JP7274313B2 - 電流センサ及び測定装置 - Google Patents

Description

本発明は、測定対象に流れる電流を検出する電流センサ及び測定装置に関する。

特許文献１には、測定対象が挿通される磁気コアに巻回されたコイルと、コイルから入力される電流の周波数領域を制限して伝送路の始端に出力するフィルタと、伝送路の終端からの電流を電圧に変換する終端抵抗と、を備える電流センサが開示されている。

特開２０１６－１１４５８５号公報

上述のような電流センサでは、高周波伝送におけるインピーダンスの不整合による反射の影響によって生じる信号の波形歪みを抑えるため、伝送路の始端又は終端に、伝送路の特性インピーダンスと同じ抵抗値の始端抵抗又は終端抵抗を配置することが一般的である。

しかしながら、伝送路の端に接続される始端抵抗又は終端抵抗が伝送路の特性インピーダンスと同じ抵抗値に設定されて抵抗値が大きくなると、始端抵抗又は終端抵抗で消費される電力が増えるという課題が存在している。特に、測定対象に流れる電流が大きくなるほど、電流センサにおいて消費される電力の増加が顕著となる。

本発明は、このような問題点に着目してなされたものであり、電流センサで消費される電力の増加を抑制するとともに、電流センサから出力される信号の波形歪みを抑制することを目的とする。

本発明のある態様によれば、測定対象に流れる電流を検出する電流センサは、前記測定対象が挿通される磁気コアと、前記磁気コアに巻き回されるコイルと、前記コイルから供給される電流を伝送する伝送路と、前記伝送路の終端からの電流を電圧に変換する終端抵抗と、前記終端抵抗と前記コイルとの間でインピーダンス整合を行う整合手段と、を備える。前記整合手段は、前記整合手段は、前記終端抵抗から出力される電圧の周波数成分のうち振幅が減衰する周波数成分の帯域において、前記伝送路の終端から前記終端抵抗側を見たインピーダンスと前記伝送路の始端から前記コイル側を見たインピーダンスとの少なくとも一方を前記伝送路の特性インピーダンスへと上昇させる。

この態様によれば、振幅が減衰する周波数成分の帯域である減衰帯域では、その整合手段により、伝送路の終端から終端抵抗側を見たインピーダンス、及び伝送路の始端からコイル側を見たインピーダンスのうち少なくとも一方が伝送路の特性インピーダンスへと上昇する。これにより、反射の影響が大きくなる減衰帯域付近において反射が起こりにくくなるので、電流センサから出力される信号の波形歪みを抑制することができる。

一方、減衰帯域外では、この整合手段により、伝送路の終端から終端抵抗側を見たインピーダンス、及び伝送路の始端からコイル側を見たインピーダンスのうち上記少なくとも一方はほぼ変わらない。これにより、電流センサにおいて消費される電力がほとんど増えないので、電流センサの消費電力が増加するのを抑制することができる。

したがって、この態様によれば、電流センサで消費される電力の増加を抑制するとともに、電流センサから出力される信号の波形歪みを抑制することができる。

図１は、第１実施形態における電流センサを備える測定装置の構成を示す図である。 図２は、本実施形態における電流センサの振幅特性の測定結果を示す図である。 図３は、本実施形態における測定装置の等価回路を示す回路図である。 図４は、図３に示した等価回路を用いて終端抵抗側インピーダンスの周波数特性をシミュレーションした結果を示す図である。 図５は、図３に示した等価回路のインダクタンス値を変化させたときの終端抵抗側インピーダンスの周波数特性のシミュレーション結果を示す図である。 図６は、本実施形態における電流センサの等価回路を示す回路図である。 図７は、図７に示した等価回路を用いて振幅特性をシミュレーションした結果を示す図である。 図８Ａは、電流センサに備えられる整合回路の変形例を示す回路図である。 図８Ｂは、整合回路の他の変形例を示す回路図である。 図９は、第２実施形態における電流センサを備える測定装置の構成を示す図である。

以下、添付図面を参照しながら本発明の各実施形態について説明する。

（第１実施形態）
図１は、本発明の第１実施形態における測定装置１００の構成を示す図である。

測定装置１００は、測定対象に流れる電流を検出した検出信号に基づいて測定対象についての物理量を測定する。本実施形態の測定装置１００は、電流センサ１１０と測定部１２０とを備える。

電流センサ１１０は、測定対象としての測定電路１に流れる電流を検出する。本実施形態の電流センサ１１０は、ゼロフラックス方式（磁気平衡式）の電流センサとして構成され、測定電路１に流れる交流電流である被測定電流Ｉ１を検出する。

電流センサ１１０は、磁気コア２と、コイル３と、伝送路４と、容量性負荷５と、磁電変換出力部６と、電圧電流変換部７と、伝送回路２０と、出力端子１１０ａとを備える。伝送回路２０は、伝送路８と、終端抵抗９と、インピーダンス整合部１０と、を備える。

磁気コア２は、全体形状が環状に形成される。本実施形態では、円環状の磁気コア２が開閉可能な分割型で形成されており、磁気コア２は活線状態の測定電路１を挿通可能、すなわちクランプ可能に構成されている。磁気コア２は、分割型に限定されず、貫通型（非分割型）とすることもできる。

コイル３は、磁気コア２に線材が巻回されることによって形成される。コイル３において、一端３ａが基準電位を供給するための接地線であるグランドＧに直接的又は間接的に接続され、他端３ｂが伝送路８の始端８ａに接続される。

本実施形態では、コイル３の一端３ａは、伝送路４及び容量性負荷５を介してグランドＧに接続されている。なお、コイル３の一端３ａは、グランドＧに対して直接接続されてもよい。この場合、電流センサ１１０は、カレントトランス（ＣＴ）方式の電流センサとして構成される。

伝送路４は、特性インピーダンスがあらかじめ定められた値に設定（規定）された伝送線路である。本実施形態では、伝送路４の特性インピーダンスは５０Ωに設定されている。伝送路４において、一端４ａがコイル３の一端３ａに接続され、他端４ｂが容量性負荷５に接続されている。

伝送路４は、例えば、不図示のシールドがグランドＧに接続された同軸ケーブルによって構成される。この場合、伝送路４の特性インピーダンスは５０Ω又は７５Ωに設定されている。なお、伝送路４は、同軸ケーブルに限定されるものではなく、特性インピーダンスがあらかじめ一定の値に規定されたものであればよく、例えば、ツイストペアケーブルなどの種々の伝送路で構成することもできる。

