DE2933840C2 - Schaltungsanordnung zur Überprüfung und Steuerung der Koeffizienten eines analogen adaptiven Entzerrers - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1 und fällt damit allgemein in das Gebiet der Entzerrung analoger Signale.

Bekanntlich müssen in Übertragungssystemen die zeitlichen Änderungen der Amplituden- und Phasencharakteristiken eines Übertragungskanals berücksichtigt werden. Zu diesem Zweck werden üblicherweise empfängerseitig adaptive Entzerrungsschaltungen verwendet, die die durch den Kanal selbst eingeführten Veränderungen kontinuierlich feststellen. Diese Fähigkeit der Entzerrer, ihre Amplituden- und Phasenantwort zur Aufrechterhaltung des sowohl nach Amplitude als auch nach Phase entzerrten Übertragungskanals nachzujustieren, wird durch unterschiedliche Vorrichtungen erhalten, die durch äußere Hilfsmittel aufgrund einer Analyse des entzerrten Signals gesteuert werden und durch die die Entzerrer-Übertragungsfunktion geändert wird.

Sofern die zu verarbeitenden Signale Analogsignale sind, werden analoge adaptive Transversalentzerrer verwendet, die im wesentlichen aus folgenden Einzelschaltungen bestehen:

— einer Verzögerungsstrecke mit einer Mehrzahl von Zellen in Abhängigkeit von der Komplexität der zu kompensierenden Phasen· Amplituden-Verzerrung;

— einer Mehrzahl von Abgriffschaltungen, die sowohl das zwischen einer Zelle und der nächster, liegende Signal abgreifen als auch dessen Amplitude ändern, wie es durch die gerade stattfindende Entzerrung gefordert wird;

— einer Mehrzahl von Verstärkerschaltungen, die alle in dieser Weise verarbeiteten Signale aufaddieren.

Es sind unterschiedliche Schaltungstypen bekannt, die das Signal von der Verzögerungsstrecke abgreifen und es mit geeigneten Koeffizienten gewichten, beispielsweise automatisch geregelte Verstärker (sogenannte AGC-Verstärker) oder Schaltungen, die als variable Elemente Feldeffekttransistoren (FET) verwenden.

Die Hauptnachteile, die sich durch diese Gewichtungs- und Abgriffschaltungen ergeben, sind folgende:

— bei der Verwendung von AGC-Verstärkern eine hohe Schaltungskomplexität aufgrund der erheblichen Dynamik der für hohe Bandbreiten des zu verarbeitenden Signals durchzuführenden Verstärkungsgradänderungen ;

— bei der Verwendung von Feldeffekttransistoren jo eine Beschränkung des maximal zugelassenen Pegels des zu verarbeitenden Signals und die praktische Unmöglichkeit, den genauen Wert der zugeordneten Koeffizienten zu kennen.

Insbesondere ist diese letztere Eigenschaft sehr wichtig, die sich auf die genaue Kenntnis der aktuellen Werte bezieht, die von den Gewichtungsschaltungen angenommen werden, welche den Abgriffsschaltungen zugeordnet sind, entsprechend den von der zur Steuerung des Entzerrers dienenden zentralen Vorrichtung kommenden Steuerparametern.

Die Kenntnis dieser tatsächlichen Werte, wie sie sich während des Signalempfangs entwickeln, erlaubt einerseits die genaue Zurückverfolgung der Übertragungsfunktion, so daß eine Auswertung der Änderungen der Kanalcharakteristiken möglich ist, und andererseits die Verwendung von Korrekturalgotithmen, die den durch die gewünschte Entzerrungsweise aufgegebenen Anforderungen besser entsprechen.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung zur Überprüfung und Steuerung der Koeffizienten eines analogen adaptiven Entzerrers anzugeben, die bei relativer Einfachheit der Schaltungsanordnung eine volle Kenntnis der sich während des Signalempfangs entwickelnden Schaltungsparameter ermöglicht Diese. Aufgabe wird, ausgehend von der Schaltungsanordnung nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1, durch die im kennzeichnenden T?il des Anspruchs 1 aufgeführten Merkmale gelöst, wodurch

die Schaltungsanordnung zur Überprüfung und Steuerung der Koeffizienten unter Verwendung indirekt gesteuerter variabler Widerstände, insbesondere von Fotowiderständen, Thermistoren und Magnetowiderständen, folgende Möglichkeiten und Vorteile ergibt:

sie erlaubt die sorgfältige Überprüfung der tatsächlichen Werte der Gewichtungskoeffizienten;

