JP2865785B2 - 熱式空気流量計 - Google Patents
熱式空気流量計Info
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は熱式空気流量計に関するものである。
熱線と流動している空気との間の熱伝達現象による熱
線の温度変化を検出し、この温度変化を補償するのに必
要な加熱電流を測定することにより、自動車の内燃機関
に吸入される空気量を検出する熱線式空気流量計が用い
られている。
線の温度変化を検出し、この温度変化を補償するのに必
要な加熱電流を測定することにより、自動車の内燃機関
に吸入される空気量を検出する熱線式空気流量計が用い
られている。
この種の熱線式空気流量計を自動車に搭載し、その出
力信号によつてマイクロコンピユータを使用したエンジ
ン制御をおこなつている。
力信号によつてマイクロコンピユータを使用したエンジ
ン制御をおこなつている。
この場合、自動車の吸入空気流量はダイナミツクレン
ジが広く、例えば排気量2000ccのエンジンで、約数kg/h
〜100kg/hの範囲にある。一方、マイクロコンピユータ
を使用したエンジン制御回路の入力電圧の範囲は0〜5V
である。
ジが広く、例えば排気量2000ccのエンジンで、約数kg/h
〜100kg/hの範囲にある。一方、マイクロコンピユータ
を使用したエンジン制御回路の入力電圧の範囲は0〜5V
である。
従つて、マイクロコンピユータを使用したエンジン制
御回路を用いる場合には、数kg/h〜100kg/hの空気流量
に対して0〜5Vの出力信号を得ることが必要である。
御回路を用いる場合には、数kg/h〜100kg/hの空気流量
に対して0〜5Vの出力信号を得ることが必要である。
この場合、空気流量変化1%当り数mVの出力信号が得
られる、極めて高感度の熱線式空気流量計が必要とな
る。
られる、極めて高感度の熱線式空気流量計が必要とな
る。
また、この値の熱線式空気流量計を自動車に搭載して
使用する場合には、他機器が発生するノイズを受け誤動
作しないように、実装時の配線に充分注意する必要があ
る。
使用する場合には、他機器が発生するノイズを受け誤動
作しないように、実装時の配線に充分注意する必要があ
る。
これらの要求に応じ、且つマイクロコンピユータを使
用したエンジン制御回路に接続して使用便利なように、
出力信号を吸入空気量に応じた周波数のパルス電圧信号
として取り出す方式の熱線式空気流量計が使用され始め
ている。
用したエンジン制御回路に接続して使用便利なように、
出力信号を吸入空気量に応じた周波数のパルス電圧信号
として取り出す方式の熱線式空気流量計が使用され始め
ている。
この種の熱線式空気流量計をマイクロコンピユータを
使用したエンジン制御回路に接続して使用する場合、製
造コストの問題からパルス電圧信号の周波数を可聴周波
数領域まで上げて、カウンタ構成を簡単にしている。
使用したエンジン制御回路に接続して使用する場合、製
造コストの問題からパルス電圧信号の周波数を可聴周波
数領域まで上げて、カウンタ構成を簡単にしている。
しかし、熱線式空気流量計の出力パルス電圧信号の周
波数を可聴周波数領域まで上げると、外部機器等に車載
用ラジオにノイズが放出されるという問題が生じる。
波数を可聴周波数領域まで上げると、外部機器等に車載
用ラジオにノイズが放出されるという問題が生じる。
このため、周波数変換回路の出力端子に遅延回路(パ
ルス電圧の立上り、立下り時定数を大きくする回路)を
設けることによつて、出力パルス電圧信号の周波数を可
聴周波数領域まで上げても、外部機器への放出ノイズを
低減させることのできる熱線式空気流量計が使用される
傾向にある。
ルス電圧の立上り、立下り時定数を大きくする回路)を
設けることによつて、出力パルス電圧信号の周波数を可
聴周波数領域まで上げても、外部機器への放出ノイズを
低減させることのできる熱線式空気流量計が使用される
傾向にある。
例えば特開昭64−35218号公報に、この種の熱線式空
気流量計に使用する遅延回路が提案されている。
気流量計に使用する遅延回路が提案されている。
第8図に、従来例の遅延回路と出力トランジスタ回路
が負荷と接続されている回路構成図を示す。
が負荷と接続されている回路構成図を示す。
電圧−周波数変換回路3の出力端子T2に接続されてい
る遅延回路4は、出力端子T2に抵抗R204に直列に抵抗R2
05の一端が接続され、この抵抗R205の他端が、遅延回路
4の出力端子T3となつている。
る遅延回路4は、出力端子T2に抵抗R204に直列に抵抗R2
05の一端が接続され、この抵抗R205の他端が、遅延回路
4の出力端子T3となつている。
そして、抵抗R204と抵抗R205との接続点とアース間
に、コンデンサ(fが接続され、出力端子T3とアース間
に抵抗R206が接続されている。
に、コンデンサ(fが接続され、出力端子T3とアース間
に抵抗R206が接続されている。
さらに、遅延回路4の出力端子T3にトランジスタ17の
ベースが接続され、トランジスタ17のエミツタはアース
