JP2979742B2 - 熱線式流量計 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、熱線式流量計に関し、
例えば内燃機関の吸入空気量の計測に用いられるもので
ある。

【０００２】

【従来の技術】従来の熱線式流量計として、発熱する感
温抵抗体を流体流路中に設置し、この発熱する感温抵抗
体の温度を所定値に維持するように通電量を帰還制御す
ることで、その通電量により流体の流量を計測するよう
にしたものが知られている。また、ほとんど発熱しない
感温抵抗体を流体流路中に設け、上記の発熱する感温抵
抗体とともにブリッジ回路を構成させて、流体の温度変
化を補償するものも知られている。

【０００３】例えば、特開平２−３５３１５号公報に開
示される熱線式流量計が知られている。この従来技術で
は、発熱する感温抵抗体への通電量を制御する差動増幅
器と、温度補償用の感温抵抗体への通電量を制御する差
動増幅器との２つの差動増幅器を用いることで、安定し
た流量計測を可能にしている。また、この特開平２−３
５３１５号公報には、感温抵抗体を含む抵抗ブリッジ回
路を平衡ブリッジ回路として構成し、それにあわせて差
動増幅器の接続を変えることで、差動増幅器の内部オフ
セット電圧による影響を低減することが開示されてい
る。この公報の技術によると、差動増幅器の内部オフセ
ット電圧をＶＯＳ１、ＶＯＳ２とした場合に、回路全体
で見た総合オフセット電圧をＶＯＳ１とＶＯＳ２との和
より小さくできる。そして、総合オフセット電圧を小さ
くできる結果、帰還制御回路の応答性を向上させること
ができる。

【０００４】上記の公報に開示されるように帰還制御回
路の総合オフセット電圧を小さくすることは、回路の応
答性を改善する上で有効であるが、一方、回路を安定に
作動させる為には、０以上のオフセット電圧が必要であ
る。そのために、二つの差動増幅器の一方に意図的にオ
フセット電圧を付与するものが知られている。例えば、
特開平３−１５７２２号公報のものが知られている。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】上記のように従来から
オフセット電圧を適当な値に設定しようとする試みがな
されている。しかし、差動増幅器の内部オフセット電圧
は不可避のものであり、しかも、この内部オフセット電
圧は、差動増幅器ごとに異なり、さらに通常数μＶ／°
Ｃ〜１０μＶ／°Ｃ程度の温度ドリフトを有している。
このため、差動増幅器の内部オフセット電圧を含む総合
オフセット電圧は、差動増幅器の内部オフセット電圧に
よって変化し、差動増幅器を使って組み立てられた回路
のオフセット電圧を設計どおりの値にすることは容易な
ことではなかった。

【０００６】また、回路を構成した後にオフセット電圧
を計測し、所望の総合オフセット電圧が得られるよう
に、抵抗値を調節し、意図的に与えられるオフセット電
圧を調節することも考えられるが、その調節のためにコ
ストアップを招くという問題点があった。

【０００７】本発明は上記のような従来の問題点に鑑
み、差動増幅器の内部オフセット電圧による影響を低減
した熱線式流量計を提供することを目的としてなされた
ものである。

【０００８】

【課題を解決するための手段】本発明は、上記目的を達
成するために、流体流路中に設置される第１感温抵抗体
と、前記第１感温抵抗体と直列に設けられ、電源からの
供給電力を調節する電力調節回路と、流体流路中に設置
される第２感温抵抗体と、前記第１感温抵抗体と前記第
２感温抵抗体との電圧を入力し、前記第１感温抵抗体の
温度を前記第２感温抵抗体の温度より所定温度高くする
ように前記電力調節回路を制御する第１差動増幅回路
と、前記第１感温抵抗体の両端電圧を分圧する分圧回路
と、前記分圧回路の分圧電圧に応じて前記第２感温抵抗
体への印加電圧を調節し、かつ、前記第１感温抵抗体へ
の供給電力を示す電圧に前記第１差動増幅回路の内部オ
フセット電圧とは逆の極性として現れる内部オフセット
電圧を有する第２差動増幅回路とを備えることを特徴と
する熱線式流量計という技術的手段を採用する。

【０００９】

【作用】上記本発明の構成による作用を説明する。本発
明の構成では、第１差動増幅回路は、第１感温抵抗体の
温度が第２感温抵抗体の温度より所定温度高くなるよう
に第１感温抵抗体への供給電力を帰還制御する。これに
より、第１感温抵抗体は発熱し、その熱は流体に奪われ
るから、この第１感温抵抗体への供給電力を示す電圧を
出力電圧として検出することで流体の流量が計測され
る。また、第２差動増幅回路は、第２感温抵抗体への供
給電力を第１感温抵抗体の両端電圧を分圧した分圧電圧
に応じて制御する。これにより、第２感温抵抗体への供
給電力を安定化でき、第２感温抵抗体の誤差を少なくし
て、流体の温度変化による流量の測定誤差が高精度に補
償される。また、第２差動増幅回路の内部オフセット電
圧は、出力電圧に第１差動増幅器の内部オフセット電圧
とは逆の極性として現れる。このため、第１差動増幅器
の内部オフセット電圧と第２差動増幅器の内部オフセッ
ト電圧とが逆の極性となって作用するため、これらが互
いに相殺され、出力電圧への内部オフセット電圧の影響
が低減される。

【００１０】

【実施例】以下本発明を適用した実施例を説明する。な
お、この明細書の中では、差動増幅回路とその出力回路
とを含む回路を演算増幅器あるいはオペアンプと称する
ものとする。

【００１１】図１および図２は第１実施例の回路図であ
り、図１の左端Ａ−Ａ線から図２の右端Ａ−Ａ線に連な
る一連の回路図を示している。この第１実施例は、内燃
機関の吸気通路に設けられたバイパス通路に感温抵抗体
を設け、内燃機関の吸入空気量を測定するものである。

【００１２】図１，図２において、１は車載バッテリ、
２はノイズ除去用コンデンサ、３は抵抗器である。４は
バッテリの端子が逆接続された時等に装置の電源ライン
がグランドに対し負電圧となった場合に後述する感温抵
抗体７の焼損を保護するための保護ダイオードである。

