JP3265783B2 - 電圧−周波数変換回路 - Google Patents
電圧−周波数変換回路Info
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- JP3265783B2 JP3265783B2 JP34344793A JP34344793A JP3265783B2 JP 3265783 B2 JP3265783 B2 JP 3265783B2 JP 34344793 A JP34344793 A JP 34344793A JP 34344793 A JP34344793 A JP 34344793A JP 3265783 B2 JP3265783 B2 JP 3265783B2
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- Details Of Flowmeters (AREA)
- Measuring Volume Flow (AREA)
- Transmission And Conversion Of Sensor Element Output (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は電圧−周波数変換回路に
関し、特にコンパレータを使用した電圧−周波数変換回
路に関する。
関し、特にコンパレータを使用した電圧−周波数変換回
路に関する。
【０００２】
【従来の技術】車両エンジンの吸入空気量の検出に熱線
式空気流量計が使用されており、これは熱線を一定温度
に保つための加熱電流が、空気の質量流量に応じて増減
することを利用したもので、上記加熱電流を電圧信号と
して取り出している。ところで、近年のエンジン制御の
コンピュータ化に伴い、上記空気流量計の出力を、処理
が容易でノイズにも強いデジタル信号で得たいという要
請があり、例えば特開昭６４−３５２１８号公報には、
流量計の電圧信号をこれに応じた周波数信号に変換する
電圧−周波数変換回路を付設して、デジタル出力化を図
ったものが示されている。
式空気流量計が使用されており、これは熱線を一定温度
に保つための加熱電流が、空気の質量流量に応じて増減
することを利用したもので、上記加熱電流を電圧信号と
して取り出している。ところで、近年のエンジン制御の
コンピュータ化に伴い、上記空気流量計の出力を、処理
が容易でノイズにも強いデジタル信号で得たいという要
請があり、例えば特開昭６４−３５２１８号公報には、
流量計の電圧信号をこれに応じた周波数信号に変換する
電圧−周波数変換回路を付設して、デジタル出力化を図
ったものが示されている。
【０００３】この場合の電圧−周波数変換回路は図６に
示す如きもので、反転入力端子と出力端子間をコンデン
サＣ１で結んだ演算増幅器（オペアンプ）Ａ１により構
成される積分回路１と、比較出力Ｖ３により上記コンデ
ンサＣ１への充放電を切り換えて積分出力Ｖ２の傾斜を
正逆転せしめる、オープンコレクタ出力のコンパレータ
Ｂ１により構成される第１の比較回路２と、上記積分出
力Ｖ２を所定のヒステリシスを有してスレッショールド
電圧Ｖｔｈと比較する、オープンコレクタ出力のコンパ
レータＢ２により構成される第２の比較回路３とより構
成されている。電圧信号は抵抗Ｒ１を介して上記オペア
ンプの反転入力端子に入力するとともに、抵抗Ｒ２，Ｒ
３で分圧されてオペアンプの非反転入力端子に入力して
いる。ここでＲ２＝Ｒ３とすると、抵抗Ｒ１を流れる電
流ｉは次式で表される。 ｉ＝Ｖ１（１−Ｒ３／（Ｒ２＋Ｒ３））／Ｒ１ ＝Ｖ１／２Ｒ１……
示す如きもので、反転入力端子と出力端子間をコンデン
サＣ１で結んだ演算増幅器（オペアンプ）Ａ１により構
成される積分回路１と、比較出力Ｖ３により上記コンデ
ンサＣ１への充放電を切り換えて積分出力Ｖ２の傾斜を
正逆転せしめる、オープンコレクタ出力のコンパレータ
Ｂ１により構成される第１の比較回路２と、上記積分出
力Ｖ２を所定のヒステリシスを有してスレッショールド
電圧Ｖｔｈと比較する、オープンコレクタ出力のコンパ
レータＢ２により構成される第２の比較回路３とより構
成されている。電圧信号は抵抗Ｒ１を介して上記オペア