され、トランジスタ17のコレクタに抵抗R0の一端が接続
され、抵抗R0の他端が出力トランジスタ回路5の出力端
子T5となつている。
ベースが接続され、トランジスタ17のエミツタはアース
され、トランジスタ17のコレクタに抵抗R0の一端が接続
され、抵抗R0の他端が出力トランジスタ回路5の出力端
子T5となつている。
出力端子T5には負荷6のコンデンサCLが接続され、他
端がアースされており、さらに電圧Vcと出力端子T5の間
に抵抗RLが接続されている。
端がアースされており、さらに電圧Vcと出力端子T5の間
に抵抗RLが接続されている。
このような従来例の遅延回路はコンデンサCfを具備し
ており、パルス電圧信号の立上りがゆるやかになるの
は、抵抗R204,抵抗R205及びコンデンサCfで決定される
遅延電流が、出力トランジスタ回路18のトランジスタ17
のベース電流となるためである。
ており、パルス電圧信号の立上りがゆるやかになるの
は、抵抗R204,抵抗R205及びコンデンサCfで決定される
遅延電流が、出力トランジスタ回路18のトランジスタ17
のベース電流となるためである。
前述の従来使用されている遅延回路付パルス電圧信号
出力方式熱線式空気流量計は、遅延回路と出力トランジ
スタ回路の2構成が必要であり、しかも、全ての回路を
モノリシツクIC内部で製作することが不可能であつた。
出力方式熱線式空気流量計は、遅延回路と出力トランジ
スタ回路の2構成が必要であり、しかも、全ての回路を
モノリシツクIC内部で製作することが不可能であつた。
このため、部品数の増大によるコストが大であり、ま
たモノリシツクIC内部に従来の遅延回路の一部と出力ト
ランジスタ回路を組み込んでも、モノリシツクICの出力
端子の増大はまぬがれないという問題がある。
たモノリシツクIC内部に従来の遅延回路の一部と出力ト
ランジスタ回路を組み込んでも、モノリシツクICの出力
端子の増大はまぬがれないという問題がある。
本発明は前述したような従来使用されている熱線式空
気流量計の現状に対し考慮したものであり、その目的は
簡素で部品数が少なく、モノリシツクIC内部で全ての遅
延回路と出力トランジスタ回路を構成できる、パルス電
圧信号出力方式の熱式空気流量計を提供することにあ
る。
気流量計の現状に対し考慮したものであり、その目的は
簡素で部品数が少なく、モノリシツクIC内部で全ての遅
延回路と出力トランジスタ回路を構成できる、パルス電
圧信号出力方式の熱式空気流量計を提供することにあ
る。
上記目的は、流量が測定される空気に熱を伝達する抵
抗体と、前記抵抗体の温度変化を補償する加熱電流をパ
ルス電圧信号に変換する変換手段と、を備えた熱式空気
流量計において、カレントミラー回路を含んだICで構成
され、外部へ出力される電流を制限し、入力された前記
パルス電圧信号の立ち下がり波形を、前記立ち下がり波
形に始めと終わりで接する下に凸のならだかな波形にし
て出力する電流制限手段と、前記電流制限手段より出力
側に設けられた片端を接地した通貫コンデンサと汎用コ
ンデンサと、を備えたことにより達成される。
抗体と、前記抵抗体の温度変化を補償する加熱電流をパ
ルス電圧信号に変換する変換手段と、を備えた熱式空気
流量計において、カレントミラー回路を含んだICで構成
され、外部へ出力される電流を制限し、入力された前記
パルス電圧信号の立ち下がり波形を、前記立ち下がり波
形に始めと終わりで接する下に凸のならだかな波形にし
て出力する電流制限手段と、前記電流制限手段より出力
側に設けられた片端を接地した通貫コンデンサと汎用コ
ンデンサと、を備えたことにより達成される。
本発明では、吸入空気流量に対応して抵抗体の温度が
変化すると、この温度変化を補償するのに必要な加熱電
流が、制御回路によつて検出されアナログ電圧信号とし
て出力される。
変化すると、この温度変化を補償するのに必要な加熱電
流が、制御回路によつて検出されアナログ電圧信号とし
て出力される。
このアナログ電圧信号は、電圧−周波数変換回路で2K
Hz〜10KHzの可聴周波数領域のパルス電圧信号に変換さ
れる。
Hz〜10KHzの可聴周波数領域のパルス電圧信号に変換さ
れる。
そして、本発明ではこのようにして得られたパルス電
圧信号が簡素な構成とした遅延回路に入力され、パルス
電圧信号の立ち上りと立ち下りを、同じコンデンサの容
量を利用して鈍すことにより、遅延された波形が得られ
る。この信号を出力トランジスタ回路を使うことなく、
出力信号として出力される。
圧信号が簡素な構成とした遅延回路に入力され、パルス
電圧信号の立ち上りと立ち下りを、同じコンデンサの容
量を利用して鈍すことにより、遅延された波形が得られ
る。この信号を出力トランジスタ回路を使うことなく、
出力信号として出力される。
以下、本発明の実施例を第1図と第3図を用いて詳細
に説明する。
に説明する。
ここで、第1図は本発明の実施例の構成を示す回路
図、第2図は本発明の実施例の出力信号波形図、第3図
は本発明の実施例が負荷と接続された全体構成を示すブ
ロツク図、第4図は本発明の遅延回路の定数設定範囲を