【００１３】５は２段のパワートランジスタであり、エ
ミッタフォロク回路を構成している。６はパワートラン
ジスタ５のベースに設けられた抵抗器である。７，８は
感温抵抗体であり、空気の流路に配置される。また、感
温抵抗体７，８はセラミック等の絶縁体ボビンに白金線
を巻回した同一のものが用いられほぼ同一抵抗値であ
り、また熱容量，形状等はほぼ同じである。第１の固定
抵抗器９は、第１の感温抵抗体７に流れる電流を電圧に
変換して検出する。抵抗器１０，１１は第１の感温抵抗
体７の両端電圧を分圧するための分圧回路を構成する。
１２は抵抗器１３，１４はノイズ除去用コンデンサ、１
５，１６は抵抗器である。１７は第２の固定抵抗器、１
８は第３の固定抵抗器である。１９，２０はノイズ除去
用コンデンサ、２１は回路保護用抵抗器、２２，２３は
抵抗器、２４，２５は後述する基準電圧源１０４の出力
電圧Ｖｒｅｆを分圧するための分圧抵抗器である。

【００１４】１００はモノリシックＩＣ化された範囲を
示し、１０１，１０２，１０３はバッテリー電圧の過電
圧に対してモノシリックＩＣ１００を保護するためのツ
ェナーダイオードである。１０４は基準電圧源であり、
バンドギャップ型基準電圧源回路である。１０５は演算
増幅器（以下オペアンプと称する）、１０６はトランジ
スタ、１０７〜１１０はダイオード、１１１，１１２は
抵抗器、１１３はダイオードであり、１０５〜１１３の
素子で、基準電圧源１０４の出力電圧Ｖｒｅｆを基準と
して定電圧電源回路を構成している。

【００１５】２００はオペアンプの範囲を示す。オペア
ンプ２００は、抵抗器２０１，２０２，一対のＰＮＰト
ランジスタ２０３，２０４、一対のＮＰＮトランジスタ
２０５，２０６、定電流源２０７、一対のＰＮＰトラン
ジスタ２０８，２０９、一対の定電流源２１０，２１
１、電流源２１２、一対のトランジスタ２１３，２１
４、位相補償用コンデンサ２１５、抵抗器２１６，２１
７，２１８定電流源２１７，２１８、電圧反転増幅用の
ＮＰＮトランジスタ２１９、抵抗器２２０，２２１およ
びＮＰＮトランジスタ２２２，２２３を備える。オペア
ンプ２００は、オペアンブ２００の出力端子であるトラ
ンジスタ２２３のエミッタを、抵抗２０１を介してトラ
ンジスタ２０３のベースに接続しており、ボルテージホ
ロワ回路となっている。また、前記電流源２０７，２１
０，２１１，２１２，２１７，２１８は電源電圧（Ｖ
Ｂ）の変化に依存しない一定電流を供給し、ＰＮＰトラ
ンジスタを用いたカレントミラー回路で構成している。

【００１６】３００はオペアンプの範囲を示す。オペア
ンプ３００は抵抗器３０１，３０２、一対のＰＮＰトラ
ンジスタ３０３，３０４、抵抗器３０５，３０６、定電
流源３０７、一対のＮＰＮトランジスタ３０８，３０
９、一対のＰＮＰトランジスタ３１０，３１１、一対の
定電流源３１２，３１３、定電流源３１４、一対のトラ
ンジスタ３１５，３１６、位相補償用のコンデンサ３１
７、抵抗器３１８、定電流源３１９，３２０、電圧反転
増幅用のＮＰＮトランジスタ３２１、ＰＮＰトランジス
タ３２２〜３２６、および定電流源３２７〜３３１を備
える。そして、抵抗器３０５と抵抗器３０６は基準電圧
源１０４の基準電圧Ｖｒｅｆを分圧し、トランジスタ３
０８のエミッタに抵抗器３０５が設けられることで、オ
ペアンプ３００にオフセット電圧を作用させている。前
記電流源３１２，３１３，３１４，３１９，３２０は電
源電圧（ＶＢ）の変化に依存しない一定電流を供給し、
具体的には、ＰＮＰトランジスタを用いたカレントミラ
ー回路で構成している。

【００１７】４００，５００はオペアンプである。図１
に図示される回路のうち、オペアンプ２００，３００と
５〜１９の素子で構成される回路がブリッジ回路及びそ
の制御回路である。そして、オペアンプ４００，５００
と２０〜２５の素子で構成される回路が、ブリッジ回路
から流量と相関を持った電圧として検出される電圧ＶＭ
を増幅し出力するための出力回路である。

【００１８】次に上記の構成による回路各部の作動を説
明する。装置１にバッテリ１から電源が供給されると、
基準電圧源１０４は基準電圧Ｖｒｅｆを出力する。この
基準電圧はバンドギャップ型の回路で作られ、約１．２
Ｖの温度特性に優れた高精度な基準電圧である。このＶ
ｒｅｆ電圧を基準として、１０５〜１１３で構成される
定電圧電源回路で定電圧ＶＣＣを作り他の回路の電源と
して供給している。この定電圧回路において、ＶＣＣは
下記数式１で与えられる。

【００１９】

【数１】

【００２０】なお、この数式１において、Ｒ１１１，Ｒ
１１２は各々抵抗器１１１，１１２の抵抗値を示し、Ｖ
Ｆは直列接続されたダイオード１０７〜１１０，１１３
の順方向電圧降下を示す。

【００２１】この順方向電圧降下ＶＦは−２ｍＶ／℃程
度の温度依存があり、従って、上式からわかるようにＶ
ＣＣには温度依存性が与えられている。次にブリッジ回
路の作動を説明する。

【００２２】まず、装置に電源が供給されたときのブリ
ッジ回路の起動について説明する。装置に電源が供給さ
れると、定電圧Ｖｃｃが供給される。この実施例では、
パワートランジスタ５を駆動するオペアンプ３００の出
力部にトランジスタ３２２〜３２６によって構成される
エミッタホロワ回路を設け、トランジスタ３２１のコレ
クタの電圧よりトランジスタ３２６のエミッタの電圧を
高めている。このため、トランジスタ３２６のエミッタ
端子の電圧は、オペアンプ３００の入力トランジスタ３
０３、３０４のベースに加わる電圧に関係なく所定範囲
の電圧となる。このため、装置に電源が供給された直後
にも、トランジスタ３２６のエミッタ端子の電圧は、オ
ペアンプ３００の入力に関係なく所定範囲の電圧とな
る。

