JP2006201077A - 熱式空気流量計 - Google Patents

Abstract

【課題】自動車の始動時、熱式空気流量計が正常に動作するまでの時間を短縮する。
【解決手段】 空気流量を測定する発熱抵抗体Ｒｈと温度補償用抵抗体Ｒｃと発熱抵抗体に流れる電流を検出するための検出抵抗Ｒ１とを並列に配置する。発熱抵抗体Ｒｈと温度補償用抵抗体Ｒｃと電流検出抵抗体Ｒ１のそれぞれに、電源電圧ＶｂとトランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ３のエミッタ・コレクタ間にかかる電圧の差の電圧が印加できるようにする。トランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ３は、カレントミラー回路２０を構成し、発熱抵抗体Ｒｈと温度補償用抵抗体Ｒｃと電流検出抵抗体Ｒ１とに流れる電流比を決定する。空気流量の増減によりオペアンプ２１により発熱電流が制御されても、前記電流比は所定比に保たれる。
【選択図】 図３

Description

本発明は、温度依存性を有する発熱抵抗体を用いて空気流量を測定する熱式空気流量計に関する。

自動車などのエンジン吸気システムに使用されている従来の熱式空気流量計は、特許文献１に記載されるように、空気流量測定用の発熱抵抗体と、発熱抵抗体に流れる電流を検出するための抵抗と、電流を制御するためのパワートランジスタとが直列に接続されている。

特開２００２−１１６０７４号公報

熱式空気流量計において、発熱抵抗体と電流検出抵抗とパワートランジスタとが直列に接続されていると、電源電圧からパワートランジスタにかかる電圧を差し引いた電圧が発熱抵抗体と電流検出抵抗とに分圧されて印加される。電源電圧は、通常、バッテリー電圧である。

自動車の始動時は、スタータモータで大量の電流が消費されるため、バッテリー電圧が通常より低下する。一方、発熱抵抗体は熱容量を持つため、所定の温度まで上昇するまでに或る程度時間がかかる。発熱抵抗体は所定の温度まで昇温されなければ空気流量計は正確な測定を行なうことができない。発熱抵抗体の昇温時間は、発熱抵抗体で消費される電力が大きいほど早い。つまり、空気流量計の起動は、発熱抵抗体に印加される電圧が大きいほど早くなる。

自動車の排気ガス規制が厳しくなるにつれ、エンジン始動直後から正確な空気流量測定値を得ることが望まれる。

本発明の目的は、バッテリーなどの電源電圧を大きくすることなく発熱抵抗体に印加される電圧を従来よりも大きくして空気流量計の起動特性を改善できる熱式空気流量計を提供することにある。

本発明は、発熱抵抗体と空気温度補償用の感温抵抗体とを用いて空気流量を測定する熱式空気流量計において、
前記発熱抵抗体と前記感温抵抗体とに流れる電流の比を決定する電流源と、前記発熱抵抗体に流れる電流を間接的に検出する電流検出抵抗体とを備えることを特徴とする。

好ましくは、例えば、前記発熱抵抗体と前記空気温度補償用の感温抵抗体と前記電流検出抵抗体とが電流の比を決定する前記電流源を介して並列に接続される。或いは、前記電流検出抵抗体と前記空気温度補償用の感温抵抗体と直列に接続され、これらの抵抗体と前記発熱抵抗体とが電流比を決定する前記電流源を介して並列に接続される。

前記電流源として、例えばカレントミラー回路と増幅器とで構成される。

空気流量計の前記発熱抵抗体を所定の温度まで昇温させる時間を短縮できる。特に自動車のエンジン制御のための信号として、エンジン始動から早い時間で正確な出力を得られる。これにより自動車エンジンからの有害な排気ガスを低減できる。

本発明の実施例を、図を用いて説明する。まず、本発明の実施例の説明に先立って、図１により従来の熱式空気流量計の構成について説明する。図１に示す熱式空気流量計は、ブリッジ回路を用いたタイプの空気流量計であり、例えば自動車エンジンの吸入空気を測定するものに使用される。