容量性負荷５は、抵抗素子５ａとコンデンサ５ｂとを互いに直接接続した直列回路によって構成される。抵抗素子５ａは、数十Ω以下の抵抗値を有し、コンデンサ５ｂは、被測定電流Ｉ１の周波数帯域においてインピーダンスが数十Ω以下となる容量値を有する。

例えば、抵抗素子５ａの抵抗値は５０Ωに設定され、コンデンサ５ｂの静電容量は０．１μＦに設定される。なお、容量性負荷５は、コンデンサ５ｂをグランドＧ側に配置する構成に代えて、抵抗素子５ａをグランドＧ側に配置する構成であってもよい。

磁電変換出力部６は、磁気コア２の内部に発生する磁束を検出し、検出した磁束の磁束密度に応じた電圧値を示す出力電圧Ｖ１を出力する。本実施形態では、磁電変換出力部６は、磁気コア２に形成されたギャップ内に配設されており、ホール素子によって構成されている。

ホール素子の出力電圧Ｖ１は、磁気コア２の内部に発生する磁束の磁束密度の大きさに比例又は略比例した電圧値を示す。磁電変換出力部６としては、ホール素子の他に、フラックスゲート型磁気検出素子などを使用することもできる。

電圧電流変換部７は、磁電変換出力部６の出力電圧Ｖ１に基づいて、検出電流としての負帰還電流Ｉ２を生成する。電圧電流変換部７は、生成した負帰還電流Ｉ２を、伝送路８を介してコイル３の一端３ａに供給する。例えば、電圧電流変換部７は、オペアンプによって構成される。

電圧電流変換部７は、出力電圧Ｖ１がゼロボルト（０Ｖ）となるよう、つまり磁気コア２の内部に発生している磁束の磁束密度がゼロとなるよう、負帰還電流Ｉ２の電流値を制御する。磁気コア２の内部に発生している磁束は、磁気コア２に挿通された測定電路１に被測定電流Ｉ１が流れることによって発生する磁束φ１と、コイル３に負帰還電流Ｉ２が流れることによって発生する磁束φ２との差分（φ１－φ２）の磁束である。したがって、電圧電流変換部７は、磁束φ２により磁束φ１を相殺するように負帰還電流Ｉ２の電流値を増減する。

これにより、コイル３の一端３ａに供給される負帰還電流Ｉ２の周波数、又は後述する電流Ｉ３の周波数がクロスオーバー周波数以上のときの電位が、グランドＧの基準電位に概ね設定される。クロスオーバー周波数とは、負帰還電流Ｉ２の周波数特性と電流Ｉ３の周波数特性とが交差する周波数のことである。コイル３から伝送路８に向かって供給される検出電流としての電流Ｉ２又はＩ３の電流値は、被測定電流Ｉ１の電流値をコイル３の巻数Ｎで除した値（Ｉ１／Ｎ）となる。

伝送路８は、コイル３から供給される検出電流を伝送する。伝送路８は、上述の伝送路４と同じように、特性インピーダンスがあらかじめ定めされた値に設定された伝送線路である。伝送路８は、特性インピーダンスが５０Ω又は７５Ωに設定される同軸ケーブル、又は特性インピーダンスが一定の値に規定されたツイストペアケーブルなどの種々の伝送路によって構成される。

本実施形態では、伝送路８の長さは１ｍ以上であり、伝送路８の特性インピーダンスは５０Ωに設定されている。また、伝送路８においては、一端である始端８ａがコイル３の一端３ａに接続され、他端である終端８ｂが整合回路１２の入力端子１２ａに接続されている。

終端抵抗９は、伝送路８の終端８ｂからの電流を電圧に変換し、変換した電圧を検出電圧Ｖ２として出力端子１１０ａに出力する。終端抵抗９は、例えば、出力端子１１０ａとグランドＧとの間に接続される抵抗素子、又はオシロスコープなどの測定器の入力抵抗によって構成される。あるいは、終端抵抗９は、複数のチップ抵抗により構成されてもよい。

終端抵抗９の抵抗値は、伝送路８の特性インピーダンスよりも小さな所定の値に設定される。これにより、終端抵抗９で消費される電力を低減することができ、終端抵抗９の発熱を抑制することができる。

本実施形態では、終端抵抗９は、抵抗素子によって構成されており、終端抵抗９の一端が出力端子１１０ａに接続され、終端抵抗９の他端がグランドＧに接続されている。また、終端抵抗９の抵抗値は５Ωに設定されている。

インピーダンス整合部１０は、コイル３と終端抵抗９との間でインピーダンス整合を行う一又は複数の電子部品によって構成される。インピーダンス整合部１０は、終端抵抗９から出力される検出電圧Ｖ２の周波数成分のうち振幅が減衰する周波数成分の帯域において終端抵抗側インピーダンスとコイル側インピーダンスとを整合させる。具体的には、インピーダンス整合部１０は、振幅が減衰する周波数成分の帯域において終端抵抗側インピーダンスとコイル側インピーダンスとのうち少なくとも一方を伝送路８の特性インピーダンスへと上昇させる。

上述の終端抵抗側インピーダンスとは、伝送路８の終端８ｂから終端抵抗９側を見たインピーダンスのことであり、コイル側インピーダンスとは、伝送路８の始端８ａからコイル３側を見たインピーダンスのことである。

また、上述の振幅が減衰する周波数成分の帯域のことを以下では減衰帯域と称する。この電流センサ１１０の減衰帯域は、コイル３の巻数やコイル３に寄生する浮遊容量などにより、コイル３から出力される検出電流の周波数成分が減衰する周波数帯域と概ね同じ周波数領域となる。

上述の減衰帯域は、振幅が殆ど減衰しない周波数成分の振幅に対し、周波数成分の振幅が所定の値、例えば３ｄＢ（デシベル）だけ減衰した周波数の値を下限周波数とし、その下限周波数以上の周波数帯域のことを指す。本実施形態では、減衰帯域の下限周波数が１００ＭＨｚ（メガヘルツ）に設定されている。

本実施形態におけるインピーダンス整合部１０は、始端抵抗１１と整合回路１２とを備える。

始端抵抗１１は、インピーダンス整合を取るための信号源抵抗である。始端抵抗１１は、伝送路８の始端８ａにおいてコイル側インピーダンスを伝送路８の特性インピーダンスに調整するために設けられる。

始端抵抗１１の抵抗値は、コイル側インピーダンスが伝送路８の特性インピーダンスに対して同じ値又は略同じ値となるように設定される。ここにいう略同じ値とは、伝送路８の両端での反射が起こりにくくなるような値であり、伝送路８の特性インピーダンスが５０Ωであれば、例えば始端抵抗１１の抵抗値は４０Ωに設定されてもよい。このように、本実施形態のインピーダンス整合においては伝送路８の特性インピーダンスの値から２０％程度の変動が許容される。