【００２３】このトランジスタ３２６のエミッタ端子の
電圧ＶＥの最小値ＶＥ（ＭＩＮ）と最大値ＶＥ（ＭＡ
Ｘ）とは、トランジスタ３２２〜３２６の各々のエミッ
タ−ベース間の順方向電圧降下をＶＢＥ１とすると、下
記の数式２、数式３で表される。

【００２４】

【数２】ＶＥ（ＭＩＮ）≒５×ＶＢＥ１

【００２５】

【数３】ＶＥ（ＭＡＸ）≒５×ＶＢＥ１＋Ｖｃｃ 上記のようにしてトランジスタ３２６のエミッタ端子に
電圧が発生すると、エミッタホロワ回路を構成するトラ
ンジスタ５が導通し、トランジスタ５のエミッタ電圧が
オペアンプ３００の入力に関係なく所定範囲の電圧とな
る。

【００２６】このトランジスタ５のエミッタ電圧ＶＢＲ
の最小値ＶＢＲ（ＭＩＮ）と最大値ＶＢＲ（ＭＡＸ）と
は、下記の数式４、数式５で表される。

【００２７】

【数４】 ＶＢＲ（ＭＩＮ）＝５×ＶＢＥ１−２×ＶＢＥ２

【００２８】

【数５】 ＶＢＲ（ＭＡＸ）＝５×ＶＢＥ１＋ＶＣＣ−２×ＶＢＥ２ なお、この数式４では、２段のダーリントン接続からな
るトランジスタ５の各トランジスタのベース−エミッタ
間の順方向電圧降下をＶＢＥ２として、トランジスタ５
のベース−エミッタ間の順方向電圧降下を２×ＶＢＥ２
としてある。

【００２９】ここで、常温におけるＶＢＥ１とＶＢＥ２
とをほぼ０．７（Ｖ）とすると、ＶＢＲは２．１〜ＶＣ
Ｃ＋２．１（Ｖ）の範囲の電圧となる。以上の作動によ
り、オペアンプ３００の入力状態に関係なく所定範囲の
電圧が感温抵抗体７、８を含むブリッジ回路に印加さ
れ、オペアンプ３００の入力となる電圧ＶＭとＶＫとが
発生する。この時は電源の供給直後であるため、第１の
感温抵抗体７はまだ発熱していないから、ＶＭ＞ＶＫと
なる。このため、オペアンプ３００の出力（トランジス
タ３２６のエミッタ電圧）はＶＣＣ＋５×ＶＢＥ１とな
り、トランジスタ５のエミッタ電圧は５×ＶＢＥ１＋Ｖ
ＣＣ−２×ＶＢＥ２の最大電圧となる。この結果、感温
抵抗体７には最大の電流が通電され、感温抵抗体７が発
熱して抵抗値が上昇し、電圧ＶＭが低下する。そして、
ＶＭ＝ＶＫとなるようにオペアンプ３００がトランジス
タ５を制御する。

【００３０】以上に説明したように、この実施例ではト
ランジスタ５のエミッタ端子の電圧がとりうる最大値が
制限されているから、バッテリの電源電圧ＶＢが変動し
てもエミッタ端子の電圧ＶＢＲが過度に上昇することが
ない。例えば、バッテリの電圧が通常使用時の電圧より
はるかに高い電圧となったり、何らかの外乱ノイズによ
ってＶＭ、ＶＫが異常値をとるようなことがあっても、
電圧ＶＢＲが過度に上昇することがなく、感温抵抗体が
保護される。

【００３１】また、トランジスタのベース−エミッタ間
の順方向電圧降下ＶＢＥは公知のように−２（ｍＶ／°
Ｃ）程度の温度特性を有している。このため、電圧ＶＢ
Ｒは、上記の数式４、数式５に示したように、およそ３
×ＶＢＥの温度特性を有している。そこでこの実施例で
は、定電圧電源回路にダイオード１０７〜１１０、１１
３を使用することで、電圧ＶＣＣに＋６（ｍＶ／°Ｃ）
程度の温度特性を与え、上記の３×ＶＢＥの温度特性に
よる電圧ＶＢＲの最大値の変化をキャンセルしている。
これにより、電圧ＶＢＲの最大値を温度、および電源電
圧ＶＢに関係なくほぼ一定に維持することができる。

【００３２】なお、電圧ＶＢＲの最大値は、検出対象の
最大流量時に必要な電圧よりいくらか高く、かつ、感温
抵抗体等のブリッジ回路を保護する程度の値に設定され
る。次にブリッジ回路起動後の作動について説明する。
ブリッジ回路を構成する主要な部品は、オペアンプ２０
０，３００，トランジスタ５，感温抵抗器７，８，固定
抵抗器９〜１１，１７，１８である。以下、第１の感温
抵抗体７の抵抗値をＲＨ、第２の感温抵抗体８の抵抗値
をＲＫ、第１の固定抵抗器９の抵抗値をＲ９、第１の固
定抵抗器１７の抵抗値をＲ１７、第３の固定抵抗器１８
の抵抗値をＲ１８、固定抵抗器１０，１１の抵抗値をＲ
１０，Ｒ１１として表わす。また、図中のＶＢＲ，Ｖ
Ｍ，ＶＫはその記号の付してある部分の電圧を表わすも
のである。

【００３３】上記の起動時の作動によりブリッジ回路に
通電されると、オペアンプ２００，３００の入力電圧が
発生し、オペアンプ３００の入力電圧には下記数式６の
条件が成立する。

【００３４】

【数６】ＶＭ＋ＶＯＳ３＝ＶＫ 一方、オペアンプ２００の入力電圧には、下記数式７の
条件が成立する。

【００３５】

【数７】

【００３６】上記数式６に数式７を代入すると下記数式
８が導かれ、さらに下記数式９で表わされる電圧ＶＢＲ
を代入して整理すると下記数式１０が導かれる。この数
式１０が、ブリッジ回路の平衡条件式である。なお、Ｒ
Ｈ≪Ｒ１０＋Ｒ１１とする。

【００３７】

【数８】

【００３８】

【数９】

【００３９】

【数１０】

【００４０】上式においてＶＯＳ３はオペアンプ３００
のオフセット電圧である。この電圧ＶＯＳ３は基準電圧
源１０４の出力である電圧Ｖｒｅｆを抵抗３０６，３０
５からなる分圧回路で分圧したオフセット電圧ΔＶとオ
ペアンプ３００の内部回路で前記ΔＶ以外に発生する内
部オフセット電圧（ＶＯＳ３Ｄとする）とで決まり下記
の数式１１で表わされる。