図１において、空気流量計１の電源電圧ＶＢとして、自動車用のバッテリー電圧が供給される。空気流量測定用の発熱抵抗体Ｒｈと空気温度補償用の感温抵抗体Ｒｃは、電流検出用抵抗Ｒ１，固定抵抗Ｒ２，Ｒ７と共にホイートストンブリッジ回路を構成し、このブリッジ回路の中点電位がオペアンプ１１に入力される。すなわち、オペアンプ１１の非反転入力端子（＋）端子には、発熱抵抗体Ｒｈと電流検出抵抗体Ｒ１間の電圧Ｖ２が入力され、反転入力端子（−）端子には、感温抵抗体Ｒｃ（固定抵抗Ｒ２を含む）と固定抵抗Ｒ７間の参照電圧が入力される。オペアンプ１１の出力は、発熱電流制御用のパワートランジスタ（ＮＰＮトランジスタ）Ｑ０のベースに入力される。

発熱抵抗体Ｒｈと温度補償用の感温抵抗体Ｒｃは、いずれも温度依存性を有する感温抵抗体である。それらは、吸気通路に配置される。発熱抵抗体Ｒｈの発熱量は、空気流量(流速)と熱交換し放熱するが、オペアンプ１１およびトランジスタＱ０の作用により、発熱抵抗体Ｒｈと感温抵抗体Ｒｃとの抵抗値差（温度差）が所定差になるように加熱電流Ｉｈが制御される。この加熱電流Ｉｈを抵抗体Ｒ１により電圧変換することにより、空気流量を測定することができる。

自動車のバッテリーは、図２に示すように内部抵抗Ｒｂを持つ。バッテリーからの出力電流Ｉｂが無いときに計測されるバッテリー出力電圧ＶＢをＶＢｏとする。バッテリーから出力電流Ｉｂが流れると出力電圧ＶＢは式（１）で表される。

ＶＢ＝ＶＢｏ−Ｒｂ×Ｉｂ …（１）
エンジン始動時はスタータモータで大きな電流が消費され、バッテリーからの出力電流Ｉｂが大きくなる。このため、内部抵抗Ｒｂでの電圧降下が大きくなるので出力電圧ＶＢは低くなる。

エンジン始動時には、空気流量計１にもバッテリー出力電圧ＶＢが印加され、空気流量計１が起動する。空気流量計１が正常な空気流量信号を出力するには、発熱抵抗体Ｒｈが所定の温度に上がる必要がある。発熱抵抗体Ｒｈの温度は、発熱抵抗体Ｒｈでの消費電力Ｗｈにより上げられる。発熱抵抗体Ｒｈに流れる電流Ｉｈとすると、検出用抵抗Ｒｈでの消費電力Ｗｈは式（２）で表される。

Ｗｈ＝Ｒｈ×Ｉｈ^２ …（２）
また、記発熱抵抗体Ｒｈに流れる電流Ｉｈは式（３）で表わされる。ここでＶce0はトランジスタＱ０のエミッタ・コレクタ間電圧、Ｒ１は電流検出用抵抗である。

Ｉｈ＝（ＶＢ−Ｖce0）／（Ｒｈ＋Ｒ１） …（３）
式（２）、式（３）より発熱抵抗体Ｒｈでの消費電力Ｗｈは式（４）で表わされる。

Ｗｈ＝Ｒｈ×（（ＶＢ−Ｖｃｅ０）／（Ｒｈ＋Ｒ１））^２ …（４）
エンジンの始動直後からなるべく早く正常な空気流量信号を得るためには、発熱抵抗体Ｒｈでの消費電力Ｗｈを大きくして、発熱抵抗体Ｒｈの昇温時間を短くすることが有効な手段である。

式（４）から分かるように、発熱抵抗体Ｒｈと直列に接続された電流検出抵抗体Ｒ１の抵抗値が小さいほど、発熱抵抗体Ｒｈでの消費電力Ｗｈは大きくなる。つまり電流検出抵抗体Ｒ１が無いときが最も大きな消費電力Ｗｈになり、昇温時間も短くなる。

一方で電流検出抵抗体Ｒ１は、固定抵抗Ｒ７と協働して、発熱抵抗体Ｒｈに流れる電流Ｉｈと感温抵抗体Ｒｃに流れる電流Ｉｃとの比を一定にするという役割を持つ。従来の空気流量計において、発熱抵抗体Ｒｈに流れる電流Ｉｈと感温抵抗体Ｒｃに流れる電流Ｉｃとの比は式（５）で表せる。