本実施形態では、始端抵抗１１が伝送路８の始端８ａにコイル３に対して並列接続されるとともに、始端抵抗１１の抵抗値が５０Ωに設定されている。また、始端抵抗１１は、コイル３から伝送路８に供給される電流の一部を分流させる機能を有する。これにより、終端抵抗９で消費される電力を低減することが可能になる。

整合回路１２は、電流センサ１１０の減衰帯域において終端抵抗側インピーダンスを伝送路８の特性インピーダンスに近づける。本実施形態では、整合回路１２は、高周波数成分のノイズを除去するよう、ローパスフィルタ回路（低域通過型フィルタ）としても動作する。

例えば、整合回路１２は、コイル３から供給される検出電流の周波数成分のうちカットオフ周波数未満の基本周波数成分を殆ど減衰させることなく出力する。一方、整合回路１２は、検出電流の周波数成分のうちカットオフ周波数以上の周波数成分を、振幅が１／√２以下になるように減衰させて出力する。すなわち、整合回路１２は、検出電流の周波数領域を所望の周波数帯域（カットオフ周波数未満の周波数帯域）に制限する。

以下では、カットオフ周波数未満の周波数帯域のことを通過帯域と称する。なお、カットオフ周波数は、通常、検出すべき被測定電流Ｉ１の上限周波数よりも若干高い周波数に設定される。例えば、カットオフ周波数は、コイル３から供給される検出電流を構成する周波数成分のうち振幅が減衰する成分の周波数帯域の下限値よりも若干高い周波数に設定される。

整合回路１２は、整合回路１２のカットオフ周波数以上の高周波数帯域において終端抵抗側インピーダンスが伝送路８の特性インピーダンスに近づくよう、例えば複数の受動素子を用いて構成される。これにより、整合回路１２を能動素子で構成する場合に比べて、整合回路１２から出力される電流信号に混入するノイズを低減することができる。

整合回路１２は、少なくとも抵抗成分とインダクタンス成分とを有し、整合回路１２の抵抗成分は、終端抵抗９の抵抗値（所定の値）が小さいほど大きい値に設定される。言い換えると、終端抵抗９の抵抗値は、整合回路１２の抵抗成分に基づいて、伝送路８の特性インピーダンスよりも小さな所定の値に設定される。

本実施形態では、整合回路１２は、抵抗成分としての抵抗素子１２１と、インダクタンス成分としての誘導素子（インダクタ素子）１２２とを備え、抵抗素子１２１及び誘導素子１２２が互いに並列接続されている。

抵抗素子１２１の抵抗値は、伝送路８の特性インピーダンスから終端抵抗９の抵抗値を減じた値に基づいて設定される。本実施形態では、抵抗素子１２１の抵抗値が、伝送路８の特性インピーダンス５０Ωから終端抵抗９の抵抗値５Ωを減じた値４５Ωに設定されている。

一方、誘導素子１２２のインダクタンス値は、上述の抵抗素子１２１の抵抗値と、伝送路８の特性インピーダンスと、終端抵抗９の抵抗値と、電流センサ１１０の減衰帯域の下限周波数と、に基づいて設定される。誘導素子１２２のインダクタンス値の設定手法については、図３を参照して後述する。

なお、本実施形態では整合回路１２を抵抗素子１２１及び誘導素子１２２で構成する例について説明したが、この構成に限られるものではない。例えば、整合回路１２を一又は複数の電子部品で構成してもよく、この場合は、電流センサ１１０の減衰帯域において終端抵抗側インピーダンスが伝送路８の特性インピーダンスに近づくよう各電子部品の定数があらかじめ設定されていればよい。

本実施形態では、整合回路１２の入力端子１２ａが伝送路８の終端８ｂに接続され、出力端子１１ｂが終端抵抗９の一端に接続されている。すなわち、整合回路１２は、伝送路８の終端８ｂと終端抵抗９の一端との間に直列接続されている。

整合回路１２を終端抵抗９側に配置することにより、整合回路１２を伝送路８の始端８ａに接続する場合に比べてコイル３と整合回路１２との距離を離すことができる。それゆえ、コイル３の寄生容量と整合回路１２の誘導素子１２２との共振が原因となり整合回路１２の周波数特性においてカットオフ周波数の近傍に好ましくないピークを生じにくくすることができる。

以上のように、電流センサ１１０の減衰帯域においてインピーダンス整合を図る整合回路１２を電流センサ１１０に備えることにより、電流センサ１１０の出力端子１１０ａから測定部１２０に出力される検出信号の歪みを抑制することができる。

測定部１２０は、電流センサ１１０から出力される検出信号に基づいて測定電路１についての物理量を測定する。測定電路１についての物理量としては、測定電路１に流れる交流電流の値、交流電力の値、又は測定電路１の周囲に生じる交流磁界の値などが挙げられる。測定部１２０は、例えば、オシロスコープ、電力計、又は電流計などによって構成される。

本実施形態では、測定部１２０は、電流センサ１１０の検出信号として出力端子１１０ａから検出電圧Ｖ２を受け付けると、受け付けた検出電圧Ｖ２に基づいて、磁気コア２に挿通された測定電路１に流れる被測定電流Ｉ１を測定する。測定部１２０は、例えば、不図示のＡ／Ｄ変換部及びＣＰＵを備え、Ａ／Ｄ変換部が電流センサ１１０にて変換された検出電圧Ｖ２をデジタル値に変換し、ＣＰＵがこのデジタル値に基づいて被測定電流Ｉ１の電流値を測定（算出）する。

なお、測定部１２０は、不図示の外部インターフェース回路を介して被測定電流Ｉ１の電流値を外部装置に送信したり、外部記憶装置に記憶したりすることもできる。測定部１２０は、測定される他の物理量として、受け付けた検出電圧Ｖ２に基づき、測定電路１の交流電力又は磁界の強さなどを測定することもできる。

測定部１２０は、ＬＣＤなどの表示画面を有し、測定した物理量についての波形を表示画面に表示する。例えば、測定部１２０は、横軸を時間軸とした表示画面に、測定した交流電流の時間波形を表示する。この場合、電流センサ１１０から出力される検出信号が用いられるので、測定電路１の被測定電流Ｉ１について歪みが小さい交流電流の波形を表示画面に表示することができる。

次に、電流センサ１１０の動作について簡単に説明する。

まず、測定電路１に流れる被測定電流Ｉ１が直流を含む低周波数領域では、主として磁電変換出力部６及び電圧電流変換部７が作動する。この場合、磁電変換出力部６は、磁気コア２の内部に発生する磁束（φ１－φ２）を検出し、検出した磁束の密度に応じた出力電圧Ｖ１を電圧電流変換部７に出力する。電圧電流変換部７は、出力電圧Ｖ１に基づいて負帰還電流Ｉ２を生成し、この負帰還電流Ｉ２をコイル３の一端３ａに供給する。