示すグラフ、第5図,第6図,第7図は本発明の他の実
施例の構成を示す回路図、第8図は従来例の構成を示す
回路図である。
図、第2図は本発明の実施例の出力信号波形図、第3図
は本発明の実施例が負荷と接続された全体構成を示すブ
ロツク図、第4図は本発明の遅延回路の定数設定範囲を
示すグラフ、第5図,第6図,第7図は本発明の他の実
施例の構成を示す回路図、第8図は従来例の構成を示す
回路図である。
第3図に示すように、本発明の実施例では、熱線1を
含む熱線制御回路2の出力端子に電圧−周波数変換回路
3が接続されている。
含む熱線制御回路2の出力端子に電圧−周波数変換回路
3が接続されている。
この電圧−周波数変換回路3の出力端子には遅延回路
4が接続されており、遅延回路4の出力端子が出力トラ
ンジスタ回路を構成することなく、直接出力信号端子と
なる。
4が接続されており、遅延回路4の出力端子が出力トラ
ンジスタ回路を構成することなく、直接出力信号端子と
なる。
このようにして、熱線制御回路2,電圧−周波数変換回
路3,遅延回路4で、熱線式空気流量計5が構成され、こ
の熱線式空気流量計5が負荷6に接続されて使用され
る。
路3,遅延回路4で、熱線式空気流量計5が構成され、こ
の熱線式空気流量計5が負荷6に接続されて使用され
る。
ここで負荷6は、例えばマイクロコンピユータを使用
したエンジン制御回路であり、RLは負荷抵抗、CLは負荷
コンデンサ、Lはエンジン制御回路内部のロジツク回路
である。
したエンジン制御回路であり、RLは負荷抵抗、CLは負荷
コンデンサ、Lはエンジン制御回路内部のロジツク回路
である。
前述の熱線制御回路2は第1図に示すような構成を有
し、トランジスタ7のコレクタにバイアス電圧VBが印加
され、トランジスタ7のエミツタは熱線1の一端に接続
され、この熱線1の他端が抵抗R1を介してアースされて
いる。
し、トランジスタ7のコレクタにバイアス電圧VBが印加
され、トランジスタ7のエミツタは熱線1の一端に接続
され、この熱線1の他端が抵抗R1を介してアースされて
いる。
また、熱線1の両端間に、抵抗R2と抵抗R3とが互いに
直列に接続され、抵抗R2と抵抗R3との接続点が、差動増
幅器A1の反転入力端子に接続され、差動増幅器A1の出力
端子は、トランジスタ7のベースに接続されている。
直列に接続され、抵抗R2と抵抗R3との接続点が、差動増
幅器A1の反転入力端子に接続され、差動増幅器A1の出力
端子は、トランジスタ7のベースに接続されている。
さらに、抵抗R3の抵抗R1との接続点が、差動増幅器A2
の非反転入力端子に接続され、差動増幅器A2の反転入力
端子は抵抗R7を介してアースされ、差動増幅器A2の反転
入力端子と出力端子間に、空気温度を検出する補償線8
が接続され、差動増幅器A2の出力端子は差動増幅器A1の
非反転入力端子に接続されている。
の非反転入力端子に接続され、差動増幅器A2の反転入力
端子は抵抗R7を介してアースされ、差動増幅器A2の反転
入力端子と出力端子間に、空気温度を検出する補償線8
が接続され、差動増幅器A2の出力端子は差動増幅器A1の
非反転入力端子に接続されている。
そして、差動増幅器A2の非反転入力端子が、熱線制御
回路2の出力端子T1となつている。
回路2の出力端子T1となつている。
同様にして、電圧−周波数変換回路3は、第1図に示
すように熱線制御回路2の出力端子T1に接続されて構成
され、出力端子T1とアース間に抵抗R101と抵抗102とが
互いに直列に接続され、抵抗R101と抵抗R102との接続点
が、差動増幅器A3の非反転入力端子に接続され、差動増
幅器A3の反転入力端子と出力端子T1間に、抵抗R103が接
続されている。
すように熱線制御回路2の出力端子T1に接続されて構成
され、出力端子T1とアース間に抵抗R101と抵抗102とが
互いに直列に接続され、抵抗R101と抵抗R102との接続点
が、差動増幅器A3の非反転入力端子に接続され、差動増
幅器A3の反転入力端子と出力端子T1間に、抵抗R103が接
続されている。
また、差動増幅器A3の出力端子と反転入力端子間にコ
ンデンサCIが接続され、差動増幅器A3の反転入力端子と
反転器D2の出力端子間に、抵抗R104が接続されている。
ンデンサCIが接続され、差動増幅器A3の反転入力端子と
反転器D2の出力端子間に、抵抗R104が接続されている。
そして、反転器D2の非反転入力端子に電圧1/2Veが印
加され、反転器D2の反転入力端子は抵抗R107を介して、
比較器D1の非反転入力端子に接続され、比較器D1の非反
転入力端子は抵抗R106を介してアースされている。
加され、反転器D2の反転入力端子は抵抗R107を介して、
比較器D1の非反転入力端子に接続され、比較器D1の非反
転入力端子は抵抗R106を介してアースされている。
さらに、比較器D1の非反転入力端子には、抵抗R105を
介して電圧Veが印加され、反転器D2の反転入力端子には
抵抗R108を介して電圧Veが印加されている。
介して電圧Veが印加され、反転器D2の反転入力端子には