Ｉｈ／Ｉｃ＝Ｒ７／Ｒ１ …（５）
このため、従来の空気流量計１の構成では、電流検出用抵抗Ｒ１を削除して使用することができない。

本発明は、電流検出抵抗体Ｒ１を、例えば図３の実施例に示すように、従来のように発熱抵抗体Ｒｈと直列に接続せず、並列に接続する。また、従来は、流量検出部の電流源をトランジスタＱ０で実現し、電流比の整合を抵抗器Ｒ１，Ｒ７で行なっていたが、これに代わって発熱抵抗体Ｒｈに流れる電流Ｉｈと感温抵抗体Ｒｃに流れる電流Ｉcと電流検出抵抗体Ｒ１とに流れる電流Ｉ１の比を決定する電流源を備える。例えば、センシング部（発熱抵抗体、空気温度補償用の感温抵抗体）の電流源と、それらの抵抗体に流れる電流の比の整合を、検出抵抗体Ｒ１，固定抵抗器Ｒ７を用いずに、カレントミラー回路のような複数のトランジスタのみで行なう。

図３の実施例の熱式空気流量計２では、電流源は、カレントミラー回路２０とオペアンプ２１とトランジスタＱ１とで構成される。カレントミラー回路２０は、並列に接続された第１のトランジスタＱ２、第２のトランジスタＱ３、第３のトランジスタＱ４によって構成される。

第１のトランジスタＱ２と発熱抵抗体Ｒｈが直列に接続され、第２のトランジスタＱ３と空気温度補償用の感温抵抗体Ｒｃが直列に接続され、第３のトランジスタＱ４と電流検出抵抗体Ｒ１とが直列に接続される。本実施例におけるカレントミラー回路２０を構成するトランジスタＱ２，Ｑ３，Ｑ４はＰＮＰトランジスタであり、そのエミッタ側に電源ＶＢが接続され、コレクタ側に前記各抵抗体Ｒｈ，Ｒｃ，Ｒ１が接続される。

発熱抵抗体Ｒｈと第１のトランジスタＱ２との間の電圧と、空気温度補償用の感温抵抗体Ｒｃと第２のトランジスタＱ２との間の電圧とがオペアンプ２１に入力される。ここでは、発熱抵抗体Ｒｈと第１のトランジスタＱ２との間の電圧がオペアンプ２１の非反転入力端子（−）に入力され、空気温度補償用の感温抵抗体Ｒｃと第２のトランジスタＱ２との間の電圧がオペアンプ２１の入力端子（＋）に入力される。また、空気温度補償用の感温抵抗体Ｒｃは、発熱抵抗体Ｒｈと同じ抵抗の温度係数で抵抗値がＮ（Ｎは正の定数）倍としてある。

トランジスタＱ１は、カレントミラー回路２０の各トランジスタＱ２〜Ｑ４のベース電流を流すためのものであり、ＮＰＮトランジスタで構成されている。オペアンプ２１の出力は、トランジスタＱ１に接続される。

このような回路構成によれば、第１〜第３のトランジスタＱ２〜Ｑ４により、各抵抗体Ｒｈ，Ｒｃ，Ｒ１に流れる電流が所定比を保ちながら制御される。

空気流量の増減により発熱抵抗体Ｒｈの抵抗値は変化するが、オペアンプ２１は、感温抵抗体Ｒｃと発熱抵抗体Ｒｈとの抵抗値差（温度差）が一定値を保つようにトランジスタＱ１を介してカレントミラー回路２０のトランジスタＱ２に流れるベース電流ひいてはエミッタ電流および加熱電流（コレクタ電流）Ｉｈを制御する。加熱電流Ｉｈが変化しても、その電流Ｉｈと感温抵抗体Ｒｃに流れる電流と固定抵抗体Ｒ４に流れる電流比は、カレントミラー回路のトランジスタＱ２〜Ｑ４により一定に保たれる。

ここで、発熱抵抗体Ｒｈに流れる電流Ｉｈと感温抵抗体Ｒｃに流れる電流Ｉｃの比は、カレントミラー回路を構成するトランジスタＱ２とトランジスタＱ３の電流特性で決まる。例えばトランジスタのエミッタサイズの比を調整したり、トランジスタＱ２とトランジスタＱ３をそれぞれ複数のトランジスタで構成して、トランジスタ個数の比を調整したりする。

