DE69915816T2

DE69915816T2 - Strommessvorrichtung

Info

Publication number: DE69915816T2
Application number: DE69915816T
Authority: DE
Inventors: William Frederick Ray
Original assignee: Power Electronic Measurements Ltd
Current assignee: Power Electronic Measurements Ltd
Priority date: 1998-04-22
Filing date: 1999-04-22
Publication date: 2005-03-17
Anticipated expiration: 2019-04-23
Also published as: US6614218B1; AU3617899A; SE1073908T3; SE1073908T5; EP1073908A1; ATE262682T1; WO1999054740A1; DE69915816D1; EP1073908B1

Description

Diese Erfindung bezieht sich auf eine Strommeßeinrichtung zum Messen der Kurvenformen elektrischer Ströme unter Verwendung einer Kombination aus einer Rogowski-Spule und elektronischer Verarbeitungstechnik. Insbesondere bezieht sich diese Erfindung auf Verbesserungen an einer derartigen Einrichtung, wodurch die Hochfrequenzbandbreite der Messung erhöht wird, während immer noch die Fähigkeit zur Messung niederfrequenter Ströme erhalten bleibt.
Eine Rogowski-Spule wird so bezeichnet nach der 1912 erfolgten Veröffentlichung eines Artikels mit dem Titel „Die Messung der Magnetischen Spannung" (Arch Elektrotechl, Seiten 141–150) von Rogowski W. und Steinhaus W. Ihre Wirkungsweise ist bekannt und basiert auf der Tatsache, dass, wenn eine Spule mit auf einen Spulenkörper mit konstantem Querschnitt gewickelten gleichmäßig beabstandeten Wicklungen so angeordnet ist, dass sie eine geschlossene Schleife bildet, die in der Spule induzierte Spannung dann in jedem Moment direkt proportional zu der Änderungsgeschwindigkeit des Gesamtstroms ist, der in diesem Moment die Schleife durchläuft. Wenn Mittel gefunden werden können, um die von der Spule erzeugte Spannung in Bezug auf die Zeit zu integrieren, dann ist die erhaltene Spannung proportional dem Strom, der die Schleife durchläuft. Die Kombination einer Rogowski-Spule mit Mitteln zum Integrieren einer Spannung in Bezug auf die Zeit bildet damit ein Strommeßsystem, das üblicherweise als ein Rogowski-Meßwandler bezeichnet wird.
In der Praxis wird es einige geringe Abweichungen der Wicklungsdichte der Spule und des Querschnitts des Spulenkörpers geben. Im Ergebnis dessen wird die von der Spule erzeugte Spannung geringfügig von der Einstellung des Stroms in Relation zur Rogowski-Spulenschleife abhängen. Es wird davon ausgegangen, dass der Bezug auf eine Rogowski-Spule in dieser Beschreibung diese praktischen Toleranzen einschließt.
Der Spulenkörper, um welchen die Spule gewickelt ist, ist normalerweise nicht-magnetisch, aber er kann magnetisch sein, vorausgesetzt, dass die relative Permeabilität des verwendeten magnetischen Materials ausreichend gering ist, so dass das Material nicht magnetisch gesättigt wird, wenn es zum Tragen einer Rogowski-Spule verwendet wird.
Ein Rogowski-Meßwandler weist die Vorteile auf, dass die Spule in Schleifenform um einen Leiter gebogen werden kann, ohne dass es notwendig ist, den Leiter zu trennen, um eine kontaktfreie und isolierte Strommessung zu ermöglichen, und dass große Ströme gemessen werden können, ohne den Meßwandler magnetisch zu sättigen. Ein weiterer Vorteil ist, dass aufgrund der Verwendung nicht-magnetischen Materials (welches keine Energieverluste erleidet, die mit der Frequenz ansteigen) ein Rogowski-Meßwandler potentiell eine sehr hohe Bandbreite hat, signifikant über 1 MHz, und er daher in der Lage ist, Ströme zu messen, die sich sehr schnell verändern.
Beispiele bekannter Rogowski-Meßwandler werden in den Veröffentlichungen von Ray W. F. und Davis R. M. beschrieben: „Wideband Rogowski current transducers: Part 1 – The Rogowski-Coil", EPE Journal, Bd. 3, Nr. 1, März 1993, Seiten 51–59, und Ray W. F.: „Wideband Rogowski current transducers: Part 2 – The Integrator", EPE Journal, Bd. 3, Nr. 2, Juni 1993, Seiten 116–122, und ebenfalls in der Veröffentlichung von Ray W. F. et al.: „Developments in Rogowski Current Transducers", EPC '97, 7. Europäische Konferenz zur Leistungselektronik und Anwendungen, Trondheim, 8.–10.09.1977, Bd. 3, Nr. Konf. 7, 08.09.1977, Seiten 3308–3312.
Die Mittel zum Integrieren der Rogowski-Spulenspannung in Bezug auf die Zeit können in verschiedenen Formen vorliegen, von welchen einige insofern als „passive" Mittel bezeichnet werden, als die Mittel nur passive elektrische Komponenten, wie beispielsweise Kondensatoren und Widerstände, verwenden. Andere Mittel werden als „aktive Mittel" bezeichnet, weil die Mittel auch aktive elektronische Komponenten, wie beispielsweise Halbleiterbauelemente und integrierte Schaltungen, verwenden.
