり、温度が高
いほど電圧降下の減少する電圧特性となり、電流
が増えればより大きな電圧降下を生ずる。このよ
うな復調補償回路に通常使用される普通の信号ダ
イオードについてもそのような変化が、約0.6V
の順方向立上がり点から十分な電流を流したとき
の0.75Vまでの電圧降下において0.1〜0.15Vのシ
フト電圧の変化を生ずる。
しかし、ダイオードのこのシフト電圧降下は、
それでも車両の非安定電源によつて生ずるVpの
十分大きな変化に対してかなり一定であるという
ことができる。したがつて、ダイオードのこの比
較的一定な電圧降下は、それ自体電源電圧の変動
に依存しないので出力電圧にかなりの比例出力誤
差を生ずる。この電源電圧の変動に比例しない非
比例出力は或る環境において許容することはでき
ない。どのような環境かといえば、変換器・復調
器の組合せ回路のアナログ出力が第９図に示した
ように比例出力をデジタル数に変換するような場
合である。
それでも車両の非安定電源によつて生ずるVpの
十分大きな変化に対してかなり一定であるという
ことができる。したがつて、ダイオードのこの比
較的一定な電圧降下は、それ自体電源電圧の変動
に依存しないので出力電圧にかなりの比例出力誤
差を生ずる。この電源電圧の変動に比例しない非
比例出力は或る環境において許容することはでき
ない。どのような環境かといえば、変換器・復調
器の組合せ回路のアナログ出力が第９図に示した
ように比例出力をデジタル数に変換するような場
合である。
すなわちこの技術として通常、一定増加のラン
プ電圧を与えその電圧を変換器・復調器の組合せ
回路の出力電圧V(put)と比較するようにしたスロ
ープ発生器が想像されよう。ランプが開始する時
にカウンタのカウントを開始させ、比較によりラ
ンプ電圧と点９０におけ出力電圧とが等しいこと
を示した時カウントを終えることで、カウンタは
アナログ電圧のデジタル変換値Ｎを有することに
なる。電源Vioの変化に対して、ランプもそれに
つれて変化されるので、変換器の出力がVioに比
例していれば、出力カウントに誤差が現れること
はない。たとえばVioが高くなればランプの傾斜
角も大きくなるので変換器出力はより高い点９２
で等しくなり、デジタル値は同じＮが得られるこ
とになる。同様に、Vioが低下してもより低い点
９４の電圧までをカウントするので何ら誤差は生
じない。しかし、出力電圧V(ut)が電源Vioの変動
に拘わらず一定を維持するか電源の変動に応じて
比例的に変化しなければ、誤差は±Δeとなる。
本考案の変換器・復調器の組合せ回路では比例出
力誤差が電源変動を有効に不感にしている。車両
電源電圧約10Vでは、比例出力変化をしない
0.65Vのダイオードの電圧降下は１〜２％程度の
誤差であることがわかる。
プ電圧を与えその電圧を変換器・復調器の組合せ
回路の出力電圧V(put)と比較するようにしたスロ
ープ発生器が想像されよう。ランプが開始する時
にカウンタのカウントを開始させ、比較によりラ
ンプ電圧と点９０におけ出力電圧とが等しいこと
を示した時カウントを終えることで、カウンタは
アナログ電圧のデジタル変換値Ｎを有することに
なる。電源Vioの変化に対して、ランプもそれに
つれて変化されるので、変換器の出力がVioに比
例していれば、出力カウントに誤差が現れること
はない。たとえばVioが高くなればランプの傾斜
角も大きくなるので変換器出力はより高い点９２
で等しくなり、デジタル値は同じＮが得られるこ
とになる。同様に、Vioが低下してもより低い点
９４の電圧までをカウントするので何ら誤差は生
じない。しかし、出力電圧V(ut)が電源Vioの変動
に拘わらず一定を維持するか電源の変動に応じて
比例的に変化しなければ、誤差は±Δeとなる。
本考案の変換器・復調器の組合せ回路では比例出
力誤差が電源変動を有効に不感にしている。車両
電源電圧約10Vでは、比例出力変化をしない
0.65Vのダイオードの電圧降下は１〜２％程度の
誤差であることがわかる。
第２図の構成を具体的に示した第４図は、ブリ
ツジ回路中のダイオード温度および電流特性に関
して変換器・復調器の組合せ回路を有効に補償
し、さらに電流の比例出力誤差を消去する回路を
示している。補償回路網１６は、正電圧源＋Ｖと
アースとの間に接続された電圧フオロワ回路IC1
を備えている。正電圧源＋Ｖは、たとえば車両の
電源とすることができる電源Vioを安定化するこ
とによつて得られる。安定化回路は、負荷抵抗
R1の一端にVioを直列に接続し、その後抵抗R1の
他端をダイオードＤのアノードに接続し、そのカ
ソードを＋Ｖ端子に接続することによつて与えら
れる。シヤントレギユレーシヨンは＋Ｖ端子とア
ースとの間に並列に接続されたツエナーダイオー
ドZ1およびフイルタコンデンサC1によつて＋Ｖ
端子に生ずる。
ツジ回路中のダイオード温度および電流特性に関
して変換器・復調器の組合せ回路を有効に補償
し、さらに電流の比例出力誤差を消去する回路を
示している。補償回路網１６は、正電圧源＋Ｖと
アースとの間に接続された電圧フオロワ回路IC1
を備えている。正電圧源＋Ｖは、たとえば車両の
電源とすることができる電源Vioを安定化するこ
とによつて得られる。安定化回路は、負荷抵抗
