DE3103206A1 - "impedanzwandler" - Google Patents

Description

ECA 73 999 Ks/Sv

U.S. Serial No. 117,238

Filed: January 31, 1980

RCA Corporation New York, N.Y., 7.St.ν.Α.

Impedanzwandler

Die Erfindung bezieht sich auf Impedanzwandlernetzwerke, wie sie typischerweise in Verbindung mit den KP-Schaltungen von Fernsehempfängern verwendet werden.

Impedanzwandlernetzwerke werden in HF-Schaltungen eingesetzt, um die Impedanzwerte zwischen Anschlußpaaren von Eingangs- und Ausgangsschaltungen unterschiedlicher Quell- und Lastimpedanz einander anzupassen. Sehr häufig ist das Impedanzwandlernetzwerk so ausgelegt, daß die Lastimpedanz, die das Netzwerk für die Eingangsschaltung darstellt, so nahe wie möglich an die Quellimpedanz der Eingangsschaltung angepaßt ist und daß die Quellimpedanz, welche die Ausgangsschaltung für das Impedanzwandlernetzwerk darstellt, so nahe wie möglich an die Lastimpedanz der Ausgangsschaltung angepaßt ist. Eine Impedanzanpassung ist wünschenswert, weil damit die Leistungsübertragung maximal und die Signalverzerrung zwischen Eingangs- und Ausgangsschaltung minimal wird.

Aus diesen Gründen xvird zwischen ein 'UHF-Fernsehantennennetzwerk, das typischerweise eine Impedanz von 75 Ohm hat, und den im Fernsehempfänger enthaltenen UHF-Hochfrequenzteil, dessen Impedanz typischerweise etwa 300 Ohm beträgt, im allgemeinen ein Impedanzwandlernetzwerk gekoppelt. Bei einer solchen Anordnung paßt das Impedanzwandlernetzwerk nicht nur die Impedanzwerte des Antennennetzwerks und des HF-Teils nach seinen besten Fähigkeiten einander an, son-

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dem sorgt außerdem für eine Transformation zwischen der Impedanz-Byrnmetrlochen Konfiguration des Antennennetzwerlcn und der Impedanz-unsymmetrischen Konfiguration des ILK-Teils des Empfängers. Von Impedanz-Symmetrie spricht man, wenn die Imp «dan a en zwir.chen elneraeits jedem zweier Tunkt;«! olnfin Netzwerks und andererseits dem Bezugspunkt für die Signale (Signalmasse) einander gleich sind. Eine Impedanz-Unsymmetrie bedeutet, daß die Impedanzen zwischen einerseits jedem zweier Punkte eines Netzwerks und andererseits der Signalmasse nicht einander gleich sind. Dies kommt am häufigsten vor, wenn einer der beiden Punkte mit der Signalmasse verbunden irrt. Ein irapedenzwandleraetzwerk zum Koppe] η oi.nrui Impedanz-symmetrischen Netzwerks an ein Impedanζ-unsymmetrisches Netzwerk bezeichnet man allgemein als Symmetrierglied.

Bei fehlender Impedanzanpassung kann es zu Verzerrungen kommen, die durch Uignalreflexionen an den Anschlußendon sowohl der Eingangs- als auch der Ausgangsschaltung entstehen. Ein Faktor für die "Übertragungsgüte, der als Stehwellenverhältnis (s) bezeichnet wird, zeigt das Maß der Impedanz-Fehlanpassung zwischen einer Eingangs- und einer Ausgangsschaltung an und ist demgemäß ein Anzeichen für das Maß der Signalverzerrung zwischen der Eingangs- und der Ausgangsschaltung. Es ist daher anzustreben, da3 ein Impedanzwandlernetzwerk das niedrigst mögliche Stehwellenverhältnis liefert (das theoretische Minimum ist ein Stehwellenverhältnis von Eins).

Impedanzwandlernetzwerke mit niedrigem Stehwellenverhältnis sind nicht nur zur Verwendung zwischen einem Antennennetzwerk und dem HF-Teil eines Fernsehempfängers wünschenswert, sondern auch in Anordnungen zum Prüfen des Eauschverhaltens von Teilen des Empfängers wie etwa dem HF-Teil. Bei einer solchen Prüfeinrichtung wird ein Rauschsignal bekannter Amplitude über ein Impedanzwandlernetzwerk auf den Antennen-

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eingang eines Empfängers gegeben, und an einem gexiriinschten Punkt im HF-Teil wird die Rauschsignalamplitude gemessen. Ein Vergleich zwischen den Rauschsignalamplituden am Antenneneingang und am Meßpunkt gibt Aufschluß, wieviel Rauschen vom EP-Teil beigetragen oder unterdrückt wird.

