JP3227084B2 - 空気流量測定装置 - Google Patents
空気流量測定装置Info
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- JP3227084B2 JP3227084B2 JP01071696A JP1071696A JP3227084B2 JP 3227084 B2 JP3227084 B2 JP 3227084B2 JP 01071696 A JP01071696 A JP 01071696A JP 1071696 A JP1071696 A JP 1071696A JP 3227084 B2 JP3227084 B2 JP 3227084B2
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は自動車エンジンの制
御に用いる空気流量測定装置に関する。
御に用いる空気流量測定装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】空気流量測定装置の従来技術としては、
特開昭５５−４３４４７号公報に開示されたものがあ
る。これによれば、発熱抵抗体を所定温度に加熱するに
要する加熱電流から空気流量を表わす検出信号Voを検出
し、その検出信号をマイクロコンピュ−タを使用した自
動車エンジンの燃料噴射量を決定する制御ユニットのA/
D変換器によって、ディジタル信号に変換している。そ
して、A/D変換器に入力される基準電圧信号Vrefが測定
精度を左右するので、この基準電圧が高精度であること
が必要であった。
特開昭５５−４３４４７号公報に開示されたものがあ
る。これによれば、発熱抵抗体を所定温度に加熱するに
要する加熱電流から空気流量を表わす検出信号Voを検出
し、その検出信号をマイクロコンピュ−タを使用した自
動車エンジンの燃料噴射量を決定する制御ユニットのA/
D変換器によって、ディジタル信号に変換している。そ
して、A/D変換器に入力される基準電圧信号Vrefが測定
精度を左右するので、この基準電圧が高精度であること
が必要であった。
【０００３】即ち、空気流量測定装置の最大出力電圧を
Vos、A/D変換器の分解数をN（例えば８bitのA/D変換器
ではN=２５６）とすると、A/D変換器により、空気流量
測定装置の最大出力電圧Vosは、次の(数１)式に区分さ
れる。
Vos、A/D変換器の分解数をN（例えば８bitのA/D変換器
ではN=２５６）とすると、A/D変換器により、空気流量
測定装置の最大出力電圧Vosは、次の(数１)式に区分さ
れる。
【０００４】 S＝(Vos／Vref)・N (数１) ここでSは、A/D変換によるVosの分解数で、所謂、A/D変
換後の空気流量測定信号の分解能に相当するものであ
る。
換後の空気流量測定信号の分解能に相当するものであ
る。
【０００５】(数１)式より明らかなように、Sは、A/D変
換器に入力される基準電圧信号Vrefの影響を受ける。こ
れが前述の基準電圧に高精度が必要な理由である。
換器に入力される基準電圧信号Vrefの影響を受ける。こ
れが前述の基準電圧に高精度が必要な理由である。
【０００６】そして、基準電圧信号Vrefが低精度、即ち
変動しても、A/D変換後の分解能の低下を防止する従来
技術としては、特開平２−８５７２４号公報に開示され
たものがある。この公報では、空気流量測定装置とA/D
変換器の間に、(数２)式にて表わされる変換作用を有す
る補正回路を設けることにより、(数３)式にて表わされ
るA/D変換後の分解数S’に関する基準電圧信号Vrefの変
動による影響を回避することが可能であることが示され
ている。
変動しても、A/D変換後の分解能の低下を防止する従来
技術としては、特開平２−８５７２４号公報に開示され
たものがある。この公報では、空気流量測定装置とA/D
変換器の間に、(数２)式にて表わされる変換作用を有す
る補正回路を設けることにより、(数３)式にて表わされ
るA/D変換後の分解数S’に関する基準電圧信号Vrefの変
動による影響を回避することが可能であることが示され
ている。
【０００７】 Vos’＝Ｋ・Vos・Vref (数２) ただし、Vos’はA/D変換器の入力電圧、 Ｋは定数 S’＝(Vos’/Vref)・N＝(Ｋ・Vos・Vref/Vref)・N＝Ｋ・Vos・N (数３) 即ち、空気流量測定装置の出力(Vout)を、基準電圧信号
Vrefに対し補正すれば良いことが示されている。