1 zeigt einen Rogowski-Strommeßwandler, der von J. A. J. Pettinga und J. Siersema in ihrer Arbeit „A polyphase 500 kA current measuring system with Rogowski coils" – Proc IEE, Bd. 130, Teil B, Nr. 5, Sept. 83, Seiten 360–363 – vorgeschlagen wurde. Dieses Meßsystem enthält zwei Arten von passiver Integration, welche bei hohen Frequenzen relevant ist, und eine Integration unter Verwendung eines herkömmlichen nicht-invertierenden Operationsverstärkers, welche als „aktive" Integration bezeichnet wird, für niedrige Frequenzen.
In der Schaltung von 1 repräsentiert A die Spule mit einer verteilten Induktivität L und einer Kapazität C. Die Spule ist mit der übrigen Schaltung über ein Koaxialkabel verbunden, das durch einen Widerstand R_c von 50 Ω abgeschlossen wird, welches die charakteristische Impedanz des Kabels ist, so dass der Abschlußwiderstand, den die Spule feststellt, R_c ist. Die Komponenten R₃, R₄ und C₂ umfassen ein passives Integrationsnetzwerk, für welches R₃ >> R_c und R₃ >> R₄ ist. Eine nicht-invertierende Operationsverstärkerschaltung D wirkt als Integrator bei niedrigen Frequenzen und als 1 : 1-Verstärker bei hohen Frequenzen.
2 zeigt die Gesamtfrequenzcharakteristika für die Integration, welche in drei Bänder unterteilt wird – aktive Integration für Frequenzen f im Bereich f₀ < f < f₁, passive CR-Integration für f₁ < f < f₂ und passive L/R-Integration für f > f₂.
Die Widerstände und Kondensatoren von 1 sind derart ausgewählt, dass für jedes Frequenzband das folgende Verhalten auftritt:

a) Der Widerstand R₁ ist relativ groß und sein Vorhandensein ist für die Frequenzen f > f₀ unwirksam.
b) Für f₀ << f << f₁ sind die Impedanz von L und die Admittanz von C₂ vernachlässigbar, und die Spannung V⁺ an dem nicht-invertierenden Eingang des Operationsverstärkers ist im Wesentlichen dieselbe wie die Spannung E, die in der Spule induziert wird. Für Integratorverstärkungen größer als 1 wird das Verhalten des Integrators D durch das bekannte Verhältnis repräsentiert:
c) Für f₁ << f << f₂ sind die Impedanz von L und C₁ vernachlässigbar und die Schaltung D wirkt als 1 : 1-Verstärker. Da die Impedanz von R₄ ebenfalls vernachlässigbar ist, wirkt das Netzwerk R₃-C₂ als ein passiver Integrator.
d) Für f >> f₂ wirkt die Schaltung D weiterhin als 1 : 1-Verstärker und die Impedanz von C2 ist vernachlässigbar im Vergleich zu der von R₄. Das Netzwerk L-R_c wirkt als ein passiver L/C-Integrator. Dies ist die Art von Integration, die in anderen bekannten Rogowski-Messwandlern bevorzugt worden ist.

Es ist klar, dass es signifikante Entwurfs-Beschränkungen für die relativen Werte für die verwendeten Widerstände und Kondensatoren gibt, um den erforderlichen Übergang des Verhaltens von einem Integrations-Modus in den nächsten zu ermöglichen. Außerdem ist es zur Bereitstellung eines linearen Verstärkungs-Frequenz-Verhältnisses für die Integration, wie in 2 gezeigt, wichtig, dass zwei Paare von Zeitkonstanten genau angepaßt werden, und zwar
Die Anpassungsanforderung bringt Schwierigkeiten sowohl für den Entwurf als auch für den praktischen Aufbau und die Kalibrierung eines Meßwandlers mit sich. Dies ist nachteilig.
Die Schaltung gemäß 1 weist mehrere weitere Nachteile auf, die bis jetzt noch nicht erkannt worden sind.
Erstens verwendet die Schaltung von 1 die L/R-Integration. Es wird allgemein angenommen, dass die L/R-Integration nicht zu unerwünschten Signalschwingungen führt. Dies ist jedoch nur der Fall, weil die vorher veröffentlichte Analyse von Rogowski-Meßwandlern, die die L/R-Integration verwenden, auf einer symmetrischen Anordnung basiert, bei welcher die Spulenschleife kreisförmig ist, der zu messende Strom entlang der Achse dieser kreisförmigen Schleife verläuft und es keine anderen Ströme in der Nähe der Spule gibt. In diesem speziellen Fall erzeugt jedes Element der Spule dieselbe Elementspannung und die Übertragungszeiten von jedem Element zum Spulenabschluß können gemittelt werden, so daß eine glatte Ausgangsspannung entsteht. Die Spule ist daher gegen Schwingungen unempfindlich. Im Ergebnis dessen ist die L/R-Integration bei den dem Stand der Technik entsprechenden Meßwandlern mit zufriedenstellenden Ergebnissen unter der Voraussetzung verwendet worden, dass darauf geachtet wird, dass eine symmetrische Geometrie, wie oben beschrieben, gewährleistet ist. Um jedoch eine symmetrische Anordnung zu nutzen, ist es im Allgemeinen erforderlich, eine Spule mit einem starren Spulenkörper zu verwenden, der nicht geöffnet werden kann und daher weniger geeignet ist. Außerdem ist es bei der Messung von Strömen in einer räumlich engen Umgebung schwierig und häufig unmöglich, es so einzurichten, dass der Strom zentral und koaxial mit der Spulenschleife verläuft. Es gibt auch häufig außer dem zu messenden Strom andere Ströme, die sich in der Nähe der Spule befinden. Daher ist die Anordnung in der Praxis nicht symmetrisch. Wenn dies der Fall ist, ist die Spule gegen Schwingungen empfindlich. Eine Lösung, die vorgeschlagen wurde, besteht darin, die Spule derart auszuführen, dass ihre Eigenfrequenz 4- bis 5-mal höher als die benötigte Bandbreite für den gemessenen Strom ist. Diese Lösung hat den Nachteil, dass die Bandbreite des Meßsystems durch einen Faktor von 4 bis 5 mal reduziert wird, was erreicht werden könnte, wenn die L/R-Integration nicht verwendet wird.