— sie stabilisiert mit hoher Präzision den Wert der Gewichtungskoeffizienten auf den zu jedem Zeitpunkt zugeordneten Wert, wodurch auch mögliche thermische Drifterscheinungen des verwendeten indirekt gesteuerten veränderlichen Widerstands ausgeglichen werden;

— sie verwendet als veränderliche Widerstände eine Rückkopplungsschaltung, die die Linearisierung der Funktion der Steuerspannung zum tatsächlichen Wert der Gewichtungskoeffizienten ermöglicht;

— sie ergibt ein korrektes Verhalten hinsichtlich der Frequenz in einem Frequenzband im Bereich von 50 MHz;

— sie kann mit von der Verzögerungsstrecke abgegriffenen Signalen hoher Amplitude arbeiten;

— sie verwendet sehr einfache Schaltungen, die insofern zuverlässig und billig sind.

Indirekt gesteuerte Widerstandselemente sind z.B. 2η zur Bestimmung einer Durchgangsfunktion an sich bekannt (US-PS 36 68 566), nämlich zur Veränderung des Frequenzverhaltens eines abstimmbaren Filters. Es handelt sich hierbei um von einer Lichtquelle gesteuerte Fotowiderstände, die jeweils einem Eingang eines Operationsverstärkers vorgeschaltet sind und in Abhängigkeit von der Eingangs-Ausgangs-Phasenbeziehung des Filters entsprechend der indirekten Steuerung ihre Widerstandswerte in gleichem Maße und gleichem Sinne erhöhen oder erniedrigen. Die indirekte Steuerung erfolgt hierbei durch Beleuchtung der Fotowiderstände, wodurch also eine Möglichkeit einer derartigen Steuerung an sich bekannt ist

Weiterbildungen der Erfindung sind Gegenstände der Unteransprüche. Weitere Einzelheiten ergeben sich aus der folgenden Beschreibung eines bevorzugten Ausführungsbeispiels unter Bezugnahme auf die Zeichung. Es zeigt

F i g. 1 das allgemeine Schema eines analogen adaptiven Trpnsversalentzerrers,

F i g. 2 den Schaltplan einer Abgriffschaltung für die Steuerung und Überprüfung einer Gewichtungsschaltung.

Gemäß F i g. 1 ist eine Kette von π in Kaskade geschalteten Zellen L₁ nämlich Ll, L 2, ..., Li, Li+\, Li+ 2, ..., Ln, einer analogen Verzögerungsstrecke durch ihre charakteristische Impedanz RLo abgeschlossen. Auf einem Leiter 1 trifft ein analoges Signal ein, das entzerrt werden soll. Dem Abgreifen und Gewichten des zu entzerrenden analogen Signals dienen einander gleiche Gewichtungsschaltungen 5, nämlich 51,52,..., S/+1, Si+ 2,.., Sn+1, deren Zahl n+\ beträgt. Die Operation des Gewichtens des zu entzerrenden Analogsignals, das entlang der Verzögerungsstrecke aus den η Zellen läuft, wird aufgrund von im allgemeinen zueinander unterschiedlichen Steuersignalen durchgeführt, die für die dargestellten Gewichtungsschaltungen 51,52,5/+1,5/+ 2 und Sn+1 über Leiter 3,4,5,6 bzw. 7 eintreffen.

Die Schaltung nach F i g. 1 enthält weiterhin einen summierenden Verstärker A, der über einen Widerstand RFrückgekoppelt ist und die verschiedenen entlang der Verzögerungsstrecke abgegriffenen und durch die im Entzerrer festgelegten Koeffizienten gewichteten Signale verarbeitet Der Verstärker A kann von an sich bekanntem Aufbau sein, er muß jedoch im Frequenzband des zu verarbeiten'iin Nutzsignals eine niedrige Eingangsimpedanz haben, um so eine korrekte Addition der verschiedenen Signale sicherzustellen. Ausgangsseitig gibt er an einem Leiter 8 das entzerrte Signal ab.