Vrefに対し補正すれば良いことが示されている。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来技術の補正回路については、掛け算回路を開示してい
るのみであり具現性については示されておらず、特に、
アナログ電圧であって、かつ数ボルトの低電圧(例えば
０〜５V)を利用する場合においては、掛け算回路は非常
に具現性において難しい点がある。
来技術の補正回路については、掛け算回路を開示してい
るのみであり具現性については示されておらず、特に、
アナログ電圧であって、かつ数ボルトの低電圧(例えば
０〜５V)を利用する場合においては、掛け算回路は非常
に具現性において難しい点がある。
【０００９】したがって、本発明の目的は、上記補正を
具現化し、基準電圧信号Vrefの変動による影響を回避し
た高精度の空気流量測定装置を提供することにある。
具現化し、基準電圧信号Vrefの変動による影響を回避し
た高精度の空気流量測定装置を提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】上記の目的は、空気流路
に配設された発熱抵抗体を所定温度に加熱するに必要な
電流を検出し前記空気流路を流れる空気流量に応じた検
出信号を出力する流量検出手段と、前記検出信号に応じ
て変化するデューティを有するパルス信号を出力するパ
ルス信号発生手段と、該パルス信号のデューティに応じ
たパルス長と外部の基準電圧発生手段から入力した基準
電圧信号に応じて変化する波高値とを有するパルス電圧
信号を出力する波高値変換手段と、該パルス電圧信号を
平均化する平滑手段とを有する信号補正手段とを備え、
前記基準電圧信号の変動に応じて前記検出信号を補正し
た補正検出信号を出力することにより達成される。
に配設された発熱抵抗体を所定温度に加熱するに必要な
電流を検出し前記空気流路を流れる空気流量に応じた検
出信号を出力する流量検出手段と、前記検出信号に応じ
て変化するデューティを有するパルス信号を出力するパ
ルス信号発生手段と、該パルス信号のデューティに応じ
たパルス長と外部の基準電圧発生手段から入力した基準
電圧信号に応じて変化する波高値とを有するパルス電圧
信号を出力する波高値変換手段と、該パルス電圧信号を
平均化する平滑手段とを有する信号補正手段とを備え、
前記基準電圧信号の変動に応じて前記検出信号を補正し
た補正検出信号を出力することにより達成される。
【００１１】本発明により、基準電圧信号Vrefの変動に
よる影響を回避した高精度の空気流量測定装置が提供さ
れる。
よる影響を回避した高精度の空気流量測定装置が提供さ
れる。
【００１２】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て、図面を参照し説明する。図１は、本発明による一実
施例の空気流量測定装置の構成を示すブロック図であ
る。図において、本実施例の空気流量測定装置１は、流
量検出手段１０と信号補正手段１４とから構成される。
そして、流量検出手段１０は、発熱抵抗体１１と、発熱
抵抗体１１を所定温度に加熱する電流を発熱抵抗体１１
に印加すると共にその加熱電流を検知し空気流量Ｑに応
じた検出信号Voを検出する検出手段１２とから構成され
る。流量検出手段１０は、従来の空気流量計の主流を占
めるものと同じ構成である。
て、図面を参照し説明する。図１は、本発明による一実
施例の空気流量測定装置の構成を示すブロック図であ
る。図において、本実施例の空気流量測定装置１は、流
量検出手段１０と信号補正手段１４とから構成される。
そして、流量検出手段１０は、発熱抵抗体１１と、発熱
抵抗体１１を所定温度に加熱する電流を発熱抵抗体１１
に印加すると共にその加熱電流を検知し空気流量Ｑに応
じた検出信号Voを検出する検出手段１２とから構成され
る。流量検出手段１０は、従来の空気流量計の主流を占
めるものと同じ構成である。
【００１３】また、信号補正手段１４は、検出手段１２
からの検出信号Voを、別途外部にある基準電圧発生手段
から入力する基準電圧信号Vrefの変動に対応させて補正
し、空気流量Ｑを表わす補正検出信号としての出力信号
Voutを出力するものであり、パルス信号発生手段 142
と、波高値変換手段143と、平滑手段144とから構成され
る。更に、パルス信号発生手段142は、検出手段１２か
らの検出信号Voに応じたデューティを有するパルス信号
を出力するもので、例えば、デューティを定めるための
基準波形信号を発生する基準波形発生手段140と、該基
準波形信号と前述の検出信号Voとを比較してパルス信号
を出力する比較手段141とから構成される。
からの検出信号Voを、別途外部にある基準電圧発生手段