例えば図３のトランジスタＱ２とトランジスタＱ３の個数がＮ：１であるとすると、発熱抵抗体Ｒｈに流れる電流Ｉｈと感温抵抗体Ｒｃに流れる電流Ｉｃの比は式（６）で表される。

Ｉｈ／Ｉｃ＝Ｎ …（６）
式（５）、式（６）より、図１における
Ｒ７／Ｒ１＝Ｎ …（７）
とすると、図１の空気流量計１と図３の空気流量計２の発熱抵抗体Ｒｈは等価な制御を受けることが分かる。

発熱抵抗体Ｒｈは温度特性を持っており、抵抗値は温度依存性を持つ。図３の空気流量計２の回路でＲｈは温度が制御され式（８）で表わされる抵抗値になる。

Ｒｈ＝Ｉｃ／Ｉｈ×（Ｒｃ＋Ｒ２）
＝（Ｒｃ＋Ｒ２）／Ｎ …（８）
図３の空気流量計２の電流検出抵抗体Ｒ１と発熱抵抗体Ｒｈも、既述したようにトランジスタＱ２とトランジスタＱ４とからなるカレントミラー回路を介して並列に配置される。トランジスタＱ２とトランジスタＱ４の特性が同じであれば、電流検出用抵抗Ｒ１に流れる電流Ｉ１は発熱抵抗体Ｒｈに流れる電流Ｉｈと等しく、電流検出用抵抗Ｒ１にかかる電圧Ｖ２２は、図１に示した空気流量計１の電流検出用抵抗Ｒ１にかかる電圧Ｖ２と等しくなる。

このように、定常状態での動作は、従来の前記空気流量計１と本実施例の空気流量計２とは等価な動作をする。本発明の空気流量計２が空気流量計１より優れている点は発熱抵抗体Ｒｈに印加できる最大電圧が大きくなる点である。

すなわち、図３の実施例では、発熱抵抗体Ｒｈに流れる電流Ｉｈと感温抵抗体Ｒｃに流れる電流Ｉｃの比率の整合を、電流検出用抵抗Ｒ１や固定抵抗Ｒ７を用いずに実現する。その結果、発熱抵抗体Ｒｈでの消費電力Ｗｈを大きくして、発熱抵抗体Ｒｈの昇温時間を短くすることを可能にする。

図１１に従来の空気流量計１と本発明に係る空気流量計２との原理図を示す。図１１（ａ）が従来方式であり、この場合には、一つの電流源１００（図１のトランジスタＱ０）１００、センシング部１０１（発熱抵抗体、温度補償抵抗体）、電流比を決定（整合）する固定抵抗体（Ｒ１、Ｒ７）とで構成される。一方、本発明では、電流比を決定（整合）する並列の電流源２００（図３のカレントミラー回路２０に相当）、センシング部２０１（発熱抵抗体、温度補償抵抗体）、前記発熱抵抗体の電流を間接的に検出する電流検出抵抗Ｒ１とで構成される。

従来の空気流量計１で発熱抵抗体Ｒｈに印加できる最大電圧Ｖh1maxは式（９）で表され、一方、本実施例における空気流量計２では、発熱抵抗体Ｒｈに印加できる最大電圧Ｖh2maxは式（１０）で表される。

Ｖh1max＝（ＶＢ−Ｖce0）×Ｒｈ／（Ｒｈ＋Ｒ１） …（９）
Ｖh2max＝ＶＢ−Ｖce2 …（１０）
式（９）、式（１０）の場合、トランジスタのエミッタ・コレクタ間電圧はいずれのトランジスタもほぼ同じとみることができる。このため空気流量計２で発熱抵抗体Ｒｈに印加できる最大電圧Ｖh2maxは、空気流量計１で発熱抵抗体Ｒｈに印加できる最大電圧Ｖh1maxの（Ｒｈ＋Ｒ１）／Ｒｈ倍である。

図３の空気流量計２において、抵抗Ｒ３はバッテリー電圧ＶＢにノイズが乗ってもカレントミラーに流れる電流が変動しないようにするためのものであり、バッテリーＶＢとカレントミラー回路のトランジスタのベース間に配置されている。抵抗Ｒ４は、抵抗Ｒ３を備えたことによる発振の防止を行なうものであり、トランジスタＱ１のベースと接地間に配置されている。