Es erfolgt die Rückkehr zu der Schaltung von 1; diese wurde für kontinuierliche Sinusströme mit einer Bandbreite von nur 100 kHz konzipiert. Mit diesen spezifischen Begrenzungen wird die Möglichkeit der Spulenschwingungen (welche üblicherweise mehrere MHz betragen) signifikant reduziert, und dies kann die Verwendung der L/R-Integration ermöglichen. Jedoch für Strom-Kurvenformen mit Schalttransienten, wie beispielsweise für Ströme in Leistungshalbleitern, gibt es hoch frequente Oberwellen, welche über 1 MHz hinausgehen und somit Schwingungen verursachen.
Zusätzlich zur L/R-Integration verwendet der Meßwandler von 1 ebenfalls die CR-Integration. Es ist bekannt, dass Schaltungen, die eine derartige Integration verwenden, ebenfalls das Problem der unerwünschten Schwingungen aufweisen können. Eine Lösung für dieses Problem, die vorgeschlagen wurde, besteht in der Reduzierung der Länge des Kabels, das die Spule und den CR-Teil der Schaltung verbindet.
Es ist von dem Erfinder der hierin beschriebenen Erfindung erst jetzt erkannt worden, dass hochfrequente Schwingungen in Rogowski-Meßwandlern, wie beispielsweise jene von 1, aus einer Fehlanpassung zwischen der charakteristischen Impedanz der Spule und dem Spulenabschluß resultieren. Diese entsteht, weil der Abschlußwiderstand, der für die L/R-Integration von 1 geeignet ist, relativ gering ist, üblicherweise 50 Ohm oder weniger, wohingegen die charakteristische Impedanz einer Rogowski-Spule üblicherweise 500 Ohm oder mehr beträgt. Diese Fehlanpassung des Abschlusses verursacht, dass die Ausgangsspannung hochfrequenten Schwingungen unterliegt, die durch Stromänderungen in Leitern außerhalb der Spulenschleife sowie dem zu messenden Strom initiiert werden unterliegt. Die Fehlanpassung des Abschlusses ist in der Schaltung von 1 unvermeidlich.
Ein weiterer Nachteil des Meßsystems von 1 besteht darin, dass es nicht ermöglicht, dass sowohl die Rogowski-Spule als auch das Verbindungskabel mit der richtigen Impedanz separat abgeschlossen werden. In 1 ist zu sehen, dass, wenn der Widerstand R_c für den richtigen Abschluß des Kabels ausgewählt wird, dieser Widerstand dann ebenfalls der Abschlußwiderstand für die Spule wird. Daher ist der Spulenabschluß fehlangepaßt, solange die Spule nicht dieselbe charakteristische Impedanz wie das Kabel hat.
Noch ein weiterer Nachteil des Meßsystems von 1 ist, dass die Kabelkapazität zur Spulenkapazität beiträgt und somit die Bandbreite des Meßsystems signifikant reduziert.
Ein Ziel der vorliegenden Erfindung ist die Bereitstellung eines Strommeßwandlers, der die Nachteile des Standes der Technik überwindet.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird ein Strommeßwandler bereitgestellt, der eine Rogowski-Spule mit einem elektrisch leitenden Spulenelement mit einem Spulenabschluß umfaßt; einen ersten Integrator, der über den Spulenabschluß verbunden ist, wobei der erste Integrator so angeordnet ist, dass er eine im Wesentlichen konstante Verstärkung bei Frequenzen unter einer ersten Frequenz aufweist und den Spulenausgang bei Frequenzen über der ersten Frequenz integriert; wobei die Rogowski-Spule mit einem Spulendämpfungswiderstand oder -widerständen (R_D) in Kombination derart abgeschlossen ist, um die Spule zu dämpfen und hochfrequente Spannungsschwingungen zu reduzieren; dadurch gekennzeichnet, dass ein zweiter Integrator mit dem Ausgang des ersten Integrators verbunden ist, wobei der zweite Integrator so angeordnet ist, dass er eine im wesentlichen konstante Verstärkung bei Frequenzen oberhalb einer zweiten Frequenz aufweist, die im Wesentlichen gleich der ersten Frequenz ist, und den Ausgang des ersten Integrators bei Frequenzen unterhalb der zweiten Frequenz integriert; und daß der Dämpfungswiderstandswert im Wesentlichen gleich einer charakteristischen Impedanz der Spule ist.
Einige bevorzugte Merkmale der Erfindung werden in den abhängigen Ansprüchen dargelegt.
Da der Abschlußwiderstand der Spule an die charakteristische Impedanz der Spule angepaßt ist, spielt die Induktivität der Spule keine Rolle bei der Integration, die von dem ersten oder zweiten Integrator ausgeführt wird. Das bedeutet, dass hochfrequente Schwingungen, die mit der L/R-Integration verbunden sind, vermieden werden und die nutzbare Bandbreite des Meßwandlers signifikant erweitert werden kann. Beispielsweise kann der Meßwandler, in welchem die Erfindung realisiert ist, eine Bandbreite von 1 Hz bis zu über 1 MHz haben.
Vorzugsweise ist der erste Integrator ein passiver Integrator. Vorzugsweise ist der zweite Integrator ein aktiver Integrator.