ンプの反転入力端子に入力するとともに、抵抗Ｒ２，Ｒ
３で分圧されてオペアンプの非反転入力端子に入力して
いる。ここでＲ２＝Ｒ３とすると、抵抗Ｒ１を流れる電
流ｉは次式で表される。 ｉ＝Ｖ１（１−Ｒ３／（Ｒ２＋Ｒ３））／Ｒ１ ＝Ｖ１／２Ｒ１……
【０００４】コンパレータＢ１の比較出力Ｖ３はアース
電位ないしハイインピーダンスであり、抵抗Ｒ８を介し
てオペアンプの反転入力端子に入力している。Ｒ８＝Ｒ
１／２に設定しておくと、比較出力Ｖ３がアース電位で
ある場合には、上記コンデンサＣ１を、電流ｉと同じ大
きさの電流がオペアンプの出力端子側から反転入力端子
側へ流れ、この結果、積分出力Ｖ２は一定の傾きで増大
する（図７の（２）、（４））。比較出力Ｖ３がハイイ
ンピーダンスである場合には、コンデンサＣ１を、電流
ｉが反転入力端子側より出力端子側へ流れて、積分出力
Ｖ２は一定の傾きで減少する。
電位ないしハイインピーダンスであり、抵抗Ｒ８を介し
てオペアンプの反転入力端子に入力している。Ｒ８＝Ｒ
１／２に設定しておくと、比較出力Ｖ３がアース電位で
ある場合には、上記コンデンサＣ１を、電流ｉと同じ大
きさの電流がオペアンプの出力端子側から反転入力端子
側へ流れ、この結果、積分出力Ｖ２は一定の傾きで増大
する（図７の（２）、（４））。比較出力Ｖ３がハイイ
ンピーダンスである場合には、コンデンサＣ１を、電流
ｉが反転入力端子側より出力端子側へ流れて、積分出力
Ｖ２は一定の傾きで減少する。
【０００５】上記積分出力Ｖ２はコンパレータＢ２の反
転入力端子に入力している。コンパレータＢ２の非反転
入力端子には電源との間に抵抗Ｒ４が接続されるととも
に、アースとの間に抵抗Ｒ５が接続されている。また、
電源と一方の出力端子の間には抵抗Ｒ７が、出力端子と
非反転入力端子の間には抵抗Ｒ６が接続されている。こ
れら抵抗Ｒ４〜Ｒ７はヒステリシスを付与する抵抗回路
網を構成しており、スレッショールド電圧Ｖｔｈは、コ
ンパレータの比較出力Ｖｏがハイインピーダンスの時に
高くなり（図７の（１）、（３））、アース電位の時に
低くなる。そのヒステリシスはΔＶである。
転入力端子に入力している。コンパレータＢ２の非反転
入力端子には電源との間に抵抗Ｒ４が接続されるととも
に、アースとの間に抵抗Ｒ５が接続されている。また、
電源と一方の出力端子の間には抵抗Ｒ７が、出力端子と
非反転入力端子の間には抵抗Ｒ６が接続されている。こ
れら抵抗Ｒ４〜Ｒ７はヒステリシスを付与する抵抗回路
網を構成しており、スレッショールド電圧Ｖｔｈは、コ
ンパレータの比較出力Ｖｏがハイインピーダンスの時に
高くなり（図７の（１）、（３））、アース電位の時に
低くなる。そのヒステリシスはΔＶである。
【０００６】上記比較出力ＶｏはコンパレータＢ１の反
転入力端子に入力する。そして、非反転入力端子に入力
している、電源電圧を抵抗Ｒ９，Ｒ１０で分圧した定電
圧Ｖｒｅｆと比較されて、上記比較出力Ｖ３となる。
転入力端子に入力する。そして、非反転入力端子に入力
している、電源電圧を抵抗Ｒ９，Ｒ１０で分圧した定電
圧Ｖｒｅｆと比較されて、上記比較出力Ｖ３となる。
【０００７】周波数信号は、プルアップ抵抗ｒ１が接続
された上記コンパレータＢ２の他方の出力端子より出力
され、これは上記比較出力Ｖｏと同相である（図７の
（５）参照）。この周波数信号の周期は図７の（２）よ
り知られる如く、積分出力がヒステリシスΔＶの間を上
下する時間であり、周波数信号Ｆｏの周波数ｆはその逆
数として次式で得られ、電圧信号の大きさに比例した
ものになる。 ｆ＝Ｖ１／（４・Ｃ１・Ｒ１・ΔＶ）……
された上記コンパレータＢ２の他方の出力端子より出力
され、これは上記比較出力Ｖｏと同相である（図７の
（５）参照）。この周波数信号の周期は図７の（２）よ
り知られる如く、積分出力がヒステリシスΔＶの間を上
下する時間であり、周波数信号Ｆｏの周波数ｆはその逆
数として次式で得られ、電圧信号の大きさに比例した
ものになる。 ｆ＝Ｖ１／（４・Ｃ１・Ｒ１・ΔＶ）……
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】ところで、上記電圧−
周波数変換回路を既述の如く車両搭載の熱線式空気流量