Die Schaltung nach F i g. 1 unterscheidet sich vor. normalen analogen Transversalentzerrern, deren Betriebsweise dem Fachmann bekannt ist, durch die spezielle Schaltungsanordnung der Gewichtungsschaltungen S.

Die Erfindung basiert speziell auf der besonderen elektrischen Schaltungsanordnung der Gewichtungsschaltungen 5, die im folgenden unter Bezugnahme auf F i g. 2 beschrieben wird, wobei zur Entlastung der Beschreibung speziell auf die in der Zeichnung dargestellte Zusammenschaltung der beschriebenen Bauelemente und Baugruppen verweisen wird.

Gemäß F i g. 2 weist die einzelne Gewichtungsschaltung S vier identische Operationsverstärker A/l, M2, M3 und M 4 von an sich bekannter Art auf, die, wie als Beispiel angenommen wird, von einer nullpunktsymmetrischen Spannung + V und — V gespeist werden; weiterhin vier übliche Zenerdioden Zl. Z 2, Z3 und Z4 von geeignetem Wert; zwei Dioden £>3 und £>4 beliebigen Typs; vier Niederfrequenztrar»iistoren TS1, 752, Γ53 und TS4 von bekanntem Typ; zwei Transistoren TS5 und 7"56 an sich bekannten Typs mit hoher Grenzfrequenz; zwei übliche Potentiometer Pl und P2, sechs übliche Kondensatoren zweckmäßigen Werts Cl, C4, C5, C6, Cl und Ci; zwei Durchführungskondensatore.n C2 und C9; einen Elektrolytkondensator C3 von passendem Wert; und 43 elektrische Widerstände /71, /?2, .... Ä43 von üblichem Aufbau und passendem Wert

Die Schaltungsanordnung nach F i g. 2 umfaßt weiterhin einen üblichen Transformator Ti mit symmetrischer Primärwicklung und symmetrischer Sekundärwicklung und einem Windungszahlverhältnis zwischen der Primär- und jeder Sekundärseite von 1:1. Zwei weiterhin vorhandene lichtemittierende Dioden D1 und D 2 sind mit zwei lichtempfindlichen Widerstandselementen Fl bzw. F2 gekoppelt. Die in der Zeichnung durch die Paare Dl, Fl und D 2, F2 gestrichelt eingezeichneten Baugruppen sind Optokoppler an sich bekannter Art, die das variable Element darstellen, die, wie noch beschrieben wird, die erforderliche Gewichtung des zu entzerrenden Signais durchführen.

Die genaue Bestimmung der Dimen^ionierup.g der verschiedenen Komponenten wie Widerstände, Kondensatoren usw. ist für den Fachmann kein Problem, wenn einmal die von diesen Komponenten in der Schaltung nach Fig.2 zu übernehmende Funktion definiert worden ist. Im folgenden wird nicht nur die logische Funktion der verschiedenen Schaltungsteile erläutert, sondern auch eine erschöpfende Beschreibung des Betriebs der Schaltungsanordnung gegeben, wobei zu.iäciist die verschiedenen Teile unter Bezugnahme auf die von ihnen au^^ihrten Funktionen beschrieben werden.

Die aus Transistoren 755 und 756, die als Emitterfolger geschaltet sind, den Widerständen Ä20, Ä21, R 24 und Λ?⁷, den Kondensatoren C2, C3 und C9 und dem Transformator Ti bestehende Stufe bildet selbst die Abgriffschältung. Diese Schaltung stellt gegen einen mit einem Leiter 1 verbundenen Eingang eine hohe Impedanz dar. Hierdurch wird eine Störung oder Interferenz mit dem zu entzerrenden Signal vermieden, das über die Verzögerungsstrecke LX, L 2, .... Ln (Fi g. 1) läuft und an den Ausgangsklemmen der beiden Sekundärwicklungen des Transformators Tl in Form zweier in gegenseitiger Phasenopposition stehender