【００４１】

【数１１】ＶＯＳ３＝ΔＶ＋ＶＯＳ３Ｄ 電圧ＶＯＳ３Ｄは主にトランジスタ３０３と３０４，３
０８と３０９，３１０と３１１のそれぞれのペア性の不
整合及び電流源３１２と３１３の不整合によって生じる
内部オフセット電圧である。電圧ＶＯＳ２はオペアンプ
２００の内部オフセット電圧であり、オペアンプ３００
の内部オフセット電圧ＶＯＳ３Ｄと同じ理由により生ず
る。

【００４２】なお、以下の説明では作動説明を簡単にす
るために、ＶＯＳ２，ＶＯＳ３を０（Ｖ）として説明す
る。前述の数式１０においてＶＯＳ２，ＶＯＳ３を０
（Ｖ）として式を整理すると、ブリッジ平衡条件式は下
記数式１２となる。

【００４３】

【数１２】

【００４４】上式の右辺は空気流路に設置される第２の
感温抵抗体８の抵抗値ＲＫと固定抵抗器の抵抗値Ｒ１
７，Ｒ１８，Ｒ１０，Ｒ１１で決まる。ここで空気流路
に設置される感温抵抗体７，８はほぼ同一抵抗でかつ、
同一熱容量を持つ感温抵抗体であるが、第２の感温抵抗
体８は自己発熱しないようそこに加わる電圧が調節され
ている。この実施例では、抵抗１０，１１の分圧回路と
オペアンプ２００によって、第２の感温抵抗体８の両端
に加わる電圧は、第１の感温抵抗体７の両端に加わる電
圧（ＶＢＲ−ＶＭ）の１／１０〜１／２０程度となるよ
う設定している。従って、上記数式１２の右辺は、第２
の感温抵抗体８の温度が空気流路を流れる空気温度にほ
ぼ等しくなることから、この空気温度によって決まる値
となる。

【００４５】一方、数式１２の左辺のＲＨ／Ｒ９は、Ｒ
９が第１の固定抵抗であるから、第１の感温抵抗体７の
抵抗値ＲＨによって決まる値となる。第１の感温抵抗体
７は空気流路に設置されており、そこに流れる電流をＩ
とすると、Ｉ² ＲＨの電力を消費し、発熱する。この発
熱電力Ｉ² ＲＨは空気流路を流れる空気に放熱されるの
で、この流路を流れる空気流量が多いか、少ないかによ
って空気に奪われる熱量が変わってくる。このため、空
気量に応じて温度が変化し、抵抗値ＲＨも変化しようと
するが、第１の感温抵抗７の抵抗値ＲＨが変わらないよ
うオペアンプ３００がトランジスタ５からの通電量を制
御する。つまり、空気流量に応じて前記Ｉを変化させる
ことにより、Ｉ² ＲＨを変化させＲＨが常に所定抵抗値
になるよう制御される。

【００４６】具体的には、回路図中のＶＢＲを変化させ
ることにより、前述のＩを変化させる。従って、この電
流Ｉは空気流量に相関を持った値である。そしてこの実
施例では、第１の固定抵抗９の電圧降下電圧（Ｉ×Ｒ
９）を検出することにより、空気流量に相関を持った電
圧を検出している。この電圧（ＶＭ）を後述する出力回
路にて増幅し、流量信号電圧として図示せぬ燃料噴射量
制御装置に出力する。

【００４７】次に、第２の感温抵抗体８の役割について
詳細に説明する。前述のように第２の感温抵抗体８は、
ほぼ自己発熱させない（自己発熱は約１℃以下が望まし
い）ことが前提であり、この感温抵抗体８は空気流路を
流れる空気温度を計測しているものである。感温抵抗体
７，８の抵抗値は３８００ｐｐｍ／℃の温度依存性を有
している。この実施例では、この感温抵抗体８を有する
ことによって、流路を流れる空気温度変化を補償してお
り、流れる空気温度に関係することなく、流量に相関を
持った電圧（ＶＭ）を得ている。

【００４８】具体的には、第２の感温抵抗体８の温度に
対し、第１の感温度抵抗体７の温度を常に一定温度高く
すれば良い。これは、数式１２においてＲ１７，Ｒ１８
を未知数として、具体的温度の２点について連立方程式
を立て、解くことにより、Ｒ１７，Ｒ１８を設定すれば
容易に実現できる。また第１，第２の感温抵抗体の温度
差に空気流路を流れる空気温度に応じて温度依存性を与
えることも前述の抵抗値Ｒ１７，Ｒ１８の前提により容
易に温度依存性を与えることもできる。

【００４９】次にＶＯＳ２，ＶＯＳ３を含めて回路の作
動を説明する。上記の数式１０に示されるブリッジ平衡
条件式を変形して、流量に相関を持った電圧ＶＭを求め
ると、下記数式１３となり、上述のＶＯＳ３＝ΔＶ＋Ｖ
ＯＳ３Ｄを代入すると数式１４となる。

【００５０】

【数１３】

【００５１】

【数１４】

【００５２】この数式１４をオフセット電圧について整
理すると下記の数式１５となる。

【００５３】

【数１５】

【００５４】この数式１５の右辺第２頁括弧内の式がこ
の実施例の回路構成における総合オフセット電圧ＶＯＳ
である。数式１５からわかるように、オペアンプ３００
の内部オフセット電圧ＶＯＳ３Ｄとオペアンプ２００の
内部オフセット電圧は相殺するよう作用する。すなわ
ち、ＶＯＳ３Ｄ及びＶＯＳ２は０（Ｖ）が理想である
が、現実的にはオペアンプ内のペア素子の不整合等によ
り必ずオフセット電圧が生じる。そこでこの実施例で
は、ＶＯＳ３ＤとＶＯＳ２とを相殺させている。そのた
めにこの実施例ではモノリックＩＣ１００内つまり、１
チップ上にオペアンプ２００，３００を作り、オペアン
プ２００，３００のチップ上への配置，素子サイズの最
適化等により、ＶＯＳ２≒ＶＯＳ３Ｄとしている。これ
により、総合オフセット電圧ＶＯＳを理想のＶＯＳ＝Δ
Ｖに近づけることができる。