発熱抵抗体Ｒｈの温度制御には、空気流量のほかに空気の温度が影響を及ぼすために、この空気温度を補償するために、感温抵抗体Ｒｃが設けられる。すなわち、感温抵抗体Ｒｃは、発熱抵抗体Ｒｈの制御温度（目標温度）を空気温度の変化分だけ変化させる。発熱抵抗体Ｒｈからの放熱量は、空気流量のほかに発熱抵抗体と空気との温度差にも比例する。式（８）から分かるように、感温抵抗体Ｒｃの抵抗値の温度特性が発熱抵抗体Ｒｈの抵抗値の温度特性のＮ倍であれば、発熱抵抗体Ｒｈと感温抵抗体Ｒｃの空気温度の変化の比を等しくできる。

例えば発熱抵抗体Ｒｈの温度特性を式（１１）、感温抵抗体Ｒｃの温度特性を式（１２）とする。ここで、Ｒh0は零℃での発熱抵抗体の抵抗値、Ｒc0は零℃での感温抵抗体の抵抗値、Ｔｈは発熱抵抗体Ｒｈの温度、Ｔｃは感温抵抗体Ｒｃの温度である。また、αは抵抗値の温度係数で発熱抵抗体Ｒｈも感温抵抗体Ｒｃも同じ値とする。これを実現するには同じ材料で抵抗値のみを変えれば可能である。

Ｒｈ＝Ｒh0×（１＋α×Ｔｈ） …（１１）
Ｒｃ＝Ｒc0×（１＋α×Ｔｃ）
＝Ｎ×Ｒh0×（１＋α×Ｔｃ） …（１２）
式（８）、式（１２）よりＴｃがΔＴだけ変化したときにＲｈの変化する値ΔＲｈは、
ΔＲｈ＝Ｎ×Ｒh0×α×ΔＴ／Ｎ
＝Ｒh0×α×ΔＴ …（１３）
である。つまり、感温抵抗体Ｒｃが空気により変化したのと同じ温度だけ発熱抵抗体Ｒｈも変化する。

発熱抵抗体Ｒｈと感温抵抗体Ｒｃに同じ仕様のものを使用する場合、図３の空気流量計２の回路構成では、発熱抵抗体Ｒｈの抵抗値変化は感温抵抗体Ｒｃの抵抗値変化の１／Ｎ（＝Ｉｃ／Ｉｈ）である。これは感温抵抗体Ｒｃに流れる電流Ｉｃが発熱抵抗体Ｒｈに流れる電流Ｉｈの１／Ｎであるため、感温抵抗体Ｒｃにかかる電圧の抵抗値の変化に応じた感度が発熱抵抗体Ｒｈにかかる電圧の抵抗値の変化に応じた感度の１／Ｎになるからである。

これを解決する回路が図４に示す空気流量計３である。オペアンプ３１の非反転入力端子の前に感温抵抗体Ｒｃにかかる電圧の変化をＮ（＝Ｉｈ／Ｉｃ）倍にする増幅器を備えることを特徴とする。この構成により、発熱抵抗体Ｒｈと感温抵抗体Ｒｃに同じ仕様のものを使用しても、感温抵抗体Ｒｃの温度変化と同じだけ発熱抵抗体Ｒｈが温度変化し、空気の温度が変化しても発熱抵抗体Ｒｈからの放熱量を同じにすることができる。

ここで、トランジスタのバラツキの影響を少なくし、より整合性の良いカレントミラー回路を構成する手段を図５に示す。カレントミラー回路２０を構成するＰＮＰトランジスタＱ２，Ｑ３，Ｑ４のエミッタに抵抗５，６，７を接続すると、カレントミラー電流の比が抵抗の比に近づくので整合性を良くすることができる。ただし、あまり大きな抵抗を付けると、発熱抵抗体Ｒｈに印加できる電圧が小さくなってしまい、本発明の目的が損なわれてしまうので注意が必要である。