このとき、電圧電流変換部７は、出力電圧Ｖ１がゼロボルトとなるよう、すなわち磁束φ２で磁束φ１を相殺するよう負帰還電流Ｉ２の電流値を制御する。これにより、負帰還電流Ｉ２の電流値は、概ね被測定電流Ｉ１の電流値を巻数Ｎで除した値（Ｉ１／Ｎ）になる。

その後、コイル３の他端３ｂから出力される負帰還電流Ｉ２については、一部が始端抵抗１１に流れ、残りの電流が検出電流としてコイル３、伝送路８及び整合回路１２を介して終端抵抗９に流れる。そして終端抵抗９により、その検出電流が検出電圧Ｖ２に変換される。この場合、容量性負荷５は、高インピーダンスに維持されていることから、電流Ｉ３が容量性負荷５を介してグランドＧに漏れることが阻止されている。

このとき、本実施形態の整合回路１２においては、誘導素子１２２のインピーダンスが極めて低いため、抵抗成分の増加が抑えられる。その結果、終端抵抗側インピーダンスは、互いに並列接続されている始端抵抗１１及び終端抵抗９の合成抵抗値となる。本実施形態では始端抵抗１１の抵抗値が５０Ωで終端抵抗９の抵抗値５Ωであるため、合成抵抗値は約５Ωとなる。

このように、低周波数領域では、整合回路１２の抵抗成分が小さいことから、整合回路１２で消費される電力が減少するので、電流センサ１１０の消費電力を抑制することができる。また、整合回路１２の抵抗成分の増加が抑えられることによって、終端抵抗９に流れる電流量が減少するのを抑えられるので、検出電圧Ｖ２を示す検出信号のレベル低下を軽減することができる。さらに、終端抵抗９の抵抗値は、伝送路８の特性インピーダンスよりも小さな値に設定されているので、終端抵抗９で消費される電力を低減することができる。

一方、測定電路１に流れる被測定電流Ｉ１が低周波数領域の上限周波数から整合回路１２のカットオフ周波数までの高周波領域では、磁電変換出力部６及び電圧電流変換部７に代わり、コイル３が単体でＣＴとして作動する。

この場合、コイル３は、測定電路１に流れる被測定電流Ｉ１を検出し、この被測定電流Ｉ１の振幅（電流値）に応じて、振幅（電流値）が変化する電流Ｉ３を検出電流として出力する。その後、コイル３の他端３ｂから出力される電流Ｉ３については、一部が始端抵抗１１に流れ、残りの検出電流が伝送路８及び整合回路１２を介して終端抵抗９に流れる。そして終端抵抗９により検出電流が検出電圧Ｖ２に変換される。

このとき、本実施形態の整合回路１２においては、誘導素子１２２のインピーダンスが抵抗素子１２１の抵抗値４５Ωよりも高くなるため、抵抗成分が支配的になる。このため、終端抵抗側インピーダンスは、始端抵抗１１及び終端抵抗９の合成抵抗値約５Ωに対して整合回路１２の抵抗成分約４５Ωを加算した値約５０Ωとなる。

このように、高周波領域では、終端抵抗側インピーダンスが伝送路８の特性インピーダンス５０Ωに近づくので、インピーダンスの整合が取れ、伝送回路２０の終端で生じる反射を抑制することができる。

次に、電流センサ１１０の周波数特性について図面を参照して説明する。

図２は、本実施形態における電流センサ１１０の振幅特性（出力周波数特性）の一例を示す図である。この例では、所望の周波数帯域の上限周波数（減衰帯域の下限周波数）ｆｅを１２０ＭＨｚに設定するとともに出力レートを０．１Ｖ／Ａに設定した電流センサ１１０が用いられ、この電流センサ１１０から出力される検出信号についての周波数領域の振幅特性を測定した結果が示されている。

ここでは、横軸が対数目盛で示された周波数であり、縦軸がデシベル（ｄＢ）で示された１００ｋＨｚに対する振幅比である。ここにいう振幅比とは、１００ｋＨｚの周波数成分の振幅に対する各周波数成分の振幅の比率のことである。

また、図２には、比較例として本実施形態の整合回路１２を有していない電流センサについての測定結果が点線により示されている。図２に示すように、比較例では、下限周波数ｆｅである１２０ＭＨｚ以上の減衰帯域においてインピーダンス整合が行われていないため、測定部１２０からの反射の影響によって振幅特性が乱れている。

これに対し、本実施形態の電流センサ１１０では、整合回路１２を用いることにより、減衰帯域においてインピーダンス整合が行われているため、振幅特性の乱れが抑制されており、周波数成分の振幅が滑らかに減衰していることがわかる。

このため、周波数が高い被測定電流Ｉ１を測定して応答波形を表示するような場合であっても、反射の影響が軽減されているので、画面に表示される測定波形の歪みを小さくすることができる。

次に、電流センサ１１０における終端抵抗側インピーダンスの周波数特性について図３及び図４を参照して説明する。

図３は、終端抵抗側インピーダンスの周波数特性をシミュレーションするために用いた測定装置１００の等価回路を示す図である。

この電流センサ１１０の等価回路では、コイル３としての電圧源３ｃが交流電流を整合回路１２に供給する。整合回路１２のうち抵抗素子１２１の抵抗値が４５Ωであり、誘導素子１１２のインダクタンス値が１００ｎＨ（ナノヘンリー）である。そして終端抵抗９の抵抗値が５Ωであり、測定部１２０のうち入力抵抗１２０ａの抵抗値が１ＭΩであり、コンデンサ１２０ｂの静電容量が１５ｐＦである。

図４は、図３に示した測定装置１００の等価回路を用いて終端抵抗側インピーダンスの周波数特性を算出したシミュレーション結果を示す図である。ここでは、横軸が対数目盛で示された周波数であり、縦軸が終端抵抗側インピーダンスである。

図４には、比較例として本実施形態の整合回路１２を有していない電流センサについてのシミュレーション結果が点線により示されている。図４に示すように、整合回路１２を有していない電流センサにおいては、終端抵抗側インピーダンスが一定の抵抗値５Ωとなる。その結果、減衰帯域でのインピーダンスの不整合により伝送回路の終端で反射が発生する。