計に使用した場合、エンジンルーム内に置かれた上記変
換回路の雰囲気温度は大きく変化する。上記変換回路を
構成するコンパレータＢ１，Ｂ２は例えば温度が高くな
るとその出力に遅れを生じることが知られており、図８
に示す如く、比較出力Ｖｏが定電圧Ｖｒｅｆを切る時点
に対して、比較出力Ｖ３の立ち下がりおよび立ち上がり
は、高温時にはｔ１の時間遅れを生じる。また、図９に
示す如く、積分出力Ｖ２がスレッショールド電圧Ｖｔｈ
を切る時点に対して、比較出力Ｖｏの立ち下がりおよび
立ち上がりは、高温時にはｔ２の時間遅れを生じる。こ
れらの遅れは、常温（２０℃）から高温（８０℃）にな
った場合、数μｓｅｃである。かかる時間遅れを生じる
と、時間遅れに応じて電圧−周波数変換回路の出力たる
周波数信号Ｆｏの周波数が変動し、正確なエンジン吸気
量の測定ができない。例えば上記数μｓｅｃの時間遅れ
は流量誤差では数１０％にもなるから、エンジン制御で
許容される流量誤差数％を実現するには、電圧−周波数
変換回路での時間遅れは１μｓｅｃ以下に抑える必要が
ある。本発明はかかる課題を解決するもので、極めて簡
単な回路変更により、温度変化によるコンパレータの時
間遅れや進みを補償して、周波数出力変動を小さく抑え
ることが可能な電圧−周波数変換回路を提供することを
目的とする。
周波数変換回路を既述の如く車両搭載の熱線式空気流量
計に使用した場合、エンジンルーム内に置かれた上記変
換回路の雰囲気温度は大きく変化する。上記変換回路を
構成するコンパレータＢ１，Ｂ２は例えば温度が高くな
るとその出力に遅れを生じることが知られており、図８
に示す如く、比較出力Ｖｏが定電圧Ｖｒｅｆを切る時点
に対して、比較出力Ｖ３の立ち下がりおよび立ち上がり
は、高温時にはｔ１の時間遅れを生じる。また、図９に
示す如く、積分出力Ｖ２がスレッショールド電圧Ｖｔｈ
を切る時点に対して、比較出力Ｖｏの立ち下がりおよび
立ち上がりは、高温時にはｔ２の時間遅れを生じる。こ
れらの遅れは、常温（２０℃）から高温（８０℃）にな
った場合、数μｓｅｃである。かかる時間遅れを生じる
と、時間遅れに応じて電圧−周波数変換回路の出力たる
周波数信号Ｆｏの周波数が変動し、正確なエンジン吸気
量の測定ができない。例えば上記数μｓｅｃの時間遅れ
は流量誤差では数１０％にもなるから、エンジン制御で
許容される流量誤差数％を実現するには、電圧−周波数
変換回路での時間遅れは１μｓｅｃ以下に抑える必要が
ある。本発明はかかる課題を解決するもので、極めて簡
単な回路変更により、温度変化によるコンパレータの時
間遅れや進みを補償して、周波数出力変動を小さく抑え
ることが可能な電圧−周波数変換回路を提供することを
目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明の構成を説明する
と、反転入力端子と出力端子間をコンデンサＣ１で結ん
だ演算増幅器Ａ１により構成される積分回路１と、比較
出力Ｖ３により上記コンデンサＣ１への充放電を切り換
えて積分出力Ｖ２の傾斜を正逆転せしめる、オープンコ
レクタ出力のコンパレータＢ１により構成される第１の
比較回路２と、上記積分出力Ｖ２を所定のヒステリシス
を有してスレッショールド電圧Ｖｔｈと比較する、オー
プンコレクタ出力のコンパレータＢ２により構成される
第２の比較回路３とを具備して、第２の比較回路３の比
較出力Ｖｏを上記第１の比較回路２の比較入力となし、
電圧信号Ｖ１を上記積分回路１の積分入力とするととも
に、上記第２の比較回路３の比較出力を周波数信号Ｆｏ
として得る電圧−周波数変換回路において、上記第２の
比較回路３にヒステリシスを付与する抵抗回路網Ｒ４〜
Ｒ７に、温度上昇に伴ってその容量が小さくなるコンデ
ンサＣ２を設けたものである。
と、反転入力端子と出力端子間をコンデンサＣ１で結ん
だ演算増幅器Ａ１により構成される積分回路１と、比較
出力Ｖ３により上記コンデンサＣ１への充放電を切り換
えて積分出力Ｖ２の傾斜を正逆転せしめる、オープンコ
レクタ出力のコンパレータＢ１により構成される第１の
比較回路２と、上記積分出力Ｖ２を所定のヒステリシス
を有してスレッショールド電圧Ｖｔｈと比較する、オー