抵抗R108を介して電圧Veが印加されている。
そして、差動増幅器A3の出力端子が比較器D1の反転入
力端子に接続され、比較器D1の出力端子が電圧−周波数
変換回路3の出力端子T2となつている。
力端子に接続され、比較器D1の出力端子が電圧−周波数
変換回路3の出力端子T2となつている。
この出力端子T2に接続される遅延回路4は、出力端子
T2にトランジスタ9のベースが接続され、トランジスタ
9のコレクタに抵抗R201を介して電圧Veが印加されてお
り、トランジスタ9のエミツタはアースされている。
T2にトランジスタ9のベースが接続され、トランジスタ
9のコレクタに抵抗R201を介して電圧Veが印加されてお
り、トランジスタ9のエミツタはアースされている。
そして、抵抗R201とトランジスタ9のコレクタの接続
点に、トランジスタ10のコレクタとベース,トランジス
タ11のベースが共に接続されている。
点に、トランジスタ10のコレクタとベース,トランジス
タ11のベースが共に接続されている。
さらに、トランジスタ10のエミツタとトランジスタ11
のエミツタがアースされ、トランジスタ11のコレクタ
が、遅延回路4の出力端子T3となつている。
のエミツタがアースされ、トランジスタ11のコレクタ
が、遅延回路4の出力端子T3となつている。
このような構成の本発明の実施例について、その動作
を次に説明する。
を次に説明する。
熱線制御回路2の熱線1は、正の温度係数を有する抵
抗体で形成されており、吸入空気流量に応じて熱伝達現
象により温度が変化し、このために抵抗値が吸入空気流
量に応じて変化する。
抗体で形成されており、吸入空気流量に応じて熱伝達現
象により温度が変化し、このために抵抗値が吸入空気流
量に応じて変化する。
そこで、熱線制御回路2では熱線1の温度変化を補償
するのに必要な加熱電流を検出し、この加熱電流に対応
する空気流量に応じたアナログ電圧信号Vaを出力する。
するのに必要な加熱電流を検出し、この加熱電流に対応
する空気流量に応じたアナログ電圧信号Vaを出力する。
第1図において、熱線1の抵抗値をRH、補償線8の抵
抗値をRc、抵抗R1,R2,R3及びR7の抵抗値を、そのままR
1,R2,R3およびR7とすると、この場合(1)式が成立す
るように熱線1が制御される。
抗値をRc、抵抗R1,R2,R3及びR7の抵抗値を、そのままR
1,R2,R3およびR7とすると、この場合(1)式が成立す
るように熱線1が制御される。
一方、熱線電流をIh、空気流量をQ、熱線温度をTh、
空気温度Ta,A,B,mを定数として、熱線1の抵抗値RHと空
気流量Qの間には、(2)式の関係がある。
空気温度Ta,A,B,mを定数として、熱線1の抵抗値RHと空
気流量Qの間には、(2)式の関係がある。
(2)式から熱線Iの電流Ihを抵抗R1で検出して得ら
れるアナログ電圧信号Vaが、空気流量Qに対応した信号
となることが明らかである。
れるアナログ電圧信号Vaが、空気流量Qに対応した信号
となることが明らかである。
電圧−周波数変換回路3に入力されたアナログ電圧信
号Vaに基づいて、次式で与えられる電流がコンデンサCI
と差動増幅器A3とで積分される。
号Vaに基づいて、次式で与えられる電流がコンデンサCI
と差動増幅器A3とで積分される。
コンデンサCIと差動増幅器A3とで得られる積分値が、
比較器D1で検出されて比較器D1の出力信号が、反転器D2
の反転入力端子に与えられて、反転器D2が制御される。
比較器D1で検出されて比較器D1の出力信号が、反転器D2
の反転入力端子に与えられて、反転器D2が制御される。
この反転器D2の出力信号によつて、差動増幅器A3の積
分出力信号の傾斜が制御される。
分出力信号の傾斜が制御される。
このようにして、アナログ電圧信号Vaがパルス電圧信
号fに変換される。
号fに変換される。
この場合、パルス電圧信号fは、比較器D1のヒステリ
シス電圧をΔV,R=103=2×R104, として、次式で与えられる。
シス電圧をΔV,R=103=2×R104, として、次式で与えられる。
(4)式で与えられるパルス電圧信号fが、遅延回路
4の入力端子に与えられ、遅延回路4の出力端子T3に、
アナログ電圧信号Vaに対応したパルス電圧信号Voが得ら
れる。
4の入力端子に与えられ、遅延回路4の出力端子T3に、
アナログ電圧信号Vaに対応したパルス電圧信号Voが得ら
れる。
このパルス電圧信号Voの波形は、第2図に実線で示す
ようになり、波形の立上りFの時定数trは、tr=RL・CL
となる。
ようになり、波形の立上りFの時定数trは、tr=RL・CL
となる。
第2図に点線で示すのは、遅延回路4で定電流回路
(トランジスタ10,11、抵抗R201、電圧Ve)を取り除
き、スイツチング用トランジスタ9のコレクタがそのま
ま出力T3となるときのパルス電圧信号の波形である。こ
の場合の波形の立下りBの時定数tfは、tf≒0となり、
立ち下りBは極めて急峻となる。
(トランジスタ10,11、抵抗R201、電圧Ve)を取り除
き、スイツチング用トランジスタ9のコレクタがそのま