から入力する基準電圧信号Vrefの変動に対応させて補正
し、空気流量Ｑを表わす補正検出信号としての出力信号
Voutを出力するものであり、パルス信号発生手段 142
と、波高値変換手段143と、平滑手段144とから構成され
る。更に、パルス信号発生手段142は、検出手段１２か
らの検出信号Voに応じたデューティを有するパルス信号
を出力するもので、例えば、デューティを定めるための
基準波形信号を発生する基準波形発生手段140と、該基
準波形信号と前述の検出信号Voとを比較してパルス信号
を出力する比較手段141とから構成される。
【００１４】波高値変換手段143は、パルス信号発生手
段142からのパルス信号のデューティに応じたパルス長
のパルス波形を作成し、そのパルス波形の波高値(パル
ス高さ)を基準電圧信号Vrefに応じた波高値に補正タイ
ミングと同時に変換し、パルス電圧信号を出力するもの
である。平滑手段144は、波高値変換手段143からの該パ
ルス電圧信号を平均化するものである。すなわち、基準
電圧信号Vrefは、制御ユニットに内蔵されているA/D変
換器が空気流量測定装置１が出力する出力信号Voutを入
力して、A/D変換するための基準電圧である。そして、
波高値は、基準電圧信号Vrefに対応しているので、A/D
変換器のA/D変換のタイミングと検出信号Voの補正のタ
イミングとが一致し補正された出力信号Voutが出力され
ている。従って、当該空気流量測定装置１が出力する出
力信号Voutを入力し、A/D変換器にてディジタル信号に
変換しても、基準電圧信号Vrefの変動による影響が回避
される。
段142からのパルス信号のデューティに応じたパルス長
のパルス波形を作成し、そのパルス波形の波高値(パル
ス高さ)を基準電圧信号Vrefに応じた波高値に補正タイ
ミングと同時に変換し、パルス電圧信号を出力するもの
である。平滑手段144は、波高値変換手段143からの該パ
ルス電圧信号を平均化するものである。すなわち、基準
電圧信号Vrefは、制御ユニットに内蔵されているA/D変
換器が空気流量測定装置１が出力する出力信号Voutを入
力して、A/D変換するための基準電圧である。そして、
波高値は、基準電圧信号Vrefに対応しているので、A/D
変換器のA/D変換のタイミングと検出信号Voの補正のタ
イミングとが一致し補正された出力信号Voutが出力され
ている。従って、当該空気流量測定装置１が出力する出
力信号Voutを入力し、A/D変換器にてディジタル信号に
変換しても、基準電圧信号Vrefの変動による影響が回避
される。
【００１５】以上を纏めれば、信号補正手段１４は、ま
ず、パルス信号発生手段142によって、入力した検出信
号Voを独立して設定した基準波形信号と比較し検出信号
Voに応じてデューティが変化するパルス信号を発生し、
次に、波高値変換手段143でパルス信号のデューティに
応じたパルス長と別途外部より入力する基準電圧信号Vr
efに比例する波高値とを有するパルス電圧信号に変換
し、更に、平滑手段144からそのパルス電圧信号を平均
化して出力信号Voutを出力するものである。
ず、パルス信号発生手段142によって、入力した検出信
号Voを独立して設定した基準波形信号と比較し検出信号
Voに応じてデューティが変化するパルス信号を発生し、
次に、波高値変換手段143でパルス信号のデューティに
応じたパルス長と別途外部より入力する基準電圧信号Vr
efに比例する波高値とを有するパルス電圧信号に変換
し、更に、平滑手段144からそのパルス電圧信号を平均
化して出力信号Voutを出力するものである。
【００１６】即ち、Voutは次の(数４)式で表わされる。
【００１７】 Vout＝(t／Ｔ)・Vref (数４) ただし、t／Ｔはデューティ、 ｋは定数 従って、空気流量測定装置の補正検出信号としての出力
信号Voutは、流量検出手段の検出信号Voが基準電圧信号
Vrefの変動に応じて補正されて出力される。
信号Voutは、流量検出手段の検出信号Voが基準電圧信号
Vrefの変動に応じて補正されて出力される。
【００１８】以下、さらに本発明について図面を参照し
詳説する。図２は、従来のエンジン制御システムの一部
を示すブロック図である。すなわち、自動車用のエンジ
ン制御システムの一部を構成する従来の空気流量計10ａ
と制御ユニット２(A/D変換部２２など)の一部とを示す
ブロック図である。 図２に示すように、空気流量計10
ａは、発熱抵抗体１１と検出手段１２とからなってお
り、空気流量計10ａの出力信号Voは、制御ユニット２の
一部であるA/D変換器２２に接続されている。基準電圧