プンコレクタ出力のコンパレータＢ２により構成される
第２の比較回路３とを具備して、第２の比較回路３の比
較出力Ｖｏを上記第１の比較回路２の比較入力となし、
電圧信号Ｖ１を上記積分回路１の積分入力とするととも
に、上記第２の比較回路３の比較出力を周波数信号Ｆｏ
として得る電圧−周波数変換回路において、上記第２の
比較回路３にヒステリシスを付与する抵抗回路網Ｒ４〜
Ｒ７に、温度上昇に伴ってその容量が小さくなるコンデ
ンサＣ２を設けたものである。
【００１０】
【作用】上記構成の電圧−周波数変換回路において、こ
のコンデンサＣ２の存在によって第２比較回路３の比較
出力Ｖｏはその波形の立ち上がりが緩やかになる。しか
して、かかる波形の比較出力Ｖｏが第１の比較回路２で
定電圧Ｖｒｅｆと比較されて比較出力Ｖ３となり、積分
回路１を作動せしめる。積分出力Ｖ２は、上記比較出力
Ｖｏと同形のスレッショールド電圧Ｖｔｈと第２の比較
回路３で比較され、上記比較出力Ｖｏ、すなわち周波数
信号Ｆｏが電圧信号Ｖ１に応じた周波数で出力される。
例えば高温になると上記コンデンサＣ１の容量は常温に
比べ小さくなり、これにより第２比較回路３の比較出力
Ｖｏはその波形の立ち上がりが急峻になる。高温状態で
は既述の如く、各比較回路２，３を構成するコンパレー
タＢ１，Ｂ２の比較出力Ｖｏ，Ｖ３に時間遅れを生じる
が、これらの時間遅れは比較出力Ｖｏの立ち上がりが急
峻になることにより補償され、周波数の変動を生じるこ
とはない。
のコンデンサＣ２の存在によって第２比較回路３の比較
出力Ｖｏはその波形の立ち上がりが緩やかになる。しか
して、かかる波形の比較出力Ｖｏが第１の比較回路２で
定電圧Ｖｒｅｆと比較されて比較出力Ｖ３となり、積分
回路１を作動せしめる。積分出力Ｖ２は、上記比較出力
Ｖｏと同形のスレッショールド電圧Ｖｔｈと第２の比較
回路３で比較され、上記比較出力Ｖｏ、すなわち周波数
信号Ｆｏが電圧信号Ｖ１に応じた周波数で出力される。
例えば高温になると上記コンデンサＣ１の容量は常温に
比べ小さくなり、これにより第２比較回路３の比較出力
Ｖｏはその波形の立ち上がりが急峻になる。高温状態で
は既述の如く、各比較回路２，３を構成するコンパレー
タＢ１，Ｂ２の比較出力Ｖｏ，Ｖ３に時間遅れを生じる
が、これらの時間遅れは比較出力Ｖｏの立ち上がりが急
峻になることにより補償され、周波数の変動を生じるこ
とはない。
【００１１】
【実施例１】図１に示す電圧−周波数変換回路の基本構
成は既に説明した従来例（図６）と同様であり、同一素
子には同一符号を付している。従来との相違点は、ヒス
テリシスを付与する抵抗Ｒ６，Ｒ７が接続されたコンパ
レータＢ２の一方の出力端子に、アースとの間にコンデ
ンサＣ２を接続したことである。このコンデンサＣ２は
温度が高くなると容量が小さくなる、容量変化率が負の
温度特性を有するもので、例えば半導体セラミックコン
デンサである。
成は既に説明した従来例（図６）と同様であり、同一素
子には同一符号を付している。従来との相違点は、ヒス
テリシスを付与する抵抗Ｒ６，Ｒ７が接続されたコンパ
レータＢ２の一方の出力端子に、アースとの間にコンデ
ンサＣ２を接続したことである。このコンデンサＣ２は
温度が高くなると容量が小さくなる、容量変化率が負の
温度特性を有するもので、例えば半導体セラミックコン
デンサである。
【００１２】上記構成の変換回路において、コンデンサ
Ｃ２の存在によってコンパレータＢ２の比較出力Ｖｏは
その立ち上がりが緩やかになる（図２（３））。この立
ち上がりの時定数はコンデンサＣ２の容量と抵抗の大き
さで決まる。上記比較出力ＶｏはコンパレータＢ１で定
電圧Ｖｒｅｆと比較され、比較出力Ｖ３が発せられる
（図２（４））。この比較出力Ｖ３によりコンデンサＣ
１の充電方向が切り換えられて、三角波状の積分出力Ｖ
２が発せられ（図２（２））、これがコンパレータＢ２
にて、上記比較出力Ｖｏと同形のスレッショールド電圧
Ｖｔｈ（図２（１））と比較されて上記比較出力Ｖｏお
よび周波数信号Ｆｏ（図２（５））となる。
Ｃ２の存在によってコンパレータＢ２の比較出力Ｖｏは
その立ち上がりが緩やかになる（図２（３））。この立