【００５５】また、このようにして作ったオペアンプの
内部オフセットの温度ドリフトもＶＯＳ２とＶＯＳ３Ｄ
でほぼ同じとなる。ここで、数式１５の右辺第２頁のＲ
１８／ＲＫ＋Ｒ１７＋Ｒ１８は、抵抗器１０，１１の分
圧比でほぼ決まるが、第２の感温抵抗体８の自己発熱が
ほとんど無視できる程度（自己発熱１℃以下）に抑えら
れると０．７〜０．９の値となる。

【００５６】総合オフセット電圧ＶＯＳはブリッジ回路
を安定に作動させるために必要であり、正の電圧でなけ
ればならない。すなわちＶＯＳが負の場合はオペアンプ
３００の入力と出力の関係でみると正帰還がかかること
になり、不安定になり発振現象が発生する。以上の理由
によりＶＯＳは正の電圧である必要があるが、この正の
ＶＯＳの大小によってブリッジ回路の応答性が左右され
る。具体的には空気流路を流れる空気量が急激に変化し
た場合の流量信号である電圧ＶＭの応答が総合オフセッ
ト電圧ＶＯＳの値によって変わる。総合オフセット電圧
ＶＯＳが大きいとブリッジ回路の負帰還が強くなり応答
性は遅くなる。逆にＶＯＳが小さいほど負帰還は弱くな
り応答性は早くなる。応答性を早くすると過渡時にリン
ギング等が発生し好ましくない。応答性が遅いと過渡時
の流量が計れないので問題となる。そこで総合オフセッ
ト電圧ＶＯＳの最適化が必要であり、通常このＶＯＳは
数ｍＶに設定する。以上の理由によりＶＯＳはできる限
りバラツキの少ない所定電圧値であることが望ましい。
この実施例では、数式１５に示す総合オフセット電圧の
誤差要素であるオペアンプ２００のオフセット電圧ＶＯ
Ｓ２とオペアンプ３００の内部オフセット電圧ＶＯＳ３
Ｄが相殺するよう、作用するので総合オフセット電圧Ｖ
ＯＳの誤差を最小限に抑えている。

【００５７】また、この実施例では、第１の感温度抵抗
体７と抵抗器９，１０，１１に流す電流をトランジスタ
５を介して電源電圧ＶＢから得ている。これにより、第
１の感温抵抗体７に流す電流を、抵抗器３を通して得る
場合より、最低作動電圧を下げることができる。

【００５８】さらにこの実施例では、第２の感温抵抗体
８と抵抗器１７，１８との直列回路に流す電流もトラン
ジスタ５のエミッタから供給している。すなわち、オペ
アンプ２００の出力トランジスタ２２３のコレクタは、
抵抗器１５を介してトランジスタ５のエミッタに接続さ
れ、トランジスタ２２３のエミッタは第２の感温抵抗体
８に接続されている。

【００５９】ここで、第２の感温抵抗体８に供給する電
流は数ｍＡ〜数十ｍＡになり、この電流を定電圧源のＶ
ＣＣから供給しようとすると、抵抗器３を流れる電流が
増加し、この抵抗器３における電圧降下が大きくなっ
て、回路が作動可能な最低作動電圧が高くなってしまう
という問題点が生じる。また、これを回避するために抵
抗器３の抵抗値を小さくすると、過電圧保護用のツェナ
ーダイオード１０１，１０２，１０３の容量を高める必
要が生じ、モノリシックＩＣ１００のチップサイズの大
型化，コストアップ等の問題点が生じる。

【００６０】しかし、この実施例の上記構成によると、
第２の感温抵抗体８の電流をトランジスタ５を介して電
源電圧ＶＢから得ているため、上述のごとき問題点を生
じることがない。

【００６１】なお、抵抗器１５はトランジスタ２２３の
消費電力を低減するための抵抗であり、これを取り除い
て回路を構成してもよい。前述の作動説明でわかるよう
に、第１の感温抵抗体７の消費電力は、抵抗器９〜１
８，オペアンプ２００，３００，トランジスタ５等によ
り構成される制御回路により、帰還制御される。この帰
還制御ループ内には以下に述べる電圧増幅回路が介在し
ている。

【００６２】オペアンプ２００内にはトランジスタ２０
５，２０６，２０８，２０９で構成される差動増幅回路
があり、これは、トランジスタ２０３と２０４のそれぞ
れのベース端子電圧の差電圧を電圧増幅しており、トラ
ンジスタ２０９のコレクタ端子に増幅後の電圧が出力さ
れ通常６０（ｄＢ）程度の増幅度を有している。また、
トランジスタ２２１では電圧反転増幅を行っている。こ
のトランジスタ２２１１個で通常６０（ｄＢ）前後の電
圧増幅度を有している。これらの２つの増幅回路の電源
は定電圧電源の定電圧ＶＣＣから電流源２１０〜２１
１，２１７を介して供給されている。オペアンプ２００
内のその他のトランジスタ２０３，２０４，２１３，２
１４，２２２，２２３はすべてエミッタフォロワ回路を
構成しており、電圧増幅作用はない（電圧増幅度は１
倍）。

【００６３】次にオペアンプ３００はオペアンプ２００
と同様にトランジスタ３０８，３０９，３１０，３１１
で差動増幅回路を構成する。また、トランジスタ３２１
で電圧反転増幅回路を構成する。それらの電源は電流源
３１２〜３１４，３２０を介して定電圧電源の定電圧Ｖ
ＣＣから供給されている。その他のトランジスタ３０
３，３０４，３１５，３１６，３２２〜３２６はエミッ
タホロワ回路を構成しており、電圧増幅作用はない。

【００６４】またパワートランジスタ５はエミッタホロ
ワ回路を構成しており、電圧増幅作用はない。従って帰
還ループ内に介在する電圧増幅回路の電源はすべて定電
圧電源の定電圧ＶＣＣより供給しているので装置の電源
の電圧ＶＢが変動しても定電圧ＶＣＣに応じて制御され
る電圧ＶＢＲが変動することはない。

【００６５】次にバッテリー１の電圧が低下した場合に
ついて説明する。つまり流量計測するために必要なＶＢ
Ｒ電圧に対しバッテリー１の電圧ＶＢは最低何（Ｖ）必
要かについて述べる。