なお、伝送路８が十分に短ければインピーダンスの不整合が起きたとしても反射の影響は殆どない。通常、減衰帯域の下限周波数１００ＭＨｚあたりからの反射は伝送路８の凡そ１ｍから発生する。このような反射の影響は波形応答を観測する際に現われてしまい、被測定電流Ｉ１の正確な波形を観測することが困難となる。したがって、伝送路８の長さが１ｍ以上で通過帯域が１００ＭＨｚ程度であればインピーダンス整合を取るのが好ましい。

続いて、本実施形態の電流センサ１１０における終端抵抗側インピーダンスの周波数特性について説明する。

図４の実線で示すように、交流電流の周波数が１ＭＨｚ未満であれば、整合回路１２における誘導素子１１２のインピーダンスが抵抗素子１２１の抵抗値よりも十分に小さくなる。このため、主に誘導素子１１２に交流電流が流れ、抵抗素子１２１に殆ど交流電流が流れないので、終端抵抗側インピーダンスは、終端抵抗９の抵抗値５Ωと略同じ値となる。また、整合回路１２の抵抗成分は極めて小さいため、整合回路１２で消費される電力も小さくなる。

そして、交流電流の周波数が１ＭＨｚよりも高くなると、周波数が高くなるにつれて誘導素子１１２のインピーダンスが高くなり、抵抗素子１２１に交流電流が流れやすくなる。そのため、終端抵抗側インピーダンスは、終端抵抗９の抵抗値５Ωよりも大きくなり、整合回路１２の消費電力も徐々に増加し始める。

さらに、交流電流の周波数が１００ＭＨｚ近傍まで高くなると、整合回路１２において抵抗素子１２１に主に交流電流が流れるようになる。このため、終端抵抗側インピーダンスは、終端抵抗９の抵抗値５Ωに対して４５Ωの抵抗素子１２１の大部分の抵抗成分が加えられたように見えるので、終端抵抗側インピーダンスは４０Ω程度となる。

さらに、交流電流の周波数がコイル３の減衰帯域の下限周波数（通過帯域の上限周波数）１２０ＭＨｚよりも高くなると、終端抵抗側インピーダンスは、伝送路８の特性インピーダンスと同じ値５０Ωに近づくことがわかる。

このように、電流センサ１１０のカットオフ周波数（減衰帯域の下限周波数）付近を除く通過帯域では、反射の影響が小さいため、整合回路１２は、インピーダンス整合を抑制する。これにより、整合回路１２の消費電力が増加するのを抑えることができる。そして電流センサ１１０の減衰帯域では、反射の影響が大きくなるため、整合回路１２は終端抵抗側インピーダンスを伝送路８の特性インピーダンスに近づける。これにより、電流センサ１１０の終端で生じる反射を抑制することができる。

図３及び図４では、整合回路１２を構成する誘導素子１１２のインダクタンス値を１００ｎＨに設定する例について説明したが、これに限られるものではない。ここで誘導素子１１２のインダクタンス値の設定手法について説明する。

図３に示した等価回路のインピーダンスＺは、誘導素子１２２のインダクタンス値Ｌと、抵抗素子１２１の抵抗値Ｒ₁と、終端抵抗９の抵抗値Ｒ₂と、を用いて次式（１）のように表わされる。

式（１）を誘導素子１２２のインダクタンス値Ｌについて解くと、誘導素子１２２のインダクタンス値Ｌは、次式（２）のように表される。

本実施形態ではインピーダンスＺが伝送路８の特性インピーダンスと同じ値に設定され、角周波数ωが減衰帯域の下限周波数ｆｅを２πで除した値に設定される。式（２）の関係に従って整合回路１２を構成することにより、電流センサ１１０の減衰帯域において終端抵抗側インピーダンスＺを伝送路８の特性インピーダンスと同じ値に近づけることができる。

このように、誘導素子１１２のインダクタンス値Ｌを変更することによって終端抵抗側インピーダンスの周波数特性が変化する。そこで、誘導素子１２２のインダクタンス値Ｌと終端抵抗側インピーダンスの周波数特性との関係について図５を参照して説明する。

図５は、誘導素子１２２のインダクタンス値Ｌに応じた終端抵抗側インピーダンスの周波数特性の変化を示す図である。

ここでは、伝送路８の特性インピーダンスに達するときの周波数ｆ（＝ω／２π）が１００ｋＨｚ、１ＭＨｚ、１０ＭＨｚ、１００ＭＨｚ、１ＧＨｚとなるよう、上述の式（２）を用いて誘導素子１２２のインダクタンス値Ｌの算出を行った。この算出においては、インピーダンスＺを伝送路８の特性インピーダンスと同じ５０Ωに設定するのが好ましいが、式（２）中の分母がゼロになり発散してしまうため、インピーダンスＺは４９Ωに設定した。

上述の条件により、誘導素子１２２のインダクタンス値Ｌとして１４０μＨ、１４μＨ、１．４μＨ、１４０ｎＨ、１４ｎＨが得られたため、図５には、誘導素子１２２のインダクタンス値Ｌが１４０μＨ、１４μＨ、１．４μＨ、１４０ｎＨ、１４ｎＨに設定されたときの終端抵抗側インピーダンスの周波数特性がそれぞれ示されている。

図５に示すように、誘導素子１２２のインダクタンス値Ｌを１４０μＨから１４ｎＨまで段階的に小さくすることにより、終端抵抗側インピーダンスが５Ωから変化し始める周波数の開始点が高くなることがわかる。このように、誘導素子１２２のインダクタンス値Ｌを変化させることにより、終端抵抗側インピーダンスの周波数特性においてインピーダンス整合の開始点を低周波数側又は高周波数側にシフトさせることができる。

したがって、周波数１００ＭＨｚで終端抵抗側インピーダンスが４９Ωに達するように電流センサ１１０を設計する場合は、終端抵抗９、抵抗素子１２１及び誘導素子１２２は、それぞれ５Ω、４５Ω及び１４０ｎＨに設定される。この条件で設計された電流センサ１１０の振幅特性について図６及び図７を参照して説明する。

図６は、電流センサ１１０の振幅特性をシミュレーションするために用いた電流センサ１１０を構成する伝送回路２０の等価回路を示す図である。ここでは、始端抵抗１１の抵抗値が５０Ωであり、整合回路１２において抵抗素子１２１の抵抗値が４５Ωで誘導素子１１２のインダクタンス値が１４０ｎＨであり、終端抵抗９の抵抗値が５Ωである。

図７は、図６に示した等価回路を用いて電流センサ１１０における伝送回路２０の振幅特性を算出したシミュレーション結果を示す図である。ここでは、横軸及び縦軸は、図２に示したパラメータと同じである。