Es wurde gefunden, daß die Genauigkeit der Rauschmessung beeinträchtigt wird, wenn die Impedanzen der Rauschquelle und des Antenneneingangs einander fehlangepaßt sind. Genauer gesagt nimmt die Keßgenauigkeit schnell ab, wenn das Stehwellenverhältnis des Impedanzwandlernetzwerks größer wird. Es besteht somit Bedarf an Impedanzwandlernetzwerken, die eine Impedanζtransformation im gewünschten Verhältnis (z.B. 1:4) praktisch gleichmäßig über den ganzen interessierenden Frequenzbereich (z.B. über den UHF-Bereich von etwa bis 900 I⁷Hz) bringen.

Es sind Impedanzwandlernetzwerke in verschiedensten Formen bekannt. Ausführungen, die einen einfachen Transformator mit Primär- und Sekundärwicklung aus Einzelleitern um einen Ferritkern enthalten, haben einen schlechten Frequenzgang bei hohen Frequenzen, da bei steigender Frequenz ihre magnetische Kopplung geringer und ihre parasitären Streureaktanzen größer werden. Ausführungsformen, die einfach mit Hochfrequenzleitungen gebildet sind, haben begrenzte Bandbreite, da ihr Frequenzgang bei niedrigen Frequenzen dadurch nachteilig beeinflußt wird, daß sich unerwünschte parasitäre, wie Hochfrequenzleitungen wirkende Strukturen mit den auf dem Potential der Signalmasse liegenden Baukörpern bilden.

Für breitbandigen Betrieb bei hohen Frequenzen hat man Impedanzwandlernetzwerke verwendet, die in einer Ehrbridstruktur Hochfrequenzleitungen in Kombination mit einem Ferritkern enthalten, denn bei solchen Netzwerken treten

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die liängel, die ansonsten jede einfache Struktur für sich, hat, nicht mehr auf. Typischerweise enthalten diese Netzwerke zwei gesonderte Hochfrequenzleitungen, deren jede zwei gleichmäßig voneinander beabstandete Leiter hat und die man häufig als Zweidraht- oder Bifilardrahtleitung bezeichnet. Jeder Bifilardraht ist um einen Ferritkern gewickelt und läuft dabei oft durch eine entsprechende Öffnung im Ferritkern. Die Enden der Leiter der beiden Bifilardrähte sind so miteinander verbunden bzw. angeschlossen, daß sich die gewünschte Impedanztransformation ergibt.

Da bei solchen Hybrid-Impedanzwandlern typischerweise zwei Bifilardrähte um einen Ferritkern gewickelt werden müssen, sind sie relativ schwer herzustellen. Außerdem, hat sich gezeigt, daß viele Hybrid-Impedanzwandler, die mit bifilaren Wicklungen aufgebaut sind, kein genügend niedriges Stehwellenverhältnis über den gesamten interessierenden Frequenzbereich bringen, um genaue Rauschmessungen durchführen zu können.

Gemäß den Prinzipien der vorliegenden Erfindung enthält ein Impedanzwandler eine "trifilare" Anordnung, d.h. eine Anordnung mit drei Leitern, die im wesentlichen gleichmäßig voneinander beabstandet sind. In einer bevorzugten Ausführungsform haben mindestens der zweite und der dritte Leiter im wesentlichen gleichen Abstand vom ersten Leiter, zweckmäßigerweise haben alle drei Leiter im wesentlichen den gleichen Abstand voneinander. Es sind Maßnahmen getroffen, um die Leiter des so gebildeten Trifilardrahtes gegenüber dem Signalmassepotential praktisch zu entkoppeln, z.B. indem man sie mit einem Ferritmantel umschließt. Die einander gegenüberliegenden Enden des ersten Leiters sind mit dem Signalanschluß bzw. dem Signalbezugspunkt einer ersten Schaltung verbunden. Die ersten Enden des zweiten

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und des dritten Leiters sind mit einem ersten bzw. einem zweiten Signalanschluß einer zweiten Schaltung verbunden, und die gegenüberliegenden zweiten Enden des zweiten und des dritten Leiters sind mit einem Signalbezugspunkt der zweiten Schaltung verbunden. Wenn die bevorzugte Leiterkonfiguration verwendet wird, dann ist die Impedanz zwischen dem Signalanschluß und dem Bezugspunkt der ersten Schaltung im wesentlichen gleich dem halben Wellenwiderstand zwischen dem ersten und zweiten Leiter und dem ersten und dritten Leiter, und die Impedanz zwischen dem ersten und dem zweiten Signalanschluß der zweiten Schaltung ist im wesentlichen gleich dem doppelten Wellenwiderstand zwischen dem zweiten und dritten Leiter. Falls die Leiter gleichen Abstand voneinander haben, bringt diese Anordnung eine Impedanztransformation im Verhältnis 1:4.