ま出力T3となるときのパルス電圧信号の波形である。こ
の場合の波形の立下りBの時定数tfは、tf≒0となり、
立ち下りBは極めて急峻となる。
この急峻な立下りBが、立下りをなだらかにするため
の専用のコンデンサを付加することなく、簡単な定電流
回路を利用することによつて、第2図に実線で示すよう
になだらかな波形となる。
の専用のコンデンサを付加することなく、簡単な定電流
回路を利用することによつて、第2図に実線で示すよう
になだらかな波形となる。
トランジスタ11のコクレタ電流の値をIoとすると、立
下り時定数tfは、 となる。
下り時定数tfは、 となる。
また、第1図に示した遅延回路内に使われる定電流回
路(例えばカレントミラー)は、モノリシツクIC内部で
構成することができるため、全ての遅延回路をモノリシ
ツクIC内部で構成できるという効果がある。
路(例えばカレントミラー)は、モノリシツクIC内部で
構成することができるため、全ての遅延回路をモノリシ
ツクIC内部で構成できるという効果がある。
さらに、従来例に使われていた出力トランジスタ回路
を付加せずに全回路を構成することができ、遅延回路内
にコンデンサを付加することなく信号を遅延させること
ができるため、部品数を大幅に削減できる。
を付加せずに全回路を構成することができ、遅延回路内
にコンデンサを付加することなく信号を遅延させること
ができるため、部品数を大幅に削減できる。
一般に、衝撃性信号波において波形の立下り部分が急
峻となり波形が狭くなると、スペクトラムが高調波方向
に広がることが知られている。
峻となり波形が狭くなると、スペクトラムが高調波方向
に広がることが知られている。
従つて、第2図に点線で示した波形では、パルス電圧
信号中の高調波が外部機器特に車載用ラジオにノイズと
して放出されて悪影響と及ぼす。
信号中の高調波が外部機器特に車載用ラジオにノイズと
して放出されて悪影響と及ぼす。
しかし、定電流回路で構成された遅延回路4を使用す
ることによつて、パルス電圧信号の波形は第2図に実線
で示すようになり、立下りがゆるやかになつて高調波成
分が少なくなり、外部機器特に車載用ラジオにノイズと
して放出されて悪影響を及ぼすことが大幅に低減され
る。
ることによつて、パルス電圧信号の波形は第2図に実線
で示すようになり、立下りがゆるやかになつて高調波成
分が少なくなり、外部機器特に車載用ラジオにノイズと
して放出されて悪影響を及ぼすことが大幅に低減され
る。
前述したように定電流回路によつて構成された遅延回
路4によつて、パルス電圧信号の立下りがゆるやかにな
るのは、コンデンサCLの放電電流が定電流回路によつて
制限されるためである。
路4によつて、パルス電圧信号の立下りがゆるやかにな
るのは、コンデンサCLの放電電流が定電流回路によつて
制限されるためである。
実測によると、外部へ高調波を放出しないために遅延
回路4に要求される遅延時間は、2μsec以上であり、
周波数2KHz〜10KHzのパルス電圧信号に対して、遅延回
路4の遅延時間を2μsec以上にすることにより、外部
機器へのノイズの放出の悪影響は認められない。
回路4に要求される遅延時間は、2μsec以上であり、
周波数2KHz〜10KHzのパルス電圧信号に対して、遅延回
路4の遅延時間を2μsec以上にすることにより、外部
機器へのノイズの放出の悪影響は認められない。
また、最大周波数は10KHzであるから、遅延時間は25
μsec以下にしなければならない。
μsec以下にしなければならない。
第4図において斜線で囲んだ領域は、立上りと立下り
の時定数が共に、2〜25μsecになるようにするため
の、コンデンサCLとトランジスタ11のコレクタ電流の関
係を表したものである。
の時定数が共に、2〜25μsecになるようにするため
の、コンデンサCLとトランジスタ11のコレクタ電流の関
係を表したものである。
点線L1は電圧Vcと抵抗RLによつて決まるトランジスタ
11のコレクタ電流Ioの最小電流であり、この最小電流Im
inとすると、Iminは第5式で表すことができる。
11のコレクタ電流Ioの最小電流であり、この最小電流Im
inとすると、Iminは第5式で表すことができる。
Imin=Vc/RL ……(5) また、立上り時定数trはコンデンサCLと抵抗RLで定ま
る定数であり、抵抗RLを一定と考えた場合、立上り時定
数の最小値をtrlow、最大値をtrhigh、その時のコンデ
ンサCLの値をそれぞれCmin,Cmaxとすると、第4図中の
2点鎖線L2であるtrlow、1点鎖線L3であるtrhighは第
6式,第7式で表せる。
る定数であり、抵抗RLを一定と考えた場合、立上り時定
数の最小値をtrlow、最大値をtrhigh、その時のコンデ
ンサCLの値をそれぞれCmin,Cmaxとすると、第4図中の
2点鎖線L2であるtrlow、1点鎖線L3であるtrhighは第
6式,第7式で表せる。
trlow=CminRL ……(6) trhigh=CmaxRL ……(7) さらに立下り時定数tfはコンデンサCLとトランジスタ