発生手段としての基準電圧発生回路２１は、基準電圧信
号Vrefを発生し、 A/D変換器２２の変換動作のための基
準電圧をA/D変換器２２へ供給するものである。A/D変換
器２２は、空気流量Ｑを演算するためのディジタル信号
Vdを出力している。この構成では、A/D変換後のディジ
タル信号Vdにおける空気流量信号の分解数は、前述の
(数１)式となり、基準電圧信号Vrefの影響を受ける。な
お、(数１)式のVosは、Voの最大出力電圧である。
詳説する。図２は、従来のエンジン制御システムの一部
を示すブロック図である。すなわち、自動車用のエンジ
ン制御システムの一部を構成する従来の空気流量計10ａ
と制御ユニット２(A/D変換部２２など)の一部とを示す
ブロック図である。 図２に示すように、空気流量計10
ａは、発熱抵抗体１１と検出手段１２とからなってお
り、空気流量計10ａの出力信号Voは、制御ユニット２の
一部であるA/D変換器２２に接続されている。基準電圧
発生手段としての基準電圧発生回路２１は、基準電圧信
号Vrefを発生し、 A/D変換器２２の変換動作のための基
準電圧をA/D変換器２２へ供給するものである。A/D変換
器２２は、空気流量Ｑを演算するためのディジタル信号
Vdを出力している。この構成では、A/D変換後のディジ
タル信号Vdにおける空気流量信号の分解数は、前述の
(数１)式となり、基準電圧信号Vrefの影響を受ける。な
お、(数１)式のVosは、Voの最大出力電圧である。
【００１９】図３は、本発明による空気流量測定装置を
用いたエンジン制御システムの一部を示すブロック図で
ある。検出手段１２の検出信号Voを、A/D変換器２２の
基準電圧信号Vrefに応じて補正する信号補正手段１４を
具備している。この構成によれば、空気流量測定装置１
の出力信号Voutは(数２)式に示す通りとなる。ただし、
(数２)式にて、Vos’はVoutに、VosはVoに対応する。こ
の構成によれば、A/D変換後のディジタル信号Vdにおけ
る空気流量信号の分解数は(数３)式となり、基準電圧信
号Vrefの影響を回避することができる。なお、(数３)式
のVosは、Voの最大出力電圧である。 図３に示されてい
るように、基準電圧信号Vrefが同時にA/D変換器２２と
信号補正手段１４とに入力されているので、A/D変換器
のA/D変換のタイミングと検出信号Voの補正のタイミン
グが一致し、基準電圧信号Vrefの変動による影響を回避
した高精度の空気流量測定装置が提供される。
用いたエンジン制御システムの一部を示すブロック図で
ある。検出手段１２の検出信号Voを、A/D変換器２２の
基準電圧信号Vrefに応じて補正する信号補正手段１４を
具備している。この構成によれば、空気流量測定装置１
の出力信号Voutは(数２)式に示す通りとなる。ただし、
(数２)式にて、Vos’はVoutに、VosはVoに対応する。こ
の構成によれば、A/D変換後のディジタル信号Vdにおけ
る空気流量信号の分解数は(数３)式となり、基準電圧信
号Vrefの影響を回避することができる。なお、(数３)式
のVosは、Voの最大出力電圧である。 図３に示されてい
るように、基準電圧信号Vrefが同時にA/D変換器２２と
信号補正手段１４とに入力されているので、A/D変換器
のA/D変換のタイミングと検出信号Voの補正のタイミン
グが一致し、基準電圧信号Vrefの変動による影響を回避
した高精度の空気流量測定装置が提供される。
【００２０】図４は、図１の空気流量測定装置の一実施
例の構成回路を示した図である。すなわち、本発明によ
る一実施例の信号補正手段１４を示す構成回路である。
図４にて、検出手段１２では、発熱抵抗体１１を定めら
れた温度に制御するために、発熱抵抗体１１，空気温度
を検出する感温抵抗体Rc，抵抗R1，R7などによりホイト
ストンブリッジ回路を形成し、ホイトストンブリッジ回
路の中点電圧が等しくなるよう差動増幅器A1，トランジ
スタTrを介して、発熱抵抗体１１に加熱電流Ihが供給さ
れる。即ち、(数５)式を満たす状態に安定する。
例の構成回路を示した図である。すなわち、本発明によ
る一実施例の信号補正手段１４を示す構成回路である。
図４にて、検出手段１２では、発熱抵抗体１１を定めら
れた温度に制御するために、発熱抵抗体１１，空気温度
を検出する感温抵抗体Rc，抵抗R1，R7などによりホイト
ストンブリッジ回路を形成し、ホイトストンブリッジ回
路の中点電圧が等しくなるよう差動増幅器A1，トランジ
スタTrを介して、発熱抵抗体１１に加熱電流Ihが供給さ
れる。即ち、(数５)式を満たす状態に安定する。