Die wesentlichen Merkmale einer erfindungsgemäßen Anordnung sind im Patentanspruch 1 offenbart. Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den UnteranSprüchen gekennzeichnet.

Die Erfindung wird nachstehend an Ausführungsbeispielen anhand von Zeichnungen näher erläutert.

Pig. 1 zeigt schematisch den Aufbau eines erfindungsgemäßen Impedanzwandlernetzwerks;

U¹Xg. 2 zeigt im Querschnitt eine bevorzugte Ausbildung des im Impedanzwandler nach Fig. 1 verwendeten Trifilardrahtes;

Fig. 3 zeigt das Schaltschema und teils in isometrischer Darstellung eine Schaltung, die dem Impedanzwandlernetzwerk nach I¹Xg. 1 äquivalent ist, um dessen Arbeitsweise besser zu verstehen;

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Fig. 4 zeigt teils in isometrischer Darstellung eine Anordnung zur Erweiterung des Verhältnisses der Impedanztransformation des Netzwerks nach Fig. 1.

Bei der in Fig. 1 dargestellten Anordnung ist ein Impedanzwandlernetzwerk 10 zwischen eine Signalquelle 20 und eine Lastschaltung 30 geschaltet. Das Netzwerk 10 ist in der noch zu beschreibenden Weise so ausgelegt, daß es von der einen Seite her eine Impedanz hat, die im wesentlichen gleich der Quellimpedanz 21 (einfach als Widerstand mit dem Wert E. dargestellt) der Signalquelle 20 zwischen den Ausgangsklemmen 22 und 25 ist und daß es von der anderen Seite her eine Impedanz hat, die im wesentlichen gleich der Lastimpedanz (einfach als Widerstand vom Wert 4-B dargestellt) der Lastschaltung 30 zwischen deren Eingangsklemmen 32 und 33 ist. Außerdem bewirkt das Netzwerk 10 eine Umbildung der unsymmetrischen Impedanzkonfiguration, in welcher die Impedanzen zwischen einerseits jeder der Ausgangsklemmen 22 und 23 und andererseits einem auf dem Bezugspotential für Signale (Signalmasse) liegenden Punkt einander ungleich sind, weil die Klemme 23 mit der Signalmasse verbunden ist, in die symmetrische Impedanzkonfiguration der Last 30, worin die Impedanzen zwischen einerseits jeder der Eingangsklemmen 32 und 33 und der Signalmasse einander im wesentlichen gleich sind.

Das Impedanzwandlernetzwerk 10 enthält einen sogenannten Trifilardraht 11, der durch Öffnungen 12a und 12b eines Ferritkerns 13 gewunden ist und drei Leiter 1, 2 und 3 aufweist, die durch ein dielektrisches Katerial in gleichmäßigem Abstand voneinander gehalten werden. Zweckmäßigerweise haben mindestens zwei der Leiter des Drahtes im wesentlichen gleichen Abstand vom dritten Leiter. Vorzugsweise sind alle Leiter gleich weit voneinander beabstandet. Wie in Fig.2 gezeigt, kann man dies dadurch erreichen, daß man die dielektrischen Ummantelungen (1', 2' und 3') der drei gleichen

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Drähte so gegeneinander festhält, daß die Leiter im Querschnitt ein gleichseitiges Dreieck definieren. Praktisch das gleiche Ergebnis erzielt man, wenn man drei getrennte gleiche Drähte miteinander verdrillt.

Die entgegengesetzten Enden a und b jedes der Leiter 1, 2 und 3 sind in der nachstehend beschriebenen Weise mit den Klemmen 22 und 23 der Signalquelle 20, mit der Lastschaltung 30 und mit einem die Signalmasse darstellenden Bezugspunkt verbunden, um die gewünschte, weiter oben erwähnte Impedanztransformation zu bewirken. Im einzelnen sind die gegenüberliegenden Enden a und b des Leiters 1 mit den Ausgangsklemmen 22 und 23 der Signalquelle verbunden. Der Leiter 2 ist mit seinem einen Ende a an die Signalmasse und mit seinem anderen Ende b an die Eingangsklemme 32 der Lastschaltung 30 angeschlossen. Das eine Ende a des Leiters 3 ist mit der Eingangsklemme 33 verbunden, und sein gegenüberliegendes Ende b ist an die Signalmasse angeschlossen.