図７に示すように、１００ＭＨｚにおいて周波数成分の振幅が約４ｄＢ減衰しており、整合回路１２は、ローパスフィルタ回路として動作していることがわかる。整合回路１２のカットオフ周波数ｆｃは減衰帯域の下限周波数ｆｅよりも小さいため、コイル３からの検出電流に含まれる高周波ノイズを確実に除去することができる。

また、コイル３から供給される検出電流の高周波数成分の振幅特性が持ち上がっているような場合は、電流センサ１１０の出力周波数特性を平滑化にすることもできる。一方、高周波成分の振幅特性が持ち上がっていない場合は、誘導素子１２２のインピーダンス値を小さくすることにより、周波数１００ＭＨｚにおいて一般的な減衰量である３ｄＢに調整することもできる。

次に、電流センサ１１０の変形例について図８Ａ及び図８Ｂを参照して説明する。

図８Ａは、本実施形態における整合回路１２の変形例を示す図である。この変形例では、整合回路１２は、誘導素子２０１、抵抗素子２０２、抵抗素子２０３、及びコンデンサ２０４を備える一段インピーダンスフィルタである。誘導素子２０１は、その両端がそれぞれ整合回路１２の入力端子１２ａ及び出力端子１２ｂに接続され、互いに直列接続された抵抗素子２０２及び抵抗素子２０３に対して並列接続されている。そして抵抗素子２０２及び抵抗素子２０３の接続点がコンデンサ２０４の一端に接続され、コンデンサ２０４の他端がグランドＧに接続されている。

図８Ｂは、整合回路１２の他の変形例を示す図である。この例では、整合回路１２は、誘導素子２１１、抵抗素子２１２、抵抗素子２１３及びコンデンサ２１４と、誘導素子２２１、抵抗素子２２２、抵抗素子２２３及びコンデンサ２２４を備える。すなわち、整合回路１２は、図８Ａに示した一段インピーダンスフィルタを二つ直列接続した二段インピーダンスフィルタである。

図８Ａ及び図８Ｂに示した整合回路１２おいては、電流センサ１１０の減衰帯域で終端抵抗側インピーダンスが伝送路８の特性インピーダンスに近づくよう、各受動素子の定数が設定される。これにより、電流センサ１１０の減衰帯域での反射が抑制されるので、検出信号の波形歪みを抑制することができる。

なお、整合回路１２は、図８Ａに示した一段インピーダンスフィルタを三つ以上直列に接続することによって、より急峻なカットオフ特性を有する多段定インピーダンスフィルタで構成することもできる。

次に、第１実施形態の電流センサ１１０による作用効果について詳細に説明する。

本実施形態によれば、測定対象としての測定電路１に流れる電流を検出する電流センサ１１０は、測定電路１が挿通される磁気コア２と、磁気コア２に巻き回されるコイル３と、コイル３から供給される電流を伝送する伝送路８と、を備える。さらに、伝送路８の終端８ｂからの電流を電圧に変換して出力する終端抵抗９と、コイル３と終端抵抗９との間でインピーダンス整合を行う整合手段を構成するインピーダンス整合部１０と、を備える。

そしてインピーダンス整合部１０は、電流センサ１１０の減衰帯域において、伝送路８の終端８ｂから終端抵抗９側を見た終端抵抗側インピーダンスと、伝送路８の始端８ａからコイル３側を見たコイル側インピーダンスとの少なくとも一方を伝送路８の特性インピーダンスへと上昇させる。

特に本実施形態によれば、図１及び図４に示したように、インピーダンス整合部１０は、電流センサ１１０の減衰帯域において終端抵抗側インピーダンスを伝送路８の特性インピーダンスへと上昇させる。ここにいう減衰帯域とは、終端抵抗９から出力される電圧の周波数成分のうち振幅が減衰する成分の周波数帯域のことである。

このように、インピーダンス整合部１０により、反射の影響が大きくなる減衰帯域では、終端抵抗側インピーダンスが終端抵抗９の抵抗値から伝送路８の特性インピーダンスへと上昇する。これにより、減衰帯域付近で反射が起こりにくくなるので、電流センサ１１０から出力される信号の波形歪みを抑制することができる。

一方、反射の影響が小さくなる減衰帯域の下限周波数付近を除く通過帯域では、インピーダンス整合部１０により、終端抵抗側インピーダンスが伝送路８の特性インピーダンスの上昇が抑制されるので、終端抵抗側インピーダンスはほぼ変わらない。このように、インピーダンス整合部１０で消費される電力はほとんど増加しないため、インピーダンス整合部１０の消費電力が増加することを抑制することができる。

したがって、電流センサ１１０で消費される電力の増加を抑えるとともに、電流センサ１１０から出力される信号の波形歪みを抑制することができる。

また、本実施形態によれば、インピーダンス整合部１０は、減衰帯域において終端抵抗側インピーダンスを伝送路８の特性インピーダンスに近づける整合回路１２を含む。

このように、整合回路１２を用いて電流センサ１１０の減衰帯域で終端抵抗側インピーダンスを伝送路８の特性インピーダンスに近づけることにより、減衰帯域での反射を抑制することができる。したがって、図２の点線で示したように、減衰帯域における振幅特性の乱れが抑制されるので、電流センサ１１０から出力される検出信号の波形歪みを抑制することができる。

また、本実施形態によれば、終端抵抗９の抵抗値は、伝送路８の特性インピーダンスよりも小さな所定の値に設定される。これにより、終端抵抗９で消費される電力が低減されるので、終端抵抗９の発熱を抑制することができる。

さらに、終端抵抗９の抵抗値を小さくすることにより、測定電路１に大電流が流れている場合は、大電流に伴いコイル３から終端抵抗９に供給される検出電流が大きくなっても、終端抵抗９の抵抗値が小さいので終端抵抗９の発熱が抑制される。したがって、被測定電流Ｉ１の電流値が大きい測定電路１であっても、電流センサ１１０を用いることにより、発熱対策を不要にすることができる。

また、本実施形態によれば、整合回路１２の抵抗成分としての抵抗素子１２１の抵抗値は、終端抵抗９の抵抗値（所定の値）が小さいほど大きな値に設定される。このように、整合回路１２の抵抗素子１２１の抵抗値を大きくすることにより、終端抵抗９の抵抗値を下げることが可能になるので、終端抵抗９の発熱量をより低減することができる。

また、本実施形態によれば、整合回路１２のカットオフ周波数ｆｃは、図６に示したように、電流センサ１１０の減衰帯域の下限周波数ｆｅよりも低い値に設定されてもよい。これにより、コイル３から供給される検出電流において高周波数成分の振幅特性が低周波数成分の振幅特性よりも持ち上がっているような場合は、電流センサ１１０の振幅特性を平滑化することができる。