Vorzugsweise ist der passive Integrator ein Netzwerk von passiven Komponenten. Dies kann den Spulendämpfungswiderstand einschließen.
Vorzugsweise verwendet der aktive Integrator einen Operationsverstärker in einem nicht-invertierenden Modus.
Die Frequenz, bei welcher der erste Integrator aufhört, als Integrator zu arbeiten, und beginnt, mit konstanter Verstärkung zu arbeiten, und die Frequenz, bei welcher der zweite Integrator aufhört, mit konstanter Verstärkung zu arbeiten, und beginnt, als Integrator zu arbeiten, kann im wesentlichen gleich eingestellt werden.
Der Spulenkörper kann ein kontinuierlicher Ring sein, der aus Kunststoff oder irgendeinem anderen geeigneten Material besteht, und kann starr oder biegsam sein. Jedoch für die einfache Positionierung der Spule zur Verwendung ist es vorzuziehen, dass die Spule schleifenförmig um einen Leiter gebogen werden kann, ohne den Leiter zu trennen, in welchem Fall der Spulenkörper diskontinuierlich und aus einem ausreichend flexiblen Material sein muß, damit er in Schleifenform um den Leiter gebogen werden kann.
Der passive Integrator kann einen Widerstand und einen Kondensator enthalten. Ein Vorteil des Abschlusses der Spule mit einem Widerstand, der an die charakteristische Impedanz der Spule angepaßt ist, besteht in diesem Fall darin, dass er die L/R-Integration eliminiert und daher die Schwierigkeiten vermeidet, dass die CR- und L/R-Zeitkonstanten angepaßt werden müssen.
Vorzugsweise sind der Widerstand und der Kondensator durch ein Kabel verbunden, wobei der Widerstand am Spulenende des Kabels befestigt ist und sich der Kondensator am Ende des Kabels mit dem zweiten Integrator befindet. Ein Vorteil dessen, dass sich der Widerstand am Spulenende des Kabels befindet, besteht darin, dass die Reduzierung der Bandbreite des Meßwandlers vermieden wird. Vorzugsweise sind der Widerstand und der Kondensator in Reihe geschaltet.
Der Dämpfungswiderstand kann am Spulenende des Verbindungskabels derart verbunden sein, dass er parallel zur Wider stand-Kondensator-Kombination des passiven Integrators ge schaltet ist. Zusätzlich kann ein zweiter Dämpfungswiderstand zwischen dem Ende des Verbindungskabels mit dem zweiten Integrator und dem Kondensator des passiven Integrators an diesem Ende verbunden sein. Dieser zweite Dämpfungswiderstand hat vorzugsweise einen Wert, der im Wesentlichen derselbe wie die charakteristische Impedanz des Verbindungskabels ist, um einen angepaßten Abschluß an das Kabel bereitzustellen und die Empfindlichkeit des Kabels gegen hochfrequente Spannungsschwingungen zu reduzieren.
Verschiedene Einrichtungen zur Strommessung, in welchen die vorliegende Erfindung realisiert ist, werden nun nur als Beispiele und unter Bezugnahme auf die folgenden Zeichnungen beschrieben, von welchen:
3 ein Beispiel des Aufbaus einer Rogowski-Spule zeigt;
4 eine Teilansicht eines Teils der Spule von 3 darstellt;
5 einen Querschnitt durch eine Rogowski-Spule mit einer elektrostatischen Abschirmung zeigt;
6 ein Schaltbild eines Strommeßsystems zeigt, in dem das die vorliegende Erfindung realisiert ist;
7 ein Beispiel des Tiefpassfilters darstellt, der in 6 gezeigt wird, und
8 eine Modifikation der Schaltung von 6 darstellt.
Es wird nun auf 3 bis 5 Bezug genommen; es wird eine Rogowski-Spule gezeigt, die einen flexiblen ringförmigen Kunststoff-Spulenkörper 11 (siehe 5) mit einer Spule 10 aufweist, die längs in einer gleichmäßigen Helix gewickelt ist. Ein Ende der Spule, „das freie Ende" 12, ist mit einem Rückleiter 14 verbunden, der entlang der Mitte des Spulenkörpers verläuft, wie in 5 und 6 gezeigt. Der Leiter 14 kann eine Fortsetzung der Spulenwicklung sein, die durch eine Öffnung eingefügt wird, die zentral entlang der Achse des Spulenkörpers verläuft. Das andere „feste" Ende 16 der Spule und das andere Ende 18 des Rückleiters 14 werden in einer Aufnahme in einer Hülse 20 aufgenommen und mit einem Spulenabschlußnetzwerk verbunden, wie nachstehend beschrieben wird.
Die Rogowski-Spule 10 ist mit einer oder mehreren Schichten von Isoliermaterial 22 bedeckt. Die Hülse 20, an welcher die Spule befestigt ist, hat eine zweite Aufnahme, in welche das isolierte freie Ende der Spule 12 aufgenommen wird, um den Abstand zwischen den beiden Enden der Spule zu reduzieren. Die Öffnung hat einen solchen Durchmesser, der eine ausreichend enge Einpassung ermöglicht, um das Ende 12 der Spule 10 zu fixieren. Der Ausgang des ersten Teils des Spulenabschlußnetzwerks ist mit einem Koaxialkabel 24 verbunden, welches doppelt abgeschirmt sein kann.
Wenn die Spule 10 um einen stromführenden Leiter positioniert werden soll, wird üblicherweise das „freie Ende" 12 aus der Aufnahme der Hülse 20 freigegeben, so dass die Spule 10 schleifenförmig um den Leiter gebogen werden kann, ohne den Leiter trennen oder stören zu müssen. Wenn die Spule 10 schleifenförmig um den Leiter herum gebogen ist, wird das freie Ende 12 in die zweiten Aufnahme der Hülse 20 eingeführt, so dass die Messung beginnen kann.