Der Hochfrequenz-Übertragungsfaktor des Impedanzwandlernetzwerks 10 ist eine inverse Funktion der Länge der trifilaren Wicklung 11. Um sicherzustellen, daß der Übertragungsfaktor bei der höchsten interessierenden Frequenz ausreichend gut ist, sollte die Länge des Trifilardrahts 11 wesentlich geringer sein als die entsprechende Wellenlänge, z.B. geringer als ein Achtel der entsprechenden Wellenlänge. Der für niedrige Frequenzen geltende Übertragungsfaktor des Impedanzwandlernetzwerks wird dadurch beeinträchtigt, daß sich zwischen den Leitern 1, 2 und 3 und irgendwelchen Baukör— pern wie z.B. dem Chassisgehäuse (nicht gesondert dargestellt), die mit Signalmasse verbunden sind, parasitäre Elemente bilden. Indem man von dem Trifilardraht 11 soviel wie möglich im Ferritkern 13 einschließt, kann die Bildung parasitärer Elemente zwischen den Leitern 1, 2 und 3 einerseits und auf Signalmasse liegenden Strukturen andererseits

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weitgehend verhindert werden. Je mehr Windungen des Trifilardrahts 11 durch den Kern 13 hindurchgeführt sind, desto grosser ist das Verhältnis des umschlossenen zum nicht-umschlossenen Teil des Drahtes und desto besser ist das Verhalten bei niedrigen Frequenzen. Es ist also ein Kompromiß zu schließen zwischen einerseits der Forderung nach einer großen Anzahl von Windungen zur Verbesserung des Hiedrigfrequenzverhaltens und andererseits einer geringen Länge zur Verbesserung des Hochfrequenzverhaltens. Es hat sich erwiesen, daß für den UHF-Bereich zwischen 299 und 900 MHz bei einer Länge des Ferritkerns von 0,24 cm eine Windungszahl von 3 Windungen annehmbare Ergebnisse bringt.

Da die Gesamtlänge des Drahtes 11 wesentlich geringer ist als eine Wellenlänge, haben die Teile, die sich innerhalb der Öffnungen 12a und 12b einander überlappen, eine gegenseitige Überlappung nur in Bruchteilen der Gesamtlänge. Somit ist die Wechselwirkung zwischen Leitern in verschiedenen Windungen unwesentlich und kann in den meisten Fällen ignoriert werden.

Die Schaltung in Fig. 3 ist teilweise isometrisch gezeichnet, um die räumliche Lage der Leiter 1, 2 und 3 zueinander aufzuzeigen und damit besser verständlich zu machen, wie das Impedanz-Transformationsverhältnis dieser Schaltung erreicht wird. Theoretisch bildet in dieser Ersatzschaltung des Impedanzwandlernetzwerks 10 jedes Paar zweier Leiter eine ideale Hochfrequenzleitung. Es ist festzuhalten, daß die nachstehende Beschreibung für diese theoretische Ersatzschaltung gilt und daß die tatsächlichen Umstände wirklicher Ausführungsformen etwas davon abweichen können.

Die von der Spannungsquelle 24 der Quellenschaltung 20 erzeugte Spannung bewirkt einen Stromfluß im Leiter 1. Dieser Strom bewirkt seinerseits, daß in den Leitern 2 und 3

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Ströme praktisch gleicher Richtung und gleichen Betrags fließen. Da der Strom in jedem der Leiter 2 und 3 der gleiche ist und die Impedanz an einander entsprechenden Punkten entlang der Länge jedes Leiters die gleiche ist, ist auch die Spannung an jeweiligen Punkten entlang der Länge jedes dieser Leiter die gleiche. Somit sind für die Quellenschaltung 20 die Leiter 2 und 3 an entsprechenden Punkten entlang ihrer Länge effektiv kurzgeschlossen. Die Folge ist, daß die der Quellenschaltung 20 vom Impedanzwandlernetzwerk 10 dargebotene Impedanz gleich ist der Parallelschaltung des Wellenwiderstandes der von den Leitern 1 und 2 gebildeten Hochfrequenzleitung mit dem Wellenwiderstand der mit den Leitern 1 und gebildeten Hochfrequenzleitung. Wenn die Wellenwiderstände dieser beiden Hochfrequenzleitungen im wesentlichen gleich 2R gemacht werden, dann ist die der Quellenschaltung 20 vom Impedanzwandlernetzwerk 10 dargebotene Impedanz gleich R, d.h. es besteht eine Impedanzanpassung an den Innenwiderstand bzw. die Quellimpedanz R der Quellenschaltung.