R1の一端にVioを直列に接続し、その後抵抗R1の
他端をダイオードＤのアノードに接続し、そのカ
ソードを＋Ｖ端子に接続することによつて与えら
れる。シヤントレギユレーシヨンは＋Ｖ端子とア
ースとの間に並列に接続されたツエナーダイオー
ドZ1およびフイルタコンデンサC1によつて＋Ｖ
端子に生ずる。
比例出力電圧Vaは電源Vioとアースとの間に接
続された分圧抵抗R2およびR3の直列組合せの接
続部を介して増幅器IC1の非反転入力に供給され
る。分圧点電圧Vaは、電源Vioのいかなる変化に
対しても、比例的に変化する。
続された分圧抵抗R2およびR3の直列組合せの接
続部を介して増幅器IC1の非反転入力に供給され
る。分圧点電圧Vaは、電源Vioのいかなる変化に
対しても、比例的に変化する。
補償電圧は、パワートランジスタT1のエミツ
タと増幅器IC1の反転入力との間に接続された２
個直列のダイオードD5，D6による負帰還によつ
てその反転入力に現われる。また可変抵抗R4が、
ダイオード対を介して流す電流量を変化させるた
め増幅器IC1の反転入力とアースとの間に接続さ
れる。ダイオードD5，D6は４−ダイオードブリ
ツジ回路のダイオードと同じ特性のものを使用
し、R4は補償ダイオードD5，D6に流す電流を４
−ダイオードブリツジ回路のものと等価となるよ
う調整して温度および電流の条件を同一とすべき
である。パワートランジスタT1は増幅器IC1の出
力にそのベースを接続することによつて制御さ
れ、制御電流量をトランジスタのエミツタとアー
スとの間に設けたフイルタコンデンサC3に与え
る。パワートランジスタT1のコレクタは安定化
正電源＋Ｖに接続される。
タと増幅器IC1の反転入力との間に接続された２
個直列のダイオードD5，D6による負帰還によつ
てその反転入力に現われる。また可変抵抗R4が、
ダイオード対を介して流す電流量を変化させるた
め増幅器IC1の反転入力とアースとの間に接続さ
れる。ダイオードD5，D6は４−ダイオードブリ
ツジ回路のダイオードと同じ特性のものを使用
し、R4は補償ダイオードD5，D6に流す電流を４
−ダイオードブリツジ回路のものと等価となるよ
う調整して温度および電流の条件を同一とすべき
である。パワートランジスタT1は増幅器IC1の出
力にそのベースを接続することによつて制御さ
れ、制御電流量をトランジスタのエミツタとアー
スとの間に設けたフイルタコンデンサC3に与え
る。パワートランジスタT1のコレクタは安定化
正電源＋Ｖに接続される。
動作において、補償回路網１６は増幅器IC1の
非反転入力に比例出力電圧Vaを発生させ、増幅
器IC1はパワートランジスタT1およびダイオード
D5，D6を介する帰還の作用を通して反転入力を
非反転入力とバランスさせるようにする。点Va
における電圧が上昇すると、増幅器IC1の反転入
力が点Vaの電圧を越えるまで点Vbの電圧が上昇
する。次いでトランジスタT1は反転入力の電圧
をこの電圧が点Vaの電圧に達するまで減少させ
る。フイルタコンデンサC3はこの変化を遅らせ、
発振を止め、点Vbの電圧に対してフイルタ作用
をさせている。したがつて、点Vbにおける電圧
は点Vaにおける比例出力電圧よりダイオード２
個分の電圧降下2Vdだけ高くなる。つまり、 Vb＝Va＋2Vd (3) となる。周波数発生器１０のピーク・ピーク電圧
2VpをVbにセツトすれば、 Vp＝１／２Vb すなわち Vp＝１／２Va＋Vd (4) となる。次いで式(4)を式(1)に代入すると、 Vdc＝Va（Cp−Cr）／（Cp＋Cr） (5) となる。これにより、Vaは比例的なものとなり、
ダイオードの影響はなくなる。
非反転入力に比例出力電圧Vaを発生させ、増幅
器IC1はパワートランジスタT1およびダイオード
D5，D6を介する帰還の作用を通して反転入力を
非反転入力とバランスさせるようにする。点Va
における電圧が上昇すると、増幅器IC1の反転入
力が点Vaの電圧を越えるまで点Vbの電圧が上昇
する。次いでトランジスタT1は反転入力の電圧
をこの電圧が点Vaの電圧に達するまで減少させ
る。フイルタコンデンサC3はこの変化を遅らせ、
発振を止め、点Vbの電圧に対してフイルタ作用
をさせている。したがつて、点Vbにおける電圧
は点Vaにおける比例出力電圧よりダイオード２
個分の電圧降下2Vdだけ高くなる。つまり、 Vb＝Va＋2Vd (3) となる。周波数発生器１０のピーク・ピーク電圧
2VpをVbにセツトすれば、 Vp＝１／２Vb すなわち Vp＝１／２Va＋Vd (4) となる。次いで式(4)を式(1)に代入すると、 Vdc＝Va（Cp−Cr）／（Cp＋Cr） (5) となる。これにより、Vaは比例的なものとなり、
ダイオードの影響はなくなる。
周波数発生器１０において、トランジスタT1
のエミツタとインバータI1〜I6の電源ピンとを接
続し、それらの電源基準ピンを接地することによ
つて、電圧Vbは電源として、あるいは周波数発
生器１０のピーク・ピーク電圧として使用され
る。インバータI2の出力は帰還コンデンサC4およ
び可変抵抗R5を介し普通の方法でインバータI1の
入力に接続して自走安定発振器を形成し、その周
波数はR5，C4のRC時定数によつて決定される。