空気流量信号として用いるのは、発熱抵抗体Ｒｈに流れる電流Ｉｈである。このため従来の空気流量計１では、電流検出用抵抗Ｒ１に発熱抵抗体Ｒｈに流れる電流Ｉｈを流して出力信号としている。一方、本発明に係る空気流量計２では、発熱抵抗体Ｒｈとカレントミラー回路を介して並列接続された電流検出用抵抗Ｒ１に、発熱抵抗体Ｒｈに流れる電流Ｉｈと等しい大きさの電流を流して出力信号を得ている。

しかし、感温抵抗体Ｒｃに流れる電流Ｉｃも発熱抵抗体に流れる電流Ｉｈとは、式（６）より、
Ｉｃ＝Ｉｈ／Ｎ…（１４）
の比例関係が有り、流量信号とすることができる。感温抵抗体Ｒｃに流れる電流Ｉｃは感温抵抗体Ｒｃと直列に接続された抵抗Ｒ２も流れる。図６の空気流量計５のように感温抵抗体Ｒｃと直列に接続された抵抗Ｒ２にかかる電圧Ｖ３を流量信号にすれば、回路規模を小さくすることができる。ただし、図３〜図５の実施例と図６の実施例とを比較した場合、前者の方が大きな空気流量信号を得られ、ノイズに強い利点がある。

図３〜図５の空気流量計２では、電流検出用抵抗Ｒ１に発熱抵抗体Ｒｈに流れる電流Ｉｈと等しい大きさの電流を流して出力信号を得ている。しかし、電流検出用抵抗Ｒ１に流す電流は発熱抵抗体Ｒｈに流れる電流Ｉｈに比例、もしくは線形（１対１）の関係があれば良い。電流検出抵抗体Ｒ１に流れる電流Ｉ１および発熱抵抗体Ｒｈに流れる電流Ｉｈは、集積回路内を流れる小信号電流に比べると非常に大きい。そこで、例えば図３の空気流量計２のカレントミラーを構成するトランジスタＱ２とトランジスタＱ４のサイズの比を調整して、発熱抵抗体Ｒｈに流れる電流Ｉｈと電流検出用抵抗Ｒ１に流れる電流Ｉ１との比を式（１５）のように、
Ｉｈ／Ｉ１＝Ｍ …（１５）
とすれば空気流量計２の消費電流を軽減でき、回路の発熱を抑えることができる。図７にその具体的態様を示す。図７の空気流量計６は、基本的な構成は、図３〜図５の実施例と同様であり、次の点で相違する。

図７の空気流量計６のように、発熱抵抗体Ｒｈに流れる電流Ｉｈに比例した（もしくは線形の）電流Ｉ１が流れる電流検出用抵抗Ｒ６１を可変抵抗にし、電流検出用抵抗Ｒ６１と直列に可変定電圧源６３を配置すれば、電流検出用抵抗Ｒ６１と可変定電圧源６３とで空気流量計６の出力信号Ｖ６２を調整することができる。可変定電圧源６３の電圧をＶ６３とするとＶ６２は式（１６）で表わされる。

Ｖ６２＝Ｒ６１×Ｉ１＋Ｖ６３ …（１６）
式（１６）よりＲ６１で傾き、Ｖ６３で切片を調整できることが分かる。

本発明を実現する上で最も重要な点はカレントミラー回路２０の整合性を良くすることである。集積回路で本発明を実現する際、カレントミラーを構成するトランジスタのバラツキを極力小さくする必要がある。

バラツキを小さくするためには、回路図上、カレントミラー回路２０を構成するトランジスタＱ２，Ｑ３，Ｑ４を、それぞれ複数のトランジスタで構成すればよい。例えば、図８の回路図のようにカレントミラー回路８１を構成する２つのトランジスタＱ８２、Ｑ８３について、それぞれ２つのトランジスタで構成し、トータルで４つのトランジスタＱ８２ａ、Ｑ８２ｂ、Ｑ８３ａ、Ｑ８３ｂでカレントミラー回路９１を構成する。

また、実際にＩＣをレイアウトする場合、図９のようにトランジスタＱ８２ａ、Ｑ８２ｂを一塊、前記トランジスタＱ８３ａ、Ｑ８３ｂを一塊という配置をするのではなく、図１０のようにトランジスタＱ８２ａ、Ｑ８２ｂ、Ｑ８３ａ、Ｑ８３ｂをクロスさせた方が特性のバラツキを少なくできる。