【００２１】 Ｒｈ＝(R1/R7)・(R8＋Rc) Ｒｃ＝Ｒco・(１＋αＴa) (数５) ただし、Ｒｈは発熱抵抗体１１の抵抗値、Ｒｃは感温抵
抗体Rcの抵抗値、Ｒcoは基準温度におけるRcの値、αは
温度係数、Taは空気流路を流れる空気温度 (数５)式より明らかなように、発熱抵抗体１１は空気温
度Taに関係付けられた所定の温度となる。
抗体Rcの抵抗値、Ｒcoは基準温度におけるRcの値、αは
温度係数、Taは空気流路を流れる空気温度 (数５)式より明らかなように、発熱抵抗体１１は空気温
度Taに関係付けられた所定の温度となる。
【００２２】また、発熱抵抗体１１の加熱電流Ihと空気
流量Ｑとは、(数６)式に示す関係で表わされる。 Ih2・Ｒｈ＝(Ａ＋Ｂ√Ｑ)・(Th−Ta) (数６) ただし、Ａ，Ｂは熱特性定数、Thは発熱抵抗体１１の温
度 したがって、加熱電流Ihは、空気流量Ｑとほぼ４乗根に
比例する関係となる。この加熱電流Ihを抵抗R1で検出し
て、電圧信号V2を得る。
流量Ｑとは、(数６)式に示す関係で表わされる。 Ih2・Ｒｈ＝(Ａ＋Ｂ√Ｑ)・(Th−Ta) (数６) ただし、Ａ，Ｂは熱特性定数、Thは発熱抵抗体１１の温
度 したがって、加熱電流Ihは、空気流量Ｑとほぼ４乗根に
比例する関係となる。この加熱電流Ihを抵抗R1で検出し
て、電圧信号V2を得る。
【００２３】反転差動増幅器A2は、電圧信号V2を増幅す
るものである。定電圧回路130は反転差動増幅器A2にオ
フセットを与える回路である。ここに温度係数を与える
と回路の温度補償を行なうことができる。定電圧回路13
0の出力と抵抗R19及びR20とでオフセットを決定し、抵
抗R21，R22でゲインを決定する。この構成により、図４
及び図５に示す空気流量Ｑに応じた検出信号Voが得られ
ている。図５は、空気流量Ｑと電圧信号V2および検出信
号Voとの関係を示す特性図である。即ち、電圧信号V2は
空気流量Ｑの増加に対応し増加する。検出手段１２から
の検出信号Voは、反転差動増幅器A2により空気流量Ｑの
増加に対し減少するように動作する。これは、従述する
信号補正手段１４の動作に合わせたものである。
るものである。定電圧回路130は反転差動増幅器A2にオ
フセットを与える回路である。ここに温度係数を与える
と回路の温度補償を行なうことができる。定電圧回路13
0の出力と抵抗R19及びR20とでオフセットを決定し、抵
抗R21，R22でゲインを決定する。この構成により、図４
及び図５に示す空気流量Ｑに応じた検出信号Voが得られ
ている。図５は、空気流量Ｑと電圧信号V2および検出信
号Voとの関係を示す特性図である。即ち、電圧信号V2は
空気流量Ｑの増加に対応し増加する。検出手段１２から
の検出信号Voは、反転差動増幅器A2により空気流量Ｑの
増加に対し減少するように動作する。これは、従述する
信号補正手段１４の動作に合わせたものである。
【００２４】図４に戻って、信号補正手段１４は、基準
波形信号としての三角波を発生する基準波形発生手段14
0と、 基準波形発生手段140の出力(三角波信号)と検出
手段１２の出力(検出信号Vo)とを比較する比較手段141
としての比較器C1と、該比較器C1の出力であるパルス信
号により駆動されてコレクタに入力した基準電圧信号Vr
efを変換処理しパルス電圧信号を出力する波高値変換手
段143としてのトランジスタTrsと、そのトランジスタTr
sのコレクタに接続されてパルス電圧信号を平均化する
平滑手段144としてのフィルター回路(抵抗R及びコンデ
ンサC)とから構成されている。
波形信号としての三角波を発生する基準波形発生手段14
0と、 基準波形発生手段140の出力(三角波信号)と検出
手段１２の出力(検出信号Vo)とを比較する比較手段141
としての比較器C1と、該比較器C1の出力であるパルス信
号により駆動されてコレクタに入力した基準電圧信号Vr
efを変換処理しパルス電圧信号を出力する波高値変換手
段143としてのトランジスタTrsと、そのトランジスタTr
sのコレクタに接続されてパルス電圧信号を平均化する
平滑手段144としてのフィルター回路(抵抗R及びコンデ
ンサC)とから構成されている。
【００２５】図６は、図４の信号補正手段の動作を示す
図である。図を参照して、図４に示した空気流量測定装
置の構成回路の動作について説明する。図６(ａ)は、空
気流量Ｑと検出信号Voの関係を示したもので、図５と同
じものである。図６(ｂ)は、基準波形発生手段140が出
力する三角波を有する基準波形信号と、比較手段141と
しての比較器C1に入力される入力電圧の関係を示したも