さらに、帰還抵抗R6をインバータI2の入力と抵抗
R5およびコンデンサC4の接続部とに接続するこ
とによつて帰還が与えられている。この周波数
は、回路が使用周波数に影響されにくい様に調整
すべきである。
のエミツタとインバータI1〜I6の電源ピンとを接
続し、それらの電源基準ピンを接地することによ
つて、電圧Vbは電源として、あるいは周波数発
生器１０のピーク・ピーク電圧として使用され
る。インバータI2の出力は帰還コンデンサC4およ
び可変抵抗R5を介し普通の方法でインバータI1の
入力に接続して自走安定発振器を形成し、その周
波数はR5，C4のRC時定数によつて決定される。
さらに、帰還抵抗R6をインバータI2の入力と抵抗
R5およびコンデンサC4の接続部とに接続するこ
とによつて帰還が与えられている。この周波数
は、回路が使用周波数に影響されにくい様に調整
すべきである。
インバータI1，I2によつて形成された発振器の
出力はインバータI2の出力からインバータI3〜I6
の共通に接続された入力へ送られる。インバータ
I3〜I6の出力は周波数発生器１０の出力を発生さ
せるために共に共通に接続される。インバータI3
〜I6は発振器の出力のためのバツフア増幅器とし
て作用し、復調器の負荷変動に対して出力電圧を
変化させないようにしている。
出力はインバータI2の出力からインバータI3〜I6
の共通に接続された入力へ送られる。インバータ
I3〜I6の出力は周波数発生器１０の出力を発生さ
せるために共に共通に接続される。インバータI3
〜I6は発振器の出力のためのバツフア増幅器とし
て作用し、復調器の負荷変動に対して出力電圧を
変化させないようにしている。
比例出力オフセツト回路２０は、電源Vioとア
ースとの間に接続された分圧抵抗R12および可変
抵抗R11の直列組合せを含む分圧器を有する。高
周波フイルタ用のコンデンサC10はこれら抵抗の
接続部に接続されて電源の過渡または帰還からの
減結合を与えている。動作において、抵抗R11は
容量変換器が測定しようとする物理的動作パラメ
ータの初期条件にゼロ出力を与えるよう調整され
る。オフセツトは電圧Vaによつて回路に生じる
比例出力を保持させる。
ースとの間に接続された分圧抵抗R12および可変
抵抗R11の直列組合せを含む分圧器を有する。高
周波フイルタ用のコンデンサC10はこれら抵抗の
接続部に接続されて電源の過渡または帰還からの
減結合を与えている。動作において、抵抗R11は
容量変換器が測定しようとする物理的動作パラメ
ータの初期条件にゼロ出力を与えるよう調整され
る。オフセツトは電圧Vaによつて回路に生じる
比例出力を保持させる。
復調器出力端子１５の線形増幅は、普通の非反
転電圧増幅器のように接続された増幅器IC3によ
つて行うことができる。IC3の電源ピンは安定化
電源＋Ｖとアースとに接続され、通常、周波数補
償コンデンサC8が周知のように与えられている。
転電圧増幅器のように接続された増幅器IC3によ
つて行うことができる。IC3の電源ピンは安定化
電源＋Ｖとアースとに接続され、通常、周波数補
償コンデンサC8が周知のように与えられている。
非反転入力は端子１５を介して復調器の出力に現
われた信号を受け、可変利得で電圧を増幅し、増
幅器IC3の出力から抵抗R12を介して出力V(put)を
発生する。可変の利得は、反転入力とアースとの
間に接続された可変抵抗R9を増幅器IC3の出力と
反転入力との間に接続された固定抵抗R10に関し
て調整することにより与えられる。アースと増幅
器IC3の出力との間にはフイルタコンデンサC9が
与えられて高周波雑音を減衰させている。
われた信号を受け、可変利得で電圧を増幅し、増
幅器IC3の出力から抵抗R12を介して出力V(put)を
発生する。可変の利得は、反転入力とアースとの
間に接続された可変抵抗R9を増幅器IC3の出力と
反転入力との間に接続された固定抵抗R10に関し
て調整することにより与えられる。アースと増幅
器IC3の出力との間にはフイルタコンデンサC9が
与えられて高周波雑音を減衰させている。
好適な他の実施例においては、第３図のブロツ
ク図に示した補償回路網１６によつて、水晶容量
変換器の線形性および温度誤差が補償される。復
調回路は、前述のように、周波数発生器１０、４
−ダイオードブリツジ回路１２、および出力回路
１４を有する。出力回路の基準端子には、第２図
で述べたように比例出力オフセツト回路２０が接
続される。線形増幅器２２は出力回路１４の出力
電圧に対して利得を与えるのに使用され、ローパ
スフイルタ２８は増幅器２２の出力を受けて回路
の出力電圧V(put)中の高周波雑音あるいはスパイ
クを減少させる。
ク図に示した補償回路網１６によつて、水晶容量
変換器の線形性および温度誤差が補償される。復
調回路は、前述のように、周波数発生器１０、４
−ダイオードブリツジ回路１２、および出力回路
１４を有する。出力回路の基準端子には、第２図
で述べたように比例出力オフセツト回路２０が接
続される。線形増幅器２２は出力回路１４の出力
電圧に対して利得を与えるのに使用され、ローパ
スフイルタ２８は増幅器２２の出力を受けて回路
の出力電圧V(put)中の高周波雑音あるいはスパイ
クを減少させる。
補償回路網１６は、制御可能な電圧Vbを周波