上記した各実施例では、発熱抵抗体に流れる電流を間接的に検出する電流検出抵抗体は、電流比を決定する電源を介して発熱抵抗体と並列に接続されるが、そのほかに、例えば図１２に示すように、発熱抵抗体Ｒhの上下流に感温抵抗体１３１、１３２を配置して、両者の温度差（抵抗値差）を電圧変換して空気流量を測定してもよい。発熱抵抗体Ｒｈ，感温抵抗体Ｒｃ，上流抵抗体１３１，下流抵抗体１３２，これらの端子１３４は、基板に配設されている。図１３は、その電気回路図である。この場合の発熱抵抗体Ｒｈ、感温抵抗体Ｒｃは、既述した実施例同様にカレントミラー回路２０のトランジスタＱ２，Ｑ３を介して並列に接続される。発熱抵抗体Ｒhの上流抵抗体１３１は空気流により冷却され、下流抵抗体１３２は発熱抵抗体Rｈにより暖められた空気が流れてくるため暖められる。したがって、これらの抵抗体は、温度により抵抗値が変化し、また、その温度差は空気流量により変化する。したがって、電源１３３に感温抵抗体１３１と１３２を図１３に示すように電気的に接続することにより、上下流の温度差すなわち空気流量に応じた電気信号が得られる。

なお、上記各実施例ではカレントミラー回路をＰＮＰトランジスタで構成する例を示したが、ＮＰＮトランジスタで構成しても良い。

また、本発明の空気流量計は、自動車以外の流量測定に使用可能であり、その用途はこれに限定されるものではない。

本実施例によれば、信頼性が高いため現在使用している空気流量検出素子を変更せずに、空気流量検出素子に印加できる最大電圧を大きくすることができ、特に起動時に正常な信号を出力までの時間を短くすることができる。

これにより、自動車エンジンの空燃比制御を早い時期から行なうことができ、有害な排気ガスの排出を低減できる。

従来の熱式空気流量計の回路構成図。 バッテリーの等価回路図。 本発明の一実施例に係わる熱式空気流量計の回路構成図。 発熱抵抗体と感温抵抗体に同じ特性の素子を用いた場合の実施例を示す図。 カレントミラー回路の整合性を良くするため、トランジスタのエミッタに抵抗を配置した場合の実施例を示す図。 感温抵抗体に流れる電流から空気流量信号を取り出す場合の実施例を示す図。 空気流量信号を一次変換で出力調整する場合の実施例を示す図。 カレントミラー回路と集積回路上のレイアウト図。 カレントミラー回路の特性バラツキを軽減するためカレントミラーの各トランジスタを複数のトランジスタで構成した例を示す回路図とレイアウト図。 カレントミラー回路の特性バラツキを軽減するためカレントミラーの各トランジスタを複数のトランジスタで構成した例を示す回路図とトランジスタをクロスさせたレイアウト図。 従来の空気流量計と本発明に係る空気流量計との原理図を示す図。 本発明の他の実施例を示す抵抗体のレイアウトを示す図。 図１２の実施例の回路図。

符号の説明

２，３，４，５，６…熱式空気流量計、２０…カレントミラー回路、２１…オペアンプ、３２…増幅器、Ｒ１…電流検出抵抗体、Ｒ３…耐ノイズ用抵抗、Ｒ４…発振防止用抵抗、Ｑ１…カレントミラー回路のベース電流用トランジスタ、Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４…カレントミラー用トランジスタ、Ｒｃ…温度補償用感温抵抗体、Ｒｈ…発熱抵抗体、Ｒ６１…電流検出用の可変抵抗、６３…可変定電圧源、８１…カレントミラー回路、Ｑ８２，Ｑ８３…カレントミラー用トランジスタ、Ｑ８２ａ，Ｑ８２ｂ，Ｑ８３ａ，Ｑ８３ｂ…カレントミラー用トランジスタ。

Claims (14)