Eine elektrostatische Abschirmung 26 ist im Allgemeinen nicht erforderlich, aber wenn sie benötigt wird, kann sie in die Schichten der Isolierung 22 eingefügt werden, die die Rogowski-Spule 10 umgeben, unter der Voraussetzung, dass die Abschirmung keine geschlossene Wicklung um die Spule 10 bildet. 5 zeigt den Querschnitt einer Spule 10 mit einer konzentrischen Abschirmung 26 mit einem Spalt 28 entlang der Länge der Spule. Dies ist eine Möglichkeit, um zu gewährleisten, dass die Abschirmung 26 keine geschlossene Wicklung bildet. Die Spulenabschirmung 26 ist mit der Abschirmung des Koaxialkabels 24 oder mit der äußeren Abschirmung eines doppelt abgeschirmten Kabels verbunden.
6 ist ein Schaltbild eines Strommeßsystems, das vier Teile umfaßt – eine Rogowski-Spule 30, ein koaxiales Verbindungskabel 32, einen passiven Integrator, der nachstehend hierin als das Abschlußnetzwerk bezeichnet wird, dessen erster Teil 34 sich am Spulenende des Koaxialkabels befindet und des sen zweiter Teil 36 sich am anderen Ende befindet, und einen nicht-invertierenden elektronischen Integrator 38, der nachstehend hierin als der Integrator bezeichnet wird. Üblicherweise ist der erste Teil 34 des Abschlußnetzwerks in einem Hohlraum im Ende des Spulenkörpers oder in der Kunststoff-Hülse 20 enthalten, an welchem/welcher das feste Ende 16 der Rogowski-Spule 10 befestigt ist. Das Kabel 24 verbindet den ersten Teil 34 des Abschlußnetzwerks mit dem zweiten Teil 36 des Abschlußnetzwerks, welcher sich am Eingang des elektronischen Integrators 38 befindet.
Die Rogowski-Spule 30 wird durch ihre Ersatzschaltung dargestellt, die eine Induktionsspannungsquelle E proportional zur Änderungsgeschwindigkeit des zu messenden Stroms, eine Induktivität L und eine Kapazität C aufweist. Der Anschluß 40 der Ersatzschaltung entspricht dem vorher erwähnten festen Ende 16 der Spule und der Anschluß 42 entspricht der Verbindung über den axialen Rückleiter 14 von dem freien Ende 12 der Spule. Der Anschluß 40 ist mit der Abschirmung des Koaxialkabels verbunden, und der Anschluß 44 ist mit dem Innenleiter des Koaxialkabels 32 verbunden. Am anderen Ende des Kabels 32 ist die Kabelabschirmung mit dem gemeinsamen Anschluß 46 des Integrators verbunden, und der Innenleiter des Kabels 32 ist mit dem nicht-invertierenden Eingang 48 des Operationsverstärkers verbunden. Der Operationsverstärker wird von den positiven und negativen Spannungsquellen +V_S und –V_S in Bezug auf den Bezugspotential-Anschluß 46 des Integrators betrieben.
Das Koaxialkabel 32 hat eine verteilte Kapazität C_C, die als ein einziger Kondensator gezeigt wird. Ein Kondensator C_A kann über das Spulenende des Kabels und ein Kondensator C_B in Parallelschaltung mit einem variablen Kondensator C_V über das Integratorende des Kabels auf eine solche Weise verbunden werden, dass sich diese in Kombination addieren, so daß eine Gesamtersatzkapazität C₀ = C_A + C_C + C_B + C_V gebildet wird. Das Abschlußnetzwerk umfaßt einen Dämpfungswiderstand R_D, der über die Enden der Rogowski-Spule 30 verbunden ist, und in Parallelschaltung mit R_D, einen Widerstand R₀ in Reihenschaltung mit der kombinierten Kapazität C₀. Es ist vorzuziehen, dass sich die Gesamtkapazität C₀ für das Abschlußnetzwerk außer C_C am Integratorende des Kabels (d. h. C_A = 0) befindet.
Die Rogowski-Spule hat eine Eigenfrequenz w_B = 1/√(LC) Radiant/Sekunde, welche die obere Bandbreitengrenze für den gesamten Meßwandler darstellt. Um Schwingungen bei dieser oder um diese Frequenz zu vermeiden, während die Bandbreite beibehalten wird, ist es notwendig, dass der kombinierte Wert der Widerstände R_D und R₀ in Parallelschaltung annähernd gleich √(L/C) Ohm ist.
Es gibt eine gewisse Flexibilität bei der Auswahl der Werte von R_D und R₀. Es ist im Allgemeinen vorzuziehen, R₀ wesentlich größer als R_D auszuwählen, in welchem Fall R_D annähernd gleich √(L/C) festgesetzt wird. In einigen Fällen jedoch, beispielsweise für Meßwandler zur Messung relativ kleiner Ströme, für welche eine relativ hohe Empfindlichkeit in mV/A benötigt wird, kann es wünschenswert sein, den Wert von R₀ zu minimieren, und in diesem Fall kann der Widerstand R_D weggelassen und der Wert von R₀ mit annähernd gleich √(L/C) festgesetzt werden.
Mit der Rogowski-Spule 30, die mit dem entsprechenden Widerstandswert abgeschlossen wird, und für Frequenzen bis zu der Bandbreitengrenze ist die Ausgangsspannung E' der Spule im Wesentlichen dieselbe wie die Spannung E, die durch den zu messenden Strom in der Spule induziert wird.