数発生器１０に与えて変換器・復調器の組合せ回
路の誤差を消去するための変換器温度補償回路３
２および変換器線形性補償回路３４を組合せて有
する。帰還回路３０は線形化に必要な量だけ増幅
器２２の出力の一部を変換器線形性補償回路３４
に循環させるように与えられている。
数発生器１０に与えて変換器・復調器の組合せ回
路の誤差を消去するための変換器温度補償回路３
２および変換器線形性補償回路３４を組合せて有
する。帰還回路３０は線形化に必要な量だけ増幅
器２２の出力の一部を変換器線形性補償回路３４
に循環させるように与えられている。
第３図のブロツク図の詳細回路は第５図に示さ
れる。補償回路網１６は、トランジスタT1のエ
ミツタと増幅器IC1の反転入力との間の帰還ルー
プにおいてダイオードD5の代わりに抵抗R14とし
た以外は第４図の補償回路網１６の詳細は回路と
同じである。さらに、帰還回路３０の可変抵抗
R13を、線形増幅器２２の増幅器IC3の出力と補償
回路網１６の増幅器IC1の非反転入力との間に接
続してこの第２の実施例の補償回路網１６を完成
させている。第５図の回路ブロツク図１０，１
２，１４，２０は第４図の同一参照符号のブロツ
クについて述べたものと同じ回路を含んでいるの
で再述しない。
れる。補償回路網１６は、トランジスタT1のエ
ミツタと増幅器IC1の反転入力との間の帰還ルー
プにおいてダイオードD5の代わりに抵抗R14とし
た以外は第４図の補償回路網１６の詳細は回路と
同じである。さらに、帰還回路３０の可変抵抗
R13を、線形増幅器２２の増幅器IC3の出力と補償
回路網１６の増幅器IC1の非反転入力との間に接
続してこの第２の実施例の補償回路網１６を完成
させている。第５図の回路ブロツク図１０，１
２，１４，２０は第４図の同一参照符号のブロツ
クについて述べたものと同じ回路を含んでいるの
で再述しない。
さらに、線形増幅器２２の回路は第４図のもの
と同じであるが、正極電源＋Ｖと増幅器IC3の電
源ピンとの間に接続した減結合抵抗R15を加えて
いる。高周波結合コンデンサC13，C11もこの回路
に加えてある。コンデンサC13はアースと増幅器
IC3の正極電源ピンとの間に接続され、コンデン
サC11は増幅器IC3の非反転入力とアースとの間に
接続されている。
と同じであるが、正極電源＋Ｖと増幅器IC3の電
源ピンとの間に接続した減結合抵抗R15を加えて
いる。高周波結合コンデンサC13，C11もこの回路
に加えてある。コンデンサC13はアースと増幅器
IC3の正極電源ピンとの間に接続され、コンデン
サC11は増幅器IC3の非反転入力とアースとの間に
接続されている。
ローパスフイルタ２８は増幅器IC3の出力とア
ースとの間に負荷抵抗R12とコンデンサC12とを直
列に接続することによつて普通の方法で形成する
ことができる。この時出力端子の電圧V(put)は抵
抗R12とコンデンサC12との接続部から取られる。
ースとの間に負荷抵抗R12とコンデンサC12とを直
列に接続することによつて普通の方法で形成する
ことができる。この時出力端子の電圧V(put)は抵
抗R12とコンデンサC12との接続部から取られる。
第６図、第７図および第８図は、第５図にブロ
ツク３６で略示した水晶容量変換器の好適な形を
示すものである。圧力変換器として示した変換器
３６は、水晶あるいは他の同特性の材料を２枚対
向させた円板６０，６２を有する。各円板、たと
えば円板６０の表面には、スクリーン法または蒸
着法などによつて導電性金属の２枚のコンデンサ
用のプレート６６，６８が形成される。それぞれ
円板６０，６２上にプレート６６，６８，７０，
７２を形成した後、円板は環状フリツト（frit）
６４によつてプレート間にギヤツプを形成するよ
うにして結合され、変換器の内側は排気または基
準圧力Prにセツトされる。
ツク３６で略示した水晶容量変換器の好適な形を
示すものである。圧力変換器として示した変換器
３６は、水晶あるいは他の同特性の材料を２枚対
向させた円板６０，６２を有する。各円板、たと
えば円板６０の表面には、スクリーン法または蒸
着法などによつて導電性金属の２枚のコンデンサ
用のプレート６６，６８が形成される。それぞれ
円板６０，６２上にプレート６６，６８，７０，
７２を形成した後、円板は環状フリツト（frit）
６４によつてプレート間にギヤツプを形成するよ
うにして結合され、変換器の内側は排気または基
準圧力Prにセツトされる。
第８図に見られるように、圧力Ｐが変化すれば
円板６０，６２が変形してコンデンサCpのプレ
ート間のギヤツプ距離が変化し、これが端子７
６，８０を介して検出される。通常、端子７８，
８２を介して検出することのできる基準コンデン
サCrはあまり容量が変化せず、コンデンサCpの
復調回路において基準補償に使用することができ
る。このタイプのコンデンサは米国特許第
3858097号において十分に詳しく述べられている。
円板６０，６２が変形してコンデンサCpのプレ
ート間のギヤツプ距離が変化し、これが端子７
６，８０を介して検出される。通常、端子７８，
８２を介して検出することのできる基準コンデン
サCrはあまり容量が変化せず、コンデンサCpの
復調回路において基準補償に使用することができ