Um festzustellen, welche Impedanz das Netzwerk 10 gegenüber der Lastschaltung 30 darbietet, sei die Lastschaltung 30 vorübergehend so betrachtet, als enthielte sie eine Spannungsquelle 34-· Die Spannungsquelle 34- bewirkt Ströme gleichen Betrags jedoch einander entgegengesetzter Richtung in den Leitern 2 und 3· Diese Ströme bewirken ihrerseits, daß im Leiter 1 Ströme gleichen Betrags aber in entgegengesetzter Richtung fließen, die sich somit einander auslöschen. Daher haben die von den Leitern 2 und 1 und von den Leitern 3 und 1 gebildeten Hochfrequenzleitungen für die Lastschaltung 30 effektiv unendliche Impedanzen. Folglich ist die Impedanz, die das Netzwerk 10 für die Lastschaltung 30 darstellt, die Summe der zwischen dem Ende a des Leiters 2 und dem Ende a des Leiters 3 gemessenen Impedanz und der zwischen dem Ende b des Leiters 2 und dem Ende b des Leiters 3 gemessenen Impedanz oder gleich dem

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doppelten Wellenwiderstand der Hochfrequenzleitung zwischen den Leitern 2 und 3· Wenn man den Wellenwiderstand dieser letztgenannten Hochfrequenzleitung gleich 2R macht, dann ist die Impedanz, die das Impedanzwandlernetzwerk 10 für die Lastschaltung 30 darstellt, gleich 4R und somit an die Lastimpedanz 4R angepaßt.

Aus der vorstehenden Beschreibung läßt sich ersehen, daß bei gleichmäßigem und gleich großem Abstand der Leiter 1, 2 und 3 des Trifilardrahtes 11 zueinander ein Impedanz-Transformationsverhältnis von im wesentlichen 1:4 erhalten wird. Es ist daher wünschenswert, den Wellenwiderstand zwischen den Leitern jedes Leiterpaars im wesentlichen gleich der doppelten Quellimpedanz (oder der halben Lastimpedanz) zu wählen.

Es hat sich gezeigt, daß ein Impedanzwandlernetzwerk, welches ähnlich wie das Netzwerk 10 nach Eig. 1 aufgebaut ist, ein Stehwellenverhältnis von nicht mehr als 1,5*1 über den gesamten Frequenzbereich zwischen 300 und 900 kHz bringt. Es ist anzunehmen, daß dies die !Folge seiner nahezu symmetrischen Struktur ist, wie sie die Fig. 3 zeigt.

Die Anordnung nach Fig. 4 beinhaltet zusätzliche Schaltungsmaßnahmen zur Vergrößerung des Impedanz-Transformationsverhältnisses des Impedanzwandlernetzwerkes 10. In der Fig.4 sind diejenigen Elemente, die auch in den Fig. 1-3 enthalten sind, mit den gleichen Bezugszahlen bezeichnet wie dort.

Eine Notwendigkeit zur Vergrößerung des Impedanζ-Transiörmationsverhältnisses des Netzwerks 10 besteht dann, wenn das Verhältnis zwischen der Quellimpedanz 21 und der Lastimpedanz 31 kleiner ist als 1:4. Bei Rauschmessungen am UHF-Hochfrequenzteil eines Fernsehempfängers beispielsweise kann ein Rauschgenerator (z.B. das Modell Nr. 7015 der Firma Alltech, Inc., Pennsylvania, USA) mit einer Quell-

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impedanz von 50 Ohm verwendet werden. Da die typische Eingangsimpedanz des UHF-Hochfrequenzteils ungefähr 300 Ohm beträgt, reicht das Impedanz-Transformationsverhältnis des Netzwerks 10 hier nicht aus.

In der Anordnung nach Pig. 4 ist ein zusätzliches Impedanzwandlernetzwerk 40 zwischen die eine Quellimpedanz 21 von 50 0hm aufweisende Quellenschaltung 20 und eine die Last 31 aufweisende Lastschaltung 30 eingefügt. Die Last 31 ist als Zweidraht-Hochfrequenzleitung von 300 0hm dargestellt, wie sie üblicherweise zur Kopplung zwischen den ÜHP-Antenneneingangsklemmen und der zugehörigen Hi¹-Tun er schaltung eines !Fernsehempfängers verwendet wird. Das zusätzliche Netzwerk 40 vergrößert das Impedanz-Transformationsverhältnis des Impedanzwandlernetzwerks 10 von 4:1 auf ungefähr 6:1.

Das Netzwerk 40 enthält aus einer Zusammensetzung mit Kohlenstoff gebildete Widerstände 41a und 41b, die gleichen Wert haben und jeweils zwischen eine Ausgangsklemme des Impedanzwandlernetzwerks 10 und eine Eingangsklemme der Lastschaltung 30 eingefügt sind. Die Widerstände 41a und 41b sind in solcher Position angeordnet, daß ihre mit den Ausgangsklemmen des Netzwerks 10 verbundenen Zuleitungen 42a und 42b im wesentlichen parallel liegen. Diese Zuleitungen 42a und 42b bilden eine Hochfrequenzleitung. Der Abstand zwischen ihnen definiert den Wellenwiderstand dieser Hochfrequenzleitung. Zweckmäßigerweise ist die Länge der Zuleitungen 42a und 42b kleiner als ein Achtel der Wellenlänge bei der höchsten interessierenden frequenz.