Spannungen Vl, V2 auftritt. Die Spannungen Vl und V2 können wegen der später im ein/einen beschriebenen Gewichtungsoperation sowohl negative als auch positive Gewichtungskoeffizienten annehmen. Die Gewichtungsschaltung der zu entzerrenden abgegriffenen Signale Vl, V2 besteht aus einer Masche aus den beiden Sekundärwicklungen des Transformators 7"I, den Kondensatoren C5 und Cl, den Widerstandselementen F1 und F2 und den Kondensatoren C4 und C6. Die vier Kondensatoren CA, C5, C6 und Cl dienen der Trennung der zu entzerrenden Signale Vl und V2vom Gleichstrom, der an den Klemmen der Widerstandselemente Fl und F2 auftritt. Wie noch beschrieben wird, dient dieser Gleichstrom der Überprüfungsschaltung zurr, Messen der Widerstandswerte, die von Fl und F2 angenommen werden. Für die Frequenzen des zu entzerrenden abgetasteten Signals Vl, V2 stellen andererseits die Kondensatoren CA, C5, Cf> und Cl Kurzschlüsse dar.

Alle Gewichtungsschaltimgen 51, 52 5n+l

(Fig. 1) weisen einen gemeinsamen Ausgangsleiter 2 auf, der an den Eingang des addierenden Verstärkers A gelegt ist.

Die aus dem Transistor 753, der Zenerdiode Z3, der Diode DA und den Widerständen R 25, R 26. /?28 und /?31 bestehende Stufe bildet einen Stromgenerator, der im Widerstandselement F2 einen konstanten und bekannten Strom derart einprägt, daß es durch Lesen des Spannungsabfalls am Widerstandselement F2 möglich ist, den tatsächlichen Wert des elektrischen Widerstandes von F2 genau festzustellen.

Eine genau analoge Funktion, und zwar im Bezug zum Widerstandselement Fl, hat die aus dem Transistor Γ52, der Diode D3, der Zenerdiode Z2 und den Widerständen R 14, R 17, R 18 und R 19 bestehende Stufe. Als Transistor Γ53 wird jedoch ein npn-Transistor und als Transistor Γ52 ein pnp-Transistor verwendet. Aufgrund dieser Einteilung hat der im Widerstandselement Fl eingeprägte Strom ein dem Strom durch F2 entgegengesetztes Vorzeichen.

Das aus den Widerständen Ä29 und /?30 und dem Kondensator CS gebildete Netzwerk, das das Widerstandselement F2 überbrückt, bildet ein Tiefpaßfilter, welches die Frequenzkomponenten des zu entzerrenden Signals aus dem Signal entfernt, das an den Klemmen des Widerstandselements F2 als Effekt des darin vom Stromgenerator mit dem Transistor 753 injizierten Gleichstroms zur Überwachung des Spannungsabfalls in F2 auftritt. Eine identische Filterungsfunktion hinsichtlich der Frequenzkomponenten des in bezug zum Gleichstrom an den Klemmen von Fl zu entzerrenden Signals hat die aus den Widerständen R 15 und R 16 und dem Kondensator C1 bestehende Stufe.

Der Operationsverstärker A/2 und die Widerstände R3S, R 39, RAO und RA2, der den Verstärkungsgrad von M2 bestimmt, der in diesem Fall gleich 1 ist die Widerstände R 36, R 37, R 41 und das Potentiometer P2 bilden zusammen eine Stufe, die an den Eingang des Operationsverstärkers MA den Spannungsabfall anlegt der an den Klemmen des lichtempfindlichen Widerstandselements F2 auftritt und, wie angegeben, durch den Kondensator CS und die Widerstände Λ 29 und R 30 gefiltert worden ist Im einzelnen ermöglicht es das Potentiometer P 2, zunächst die Ausgangsspannung des Verstärkers M2 zu steuern, bis der Wert der Sieuerspannung am Leiter 3 (Fig. 1, 2) erreicht ist in Abhängigkeit vom Widerstandswert von F 2, der dieser Steuerspannung entsprechen muß.

Ist beispielsweise die Steuerspannung am Leiter 3 0 Volt und der Widerstandswert des Widerstandselements F2, der der Spannung 0 Volt in Abhängigkeit von der Dimensionierung entspricht, gleich 600 Ω, und wird angenommen, daß durch F2 über den Transistor Γ53 ein Gleichstrom von 1 mA fließt, so daß also an F2 ein Spannungsabfall von 600 mV auftritt, so muß das Potentiometer P2 so eingestellt sein, daß es bei 600 mV Eingangsspannung die Ausgangsspannung des Verstärkers M2 an dessen Lastwiderstand R 43 wiederum auf den Wert 0 Volt bringt, also gleich dem Wert der Steuerspannung am Leiter 3. Die Gründe für diese Steuerung werden später bei der Erläuterung des Verstärkers A/4, der als Fehlerverstärker arbeitet, angegeben.