る。このタイプのコンデンサは米国特許第
3858097号において十分に詳しく述べられている。
ここで、水晶容量変換器と組合せた第５図の回
路の動作を詳細に説明する。温度補償に関し、補
償回路網１６は必要な修正を与えるための温度検
知手段としたダイオードD6の温度特性を利用す
る。
路の動作を詳細に説明する。温度補償に関し、補
償回路網１６は必要な修正を与えるための温度検
知手段としたダイオードD6の温度特性を利用す
る。
第５図に示した回路について、ここで帰還回路
３０の可変抵抗R13を無限大とすると、 Vb＝Va＋Vd＋Vr14 (6) となる。ただし、Vr14は抵抗R14の端子電圧、Vd
はダイオードD6の端子電圧である。オームの法
則により、 Vr14＝（Vb−Vd）・R14／（R4＋R14） (7) となる。式(6)，(7)を式(1)に代入して、簡略化する
と、 V(put)＝Ａ（ｆ（ｘ）・Ｆ（ｐ）＋Vc） (8) となる。ここで ｆ（ｘ）＝Va（１＋R14／R4）−Vd (9) ｆ（ｐ）＝（Cp−Cr）／（Cp＋Cr） (10) Vc＝オフセツト電圧 Ａ＝線形増幅器の利得 である。
３０の可変抵抗R13を無限大とすると、 Vb＝Va＋Vd＋Vr14 (6) となる。ただし、Vr14は抵抗R14の端子電圧、Vd
はダイオードD6の端子電圧である。オームの法
則により、 Vr14＝（Vb−Vd）・R14／（R4＋R14） (7) となる。式(6)，(7)を式(1)に代入して、簡略化する
と、 V(put)＝Ａ（ｆ（ｘ）・Ｆ（ｐ）＋Vc） (8) となる。ここで ｆ（ｘ）＝Va（１＋R14／R4）−Vd (9) ｆ（ｐ）＝（Cp−Cr）／（Cp＋Cr） (10) Vc＝オフセツト電圧 Ａ＝線形増幅器の利得 である。
式(9)と第１２図に示したこの式のグラフとを調
べると、ｆ（ｘ）の変数は−Vd項の温度によるも
のだけである。ダイオードは温度が上がるにつれ
てその電圧降下が減少するので、温度がT1から
T2へ変化（ただしT1＜T2）すれば、Vd項の引き
算によりｆ（ｘ）の値は大きくなることになる。
べると、ｆ（ｘ）の変数は−Vd項の温度によるも
のだけである。ダイオードは温度が上がるにつれ
てその電圧降下が減少するので、温度がT1から
T2へ変化（ただしT1＜T2）すれば、Vd項の引き
算によりｆ（ｘ）の値は大きくなることになる。
第１１図のグラフは、水晶容量変換器の温度補
償なしの場合のｆ（ｐ）を示している。ここで見
られるように、関数ｆ（ｐ）は、T2＞T1として、
高い温度T2では小さい傾斜を有している。式(8)
から、関数ｆ（ｘ）は、温度に対しては反対方向
ではあるが関数ｆ（ｐ）に対する傾き乗数として
作用しているので、第１１図におけるT2の高温
曲線の傾きを大きくすることがわかる。この結
果、第１３図に示したように、曲線はゼロ点での
温度シフト分しか離れない。修正乗算定数は可変
抵抗R4によつてダイオードD6を通つて流れる電
流を調節することで得られる。
償なしの場合のｆ（ｐ）を示している。ここで見
られるように、関数ｆ（ｐ）は、T2＞T1として、
高い温度T2では小さい傾斜を有している。式(8)
から、関数ｆ（ｘ）は、温度に対しては反対方向
ではあるが関数ｆ（ｐ）に対する傾き乗数として
作用しているので、第１１図におけるT2の高温
曲線の傾きを大きくすることがわかる。この結
果、第１３図に示したように、曲線はゼロ点での
温度シフト分しか離れない。修正乗算定数は可変
抵抗R4によつてダイオードD6を通つて流れる電
流を調節することで得られる。
第５図の回路の線形性の補償について述べる。
一般に、図示の水晶容量変換器は、物理的出力変
数が変化している間、線形性の出力変化を発生さ
せることはない。第１５図は、変換器の容量変化
に基づく関数ｆ（ｐ）が図面に点線で示した線形
関数より圧力変化に関して二乗則に従うことにな
ることを示している。通常、このような応答はコ
ンデンサの円板間の間隔を相対的に変化させる圧
力の変化によつて生ずる。しかし、図示のような
平行プレートで構成したキヤパシタンスは距離の
二乗に反比例して、線形的でなく変化する。補償
方法はVbをV(put)が第１４図に示したように補償
されるよう変化させて、変換器の非線形性を消去
する。この結果の線形出力は第１６図に示され、
V(put)は変換器の補償および非線形性応答を組合
せた後変数ｐの一次関数として図式的に示されて
いる。
一般に、図示の水晶容量変換器は、物理的出力変
数が変化している間、線形性の出力変化を発生さ
せることはない。第１５図は、変換器の容量変化
に基づく関数ｆ（ｐ）が図面に点線で示した線形
関数より圧力変化に関して二乗則に従うことにな
ることを示している。通常、このような応答はコ
ンデンサの円板間の間隔を相対的に変化させる圧
力の変化によつて生ずる。しかし、図示のような
平行プレートで構成したキヤパシタンスは距離の
二乗に反比例して、線形的でなく変化する。補償
方法はVbをV(put)が第１４図に示したように補償
されるよう変化させて、変換器の非線形性を消去
する。この結果の線形出力は第１６図に示され、
V(put)は変換器の補償および非線形性応答を組合
せた後変数ｐの一次関数として図式的に示されて
いる。