【００６６】抵抗器３における電圧降下電圧をＶ１_, 抵
抗器６における電圧降下電圧をＶ２ _, ダーリントン型パ
ワートランジスタ５の後段トランジスタのベース，エミ
ッタ間の順方向電圧降下電圧をＶＢＥ１，前段トランジ
スタのベースエミッタ間の順方向電圧降下電圧をＶＢＥ
２，電流源３３１の電圧降下電圧の最小値をＶＣＥ（Ｍ
ＩＮ）とすると流量計測に必要な最低電圧値は下記の数
式１６で表わされる。

【００６７】

【数１６】 ＶＢ（ＭＩＮ）＝ＶＢＲ＋ＶＢＥ２＋ＶＢＥ１＋Ｖ２ ＋ＶＣＥ（ＭＩＮ） ＋Ｖ１ なお、ＶＣＥ（ＭＩＮ）は電流源３３１の電圧降下の最
小値を示し、トランジスタ５を正常作動させるために必
要なベース電流を供給できる最低の電圧を示す。

【００６８】ここで、定電流源の詳細な回路を図３に示
す。図３における３２７〜３３１のＰＮＰトランジスタ
は、図１，図２の電流源３２７〜３３１の各々に相当す
る。図３の電流源回路は一般的なカレントミラー回路で
あり、基本電流Ｔ₁ は下記の数式１７で決まる。

【００６９】

【数１７】

【００７０】なお、ＶＥＢ３５０はトランジスタ３５０
のエミッタ−ベース間電圧降下電圧、ＶＥＢ３５１はト
ランジスタ３５１のエミッタ−ベース間電圧降下電圧、
Ｒ３５２は抵抗３５２の抵抗値である。図３において、
電流Ｉ₁ がトランジスタ３５０のコレクタ電流として流
れ、トランジスタ３２７〜３３１はそれぞれ基本電流Ｉ
₁ をミラーして出力する。トランジスタ３２７〜３３１
の出力する電流値は、バイポーラＩＣの同一チップ上で
回路を構成する場合において、トランジスタ３５０とト
ランジスタ３２７〜３３２に同一素子を用いれば各トラ
ンジスタの出力電流はほぼ基本電流Ｉ₁ と同一電流とな
る。本実施例における電流源３２７〜３３０は同一電流
値の電流源とし、電流源３３１の電流源はパワートラン
ジスタ５のベース電流を供給するために他の電流源３２
７〜３３０の電流に比べ、数十倍の電流値としている。
これはトランジスタ３５０の素子面積に対し、トランジ
スタ３３１の素子面積を大きくするか、あるいはトラン
ジスタ３５０と同一素子を並列に何個か接続することに
より容易に達成できる。

【００７１】次に出力回路について説明する。出力回路
はオペアンプ４００，５００と抵抗２１〜２５，コンデ
ンサ２０で構成されている。この出力回路はブリッジ回
路から流量に相関を持った電圧信号として電圧ＶＭをオ
ペアンプ５００の非反転入力端子に入力し、下記の数式
１８で表わされる出力電圧Ｖｏｕｔを出力するよう作用
する。なお、抵抗２１〜２５の抵抗値をＲ２１〜Ｒ２５
として表わし、電圧ＶＲは下記の数式１９で表わされ
る。

【００７２】

【数１８】

【００７３】

【数１９】

【００７４】上記の数式１８に示されるように、出力回
路は、電圧増幅作用を有する。また、数式１８のＶＲ及
びＲ２２／Ｒ２３を調整することにより、個々の製品に
固有のＶＭ特性値の違いを同一特性値に合わせ込むこと
ができる。これにより、出力電圧ＶｏｕｔをＡ／Ｄ変換
するＡ／Ｄ変換器のＡ／Ｄ変換可能範囲にあわせた出力
電圧を出力することができ、Ａ／Ｄ変換器のＡ／Ｄ変換
可能範囲をむだなく使って、Ａ／Ｄ変換時のビット誤差
を小さくできる。また、出力電圧Ｖｏｕｔの信号電圧
と、外部から重畳するノイズ電圧とのＳ／Ｎを大きくと
ることができ、ノイズに強くすることができる。

【００７５】以上の様にパワートランジスタ５のベース
電流を定電流源３３１より供給することにより、流量を
計測できるバッテリー電圧ＶＢの最低電圧値は、上記の
数式１６で示される電圧になる。ところで、従来の装置
では、パワートランジスタのベース電流は、オペアンプ
の出力トランジスタから与えられるのが通常であった。
従来のオペアンプの出力トランジスタには、ダーリント
ン接続のトランジスタが用いられるのが一般的であっ
た。このため、流量を計測できる最低電圧には、オペア
ンプの出力トランジスタの電圧降下も含む必要があっ
た。下記の数式２０は本実施例による最低電圧と、従来
装置の最低電圧との差を示している。この数式２０で
は、すべてのトランジスタのベース−エミッタ間電圧降
下を等しくみなして、ＶＢＥとしている。

【００７６】

【数２０】

【００７７】但し、Ｖ１ ，Ｖ２ ，ＶＣＥ（ＭＩＮ）
は従来装置と本実施例装置とで同じと仮定した。この数
式２０において、左辺第１項は本実施例の最低電圧を示
す数式１６に等しく、左辺第２項はダーリントン接続の
トランジスタからパワートランジスタにベース電流を供
給する従来技術の最低電圧を示す。そして、ダーリント
ン接続のトランジスタの電圧降下をＶＢＥ３，ＶＢＥ４
としている。従って、本実施例装置は従来装置に比べ２
ＶＢＥ（約１．４Ｖ）低いバッテリー電圧まで流量を計
測できる。

【００７８】図４は第２実施例の回路図である。図４は
定電流源の回路構成を示す。上述の第１実施例では、図
３の定電流源回路を用いたが、図４の定電流源回路を用
いてもよい。図３の回路では基本電流Ｉ₁ が電源の電圧
ＶＢ１によって変化するのに対し、図４基本電流ｉ₂ は
電源ＶＢ１の電圧に影響されない回路となっている。こ
の図４の回路では、抵抗器３５３，ダイオード３４７，
トランジスタ３５０により起動を構成している。そし
て、トランジスタ３４２，３４３，３４９，３５１，３
５２，ダイオード３４６，抵抗器３４５，３４８からな
る回路により電源電圧ＶＢ１の変化を補償して基本電流
ｉ₂を作っている。この図４の回路で作られる基本電流
ｉ₂ は、ＶＢ１の電圧に依存せず、また抵抗３４８，３
４５の抵抗値を選定することにより温度にもほとんど依
存しない基本電流とすることができる。