Eine im Hinblick auf die Spannung an den Klemmen des Widerstandselements Fl genau analoge Operation wird von einer Stufe durchgeführt, die aus folgenden Bauteilen besteht: aus dem Operationsverstärker A/l, den Widerständen R 11, R 12, R 14 und RS, der seinen Verstärkungsgrad bestimmt, der Schaltung aus den Widerständen Re, R 9 und R 10 und dem Potentiometer Pl, das in analoger Weise der Steuerung der am Lastwiderstand Rl des Verstärkers Mi auftretenden Ausgangsspannung von M 1 dient.

Die mit dem Fehlerverstärker A/4 verbundene Stufe bildet eine Rückkopplungsschaltung für die Steuerung der lichiemittierenden Diode D 2, die optisch mit dem lichtempfindlichen V/iderstandselement F2 gekoppelt ist und dessen Widerstandswert bestimmt. Diese Stufe besteht nicht nur aus dem Verstärker A/4, sondern auch noch aus den Widerständen R 43, also dem Lastwiderstand der Stufe mit dem Verstärker M2, und /?35, die beide den Verstärkungsgrad von A/4 bestimmen, ferner aus dem Transistor Γ54, der den Ausgangsstrom der Stufe verstärkt, der lichtemittierenden Diode D 2 und aus der Schaltung aus den Widerständen Λ 32, /?33 und R 34, die die Vorspannung sowohl des Transistors 77? 4 als auch der Zenerdiode Z4 bestimmen.

Die am Leiter 3 liegende Steuerspannung wird über den aus den Widerständen R 22 und Ä23 bestehenden Spannungsteiler an den nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers A/4 angelegt, der als Fehlerverstätker den Vorstrom der lichtemittierenden Diode D 2 so einstellt, daß das fotosensitive Widerstandselement F2 den richtigen Wert annimmt

Die Stufe aus dem Operationsverstärker A/3, dem Transistor TSi, der Zenerdiode Zl und der aus den Widerständen Al. R2, Λ3, RA, R5 und Rl bestehenden Schaltung verhält sich genau analog, jedoch in bezug zur fotoemittierenden Diode D1.

Im folgenden wird unter Bezugnahme auf die Zeichnung die Operation der beschriebenen Schaltung erläutert

Am Leiter 1 (F i g. 1) liegt das zu entzerrende Signal. Es läuft durch die aus den Zellen Li, L2, ..., Ln bestehende Verzögerungsstrecke. Unter der als Beispiel angenommenen Hypothese, daß die Schaltung nach F i g. 2 die Abgriff- und Gewichtungsschaltung S1 nach F i g. 1 darstellt wird das Signal vom Leiter 1 über die Emitterfolgerschaltung der Transistoren TS 5, 756 als Spannung Vian die Primärwicklung des Transformators Ti gelegt An den Sekundärwicklungen von Ti treten dann zwei Signale Vl und V2 auf, die beide gleichen Betrag haben, dem Betrag nach auch dem an der Primärwicklung Hegenden Signal Vi gleichen und zueinander entgegengesetzte Phase haben.

Die aus den beiden Sekundärwicklungen des Trans-

formators Π und den Widerstandselementen Fl und Fl zusammengesetzte Briickenschaltung ermöglicht es, den Gewichtungskoeffizienten auf der Basis der am Leiter 3 anliegenden Steuerspannung zu bestimmen. Die beiden Widerstandselemente FI und F2 werden in gegenläufiger Weise so gesteuert, daß auf der Grundlage der Erfordernisse des Transversalentzerrers sowo!i/ positive als auch negative Gewichtungskoeffizienten erhalten werden können.