Die Ausgangsspannung V₁ des Abschlußnetzwerks wird durch die Zeigerübertragungsfunktion mit der Spulenausgangsspannung E' ins Verhältnis gesetzt
wobei w die Frequenz (rad/s) und T₀ = R₀C₀ eine Zeitkonstante ist.
Bei geringen Frequenzen, für welche wT₀ << 1, hat das Abschlußnetzwerk eine 1 : 1-Verstärkung. Bei hohen Frequenzen jedoch, für welche wT₀ >> 1 ist, hat das Abschlußnetzwerk eine Zeigerverstärkung 1/(jwT₀), welche – wie bekannt ist – der Integration entspricht, so dass bei hohen Frequenzen
Daher verhält sich das Abschlußnetzwerk bei niedrigen Frequenzen als 1 : 1-Verstärkungsnetzwerk und bei hohen Frequenzen als Integrator.
Die Integratorschaltung 38 in 6 umfaßt einen Operationsverstärker, einen Rückkopplungskondensator C₁, der zwischen dem Ausgang 50 und dem invertierenden Eingang 52 angeordnet ist, einen variablen Widerstand R₁, der zwischen dem Eingang 52 und dem gemeinsamen Anschluß 46 angeordnet ist, ein Tiefpassfilternetzwerk 47 in Parallelschaltung mit C₁ und andere derartige Komponenten (nicht dargestellt), einschließlich Entkopplungskondensatoren und Offset-Ausgleichspotentiometer, welche üblicherweise in Operationsverstärkerschaltungen verwendet werden.
Der variable Widerstand R₁ kann einen Festwiderstand in Reihenschaltung mit einem variablen Widerstand mit einem kombinierten Wert R₁ umfassen, der durch die Einstellung des variablen Widerstandes variiert werden kann.
Um das elektrische Rauschen zu reduzieren, das bei niedrigen Frequenzen durch den Operationsverstärker erzeugt wird, ist es wünschenswert, einen Tiefpassfilter 47 in Parallelschaltung mit dem Integrationskondensator zu verwenden, für welchen in 7 ein Beispiel gezeigt wird. Dieser Filter setzt die niederfrequente Bandbreitengrenze w_A für den Meßwandler fest, unter welcher ein zufriedenstellender Integratorbetrieb nicht möglich ist. Der Filter hat den Effekt, dass die Integratorverstärkung für Frequenzen unter w_A reduziert wird. Seine Merkmale, zusammen mit alternativen Möglichkeiten, denselben Effekt zu erreichen, sind der Gegenstand von GB 2,259,150 B, und sie werden ferner in der vorher genannten Veröffentlichung mit dem Titel „Wideband Rogowski current transducers: Part 2 „The Integrator"" von W. F. Ray erläutert.
Bei einigen Anwendungen ist die Messung von Strömen bei relativ niedrigen Frequenzen nicht erforderlich. Infolge dessen kann die niederfrequente Bandbreitengrenze w_A auf einen relativ höheren Wert derart festgelegt werden, dass niederfrequentes Rauschen kein Problem darstellt. In derartigen Fällen kann das Tiefpassfilternetzwerk durch einen einzelnen Widerstand ersetzt werden, der den Ausgang 50 des Operationsverstärkers mit seinem invertierenden Eingang 52 verbindet.
Unter der Voraussetzung, dass die Frequenz größer als die niederfrequente Bandbreitengrenze w_A ist, wird die Zeigerübertragungsfunktion, die die Meßwandler-Ausgangsspannung V_out mit dem Eingang V₁ für die Integratorschaltung ins Verhältnis setzt, gegeben durch
wobei w die Frequenz (rad/s) und T₁ = R₁C₁ eine Zeitkonstante ist.
Bei hohen Frequenzen, für welche wT₁ >> 1, hat der Integrator eine 1 : 1-Verstärkung. Bei niedrigen Frequenzen jedoch, für welche wT₁ << 1 ist, hat der Integrator eine Zeigerverstärkung 1/(jwT₁), welche – wie bekannt ist – der Integration entspricht, so dass bei niedrigen Frequenzen
Daher verhält sich die Integratorschaltung von 6 bei niedrigen Frequenzen als Integrator und bei hohen Frequenzen als 1 : 1-Verstärkungs-Netzwerk, was die Umkehrung des Verhaltens des Spulenabschlußnetzwerks darstellt.
Es ist nun erforderlich, die relative Leistung bei niedrigen und hohen Frequenzen zu betrachten. Bei niedrigen Frequenzen ist die Integrator-Verstärkungskonstante 1/T₁, während sie bei hohen Frequenzen 1/T₀ ist. Wenn diese Verstärkungen nicht gleich sind, wird es zu einer Verzerrung der gemessenen Strom-Kurvenform kommen, da niederfrequente Komponenten im Vergleich zu hochfrequenten Komponenten bei einer anderen Empfindlichkeit gemessen werden.
Für eine zufriedenstellende Messung sollten üblicherweise die Zeitkonstanten T₁ und T₀ einander derart gleichen, dass die niederfrequenten und die hochfrequenten Verstärkungen gleich sind.
Diese Anforderung wird durch die Kombination der Gleichungen (3) und (5) demonstriert, was ergibt
Durch Setzen von T₀ = T₁
Die Kombination von Abschlußnetzwerk 34, 36, Kabel 32 und dem nicht-invertierenden Integrator 38 stellt daher das erforderliche Integrator-Verhalten im gesamten Frequenzbereich von der unteren Bandbreitengrenze w_A bis zur oberen Bandbreitengrenze w_B bereit.