のであり、図６(ｃ)は、比較C1の出力電圧(トランジス
タTrsのベース側にベース電圧Vbとして出力されるパル
ス信号)を示したものである。図６(ｄ)は、波高値変換
手段143としてのトランジスタTrsのコレクタ端子電圧Vc
として出力されるパルス電圧信号を示し、図６(ｅ)は、
該パルス電圧信号を平均化した平滑手段144の端子電
圧、すなわち、空気流量測定装置１からの出力信号Vout
を示したものである。
図である。図を参照して、図４に示した空気流量測定装
置の構成回路の動作について説明する。図６(ａ)は、空
気流量Ｑと検出信号Voの関係を示したもので、図５と同
じものである。図６(ｂ)は、基準波形発生手段140が出
力する三角波を有する基準波形信号と、比較手段141と
しての比較器C1に入力される入力電圧の関係を示したも
のであり、図６(ｃ)は、比較C1の出力電圧(トランジス
タTrsのベース側にベース電圧Vbとして出力されるパル
ス信号)を示したものである。図６(ｄ)は、波高値変換
手段143としてのトランジスタTrsのコレクタ端子電圧Vc
として出力されるパルス電圧信号を示し、図６(ｅ)は、
該パルス電圧信号を平均化した平滑手段144の端子電
圧、すなわち、空気流量測定装置１からの出力信号Vout
を示したものである。
【００２６】図６(ａ)において、空気流量ＱがＱ0，Ｑ1
における検出手段１２の検出信号Voが、それぞれ Vo0，
Vo1の場合である例で説明する。基準波形発生手段140の
出力は、図６(ｂ)の V−として示すような三角波であ
り、比較器C1のマイナス側の入力端子電圧V−となる。
一方、比較器C1のプラス側の入力端子電圧V＋は、検出
手段１２から入力される検出信号Voである。したがっ
て、図６(ｃ)に示すように、比較器C1によりV＋とV−の
入力端子電圧が比較され、 比較器C1からの電気信号
は、V＋＝Vo0のときに、t0の時間区間でV−＞V＋となる
ので ”Low”となり、V＋=Vo１のときは、同じようにt1
の時間区間で ”Low”となる”High”，”Low”で表わ
されるパルス信号、即ち、トランジスタTrsのベース電
圧Vbとなる。ここでＴは、基準波形信号である三角波の
発生周期であり、デューティを決定する基準時間、すな
わち補正タイミングの基準を設定するものである。この
とき、比較器C1の出力信号、すなわち、トランジスタTr
sのベース電圧Vbのデューティ(t0/Ｔ)または(t1/Ｔ)
は、空気流量Ｑすなわち検出信号Voに対応した関係とな
る。即ち、デューティ(t/Ｔ)は空気流量Ｑの増加に対応
し増加し、検出信号Voの増加に対し減少する関係にあ
る。
における検出手段１２の検出信号Voが、それぞれ Vo0，
Vo1の場合である例で説明する。基準波形発生手段140の
出力は、図６(ｂ)の V−として示すような三角波であ
り、比較器C1のマイナス側の入力端子電圧V−となる。
一方、比較器C1のプラス側の入力端子電圧V＋は、検出
手段１２から入力される検出信号Voである。したがっ
て、図６(ｃ)に示すように、比較器C1によりV＋とV−の
入力端子電圧が比較され、 比較器C1からの電気信号
は、V＋＝Vo0のときに、t0の時間区間でV−＞V＋となる
ので ”Low”となり、V＋=Vo１のときは、同じようにt1
の時間区間で ”Low”となる”High”，”Low”で表わ
されるパルス信号、即ち、トランジスタTrsのベース電
圧Vbとなる。ここでＴは、基準波形信号である三角波の
発生周期であり、デューティを決定する基準時間、すな
わち補正タイミングの基準を設定するものである。この
とき、比較器C1の出力信号、すなわち、トランジスタTr
sのベース電圧Vbのデューティ(t0/Ｔ)または(t1/Ｔ)
は、空気流量Ｑすなわち検出信号Voに対応した関係とな
る。即ち、デューティ(t/Ｔ)は空気流量Ｑの増加に対応
し増加し、検出信号Voの増加に対し減少する関係にあ
る。
【００２７】この動作により、図６(ｄ)に示すように、
トランジスタTrsのコレクタ電圧Vcは、t0またはt1の区
間で”High”になり、その波高値は、基準電圧信号Vref
となる。即ち、波高値変換手段143としてのトランジス
タTrsは、比較手段141としての比較器C1からのデューテ
ィ(t/Ｔ)に応じたパルス長を有するパルス波形を作成
し、そのパルス波形のパルス高さを基準電圧信号Vrefに
応じた波高値に変換し、パルス電圧信号を出力する。し
たがってこの場合、トランジスタTrsのコレクタに入力
される基準電圧信号Vrefが変動すれば、波高値(基準電