Jeder der Widerstände 41a und 41b ist von einer leitenden Hülse 43a bzw. 43b umgeben, die aus Kupfer oder Messing besteht. Die Hülsen 43a und 43b sind über einen leitenden Streifen 44, der zweckmäßigerweise einstückig mit den Hülsen ist, miteinander verbunden. Die Hülsen 43a und 43b sind entlang den Widerständen 42a und 42b gleitend und können so verscho-

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ben werden, daß sie bis über die Zuleitungen 42a und 42b reichen. Die Hülsen 43a und 43b sind veränderbare kapazitive Abstimmelemente, deren Funktion weiter unten beschrieben wird.

Der Wert der Widerstände 41a und 41b ist so gewählt, daß die Differenz zwischen der vom Netzwerk 10 dargestellten Impedanz und der gewünschten Impedanz ausgeglichen wird. Da der Verlust zwischen der Signalquelle 20 und der Lastschaltung 30 umso größer wird, je höher der Wert der Widerstände 41a und 41b ist, wird zweckmäßigerweise ein Kompromißwert gewählt. Es wurde gefunden, daß ein Wert von 33 Ohm für die Widerstände 41a und 41b, der zusammen mit dem Netzwerk zu einer kombinierten Impedanz von 266 Ohm führt, einen geeigneten Kompromiß zwischen der Forderung nach Impedanzanpassung und der Forderung nach geringem Verlust darstellt.

Der Wellenwiderstand der durch die Zuleitungen 42a und 42b gebildeten Hochfrequenzleitung ist so gewählt, daß die kombinierte Impedanz annähernd die richtige Blindkomponente bekommt, um das niedrigst mögliche Stehwellenverhältnis bei der höchsten interessierenden Frequenz zu erhalten. Hierzu geht man am besten experimentell vor, indem man den Abstand zwischen den Zuleitungen 42a und 42b justiert. Sobald der richtige Abstand festgelegt ist, wird die Kombination der Hülsen 43a und 43b und des Streifens 44 hergestellt, um diesen Abstand festzuhalten. Die Längsposition der Hülsen 43a und 43b wird dann justiert, um in einer Feinabstimmung die Blindkomponente für das niedrigst mögliche Stehwellenverhältnis einzustellen. Eine zusätzliche Abstimmung der Blindkomponente erfolgt an dem der Signalquelle zugewandten Eingang des Impedanzwandlernetzwerks 10. Die Signalquelle 20 ist über ein Koaxialkabel 50 und einen Koaxialanschluß 60 mit dem Impedanzwandlernetzwerk 10 gekoppelt. Aus Gründen der Übersichtlichkeit in der

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Zeichnung sind die Koaxialanschlüsse an den Enden des Kabels 50, über welche das Kabel mit der Signalquelle 20 und mit dem Koaxialanschluß 60 verbunden ist, nicht dargestellt. Der Innenleiter 51 des Koaxialkabels ist mit einem Innenleiter 61 des Koaxialanschlusses 60 verbunden. Der Außenleiter 52 des Kabels 50 ist mit der Kontakthülse des Koaxialanschlusses 60 verbunden. Somit liegt am Innenleiter 61 des Koaxialanschlusses 60 das Signal und an der Kontakthülse 62 das Signalmassepotential. Die Leiter 1, 2 und 3 des Impedanzwandlernetzwerks 10 sind in der gleichen Weise wie in I¹Ig. 1 und 3 dargestellt mit dem Signalanschluß (am Innenleiter 61) und der Signätmasse (an der Kontakthülse 62) verbunden.

Um die Feinabstimmung der Blindkomponente am signalquellenseitigen Eingang des Impedanzwandlernetzwerks 10 durchzuführen, ist am einen Ende des Innenleiters 61 des Koaxialanschlusses 60 ein leitender Streifen 70 z.B. aus Messing oder Kupfer befestigt. Das andere Ende des Streifens 70 ist so abgebogen, daß es in nahem Abstand vom Flansch 63 des Koaxialanschlusses 60 zu liegen kommt, um eine zur Signalmasse gerichtete veränderliche Abstimmkapazität zu bilden. Der Abstand zwischen dem Streifen 70 und dem Flansch 63 wird justiert, um das niedrigst mögliche Stehwellenverhältnis zu erhalten.

Es hat sich gezeigt, daß das Impedanzwandlernetzwerk nach Fig. 4-, welches das zusätzliche Netzwerk 40 und den Streifen 70 enthält, ein niedriges Stehwellenverhältnis von 1,12:1 praktisch gleichmäßig über den gesamten UHF-Bereich bringt.