11のコレクタ電流Ioと電圧Vcで定まる定数であり、立下
り時定数の最小値をtflow、最大値をtfhighとすると、
第4図中の細実線L4であるとtflow、細2重線L5であるt
fhighは第8式,第9式で表せる。
11のコレクタ電流Ioと電圧Vcで定まる定数であり、立下
り時定数の最小値をtflow、最大値をtfhighとすると、
第4図中の細実線L4であるとtflow、細2重線L5であるt
fhighは第8式,第9式で表せる。
以上第5式〜第9式によつて表されたL1,L2,L3,L4,L5
の5本の線で囲まれた範囲に、コンデンサCLと電流Ioを
定めればよい。
の5本の線で囲まれた範囲に、コンデンサCLと電流Ioを
定めればよい。
上記により回路定数を定めることによつて、立上り立
下りとも適正な時定数にすることができる。
下りとも適正な時定数にすることができる。
本発明の他の実施例を第5図に示す。
この実施例では遅延回路4の出力端子T3と出力信号端
子T4の間にノイズ除去用貫通形コンデンサが接続されて
いる。
子T4の間にノイズ除去用貫通形コンデンサが接続されて
いる。
貫通形コンデンサは一般に、信号ラインの入出力端子
に接続され、高周波ノイズの除去用として使われてい
る。
に接続され、高周波ノイズの除去用として使われてい
る。
本発明ではこの貫通形コンデンサを高周波ノイズ除去
の目的以外に、パルス電圧信号の遅延用としても使うも
のである。
の目的以外に、パルス電圧信号の遅延用としても使うも
のである。
このパルス電圧信号Voの立上り立下り時定数tr,tfは
第10式,第11式で表される。
第10式,第11式で表される。
tr=(CK+CL)RL ……(10) つまり、本発明では貫通形コンデンサを従来のノイズ
除去の目的として使用する外に、パルス電圧信号の遅延
用のコンデンサとしても使うことができる。
除去の目的として使用する外に、パルス電圧信号の遅延
用のコンデンサとしても使うことができる。
本発明の他の実施例を第6図により説明する。
この実施例では遅延回路4の出力端子T3と出力信号端
子T4の間に、コンデンサCoと貫通形コンデンサCKが並列
に接続されている。
子T4の間に、コンデンサCoと貫通形コンデンサCKが並列
に接続されている。
貫通形コンデナは材料と構造的な問題から、一般的な
コンデンサに比べその容量ばらつきが大きい。
コンデンサに比べその容量ばらつきが大きい。
本発明ではこの貫通形コンデンサと容量ばらつきの小
さいコンデンサを並列に接続して、高周波ノイズ除去と
パルス電圧信号の遅延用として使うものである。
さいコンデンサを並列に接続して、高周波ノイズ除去と
パルス電圧信号の遅延用として使うものである。
このパルス電圧信号Voの立上り立下り時定数tr,tfは
第12式,第13式で表される。
第12式,第13式で表される。
tr=(Co+CK+CL)RL ……(12) つまり、本発明では貫通形コンデンサと一般的なコン
デンサを並列に接続することにより、貫通形コンデンサ
のばらつきによる立上り立下り時定数tr,tfのばらつき
を小さく抑え、高温(140℃)状態や低温(−40℃)状
態でも立上り立下り時定数を2〜25μsecの適正値にす
ることができる。
デンサを並列に接続することにより、貫通形コンデンサ
のばらつきによる立上り立下り時定数tr,tfのばらつき
を小さく抑え、高温(140℃)状態や低温(−40℃)状
態でも立上り立下り時定数を2〜25μsecの適正値にす
ることができる。
本発明の他の実施例を第7図により説明する。本実施
例の遅延回路4は、電圧−周波数変換回路3の出力端子
T2にトランジスタ9のベースが接続され、トランジスタ
9のコレクタにトランジスタ13のコレクタが接続されて
いる。
例の遅延回路4は、電圧−周波数変換回路3の出力端子
T2にトランジスタ9のベースが接続され、トランジスタ
9のコレクタにトランジスタ13のコレクタが接続されて
いる。
そして、トランジスタ13のエミツタとトランジスタ12
のエミツタが電圧Veに接続されており、トランジスタ13
のベースはトランジスタ12のベースとコレクタに接続さ
れ、抵抗R202と抵抗R203を通してアースされている。
のエミツタが電圧Veに接続されており、トランジスタ13
のベースはトランジスタ12のベースとコレクタに接続さ
れ、抵抗R202と抵抗R203を通してアースされている。
さらに、抵抗R202と抵抗R203の接続点にツエナーダイ
オード15のアノードが接続され、ツエナーダイオード15
のカソードは電圧Veに接続されている。
オード15のアノードが接続され、ツエナーダイオード15
のカソードは電圧Veに接続されている。
また、トランジスタ9のコクレタはトランジスタ10の
コレクタとトランジスタ14のベースにも接続されてお
り、トランジスタ10のエミツタはアースされている。
コレクタとトランジスタ14のベースにも接続されてお
り、トランジスタ10のエミツタはアースされている。
そして、トランジスタ14のエミツタはトランジスタ10
とトランジスタ16のベースに接続されており、トランジ