これは回路の伝達関数を以下のように書き表わ
すことによつて示すことができる。式(8)を引用
し、これをR13が等しくない場合について書き換
えると、 V(put)＝Ａ（f1（ｘ）・ｆ（ｐ）＋Vc／１＋ＡR14／R
13ｆ（ｐ）(11) となる。ここで、f1（ｘ）は f1（ｘ）＝Va（１＋R14／R4＋R14／R13）−Vd (12) である。
すことによつて示すことができる。式(8)を引用
し、これをR13が等しくない場合について書き換
えると、 V(put)＝Ａ（f1（ｘ）・ｆ（ｐ）＋Vc／１＋ＡR14／R
13ｆ（ｐ）(11) となる。ここで、f1（ｘ）は f1（ｘ）＝Va（１＋R14／R4＋R14／R13）−Vd (12) である。
この時、R14／R13より非常に大きなf1（ｘ）に
対して、V(put)は式(11)の分子とｆ（ｐ）とに従う増
加関数となる。しかし、その分母には線形化項Ａ
（R14／R13）ｆ（ｐ）を含み、これがｆ（ｐ）の増
加に伴いV(put)を減少させるので分母はR13を変化
させることによつて調節することができる。この
ように、１つの調整により、通常一次出力関数を
有しない水晶キヤパシタ変換器を線形化させるこ
とができる。
対して、V(put)は式(11)の分子とｆ（ｐ）とに従う増
加関数となる。しかし、その分母には線形化項Ａ
（R14／R13）ｆ（ｐ）を含み、これがｆ（ｐ）の増
加に伴いV(put)を減少させるので分母はR13を変化
させることによつて調節することができる。この
ように、１つの調整により、通常一次出力関数を
有しない水晶キヤパシタ変換器を線形化させるこ
とができる。
第１ａ図は容量変換器と４−ダイオード復調回
路との組合せ回路の原理的構成を示す図、第１図
は本考案による補償回路網を備えた容量変換器と
４−ダイオード復調回路との組合せ回路のブロツ
ク図、第２図は４−ダイオード復調器に比例出力
補償および温度補償を与えた第１図に示す容量変
換器と４−ダイオード復調器との組合せ回路の詳
細ブロツク図、第３図は水晶容量変換器に温度補
償および線形性補償を与えた第１図に示す容量変
換器と４−ダイオード復調器との組合せ回路の詳
細ブロツク図、第４図は第２図に示したブロツク
図の詳細回路図、第５図は第３図に示したブロツ
ク図の詳細回路図、第６図は第７図の線６に沿つ
てみた水晶容量変化型圧力変換器の断面図、第７
図は不作動状態の水晶容量変化型圧力変換器の断
面図、第８図はたわんだ状態の水晶容量変化型圧
力変換器の断面図、第９図は比例出力変換のグラ
フを示す図、第１０図は異なつた電流レベルにお
ける信号ダイオード端子電圧の温度変化を示す
図、第１１図ないし第１６図は第５図の回路の各
点における作用関係を示す図である。 １０…周波数発生器、１２…４−ダイオードブ
リツジ回路、１４…出力回路、１６…補償回路
網、１８…容量変換器、２０…比例出力オフセツ
ト回路、２２…線形増幅器、２４…比例出力補償
回路、２６…温度補償回路、２８…ローパスフイ
ルタ、３０…帰還回路、３２…変換器温度補償回
路、３４…変換器線形性補償回路、３６…水晶容
量変換器、６０，６２…円板、６４…環状フリツ
ト、６６，６８，７０，７２…プレート。
路との組合せ回路の原理的構成を示す図、第１図
は本考案による補償回路網を備えた容量変換器と
４−ダイオード復調回路との組合せ回路のブロツ
ク図、第２図は４−ダイオード復調器に比例出力
補償および温度補償を与えた第１図に示す容量変
換器と４−ダイオード復調器との組合せ回路の詳
細ブロツク図、第３図は水晶容量変換器に温度補
償および線形性補償を与えた第１図に示す容量変
換器と４−ダイオード復調器との組合せ回路の詳
細ブロツク図、第４図は第２図に示したブロツク
図の詳細回路図、第５図は第３図に示したブロツ
ク図の詳細回路図、第６図は第７図の線６に沿つ
てみた水晶容量変化型圧力変換器の断面図、第７
図は不作動状態の水晶容量変化型圧力変換器の断
面図、第８図はたわんだ状態の水晶容量変化型圧
力変換器の断面図、第９図は比例出力変換のグラ
フを示す図、第１０図は異なつた電流レベルにお
ける信号ダイオード端子電圧の温度変化を示す
図、第１１図ないし第１６図は第５図の回路の各
点における作用関係を示す図である。 １０…周波数発生器、１２…４−ダイオードブ
リツジ回路、１４…出力回路、１６…補償回路
網、１８…容量変換器、２０…比例出力オフセツ
ト回路、２２…線形増幅器、２４…比例出力補償
回路、２６…温度補償回路、２８…ローパスフイ
ルタ、３０…帰還回路、３２…変換器温度補償回
路、３４…変換器線形性補償回路、３６…水晶容
量変換器、６０，６２…円板、６４…環状フリツ
ト、６６，６８，７０，７２…プレート。
Claims (1)
- 【実用新案登録請求の範囲】 １ 物理的パラメータの値の変化に応じて容量が
変化する容量変換器と、交流搬送波電圧を供給
する周波数発生器と、この周波数発生器から交
流搬送波電圧を受けるよう電気的に接続しかつ
容量の変化によつて前記搬送波を変調するよう
前記変換器に接続した４−ダイオード復調器と
を備え、前記復調器は前記搬送波を検出して測
定した物理的パラメータの変化を表わす出力電
圧信号を発生するようにした容量変換器と復調