Am mit dem Ausgang der Schaltung nach Fig. 2 verbundenen Leiter 2 tritt das Eingangssignal des addierenden Verstärkers A (Fig. 1) auf, der eine sehr niedrige Eingangsimpedanz nahe Null haben soll. Insofern ist das am Leiter 2 zum Verstärker A

übertragene Nutzsignal definiert als die algebraische Summe der beiden Signalströme /1, Il der beiden Widerstandselemente Fi bzw. F2, wobei die folgende Beziehung gilt:

'-7Γ

Die vom summierenden Verstärker Λ ;iuf den Leiter 8 gegebene Ausgangsspannung Vu ist dann durch den folgenden Ausdruck gegeben:

Vu =|/l -

Σ1

F\

Fl

RF =

IL

FX

RF = Vi

Fl - FX

FX ■ Fl

RF

(2)

Der im vorhergehenden Ausdruck durch die Proportionalität zwischen Kwund Vidargestellte üewichtungskoeffizient K ist durch den Ausdruck gegeben:

Fl - FX

FX ■ Fl

RF

O)

in dem die Werte der Widerstandselemente Fi und Fl erscheinen, die durch die Überprüfungs- und Steuer- schaltung mit den Verstärkern Mi, M2, M 3 und M 4 gesteuert sind.

Wie beschrieben, werden die Werte der Widerstandselemente Fi, F2 über die an ihren betreffenden Eingängen mit den Tiefpaßfiltern, nämlich Cl₁ R 15 und Ä16 für Mi, und CS, R29 und Ä30 für Ml, ausgestatteten Verstärker Mi und Ml gemessen, wobei die Tiefpaßfilter das vom Leiter 1 kommende zu entzerrende Signal in bezug zum an den Klemmen von Fl und F2 festgestellten Gleichspannungsabfal! sperren. Durch die Messung dieser Spannung, die, wie erwähnt, auf dem konstanten, durch die Widerstandselemente Fl und F2 fließenden, von den Transistoren TS2 bzw. TS3 eingeprägten Strom beruht, kann der genaue Wert, der von den Widerstandselementen Fl und F2 zum Zeitpunkt der Messung angenommen wird, ermittelt werden.

Die Entsprechung zwischen dem Steuerspannur.gswert auf dem Leiter 3 und dem Widerstandswert, den Fl und F2 zur Durchführung ihrer Aufgabe annehmen müssen, ist, wie erwähnt, durch die beiden Fehlerverstärker Λ/3 bzw. Λ/4 sichergestellt. Diese Verstärker bestimmen in der Tat den Wert des Stroms, der durch die Dioden Di und D1 zu fließen hat, so daß die jeweiligen Widerstandselemente Fl und F2 die gewünschten Widerstandswerte annehmen können.

Hierzu 2 Blatt Zcichnunetn

Claims (6)

Patentansprüche:

1. Schaltungsanordnung zur Oberprüfung und Steuerung der Koeffizienten eines analogen adaptiven Transversalentzerrers, dadurch gekennzeichnet, daß zwei der Steuerung der Koeffizienten dienende, indirekt gesteuerte Widerstandselemente (Fi, F2) in eine Brückenschaltung (Ti, Ft, F2) eingesetzt sind, deren Steuerung gegenläufig erfolgt, indem die Widerstandswerte der beiden Widerstandselemente komplementär veränderbar sind, also der Widerstandswert des einen Widerstandselements um einen gleichen Wert erhöhbar ist, um den der Widerstandswert des anderen Widerstandselements erniedrigbar ist, und daß für die Realzeit-Steuerung der Widerstandswerte der Widerstandselemente eine Rückkopplungsschaltung (AiI, MX Dt; M2, M4, D2) dient, die den Widerstandswert der Widerstandselemente stabil und in Bezug zum Wert einer Treiberspannung, die an den Entzerrer geliefert wird (auf 3, 4, ... 7), festgelegt hält

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Brückenschaltung (Ti, Ft, F2) zur Steuerung und Oberprüfung sowohl negativer als auch positiver Koeffizienten zwei Signale (VX, V2) von gleichem Betrag und gegenseitiger Phasenopposition eingespeist sind.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die indirekt gesteuerten Widerslandselerrente (^ri, F2) rein resistive passive Elemente sind.

4. Schaltungsanordnung nacr Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die indirekt gesteuerten Widerstandselemente (FX, F2) Fotowiderstände sind.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die indirekt gesteuerten Widerstandselemente Magnetowiderstände sind.

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die indirekt gesteuerten Widerstandselemente Thermistoren sind.