Bei den in den Fig. 1 und 4- dargestellten Ausführungsformen enthält das Impedanzwandlernetzwerk 10 mehr als eine Windung, um vom Trifilardraht 11 soviel wie möglich innerhalb des Ferritkerns 13 unterzubringen. Praktisch das gleiche Ergebnis kann man aber auch mit einer einzigen Windung erzielen, falls man die axiale Länge des Ferritkerns entsprechend größer macht.

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Außerdem sei erwähnt, daß das Impedanzwandlernetzwerk 10, obwohl es vorstehend als aufwärts-transformier end er Impedanzwandler beschrieben wurde, auch als Abwärts-Impedanzwandlernetzwerk verwendet werden kann, um eine Impedanzanpassung zwischen einer relativ hochohmigen Signalquelle und einer relativ niederohmigen Lastschaltung zu bewirken. So kann das Netzwerk 10 beispielsweise als Symmetrierglied zwischen ein eine Impedanz von 300 Ohm aufweisendes Antennennetzwerk und einen eine Eingangsimpedanz von 75 Ohm aufweisenden HF-Eingangsteil eines Fernsehgeräts gekoppelt werden. Auch müssen die Anschlüsse am Eingang und am Ausgang des Netzwerks 10 nicht unbedingt eine gemeinsame Signalmasse haben, wie es in den Fig. 1, 3 und 4 dargestellt ist, vielmehr können die Eingangs- und Ausgangsschaltungen auch an elektrisch voneinander isolierte Signalmassepunkte angeschlossen sein. Diese und andere Abwandlungen liegen ebenfalls im Bereich der Erfindung.

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Leerseite

Claims (12)

1. PATENTANWÄLTE

   DR. DIETER V. BEZOLD -3 1 m ? ft fi

   DIPL. ING. PETER SCHÜTZ V I U O/UO

   DIPL. ING. WOLFGANG HEUSLER

   MARIA-THERESIA-STRASSE 22 POSTFACH 86Ο6 68

   D-8OOO MUENCHEN 86

   TELEFON 089M7 69 •♦7 68 AB SEPT. 1980s 4 70 60

   Ka/ί-ίν

   V.Ij. Serial No. 117 2J8
   Filed: January 31, 1980

   EGA Corporation New Tork, N.I., V.St.v.A.

   Impedanzwandler

   Pat en t an sprü ch e

   1J Anordnung mit einer HF-Signale in einem vorbestimmten Frequenzbereich, verarbeitenden ersten Schaltung, die einen Signalanschlußpunkt und einen Bezugsanschlußpunkt für die am Signalanschlußpunkt der ersten Schaltung entwickelten Signale hat, ferner mit einer HF-Signale im besagten vorbestimmten Frequenzbereich verarbeitenden zweiten Schaltung, die einen ersten und einen zweiten Signalanschlußpunkt und einen Bezugsanschlußpunkt für die am ersten und zweiten Signalanschlußpunkt der zweiten Schaltung entwickelten Signale hat, ferner mit einem Ferritglied und mit einem Trifilardraht, der drei um das Ferritglied gewundene Leiter h.at, die jeweils ein erstes Ende am einen Ende des Trifilardralits und ein zweites Ende am gegenüberliegenden Ende des Trifilardrahts haben, wobei

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   ZUGELASSEN BEIM EUROPÄISCHEN PATENTAMT ■ PROFESSIONAL REPRESENTATIVES BEFORE THE EUROPEAN PATENT OFFICE