また、本実施形態によれば、整合回路１２は、カットオフ周波数ｆｃ以上の高周波数帯域において終端抵抗側インピーダンスが伝送路８の特性インピーダンスに近づくよう複数の受動素子を用いて構成される。

このように、整合回路１２が複数の受動素子で構成されるので、カットオフ周波数以上の帯域でインピーダンス整合を図りつつ、整合回路１２を能動素子で構成する場合に比べて整合回路１２自体から生じるノイズを低減することができる。したがって、コイル３から供給される検出電流に混入するノイズを低減しつつ、電流センサ１１０から出力される検出信号の波形歪みを抑制することができる。

また、本実施形態によれば、整合回路１２は、図１に示したように、互いに並列接続された抵抗素子１２１及び誘導素子１２２を含む。これにより、整合回路１２の部品点数を減らすことができるので、整合回路１２の構成を簡素にすることができる。

また、本実施形態によれば、上述の式（２）に示したように、誘導素子１２２のインダクタンス値Ｌは、減衰帯域の下限周波数ｆｅと、伝送路８の特性インピーダンスＺと、抵抗素子１２１の抵抗値Ｒ₁と、終端抵抗の抵抗値Ｒ₂と、に基づいて設定される。

これにより、コイル３から供給される検出電流の周波数成分が電流センサ１１０の減衰帯域の下限周波数ｆｅに近づくにつれて終端抵抗側インピーダンスが伝送路８の特性インピーダンスに近づくように整合回路１２を構成することができる。

また、本実施形態によれば、インピーダンス整合部１０は、伝送路８の始端８ａにコイル３と並列接続される始端抵抗１１を含む。整合回路１２は、伝送路８の終端８ｂに直列接続され、さらに始端抵抗１１の抵抗値は、終端抵抗９の抵抗値よりも大きな値に設定される。

このように、整合回路１２を伝送路８の終端８ｂ側に配置することにより、整合回路１２を伝送路８の始端８ａ側に配置する場合に比べて、コイル３と整合回路１２との距離を離すことができる。それゆえ、コイル３の寄生容量と整合回路１２の誘導素子１２２との共振により、整合回路１２の周波数特性においてカットオフ周波数の近傍に好ましくないピークを生じにくくすることができる。

これに加え、始端抵抗１１を伝送路８の始端８ａに設けることにより、終端抵抗９に流れる検出電流が減少するので、終端抵抗９で消費される電力を低減することができる。それゆえ、終端抵抗９の発熱を抑制することができる。このため、終端抵抗９の発熱への対策を施す必要性が低くなるので、電流センサ１１０の製造コストを低減することが可能となる。

さらに、始端抵抗１１の抵抗値を終端抵抗９の抵抗値よりも大きくすることで、通過帯域において始端抵抗１１よりも終端抵抗９に検出電流が流れやすくなるので、検出電圧Ｖ２の信号レベルを高めることができる。したがって、検出信号のＳ／Ｎ比を向上させることができる。

また、本実施形態によれば、伝送路８の長さは、電流センサ１１０の減衰帯域の下限周波数に基づいて反射が発生する所定の長さよりも長く設定されている。このため、整合回路１２を用いることによって、電流センサ１１０における減衰帯域での反射を確実に抑制することができる。

また、本実施形態によれば、整合回路１２は、ローパスフィルタ回路として構成される。これにより、上述のように検出信号の波形歪みを抑制するとともに、電流センサ１１０の減衰帯域におけるノイズ成分を除去することができる。

また、本実施形態によれば、測定装置１００は、上述の電流センサ１１０と、電流センサ１１０から出力される検出信号に基づいて測定電路１についての物理量を測定する測定部１２０と、を備える。これにより、測定電路１に流れる被測定電流Ｉ１の波形応答を精度よく測定することができるとともに、電流センサ１１０の消費電力を抑制することができる。

（第２実施形態）
なお、第１実施形態では整合回路１２を伝送路８の終端８ｂに直列接続する例について説明したが、この構成に加えて又は代えて、伝送路８の始端８ａ側に整合回路１２を接続してもよい。そこで、第２実施形態として整合回路１２を伝送路８の始端８ａ側に接続した構成について図９を参照して簡単に説明する。

図９は、第２実施形態の電流センサ１１１を備える測定装置１０１の構成を示す図である。ここでは、便宜上、伝送路４と容量性負荷５と磁電変換出力部６と電圧電流変換部７とを省略している。

本実施形態の整合回路１２については、図１に示した構成と同じであるが、図１に示した接続位置とは異なり、伝送路８の始端８ａに接続されている。また、本実施形態の電流センサ１１１を構成する伝送回路２１では、図１に示した始端抵抗１１に代えて始端抵抗１１ａが備えられている。

伝送回路２１では、始端抵抗１１ａは、整合回路１２に直列接続されており、コイル３に対して伝送路８の始端８ａに並列接続されている。具体的には、始端抵抗１１ａの一端が整合回路１２の出力端子１２ｂに接続され、他端がグランドＧに接続されている。

本実施形態では、始端抵抗１１ａの抵抗値が５Ωに設定され、終端抵抗９の抵抗値が５０Ωに設定されている。すなわち、始端抵抗１１ａの抵抗値は、終端抵抗９の抵抗値よりも大きな値に設定される。

これにより、電流センサ１１１の減衰帯域では、始端抵抗１１ａの抵抗値５Ωと整合回路１２を構成する抵抗素子１２１の抵抗値４５Ωとが合成されるので、コイル側インピーダンスが５０Ωになる。すなわち、整合回路１２を備えることによって、コイル側インダクタンスが伝送路８の特性インピーダンスへと上昇する。

このため、電流センサ１１１の減衰帯域において終端抵抗側インピーダンスとコイル側インダクタンスとの整合を図ることができる。これにより、伝送路８の始端８ａにおいて反射が起こりにくくなるので、電流センサ１１１による検出信号の波形歪みを抑制することができる。

第２実施形態によれば、インピーダンス整合部１０ａは、電流センサ１１１の減衰帯域においてコイル側インピーダンスを伝送路８の特性インピーダンスへと上昇させる。これにより、第１実施形態と同じように、電流センサ１１１の通過領域において電流センサ１１１で消費される電力の増加を抑えるとともに、電流センサ１１１から出力される信号の波形歪みを抑制することができる。

なお、第２実施形態では、インピーダンス整合部１０ａとともに第１実施形態における抵抗値５Ωの終端抵抗９及び整合回路１２を備えてもよい。これにより、電流センサ１１１の減衰帯域においてコイル側インピーダンスと終端抵抗側インピーダンスとの双方を伝送路８の特性インピーダンスへと上昇させることができる。