【００７９】図５は、図１、図２の実施例の回路各部を
ブロック的に図示した回路図である。この図５では、図
１、図２と同じ構成には同じ符号を付す。図５の定電圧
回路１２０は、図１、図２の符号１０５から１１３まで
の素子を含む回路である。また、図５のオペアンプ２３
０は、図１、図２の符号２０１から２１９までの素子を
含む回路であり、差動増幅回路とその出力回路とからな
る。また、図５のオペアンプ３６０は、図１、図２の符
号３０１から３２１までの素子を含む回路であり、差動
増幅回路とその出力回路、さらにオフセット電圧を設定
する抵抗器とからなる。

【００８０】次に、比較例を示して実施例の作用効果を
再度説明する。図６は比較例の回路を示す回路図であ
る。この比較例では、発熱する感温抵抗体への電力を電
源から供給し、発熱しない温度補償用感温抵抗体への電
力を電源から電流制限用抵抗器と、過電圧保護用ダイオ
ードとを介して供給している。

【００８１】図６において、車両の内燃機関の吸入空気
量を計測する熱線式流量計は、車両のバッテリ４００を
電源として作動する。発熱する感温抵抗体４０２と抵抗
器４０４との直列回路には、パワートランジスタ４０６
を介して電源から電力が供給される。感温抵抗体４０２
の両端電圧は抵抗器４０８と抵抗器４１０との直列回路
で分圧される。抵抗器４０４の電圧ＶＭは抵抗器４１２
を介してオペアンプ４１４の反転入力端子に入力され
る。オペアンプ４１４の反転入力端子には、抵抗器４１
６を介して定電圧ＶＲが印加され、抵抗器４１２におけ
る電圧降下がオペアンプ４１４のオフセット電圧として
入力される。オペアンプ４１４の非反転入力端子には抵
抗器４１８が接続され、オペアンプ４１４の出力端子と
非反転入力端子との間には、発熱しない感温抵抗体４２
０と抵抗器４２２との直列回路が接続される。オペアン
プ４２４の反転入力端子には、感温抵抗体４０２の両端
電圧を抵抗器４０８と抵抗器４１０とで分圧した電圧Ｖ
Ａが入力される。オペアンプ４２４の非反転入力端子に
はオペアンプ４１４の出力が入力される。そして、オペ
アンプ４２４の出力はパワートランジスタ４０６に入力
される。電源には、電流制限用抵抗器４２６が直列に設
けられ、さらに過電圧保護用ツェナーダイオード４２
８、４３０、４３２が直列に設けられる。そして、これ
らの素子が電源回路４３４を構成して、オペアンプ４１
４、４２４に電力が供給される。

【００８２】図６の回路によると、感温抵抗体４０２の
温度が感温抵抗体４２０の温度より所定温度高くなるよ
うに感温抵抗体４０２への通電量が帰還制御され、この
通電量が流量に対応した信号として出力される。

【００８３】上記の図６の回路によると、感温抵抗体４
２０への電流がすべてオペアンプ４１４から供給されて
いるため、電源回路４３４からオペアンプ４１４に流れ
る電流を大きくする必要がある。しかし、この電流値が
大きくなると、抵抗器４２６における電圧降下が大きく
なり、この抵抗器４２６を介して電力を供給される回路
が作動するために必要な最低の電源電圧が高くなるとい
う問題が生じる。また、電流値を大きくして電圧降下を
小さくするには、抵抗器４２６の抵抗値を小さく設定す
る必要があるが、抵抗器４２６の抵抗値を小さく設定す
るとツェナーダイオード４２８、４３０、４３２として
電流容量の大きい素子を用いなければならない。このた
め、電源回路４３４の大型化を招くという問題点があ
る。

【００８４】さらに、図６の回路では、オペアンプ４１
４、４２４の内部オフセット電圧の影響を小さくしよう
とすると感温抵抗体４２０への電流が大きくなり、さら
に電源回路４３４を流れる電流が大きくなるという問題
点がある。

【００８５】以下に、内部オフセット電圧の影響を少な
くするための構成について説明する。図６の回路におい
て、出力電圧ＶＭは、下記の数式２１で表される。な
お、感温抵抗体４０２の抵抗値をＲＨ、感温抵抗体４２
０の抵抗値をＲＫとし、各抵抗器の抵抗値を各抵抗器の
符号の下２桁を用いて表し、例えば抵抗器４０４の抵抗
値をＲ０４として表す。また、ＶＯＳ１がオペアンプ４
１４の内部オフセット電圧、ＶＯＳ２がオペアンプ４２
４の内部オフセット電圧である。なお、ＲＨ＜＜Ｒ０８
＋Ｒ１０とする。

【００８６】

【数２１】

【００８７】上記の式において、右辺第３項と右辺第４
項とは、オペアンプの内部オフセット電圧による影響を
表している。そして、数式２１からわかるように抵抗値
Ｒ０８と抵抗値Ｒ１０との比Ｒ０８／１０８を変更する
と、右辺第３項、右辺第４項の値も変化する。すなわ
ち、Ｒ０８／Ｒ１０を小さくすると右辺第３項、右辺第
４項の値も小さくなり、オペアンプの内部オフセット電
圧による影響を少なくできる。

【００８８】一方、図６に図示される電圧ＶＢは下記の
数式２２で表され、電流ｉ１は下記の数式２３で表され
る。この数式２３からわかるように、Ｒ０８／Ｒ１０が
小さくなると電流ｉ１が大きくなる。

【００８９】

【数２２】

【００９０】

【数２３】

【００９１】従って、熱線式流量計として高精度な作動
を得るためには、オペアンプの内部オフセットの影響は
小さいほうがよい。しかし、内部オフセットの影響を少
なくするためにＲ０８／Ｒ１０を小さくすると、感温抵
抗体４２０に流れる電流ｉ１が増加し、オペアンプ４１
４に供給される電流が増加してしまうという新たな問題
点が発生する。なお、数式２１における△Ｖに関連する
右辺第２項はブリッジ回路の帰還量を表しており、Ｒ０
８／Ｒ１０を変更すると、右辺第２項の値も変化し、ブ
リッジ回路の帰還量が変化し、応答性が変化する。この
ため、△Ｖはブリッジ回路を安定動作させ、適度な応答
性が得られるように、抵抗器４１２と抵抗器４１６との
抵抗値を適宜変更して設定される。すなわち、所定の帰
還量を得るためには、Ｒ０８／Ｒ１０が大きければ△Ｖ
を小さくし、Ｒ０８／Ｒ１０が小さければ△Ｖを大きく
する。