1. 発熱抵抗体と空気温度補償用の感温抵抗体とを用いて空気流量を測定する熱式空気流量計において、
   前記発熱抵抗体と前記感温抵抗体とに流れる電流の比を決定する電流源と、前記発熱抵抗体に流れる電流を間接的に検出する電流検出抵抗体とを備えることを特徴とする熱式空気流量計。
2. 請求項１において、前記発熱抵抗体と前記空気温度補償用の感温抵抗体と前記電流検出抵抗体とが電流の比を決定する前記電流源を介して並列に接続される熱式空気流量計。
3. 請求項１において、前記電流検出抵抗体と前記空気温度補償用の感温抵抗体と直列に接続され、これらの抵抗体と前記発熱抵抗体とが電流比を決定する前記電流源を介して並列に接続される熱式空気流量計。
4. 請求項１ないし３のいずれか１項において、前記電流源は、少なくともカレントミラー回路と増幅器とで構成される熱式空気流量計。
5. 請求項１において、前記電流源は、少なくともカレントミラー回路とオペアンプとで構成され、前記カレントミラー回路を構成する並列接続の第１、第２、第３のトランジスタを有し、
   前記第１のトランジスタと前記発熱抵抗体が直列に接続され、前記第２のトランジスタと前記空気温度補償用の感温抵抗体が直列に接続され、前記第３のトランジスタと前記電流検出抵抗体が直列に接続され、
   前記発熱抵抗体と前記第１のトランジスタとの間の電圧と、前記空気温度補償用の抵抗体と前記第２のトランジスタとの間の電圧とがオペアンプに入力され、このオペアンプの出力により前記第１〜第３のトランジスタが制御されて前記各抵抗体に流れる電流が所定比を保ちながら制御されるように構成した熱式空気流量計。
6. 請求項１において、前記電流源は、少なくともカレントミラー回路とオペアンプとで構成され、前記カレントミラー回路を構成する並列接続の第１、第２トランジスタを有し、
   前記第１のトランジスタと前記発熱抵抗体が直列に接続され、前記第２のトランジスタと前記空気温度補償用の感温抵抗体と前記電流検出抵抗体とが直列に接続され、前記発熱抵抗体と前記第１のトランジスタとの間の電圧と、前記空気温度補償用の感温抵抗体と前記第２のトランジスタとの間の電圧とがオペアンプに入力され、このオペアンプの出力により前記第１、第２のトランジスタが制御されて前記各抵抗体に流れる電流が所定比を保ちながら制御されるように構成した熱式空気流量計。
7. 請求項１ないし６のいずれか１項において、前記空気温度補償用の感温抵抗体の発熱を抑えるために、前記感温抵抗体は、前記発熱抵抗体と同じ抵抗の温度係数で抵抗値がＮ（Ｎは正の定数）倍である熱式空気流量計。
8. 請求項１ないし６のいずれか１項において、電流比の設定において、前記空気温度補償用の感温抵抗体に流れる電流が前記発熱抵抗体に流れる電流の１／Ｎ（Ｎは正の定数）としてあり、前記感温抵抗体と該感温抵抗体と直列に接続されている固定抵抗体とにかかる電圧をＮ倍する増幅器を備え、前記感温抵抗体と前記発熱抵抗体は、同じ仕様の素子が使用されている熱式空気流量計。
9. 請求項５又は６において、前記カレントミラーを構成するトランジスタはＰＮＰトランジスタであり、カレントミラーの整合性を良くするため、これらのトランジスタのエミッタに抵抗器を備えた熱式空気流量計。
10. 請求項５において、前記電流検出抵抗体には、前記発熱抵抗体に流れる電流の１／Ｍ（Ｍ：正の定数）が流れ、この電流検出抵抗体にかかる電圧を空気流量出力信号として出力する熱式空気流量計。
11. 請求項５において、前記電流検出抵抗体を可変抵抗とし、この電流検出抵抗体と直列に調整可能な電圧源とを設け、一次変換で電流検出用抵抗の出力を調整可能にした熱式空気流量計。
12. 請求項４ないし６のいずれか１項において、電源電圧ＶＢに外乱が乗っても電流の変動が少なくなるように、前記カレントミラー回路を構成するトランジスタのベースとエミッタ間に抵抗器を設けることを特徴とする熱式空気流量計。
13. 請求項４ないし６のいずれか１項において、前記カレントミラー回路を構成するトランジスタは、それぞれが、複数のトランジスタで構成されている熱式空気流量計。
14. 請求項１３において、前記カレントミラー回路を構成するトランジスタの特性バラツキがないように、前記複数のトランジスタの配置場所に偏りが無いよう、集積回路内に配置されている熱式空気流量計。

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