したがって、上記各実施形態によれば、インピーダンス整合部１０及び１０ａは、電流センサ１１０の減衰帯域において終端抵抗側インピーダンスとコイル側インピーダンスとの少なくとも一方を伝送路８の特性インピーダンスへと上昇させることができる。

以上、本発明の実施形態について説明したが、上記実施形態は本発明の適用例の一部を示したに過ぎず、本発明の技術的範囲を上記実施形態の具体的構成に限定する趣旨ではない。

例えば、本実施形態ではゼロフラックス方式（磁気平衡式）の電流センサ１１０として、伝送路４、容量性負荷５、磁電変換出力部６、及び電圧電流変換部７が備えられているが、伝送路４を省略してもよい。

また、本実施形態では整合回路１２がインピーダンス整合を行うとともにローパスフィルタとして動作したが、インピーダンス整合の機能とローパスフィルタの機能とを別々の回路で実現してもよい。

また、本実施形態では減衰帯域の下限周波数ｆｅを通過帯域の振幅から３ｄＢ減衰した周波数の値としたが、これに限られるものではなく、下限周波数ｆｅは、通過帯域の振幅が減衰し始める周波数の値、又は１ｄＢ減衰した周波数の値であってもよい。

また、本実施形態では終端抵抗９の抵抗値を伝送路８の特性インピーダンスよりも小さな値に設定したが、終端抵抗９の抵抗値を伝送路８の特性インピーダンスよりも大きな値に設定してもよい。この場合は、終端抵抗９に対して誘導素子（コイル）、又は誘導素子及び抵抗素子を直列接続した直列回路を並列接続し、減衰帯域において抵抗素子側インピーダンスが伝送路８の特性インピーダンスに近づくように誘導素子又は直列回路の定数を設定する。あるいは、伝送路８の特性インピーダンスと同じ値の抵抗素子を終端抵抗９に対して並列に配置し、検出電流の周波数が減衰帯域の近傍に近づくと電流経路を終端抵抗９から抵抗素子へ切り替えるスイッチを終端抵抗９と抵抗素子との接続部分に配置する。

これにより、電流センサの減衰帯域において、終端抵抗側インピーダンスを伝送路８の特性インピーダンスへと低下させることができるとともに電流センサの消費電力を低減することができる。

２ 磁気コア
３ コイル
８ 伝送路
９ 終端抵抗
１０、１０ａ インピーダンス整合部（整合手段）
１１ 始端抵抗
１２ 整合回路
１００、１０１ 測定装置
１１０、１１１ 電流センサ
１２０ 測定部
１２１ 抵抗素子
１２２ 誘導素子

Claims (11)

1. 測定対象に流れる電流を検出する電流センサであって、
   前記測定対象が挿通される磁気コアと、
   前記磁気コアに巻き回されるコイルと、
   前記コイルから供給される電流を伝送する伝送路と、
   一端が前記伝送路の終端に接続されると共に他端が基準電位に接続され、前記伝送路の終端からの電流を電圧に変換して出力する終端抵抗と、
   入力端が前記伝送路の始端に接続されると共に出力端が始端抵抗を介して前記基準電位に接続され、又は前記入力端が前記伝送路の終端に接続される共に前記出力端が前記終端抵抗の一端に接続され、インピーダンス整合を行う整合手段と、を備え、
   前記整合手段は、少なくとも互いに並列接続された抵抗成分及びインダクタンス成分を有し、
   前記抵抗成分及び前記インダクタンス成分の大きさは、前記終端抵抗から出力される電圧の周波数成分のうち振幅が減衰する周波数成分の帯域において、前記伝送路の終端から前記終端抵抗側を見たインピーダンス、又は前記伝送路の始端から前記コイル側を見たインピーダンスを前記伝送路の特性インピーダンスへと上昇させるように定められる、
   電流センサ。
2. 請求項１に記載の電流センサであって、
   前記整合手段は、前記振幅が減衰する周波数成分の帯域において前記伝送路の終端から前記終端抵抗側を見たインピーダンスを前記伝送路の特性インピーダンスに近づける整合回路を含む、
   電流センサ。
3. 請求項２に記載の電流センサであって、
   前記終端抵抗の抵抗値は、前記伝送路の特性インピーダンスよりも小さな所定の値に設定される、
   電流センサ。
4. 請求項３に記載の電流センサであって、
   前記整合回路の前記抵抗成分は、前記入力端と前記出力端との間に接続され、前記所定の値が小さいほど大きな値に設定される、
   電流センサ。
5. 請求項２から請求項４までのいずれか一項に記載の電流センサであって、
   前記整合回路は、互いに並列接続された抵抗素子及び誘導素子を含み、
   前記抵抗素子は、前記抵抗成分を有し、
   前記誘導素子は、前記インダクタンス成分を有する、
   電流センサ。
6. 請求項５に記載の電流センサであって、
   前記誘導素子のインダクタンス値は、前記振幅が減衰する周波数成分の帯域の下限周波数と前記伝送路の特性インピーダンスと前記抵抗素子の抵抗値と前記終端抵抗の抵抗値との関係を示す数式を用いて設定される、
   電流センサ。
7. 請求項２から請求項６までのいずれか一項に記載の電流センサであって、
   前記整合回路は、ローパスフィルタ回路を含む、
   電流センサ。
8. 請求項７に記載の電流センサであって、
   前記整合回路のカットオフ周波数は、前記振幅が減衰する周波数成分の帯域の下限周波数よりも低い値に設定される、
   電流センサ。
9. 請求項７に記載の電流センサであって、
   前記整合回路は、カットオフ周波数以上の周波数帯域において前記伝送路の終端から前記終端抵抗側を見たインピーダンスが前記伝送路の特性インピーダンスに近づくよう複数の受動素子を用いて構成され、
   前記複数の受動素子は、少なくとも前記抵抗成分及び前記インダクタンス成分が並列接続されるように接続される、
   電流センサ。
10. 請求項２から請求項９までのいずれか一項に記載の電流センサであって、
    前記伝送路の始端に前記コイルと並列接続される始端抵抗を含み、
    前記整合手段は、前記入力端が前記伝送路の終端に接続される共に前記出力端が前記終端抵抗の一端に接続され、
    前記整合回路は、前記伝送路の終端に直列接続され、
    前記始端抵抗の抵抗値は、前記終端抵抗の抵抗値よりも大きな値に設定される、
    電流センサ。
11. 請求項１から請求項１０までのいずれか一項に記載の電流センサと、
    前記電流センサから出力される検出信号を用いて前記測定対象についての電流、電圧、電力又は磁界の値を算出する測定部と、
    を備える測定装置。

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