圧信号Vrefに対応しているパルス高さ)がその変動に応
じたものとなる。
トランジスタTrsのコレクタ電圧Vcは、t0またはt1の区
間で”High”になり、その波高値は、基準電圧信号Vref
となる。即ち、波高値変換手段143としてのトランジス
タTrsは、比較手段141としての比較器C1からのデューテ
ィ(t/Ｔ)に応じたパルス長を有するパルス波形を作成
し、そのパルス波形のパルス高さを基準電圧信号Vrefに
応じた波高値に変換し、パルス電圧信号を出力する。し
たがってこの場合、トランジスタTrsのコレクタに入力
される基準電圧信号Vrefが変動すれば、波高値(基準電
圧信号Vrefに対応しているパルス高さ)がその変動に応
じたものとなる。
【００２８】その後、図６(ｅ)に示すように、抵抗Rと
コンデンサCとからなるフィルター回路で、図６(ｄ)の
パルス電圧信号としてのコレクタ電圧Vcを平均化し、平
均化した出力信号Voutを、検出手段１２の検出信号Voを
基準電圧信号Vrefに対応して補正した電気信号として得
ることができる。そして、図７は、図４の信号補正手段
の補正特性を示す図である。図７に示すように、以上の
動作によって、検出信号Voから基準電圧信号Vrefの変動
に対応して補正された補正検出信号としての出力信号Vo
utを得ることができる。
コンデンサCとからなるフィルター回路で、図６(ｄ)の
パルス電圧信号としてのコレクタ電圧Vcを平均化し、平
均化した出力信号Voutを、検出手段１２の検出信号Voを
基準電圧信号Vrefに対応して補正した電気信号として得
ることができる。そして、図７は、図４の信号補正手段
の補正特性を示す図である。図７に示すように、以上の
動作によって、検出信号Voから基準電圧信号Vrefの変動
に対応して補正された補正検出信号としての出力信号Vo
utを得ることができる。
【００２９】
【発明の効果】本発明によれば、基準電圧信号Vrefの変
動に対応した出力信号Voutを出力する空気流量測定装置
が提供されるので、エンジン制御ユニットのA/D変換器
の基準電圧精度を低下させても測定精度を確保すること
ができる。 従って、安価で精度の良い空気流量測定装
置ならびにエンジン制御システムを提供できる効果があ
る。
動に対応した出力信号Voutを出力する空気流量測定装置
が提供されるので、エンジン制御ユニットのA/D変換器
の基準電圧精度を低下させても測定精度を確保すること
ができる。 従って、安価で精度の良い空気流量測定装
置ならびにエンジン制御システムを提供できる効果があ
る。
【図１】本発明による一実施例の空気流量測定装置の構
成を示すブロック図である。
成を示すブロック図である。
【図２】従来のエンジン制御システムの一部を示すブロ
ック図である。
ック図である。
【図３】本発明による空気流量測定装置を用いたエンジ
ン制御システムの一部を示すブロック図である。
ン制御システムの一部を示すブロック図である。
【図４】図１の空気流量測定装置の一実施例の構成回路
を示した図である。
を示した図である。
【図５】空気流量Ｑと電圧信号V2および検出信号Voとの
関係を示す特性図である。
関係を示す特性図である。
【図６】図４の本発明による一実施例の信号補正手段の
動作を示す図である。
動作を示す図である。
【図７】図４の信号補正手段の補正特性を示す図であ
る。
る。
１…空気流量測定装置、１０…流量検出手段、10ａ…空
気流量計、１１…発熱抵抗体、１２…検出手段、１４…
信号補正手段、２１…基準電圧発生回路、２２…A/D変
換器、130…定電圧回路、140…基準波形発生手段、141
…比較手段、142…パルス信号発生手段、143…波高値変
換手段、144…平滑手段、A1…差動増幅器、A2…反転差
動増幅器、C…コンデンサ、C1…比較器、Rc…感温抵抗
体、R，R1，R7，R8，R19，R20，R21，R22…抵抗、Tr，T
rs…トランジスタVo…検出信号、Vout…出力信号、Vref
…基準電圧信号、V2…電圧信号。
気流量計、１１…発熱抵抗体、１２…検出手段、１４…
信号補正手段、２１…基準電圧発生回路、２２…A/D変
換器、130…定電圧回路、140…基準波形発生手段、141
…比較手段、142…パルス信号発生手段、143…波高値変
換手段、144…平滑手段、A1…差動増幅器、A2…反転差
動増幅器、C…コンデンサ、C1…比較器、Rc…感温抵抗
体、R，R1，R7，R8，R19，R20，R21，R22…抵抗、Tr，T
rs…トランジスタVo…検出信号、Vout…出力信号、Vref