ち上がりの時定数はコンデンサＣ２の容量と抵抗の大き
さで決まる。上記比較出力ＶｏはコンパレータＢ１で定
電圧Ｖｒｅｆと比較され、比較出力Ｖ３が発せられる
（図２（４））。この比較出力Ｖ３によりコンデンサＣ
１の充電方向が切り換えられて、三角波状の積分出力Ｖ
２が発せられ（図２（２））、これがコンパレータＢ２
にて、上記比較出力Ｖｏと同形のスレッショールド電圧
Ｖｔｈ（図２（１））と比較されて上記比較出力Ｖｏお
よび周波数信号Ｆｏ（図２（５））となる。
【００１３】この状態で雰囲気温度が高温になると、上
記コンデンサＣ２の容量は小さくなり、これに伴ってコ
ンパレータＢ２の比較出力Ｖｏはその立ち上がりが急峻
になる（図３（２）の破線）。この高温状態では、コン
パレータＢ１に遅れ時間ｔ１を生じ、上記比較出力Ｖｏ
が定電圧Ｖｒｅｆと比較されて出力される比較出力Ｖ３
は、比較出力Ｖｏが定電圧Ｖｒｅｆを切る時点よりも時
間ｔ１だけ遅れる（図３（３））。また、コンパレータ
Ｂ２には遅れ時間ｔ２を生じているから、積分出力Ｖ２
がスレッショールド電圧Ｖｔｈと比較されて（図３
（１）破線）出力される上記比較出力Ｖｏは、積分出力
Ｖ２がスレッショールド電圧Ｖｔｈを切る時点よりも時
間ｔ２だけ遅れる。しかし、図より知られる如く、常温
時の比較出力Ｖｏ（すなわち周波数信号Ｆｏ）（図３
（２）の実線）と高温時の比較出力Ｖｏ（すなわち周波
数信号Ｆｏ）（図３（２）の破線）は波形が重なってお
り、同一周波数である。かくして、雰囲気温度が変化し
ても、周波数信号Ｆｏの周波数は変動しない。この効果
を図４に示す。これは２０℃での流量に対する周波数を
基準にして８０℃になった場合の周波数変化率を示した
グラフであり従来に比して変化率が十分小さくなってい
ることが分かる。例えば本実施例の電圧−周波数変換回
路を使用した空気流量計では、従来に比して流量誤差が
十分小さくなる。
記コンデンサＣ２の容量は小さくなり、これに伴ってコ
ンパレータＢ２の比較出力Ｖｏはその立ち上がりが急峻
になる（図３（２）の破線）。この高温状態では、コン
パレータＢ１に遅れ時間ｔ１を生じ、上記比較出力Ｖｏ
が定電圧Ｖｒｅｆと比較されて出力される比較出力Ｖ３
は、比較出力Ｖｏが定電圧Ｖｒｅｆを切る時点よりも時
間ｔ１だけ遅れる（図３（３））。また、コンパレータ
Ｂ２には遅れ時間ｔ２を生じているから、積分出力Ｖ２
がスレッショールド電圧Ｖｔｈと比較されて（図３
（１）破線）出力される上記比較出力Ｖｏは、積分出力
Ｖ２がスレッショールド電圧Ｖｔｈを切る時点よりも時
間ｔ２だけ遅れる。しかし、図より知られる如く、常温
時の比較出力Ｖｏ（すなわち周波数信号Ｆｏ）（図３
（２）の実線）と高温時の比較出力Ｖｏ（すなわち周波
数信号Ｆｏ）（図３（２）の破線）は波形が重なってお
り、同一周波数である。かくして、雰囲気温度が変化し
ても、周波数信号Ｆｏの周波数は変動しない。この効果
を図４に示す。これは２０℃での流量に対する周波数を
基準にして８０℃になった場合の周波数変化率を示した
グラフであり従来に比して変化率が十分小さくなってい
ることが分かる。例えば本実施例の電圧−周波数変換回
路を使用した空気流量計では、従来に比して流量誤差が
十分小さくなる。
【００１４】
【実施例２】なお、コンデンサＣ２を接続する位置は図
５に示すように、Ｒ４，Ｒ５が接続されるコンパレータ
Ｂ２の非反転入力端子とアース間としても、上記実施例
と同様の効果が得られる。
５に示すように、Ｒ４，Ｒ５が接続されるコンパレータ
Ｂ２の非反転入力端子とアース間としても、上記実施例
と同様の効果が得られる。
【００１５】上記各実施例において、周波数信号Ｆｏが
矩形波である必要がない場合には、比較出力Ｖｏを直接
周波数信号Ｆｏとして出力する構成としても良い。
矩形波である必要がない場合には、比較出力Ｖｏを直接
周波数信号Ｆｏとして出力する構成としても良い。
【００１６】
【発明の効果】以上の如く、本発明の電圧−周波数変換
回路は、従来回路にコンデンサを付加するだけの簡易な
回路変更により、雰囲気温度による周波数出力信号の変
動を抑制することができ、車両エンジンの吸気量を計測
するデジタル型熱線式空気流量計等に好適に使用するこ