Das Verfahren zur Angleichung der Zeitkonstanten T₀ und T₁ und zur Kalibrierung des Meßwandlers kann wie folgt ausgeführt werden. Unter Verwendung eines Teststroms von bekannter Größe und niedriger Frequenz, wie beispielsweise 50 Hz oder 60 Hz, für welchen die Verstärkung des Abschlußnetzwerks Eins beträgt, kann die Zeitkonstante T₁ des Integrators eingestellt werden, indem der variable Widerstand R₁ verwendet wird, um die gewünschte Gesamtverstärkung des Meßwandlers (zum Beispiel 1 mV Ausgangsspannung pro A gemessener Strom) zu erhalten. Der niederfrequente Teststrom wird dann durch einen Strom mit einem hochfrequenten Oberwellengehalt ersetzt (zum Beispiel der Strom in einem Halbleiterschalter, welcher Einschalt- und Aus schalttransienten mit einer sehr schnellen Änderungsgeschwindigkeiten hat), wobei eine derartige Strom-Kurvenform durch einen alternativen Meßwandler mit hoher Bandbreite, wie beispielsweise einen koaxialen Shunt, separat überwacht und mit dem von dem Rogowski-Meßwandler gemessenen Strom verglichen wird. Die Zeitkonstante T₀ des Abschlußnetzwerks wird dann unter Verwendung des variablen Kondensators C_V eingestellt, damit die Kurvenform des Rogowski-Meßwandlers und die Kurvenform des alternativen Meßwandlers koinzident und von gleicher Gestalt sind. Wenn die zwei Kurvenformen gleich sind, dann ist T₀ = T₁.
Als eine Alternative zu dem Teststrom mit einem hochfrequenten Oberwellengehalt könnte ein Sinusstrom mit einer Frequenz größer als 1/T₁ verwendet werden.
Es können verschiedene alternative Anordnungen für die Schaltung von 6 verwendet werden, um die Zeitkonstanten T₀ und T₁ zu variieren. Beispielsweise kann der variable Kondensator C_V weggelassen werden, so dass die Kapazität C₀ einen festen Wert hat. Um die Zeitkonstante T₀ zu variieren, ist es notwendig, den Widerstand R₀ zu variieren. Dies kann erreicht werden, indem ein variabler Widerstand in Reihenschaltung mit R₀ am Spulenende 30 des Verbindungskabels 32 eingefügt wird. Auf ähnliche Weise kann der variable Widerstand R₁ durch einen Widerstand mit einem festen Wert ersetzt werden. Um die Zeitkonstante T₁ zu variieren, ist es dann notwendig, die Kapazität C₁ zu variieren. Dies kann erreicht werden, indem ein variabler Kondensator in Parallelschaltung mit C₁ eingefügt wird.
Die Schaltung von 6 kann ferner so ausgeführt werden, dass sie einen Widerstand R₂ in Reihenschaltung mit dem Kondensator C₁ enthält, so dass die Reihenkombination von C₁ und R₂ zwischen dem invertierenden Eingang 52 und dem Ausgang 50 des Operationsverstärkers angeordnet ist. Dies kann eine größere Flexibilität bei der Auswahl und Festlegung der Zeitkonstanten bieten.
Wenn R₂ einbezogen ist, kann gezeigt werden, dass
wobei T₂ = C₁(R₁ + R₂) ist.
Indem dafür gesorgt wird, dass T₀ und T₂ denselben wert haben, trifft Gleichung (8) zu und das Integrator-Verhalten im gesamten Frequenzbereich wird erreicht wie zuvor.
Eine weitere Modifikation der Schaltung von 6 wird in 8 gezeigt. Es ist standardmäßige Praxis bei einem Kommunikationskabel, es mit seiner charakteristischen Impedanz abzuschließen, indem ein Widerstand dieses Wertes direkt über das Empfangsende des Kabels verbunden wird. Dadurch wird die Möglichkeit hochfrequenter Schwingungen aufgrund von Signalreflexionen von dem Empfangsende vermieden. Jedoch würde die Anwendung dieser Technik auf die Schaltung von 6 das Signal aufgrund des Reihenwiderstandes R₀ signifikant abschwächen, welcher wahrscheinlich signifikant größer als die charakteristische Impedanz (üblicherweise 50 Ohm) des Kabels ist. Um diese Abschwächung zu vermeiden, während das Verbindungskabel 32 immer noch mit einer Impedanz abgeschlossen wird, welche mit der charakteristischen Impedanz des Kabels übereinstimmt, wird ein weiterer Widerstand R₃ zwischen dem Verbindungskabel und den passiven Integrationskondensatoren C_B, C_V in dem zweiten Teil 36'' des Abschlußnetzwerks eingefügt. Bei hohen Frequenzen haben die Kondensatoren C_B und C_V eine Impedanz, die wesentlich niedriger als der Widerstand R₃ ist, und daher wird R₃ bei hohen Frequenzen effektiv über das Empfangsende des Kabels verbunden, wodurch die gewünschte Abschlußimpedanz bereitgestellt wird.
Der Wert von R₃ wird so festgelegt, dass er im Wesentlichen derselbe ist wie die charakteristische Impedanz des Verbindungskabels, üblicherweise 50 Ohm oder 75 Ohm. Der Wert von R₀ (siehe 6) wird vorzugsweise so festgelegt, dass er wesentlich größer als R₃ ist, so dass R₃ im Vergleich zu R₀ eine unwesentliche Auswirkung auf die Zeitkonstante des passiven Integrators hat, T₀ = C₀R₀, wie durch Gleichung (3) angegeben. Das zusätzliche Vorhandensein von R₃ beeinträchtigt daher die gewünschte passive Integration des Abschlußnetzwerks 34, 36 von 6 nicht.