スタ14のコレクタは電圧Veに、トランジスタ16のエミツ
タはアースされている。
とトランジスタ16のベースに接続されており、トランジ
スタ14のコレクタは電圧Veに、トランジスタ16のエミツ
タはアースされている。
トランジスタ16のエミツタ面積はn倍されている。さ
らに、トランジスタ16のコレクタがコンデンサCoに接続
され、コンデンサCoの他端がアースされており、このト
ランジスタ16のコレクタが遅延回路4の出力端子T3とな
つている。
らに、トランジスタ16のコレクタがコンデンサCoに接続
され、コンデンサCoの他端がアースされており、このト
ランジスタ16のコレクタが遅延回路4の出力端子T3とな
つている。
本実施例の動作を簡単に説明する。
トランジスタ12のエミツタと抵抗R202と抵抗R203の接
続点にツエナーダイオード15が接続されており、定電圧
に抑えられているため電圧Veが変動してもトランジスタ
12のコレクタ電流は変動せず、一定の電流を流す。その
ためトランジスタ13のコレクタ電流も電圧Veの変動の影
響を受けず、トランジスタ12と同じ値の電流が流れる。
トランジスタ10とトランジスタ16のエミツタ面積比は、
1:n(例えばn=10)にしてある。
続点にツエナーダイオード15が接続されており、定電圧
に抑えられているため電圧Veが変動してもトランジスタ
12のコレクタ電流は変動せず、一定の電流を流す。その
ためトランジスタ13のコレクタ電流も電圧Veの変動の影
響を受けず、トランジスタ12と同じ値の電流が流れる。
トランジスタ10とトランジスタ16のエミツタ面積比は、
1:n(例えばn=10)にしてある。
従つて、トランジスタ16のコレクタ電流Ioはトランジ
スタ10のコレクタ電流のn倍の電流が流れる。
スタ10のコレクタ電流のn倍の電流が流れる。
パルス電圧信号は前述したように第12式,第13式によ
つて立上り立下りが遅延される。
つて立上り立下りが遅延される。
よつて、本実施例では電圧Veが変動しても(例えばバ
ツテリー電圧が低下した時)、トランジスタ16のコレク
タ電流である出力電流Ioが変動しないため、パルス電圧
信号の立下り時定数は変動しない。
ツテリー電圧が低下した時)、トランジスタ16のコレク
タ電流である出力電流Ioが変動しないため、パルス電圧
信号の立下り時定数は変動しない。
つまり、電圧Veの影響を受けずにパルの電圧信号の立
下り時定数を適正値にすることができる。
下り時定数を適正値にすることができる。
さらに、トランジスタ10とトランジスタ16のエミツタ
面積比を1:nにしてあるため、トランジスタ16のベース
電流が増大し、トランジスタ10のコレクタとベースをシ
ヨートした回路では、トランジスタ10とトランジスタ16
のコレクタ電流の比の誤差が大きくなる。これをさける
ために、トランジスタ14によつてトランジスタ10とトラ
ンジスタ16のベース電流を供給している。
面積比を1:nにしてあるため、トランジスタ16のベース
電流が増大し、トランジスタ10のコレクタとベースをシ
ヨートした回路では、トランジスタ10とトランジスタ16
のコレクタ電流の比の誤差が大きくなる。これをさける
ために、トランジスタ14によつてトランジスタ10とトラ
ンジスタ16のベース電流を供給している。
以上のような回路構成にすることによつて、モノリシ
ツクIC内部に流れる電流を抑えることができ、発熱量を
小さくすることで、トランジスタ16のコレクタ電流の変
動を小さく抑えることができる。そのためパルス電圧信
号の立下り時定数の変動を小さく抑えることができる。
ツクIC内部に流れる電流を抑えることができ、発熱量を
小さくすることで、トランジスタ16のコレクタ電流の変
動を小さく抑えることができる。そのためパルス電圧信
号の立下り時定数の変動を小さく抑えることができる。
〔発明の効果〕 本発明は、以上説明したように、定電流回路で遅延回
路を構成しているため、部品数が少なく、且つ安価であ
り、外部機器への放出ノイズの悪影響が認められないパ
ルス電圧信号出力方式の熱式空気流量計を提供すること
ができる。
路を構成しているため、部品数が少なく、且つ安価であ
り、外部機器への放出ノイズの悪影響が認められないパ
ルス電圧信号出力方式の熱式空気流量計を提供すること
ができる。
第1図は本発明の実施例の構成を示す回路図、第2図は
本発明の実施例の出力信号波形図、第3図は本発明の実
施例が負荷と接続された全体構成を示すブロツク図、第
4図はパルス電圧信号を適正に遅延させるため、出力T3
に接続されたコンデンサ容量と、出力電流の範囲を示し
た図、第5図,第6図,第7図はその他の実施例の構成
を示す回路図、第8図は従来例の構成を示す回路図であ
る。 1……熱線、2……熱線制御回路、3……電圧−周波数
変換回路、4……遅延回路、5……熱線式空気流量計、
6……負荷、7……トランジスタ、8……補償線、9,1
0,11……トランジスタ、12,13,14,16……トランジス
タ、15……ツエナーダイオード、A1,A2,A3……差動増幅