とができる。
回路は、従来回路にコンデンサを付加するだけの簡易な
回路変更により、雰囲気温度による周波数出力信号の変
動を抑制することができ、車両エンジンの吸気量を計測
するデジタル型熱線式空気流量計等に好適に使用するこ
とができる。
【図１】本発明の一実施例を示す電圧−周波数変換回路
の回路図である。
の回路図である。
【図２】各種信号のタイムチャートである。
【図３】各種信号のタイムチャートである。
【図４】電圧−周波数変換回路を流量計に組み込んだ場
合の流量誤差を示すグラフである。
合の流量誤差を示すグラフである。
【図５】本発明の他の実施例を示す電圧−周波数変換回
路の要部回路図である。
路の要部回路図である。
【図６】従来の電圧−周波数変換回路の回路図である。
【図７】各種信号のタイムチャートである。
【図８】各種信号のタイムチャートである。
【図９】各種信号のタイムチャートである。
１ 積分回路 ２ 第１の比較回路 ３ 第２の比較回路 Ａ１ 演算増幅器（オペアンプ） Ｂ１，Ｂ２ コンパレータ Ｃ１，Ｃ２ コンデンサ Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６，Ｒ７ 抵抗 Ｖ１ 電圧信号 Ｆｏ 周波数信号
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) G01R 19/165 G01R 19/252 H03K 7/06
Claims (1)
- 【請求項１】 反転入力端子と出力端子間をコンデンサ
で結んだ演算増幅器により構成される積分回路と、比較
出力により上記コンデンサへの充放電を切り換えて積分
出力の傾斜を正逆転せしめる、オープンコレクタ出力の
コンパレータにより構成される第１の比較回路と、上記
積分出力を所定のヒステリシスを有してスレッショール
ド電圧と比較する、オープンコレクタ出力のコンパレー
タにより構成される第２の比較回路とを具備して、第２
の比較回路の比較出力を上記第１の比較回路の比較入力
となし、電圧信号を上記積分回路の積分入力とするとと
もに、上記第２の比較回路の比較出力を周波数信号とし
て得る電圧−周波数変換回路において、上記第２の比較
回路にヒステリシスを付与する抵抗回路網に、温度上昇
に伴ってその容量が小さくなるコンデンサを設けたこと
を特徴とする電圧−周波数変換回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP34344793A JP3265783B2 (ja) | 1993-12-15 | 1993-12-15 | 電圧−周波数変換回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP34344793A JP3265783B2 (ja) | 1993-12-15 | 1993-12-15 | 電圧−周波数変換回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07167900A JPH07167900A (ja) | 1995-07-04 |
| JP3265783B2 true JP3265783B2 (ja) | 2002-03-18 |
Family
ID=18361590
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP34344793A Expired - Lifetime JP3265783B2 (ja) | 1993-12-15 | 1993-12-15 | 電圧−周波数変換回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3265783B2 (ja) |
-
1993
- 1993-12-15 JP JP34344793A patent/JP3265783B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH07167900A (ja) | 1995-07-04 |
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