器との組合せ回路において、前記周波数発生器
に電気的に接続して復調器および変換器の補償
可能な誤差によつて生起される出力信号の振幅
変化と反対方向に搬送波電圧の振幅を変化させ
る補償回路網を備えることを特徴とする容量変
換器と復調器との組合せ回路。 ２ 補償回路網は４−ダイオード復調器の比例出
力誤差に対する比例出力補償を与える回路を備
えることを特徴とする実用新案登録請求の範囲
第１項記載の容量変換器と復調器との組合せ回
路。 ３ 補償回路網は４−ダイオード復調器の温度誤
差に対する温度補償を与える回路を備えること
を特徴とする実用新案登録請求の範囲第１項ま
たは第２項記載の容量変換器と復調器との組合
せ回路。 ４ 復調器はその出力にその復調器の出力電圧信
号を線形的に増幅する増幅回路を備えることを
特徴とする実用新案登録請求の範囲第１項ない
し第３項のいずれか１項に記載の容量変換器と
復調器との組合せ回路。 ５ 補償回路網は周波数発生器の電源電圧を発生
させる電圧フオロワ回路を備え、前記電源電圧
は入力電源電圧と補償電圧との代数的組合せと
して発生させ、前記電源電圧は前記補償電圧の
変化に応じて増減することを特徴とする実用新
案登録請求の範囲第１項ないし第４項のいずれ
か１項に記載の容量変換器と復調器との組合せ
回路。 ６ 電圧フオロワ回路は反転入力と非反転入力と
を有する差動増幅器を備え、この差動増幅器の
出力端子は基準電圧源と周波数発生器の電源接
続点との間に接続した可変インピーダンス装置
の制御端子に接続し、前記差動増幅器の非反転
入力は入力電源を受け、前記電源接続点と前記
増幅器の反転入力との間に帰還回路を接続し、
前記インピーダンス装置は前記差動増幅器の非
反転入力端子と反転入力端子との電圧を等しく
させるよう前記増幅器の出力によつて電源接続
点の電圧を変化させるよう制御されることを特
徴とする実用新案登録請求の範囲第５項記載の
容量変換器と復調器との組合せ回路。 ７ 帰還回路は復調器のダイオードと実質的に同
じ応答特性曲線を有する第１および第２のダイ
オードと、増幅器の反転入力およびアース間に
接続してそれらダイオードを流れる電流を調節
する可変抵抗とを備え、第１のダイオードのア
ノードを電源接続点に接続し前記第１のダイオ
ードのカソードを第２のダイオードのアノード
に接続し第２のダイオードのカソードを増幅器
の反転入力に接続したことを特徴とする実用新
案登録請求の範囲第６項記載の容量変換器と復
調器との組合せ回路。 ８ 入力電源電圧は比較的非安定の電源に関して
比例出力電圧として取り出されることを特徴と
する実用新案登録請求の範囲第５項記載の容量
変換器と復調器との組合せ回路。 ９ 容量変換器は水晶容量変化型圧力変換器とし
たことを特徴とする実用新案登録請求の範囲第
１項ないし第８項のいずれか１項に記載の容量
変換器と復調器との組合せ回路。 10 補償回路網は水晶容量変換器の温度誤差のた
めの温度補償を与える手段を備えることを特徴
とする実用新案登録請求の範囲第９項記載の容
量変換器と復調器との組合せ回路。
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US87805678A | 1978-02-15 | 1978-02-15 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6396415U JPS6396415U (ja) | 1988-06-22 |
| JPS6344731Y2 true JPS6344731Y2 (ja) | 1988-11-21 |
Family
ID=25371286
Family Applications (2)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1555279A Pending JPS54115175A (en) | 1978-02-15 | 1979-02-15 | Combined circuit comprising capacitive transducer and demodulator |
| JP1987172089U Expired JPS6344731Y2 (ja) | 1978-02-15 | 1987-11-12 |
Family Applications Before (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1555279A Pending JPS54115175A (en) | 1978-02-15 | 1979-02-15 | Combined circuit comprising capacitive transducer and demodulator |
Country Status (8)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (2) | JPS54115175A (ja) |
| AU (1) | AU521105B2 (ja) |
| CA (1) | CA1123225A (ja) |
| DE (1) | DE2905463A1 (ja) |
| ES (1) | ES477752A1 (ja) |