…基準電圧信号、V2…電圧信号。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 川崎 勉 茨城県ひたちなか市大字高場2520番地 株式会社 日立製作所 自動車機器事業 部内 (72)発明者 安藤 亮 茨城県ひたちなか市大字高場2520番地 株式会社 日立製作所 自動車機器事業 部内 (56)参考文献 特開 平２−85724（ＪＰ，Ａ) 特開 昭55−43447（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−85724（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−314921（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−1528（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) G01F 1/68 - 1/699
Claims (3)
- 【請求項１】空気流路に配設された発熱抵抗体を所定温
度に加熱するに必要な電流を検出し前記空気流路を流れ
る空気流量に応じた検出信号を出力する流量検出手段
と、 前記検出信号に応じて変化するデューティを有するパル
ス信号を出力するパルス信号発生手段と、該パルス信号
のデューティに応じたパルス長と外部の基準電圧発生手
段から入力した基準電圧信号に応じて変化する波高値と
を有するパルス電圧信号を出力する波高値変換手段と、
該パルス電圧信号を平均化する平滑手段とを有する信号
補正手段とを備え、 前記基準電圧信号の変動に応じて前記検出信号を補正し
た補正検出信号を出力することを特徴とする空気流量測
定装置。 - 【請求項２】請求項１において、前記パルス信号発生手
段は、所定の基準波形信号を発生する基準波形発生手段
と、該基準波形信号と前記検出信号とを比較し前記パル
ス信号を出力する比較手段とから構成されることを特徴
とする空気流量測定装置。 - 【請求項３】請求項１において、前記波高値変換手段
は、前記基準電圧信号をコレクタ側に入力し、前記パル
ス信号によって駆動されるトランジスタ回路から構成さ
れ、 前記平滑手段は、該トランジスタ回路のコレクタ側に接
続したフィルター回路から構成されることを特徴とする
空気流量測定装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP01071696A JP3227084B2 (ja) | 1996-01-25 | 1996-01-25 | 空気流量測定装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP01071696A JP3227084B2 (ja) | 1996-01-25 | 1996-01-25 | 空気流量測定装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09203651A JPH09203651A (ja) | 1997-08-05 |
| JP3227084B2 true JP3227084B2 (ja) | 2001-11-12 |
Family
ID=11758033
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP01071696A Expired - Lifetime JP3227084B2 (ja) | 1996-01-25 | 1996-01-25 | 空気流量測定装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3227084B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4197529B2 (ja) | 2006-09-21 | 2008-12-17 | 三菱電機株式会社 | 流量センサ |
| JP4923012B2 (ja) * | 2008-09-01 | 2012-04-25 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | 内燃機関の制御装置 |
-
1996
- 1996-01-25 JP JP01071696A patent/JP3227084B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH09203651A (ja) | 1997-08-05 |
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