   POSTSCHECK MÖNCHEN NR. 6 9148-800 · BANKKONTO HYPOBANK MÖNCHEN (BLZ 700 200 40) KTO. 60 60 25 73 7Q SWIFT HYPO DE MM

   das erste Ende des ersten Leiters mit dem SignalanschluB-punkt und das zweite Ende des ersten Leiters mit dem Bezugsanschlußpunkt der ersten Schaltung verbunden ist und wobei das erste Ende des dritten Leiters mit dem ersten SignalanSchlußpunkt der zweiten Schaltung verbunden ist, das zweite Ende des zweiten Leiters mit dem zweiten Signalanschlußpunkt der zweiten Schaltung verbunden ist und das erste Ende des zweiten Leiters sowie das zweite Ende des dritten Leiters mit dem Bezugsanschlußpunkt der zweiten Schaltung verbunden sind, so daß keine Gleichstromwege direkt zwischen dem Signalanschlußpunkt der ersten Schaltung und jedem der Signalanschlußpunkte der zweiten Schaltung vorhanden sind, dadurch gekennzeich net, daß die drei Leiter (1,2,3) des Trifilardrahtes (11) im wesentlichen gleichen Abstand zueinander über eine vorbestimmte Länge des Trifilardrahtes haben, die wesentlich kürzer ist als die Wellenlänge bei der höchsten Frequenz im vorbestimmten Frequenzbereich, und daß das Ferritglied (13) allgemein zylindrische Form mit zwei durchgehenden Öffnungen (12a,12b) hat, durch welche der Trifilardraht gewunden ist und die so lang sind, daß der wesentliche Teil der vorbestimmten Länge vom Ferritmaterial umgeben ist.
2. 2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Leiter (1,2,3) des Trifilardrahtes (11) im Querschnitt gesehen die Ecken eines gleichseitigen Dreiecks definieren.
3. 3. Anordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Trifilardraht (11) drei getrennte aber im wesentlichen gleiche Drähte enthält, die zusammengehalten sind.
4. 4. Anordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Trifilardraht (11) drei getrennte aber im wesentlichen gleiche Drähte enthält, die miteinander verdrillt sind.

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5. 5. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Schaltung (20) eine erste vorbestimmte Impedanz (E) zwischen dem Signalanschlußpunkt (22) und dem Signalbezugspunkt (23) hat und daß die zweite Schaltung (JO) eine zweite vorbestimmte Impedanz zwischen ihrem ersten und ihrem zweiten Signalanschlußpunkt (32 und 33) hat, die im wesentlichen viermal so groß wie die erste vorbestimmte Impedanz ist, und daß gedes Paar der drei Leiter (1,2,3) einen Wellenwiderstand hat, der im wesentlichen doppelt so groß wie die erste vorbestimmte Impedanz ist.
6. 6. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen das erste Ende (a) des dritten Leiters (3) des Trifilardrahtes (11) und den ersten Signalanschlußpunkt (33) der zweiten Schaltung (30) ein erster Widerstand (41b) eingefügt ist und daß zwischen das zweite Ende (b) des zweiten Leiters (2) des Trifilardrahtes (11) und den zweiten Signalanschlußpunkt (32) der zweiten Schaltung (30) ein zweiter Widerstand (41a) geschaltet ist.
7. 7. Anordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Widerstand (41a) einen Widerstandskörper und eine Zuleitung (42a) enthält, die zwischen dem ersten Signalanschlußpunkt an der zweiten Schaltung und dem Widerstandskörper liegt, und daß der zweite Widerstand (41b) einen Widerstandskörper und eine Zuleitung (42b) enthält, die zwischen dem zweiten Signalanschlußpunkt an der zweiten Schaltung und dem Widerstandskörper liegt, und daß die Zuleitungen in einer im wesentlichen parallelen Lage zueinander angeordnet sind.
8. 8. Anordnung nach Anspruch 7» dadurch gekennzeichnet, daß die Zuleitungen eine Länge haben, die wesentlich geringer als die Wellenlänge bei der höchsten frequenz

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   im vorbestimmten Frequenzbereich ist.
9. 9. Anordnung nach Anspruch 8, gekennzeichnet durch eine Einrichtung (4-3, 44) zur Justierung der Kapazität zwischen den Zuleitungen.
10. 10. Anordnung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zur Justierung der Kapazität zwischen den Zuleitungen eine erste leitende Hülse (43b) enthält, die gleitend über mindestens einem Teil des Widerstandskörpers des ersten Widerstandes (41a) sitzt, ferner eine zweite leitende Hülse (43a), die gleitend über mindestens einem Teil des Widerstandskörpers des zweiten Widerstandes (41b) sitzt, sowie ein leitendes Element (44) zwischen den beiden Hülsen.
11. 11. Anordnung nach Anspruch 1 oder 10, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen den Trifilardraht (11) und die erste Schaltung (20) eine Einrichtung (60) zur Justierung der Kapazität zwischen dem Signalanschlußpunkt und dem Bezugsanschlußpunkt der ersten Schaltung gekoppelt ist.
12. 12. Anordnung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung (60) zum Justieren der Kapazität zwischen dem Signalanschlußpunkt und dem Bezugsanschlußpunkt der ersten Schaltung folgendes enthält: einen Koaxialanschluß (60) mit einem Innenleiter (61), der in Reihe zwischen dem ersten Ancchlußpunkt der ersten Schaltung und dem ersten Ende des ersten Leiters liegt, und mit einem Außenleiter (62), der in Reihe zwischen dem zweiten Anschlußpunkt der ersten Schaltung und dem zweiten Ende des zweiten Leiters liegt, sowie einen Lappen (70), der an seinem ersten Ende mit dem einen der Innen- und Außenleiter verbunden ist und dessen zweites Ende in dichter Mähe des anderen der Leiter des Koaxlalanschlusses liegt.

    130061/0411 "⁵"