| FR (1) | FR2417887B1 (ja) |
| GB (1) | GB2015162B (ja) |
| IT (1) | IT1111910B (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4295376A (en) * | 1978-12-01 | 1981-10-20 | Besco Industries, Inc. | Force responsive transducer |
| US4288835A (en) * | 1979-04-16 | 1981-09-08 | The Bendix Corporation | Pressure sensor |
| US4322977A (en) * | 1980-05-27 | 1982-04-06 | The Bendix Corporation | Pressure measuring system |
| US4509007A (en) * | 1982-09-30 | 1985-04-02 | Ibm Corporation | Differential sensor measuring apparatus and method including sensor compensator circuitry |
| FR2632069B1 (fr) * | 1988-05-30 | 1990-12-14 | Garcia Manuel | Capteur de detection par vitesse de variation d'impedance ou par variation d'impedance |
Family Cites Families (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3318153A (en) * | 1962-12-04 | 1967-05-09 | Rosemount Eng Co Ltd | Diode loop capacitor comparative circuit including a pair of transformer windings coupled in phase |
| US3271669A (en) * | 1962-12-04 | 1966-09-06 | Rosemount Eng Co Ltd | Alternating current diode loop capacitance measurement circuits |
| GB1110943A (en) * | 1963-10-01 | 1968-04-24 | Sangamo Weston | Improvements in or relating to electrical bridge networks |
| US3646538A (en) * | 1969-10-27 | 1972-02-29 | Rosemount Eng Co Ltd | Transducer circuitry for converting a capacitance signal to a dc current signal |
| US3648165A (en) * | 1970-09-24 | 1972-03-07 | Sun Oil Co | Capacitance-measuring apparatus including means maintaining the voltage across the unknown capacitance constant |
| US3883812A (en) * | 1971-12-20 | 1975-05-13 | Nasa | Diode-quad bridge circuit means |
| US3869672A (en) * | 1972-05-13 | 1975-03-04 | Int Standard Electric Corp | Method and arrangements for the digital control of operating functions, radio and television receivers |
| DE2314754C2 (de) * | 1973-03-24 | 1979-02-08 | Hottinger Baldwin Messtechnik Gmbh, 6100 Darmstadt | Elektrische Vielstellen-Meßeinrichtung |
| JPS5144662A (ja) * | 1974-10-08 | 1976-04-16 | Masakichi Kawahara | |
| JPS5252676A (en) * | 1975-10-24 | 1977-04-27 | Yokogawa Hokushin Electric Corp | Capacity-to-electricity converter |
-
1979
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1987
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