【００９２】上記のようにオペアンプの内部オフセット
電圧の影響を低減するためにオペアンプ４１４に供給さ
れる電流が増加すると、抵抗器４２６における電圧降下
が大きくなり、オペアンプ４２４がパワートランジスタ
４０６を導通させて流量を計測するために必要な最低の
電源電圧が高くなり、電源電圧が低いときの流量測定が
できなくなるという問題点が生じる。また、抵抗器４２
６の電圧降下を小さくするためにその抵抗値を小さくす
ると、ツェナーダイオード４２８、４３０、４３２とし
て電流容量の大きい素子を用いなければならない。この
ため、電源回路４３４の大型化を招くという問題点があ
る。特に、高精度で品質の高い回路を低コストで構成す
るためにオペアンプ等の回路を１チップのモノリシック
ＩＣで構成すると、電流容量の大きいツェナーダイオー
ドは素子面積が大きいため、チップサイズが大型化し、
コスト高となる。

【００９３】また、図６の回路では、二つのオペアンプ
の内部オフセット電圧ＶＯＳ１、ＶＯＳ２が共に正の電
圧としてＶＭに現れるため、出力電圧ＶＭは内部オフセ
ット電圧ＶＯＳ１、ＶＯＳ２の両方の影響を受けて変化
する。このため、出力電圧ＶＭは、内部オフセット電圧
ＶＯＳ１、ＶＯＳ２の両方の温度ドリフトの影響を受け
て変動する。従って、感温抵抗体の温度を帰還制御する
制御回路全体での総合オフセット電圧は内部オフセット
電圧ＶＯＳ１、ＶＯＳ２の両方の影響を受けて変化し、
帰還制御回路の応答性等に影響を及ぼす。

【００９４】しかし、上記の第１、第２実施例による
と、感温抵抗体８に流す電流はパワートランジスタ５の
エミッタから供給されている。このため、抵抗器１０と
抵抗器１１の抵抗値の比Ｒ１０／Ｒ１１は、抵抗器３で
の電圧降下の増加や、ツェナーダイオード１０１、１０
２、１０３の容量の増加を考慮することなく、オペアン
プ２００、３００の内部オフセット電圧の影響を少なく
するように小さく設定することができる。さらに、上記
の第１、第２実施例によると、感温抵抗体８に流れる電
流をパワートランジスタ５のエミッタから供給している
ため、抵抗器３の抵抗値を図６の回路より大きく設定で
きる。このため、装置の最低作動電源電圧を下げてしま
うことなくツェナーダイオードの容量を小さくできる。
特に、回路をＩＣ化する場合には、ツェナーダイオード
の素子面積を小さくでき、チップサイズを小さくして低
コストの熱線式流量計を提供できる。

【００９５】また、上記の第１、第２実施例によると、
二つのオペアンプ２００、３００の内部オフセット電圧
ＶＯＳ１、ＶＯＳ２が、出力電圧において互いに逆の極
性の電圧として現れるため、これらが互いに相殺され
る。このため、出力電圧への内部オフセット電圧ＶＯＳ
１、ＶＯＳ２の影響が低減される。特に上記の実施例で
は、二つのオペアンプ２００、３００を共に１チップの
ＩＣ上に構成しているため、これらの内部オフセット電
圧およびその温度ドリフトがほぼ等しくなる。このた
め、これらの内部オフセット電圧が相殺される結果、総
合オフセット電圧を基準電圧と抵抗器３０５、３０６に
よるオフセット電圧△Ｖにほぼ一致させることができ
る。

【００９６】なお、上記の実施例では、オフセット電圧
△Ｖをオペアンプ３００の内部に設けられた一対のトラ
ンジスタ３０８、３０９の一方に作用させたが、このオ
フセット電圧はオペアンプ３００の外部から、反転入力
端子あるいは非反転入力端子に作用させてもよい。ま
た、オフセット電圧はオペアンプ２００の内部または外
部から作用させてもよい。

【００９７】

【発明の効果】以上述べたように本発明によると、熱線
式流量計に設けられる二つの差動増幅回路の内部オフセ
ット電圧が、流量を示す出力電圧に互いに逆の極性の電
圧として現れ、相殺されるため、出力電圧への内部オフ
セット電圧の影響が少ない熱線式流量計を提供すること
ができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明を適用した第１実施例の回路の一部を示
す回路図である。

【図２】本発明を適用した第１実施例の回路の一部を示
す回路図である。

【図３】定電流回路を示す回路図である。

【図４】第２実施例の定電流回路を示す回路図である。

【図５】本発明を適用した第１実施例の回路を示す回路
図である。

【図６】本発明を適用していない比較例の回路を示す回
路図である。

【符号の説明】

１ バッテリ ５ パワートランジスタ ７ 第１の感温抵抗体 ８ 第２の感温抵抗体 １００ モノリッシクＩＣの範囲 ２００ 演算増幅器（オペアンプ） ３００ オペアンプ ４００ オペアンプ ５００ オペアンプ ２３０ オペアンプ ３６０ オペアンプ

フロントページの続き (56)参考文献 特開 平２−35315（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−279866（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−138533（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−15722（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−93733（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁶，ＤＢ名) G01F 1/68 G01P 5/12

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 流体流路中に設置される第１感温抵抗体
   と、 前記第１感温抵抗体と直列に設けられ、電源からの供給
   電力を調節する電力調節回路と、 流体流路中に設置される第２感温抵抗体と、 前記第１感温抵抗体と前記第２感温抵抗体との電圧を入
   力し、前記第１感温抵抗体の温度を前記第２感温抵抗体
   の温度より所定温度高くするように前記電力調節回路を
   制御する第１差動増幅回路と、 前記第１感温抵抗体の両端電圧を分圧する分圧回路と、 前記分圧回路の分圧電圧に応じて前記第２感温抵抗体へ
   の印加電圧を調節し、 かつ、前記第１感温抵抗体への供給電力を示す電圧に前
   記第１差動増幅回路の内部オフセット電圧とは逆の極性
   として現れる内部オフセット電圧を有する第２差動増幅
   回路と を備えることを特徴とする熱線式流量計。