Der Ausgang des Rogowski-Meßwandlers wird im Allgemeinen mit irgendeiner Form von Überwachungs- oder Aufzeichnungseinrichtung, wie beispielsweise einem Oszilloskop, verbunden. Die Verbindung erfolgt im Allgemeinen mit einem Koaxialkabel. Um die Übertragung der hochfrequenten Komponenten der Messung zu ermöglichen, kann es erforderlich sein, einen Trennverstärker zwischen dem Ausgang des Rogowski-Meßwandlers und einem derartigen Kabel mit entsprechenden Abschlußimpedanzen aufzunehmen, welche mit der Impedanz des Kabels übereinstimmen, wie es Nachrichtentechnikern bekannt ist.
Es ist klar, dass die Strommeßsysteme der hierin beschriebenen Erfindung nicht alle möglichen Integrationsnetzwerke erschöpfend umfassen, die verwendet werden können, um die Merkmale dieser Erfindung – wie in Anspruch 1 definiert – zu nutzen, und dass alternative Netzwerke verwendet werden könnten.

Claims

Strommeßvorrichtung, welche aufweist: eine Rogowski-Spule (30), die ein elektrisch leitendes Spulenelement (10) mit einem Spulenabschluß aufweist; einen ersten Integrator (34, 36), der über den Spulenabschluß angeschlossen ist, wobei der erste Integrator so angeordnet ist, daß er eine im Wesentlichen konstante Verstärkung bei Frequenzen unterhalb einer ersten Frequenz aufweist und den Spulenausgang bei Frequenzen oberhalb der ersten Frequenz integriert; wobei die Rogowski-Spule (30) mit einem Spulendämpfungswiderstand oder -widerständen (R_D, R_O) in Kombination abgeschlossen ist, um die Spule zu dämpfen und Hochfrequenz-Spannungsschwankungen zu reduzieren; dadurch gekennzeichnet, daß ein zweiter Integrator (38) am Ausgang des ersten Integrators angeschlossen ist, wobei der zweite Integrator so angeordnet ist, daß er eine im Wesentlichen konstante Verstärkung bei Frequenzen oberhalb einer zweiten Frequenz, die im Wesentlichen gleich der ersten Frequenz ist, aufweist, und den Ausgang des ersten Integrators bei Frequenzen unterhalb der zweiten Frequenz integriert; und daß der Dämpfungswiderstandswert im Wesentlichen gleich einer charakteristischen Impedanz der Spule (30) ist.
Strommeßvorrichtung nach Anspruch 1, wobei der erste Integrator ein passiver Integrator (34, 36) ist.
Strommeßvorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, wobei der zweite Integrator (38) ein aktiver Integrator ist.
Strommeßvorrichtung nach Anspruch 2 oder 3, wenn abhängig von Anspruch 2, bei welcher der passive Integrator (34, 36) einen Widerstand (R_O) in Serie mit einem Kondensator (C_V) oder einer Kombination von Kondensatoren (C_A, C_B, C_C und C_V) aufweist.
Strommeßvorrichtung nach Anspruch 4, wobei der Widerstand und/oder der Kondensator (C_V) oder die Kombination von Kondensatoren (C_A, C_B, C_C und C_V) variabel sind.
Strommeßvorrichtung nach Anspruch 4 oder 5, bei welcher der Widerstand am Spulenende eines Kabels angebracht ist, welches die Spule mit dem zweiten Integrator (38) verbindet, und bei welcher der Kondensator sich am Ende des Kabels mit dem zweiten Integrator (38) befindet.
Strommeßvorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei welcher der zweite Integrator (38) nicht invertierend ist.
Strommeßvorrichtung nach einem der Ansprüche 2 oder 3 bis 6, wenn abhängig von Anspruch 2, bei welcher der passive Integrator (34, 36) den Spulendämpfungswiderstand einschließt.
Strommeßvorrichtung nach einem der Ansprüche 6 oder 7 oder 8, wenn abhängig von Anspruch 6, bei welcher der Spulendämpfungswiderstand am Spulenende des Verbindungskabels angebracht ist, so daß der Spulendämpfungswiderstand parallel zur Widerstand-Kondensator-Kombination des passiven Integrators (34, 36) angeordnet ist.
Strommeßvorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei welcher die Spule um einen Wickelkörper (11) gewickelt ist.
Strommeßvorrichtung nach Anspruch 10, bei welcher der Wickelkörper (11) aus Kunststoff hergestellt ist.
Strommeßvorrichtung nach Anspruch 10 oder 11, bei welcher der Wickelkörper (11) steif oder biegsam ist.
Strommeßvorrichtung nach Anspruch 12, bei welcher die Rogowski-Spule (30) aus einem biegsamen Material hergestellt ist, damit sie in Schleifenform um einen Leiter herum gebogen werden kann.
Strommeßvorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei welcher die kombinierte Transferfunktion der Kombination aus erstem und zweitem Integrator (34, 36, 38) wie folgt lautet:
wobei V_OUT die Ausgangsspannung, E' die Eingangsspannung, T₀ die Zeitkonstante des ersten Integrators und T₁ die Zeitkonstante des zweiten Integrators ist.
Strommeßvorrichtung nach Anspruch 6 oder einem der vorhergehenden Ansprüche, wenn abhängig von Anspruch 6, bei welcher ein zweiter Dämpfungswiderstand (R₃) am Ende des Kabels mit dem zweiten Integrator (38) bereitgestellt ist, wobei der zweite Dämpfungswiderstand (R₃) einen Widerstand aufweist, der im Wesentlichen gleich der charakteristischen Impedanz des Kabels ist.