器、D1……比較器、D2……反転器、CI,CO,CK,CL……
コンデンサ、VB……電源電圧、Ve……基準電圧、Vc……
エンジン制御回路電圧。
本発明の実施例の出力信号波形図、第3図は本発明の実
施例が負荷と接続された全体構成を示すブロツク図、第
4図はパルス電圧信号を適正に遅延させるため、出力T3
に接続されたコンデンサ容量と、出力電流の範囲を示し
た図、第5図,第6図,第7図はその他の実施例の構成
を示す回路図、第8図は従来例の構成を示す回路図であ
る。 1……熱線、2……熱線制御回路、3……電圧−周波数
変換回路、4……遅延回路、5……熱線式空気流量計、
6……負荷、7……トランジスタ、8……補償線、9,1
0,11……トランジスタ、12,13,14,16……トランジス
タ、15……ツエナーダイオード、A1,A2,A3……差動増幅
器、D1……比較器、D2……反転器、CI,CO,CK,CL……
コンデンサ、VB……電源電圧、Ve……基準電圧、Vc……
エンジン制御回路電圧。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 鈴木 政善 茨城県勝田市大字高場2520番地 株式会 社日立製作所佐和工場内 (56)参考文献 特開 昭64−35218(JP,A) 特開 昭64−49415(JP,A) 特開 平1−279624(JP,A) 特開 平1−220513(JP,A) 実開 昭63−169716(JP,U) (58)調査した分野(Int.Cl.6,DB名) G01F 1/68 F02D 41/18 F02D 45/00
Claims (1)
- 【請求項1】流量が測定される空気に熱を伝達する抵抗
体と、 前記抵抗体の温度変化を補償する加熱電流をパルス電圧
信号に変換する変換手段と、 を備えた熱式空気流量計において、 カレントミラー回路を含んだICで構成され、外部へ出力
される電流を制限し、入力された前記パルス電圧信号の
立ち下がり波形を、前記立ち下がり波形に始めと終わり
で接する下に凸のならだかな波形にして出力する電流制
限手段と、 前記電流制限手段より出力側に設けられ片端を接地した
通貫コンデンサと汎用コンデンサと、 を備えたことを特徴とする熱式空気流量計。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2076888A JP2865785B2 (ja) | 1990-03-28 | 1990-03-28 | 熱式空気流量計 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2076888A JP2865785B2 (ja) | 1990-03-28 | 1990-03-28 | 熱式空気流量計 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH03277923A JPH03277923A (ja) | 1991-12-09 |
JP2865785B2 true JP2865785B2 (ja) | 1999-03-08 |
Family
ID=13618178
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2076888A Expired - Fee Related JP2865785B2 (ja) | 1990-03-28 | 1990-03-28 | 熱式空気流量計 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2865785B2 (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE102016109071A1 (de) | 2015-06-02 | 2016-12-08 | Denso Corporation | Flussmessvorrichtung |
-
1990
- 1990-03-28 JP JP2076888A patent/JP2865785B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE102016109071A1 (de) | 2015-06-02 | 2016-12-08 | Denso Corporation | Flussmessvorrichtung |
US9976888B2 (en) | 2015-06-02 | 2018-05-22 | Denso Corporation | Flow measuring device |
DE102016109071B4 (de) | 2015-06-02 | 2022-03-31 | Denso Corporation | Flussmessvorrichtung |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH03277923A (ja) | 1991-12-09 |
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