CN111693748A - 电流传感器以及测定装置 - Google Patents

Abstract

本申请涉及电流传感器以及测定装置。检测流过测定对象的电流的电流传感器(110)具备：磁芯(2)，插通有测定对象；线圈(3)，卷绕于磁芯(2)；传输路(8)，传输从线圈(3)供给的电流；终端电阻(9)，将来自传输路(8)的终端(8b)的电流转换为电压并输出；以及阻抗匹配部(10)，在线圈(3)与终端电阻(9)之间进行阻抗匹配。阻抗匹配部(10)在从终端电阻(9)输出的电压的频率分量中的振幅衰减的频率分量的频带中，使从传输路(8)的终端(8b)观察终端电阻(9)侧时观察到的阻抗和从传输路(8)的始端(8a)观察线圈(3)侧时观察到的阻抗的至少一方上升到传输路(8)的特性阻抗。

Description

电流传感器以及测定装置

技术领域

本发明涉及一种检测流过测定对象的电流的电流传感器以及测定装置。

背景技术

在JP2016－114585A中公开了一种电流传感器，其具备卷绕于插通有测定对象的磁芯的线圈、限制从线圈输入的电流的频域并将该电流输出至传输路的始端滤波器以及将来自传输路的终端的电流转换为电压的终端电阻。

在如上所述的电流传感器中，为了抑制由于伴随着高频传输中的阻抗的不匹配的反射的影响而产生的信号的波形失真，通常在传输路的始端或终端配置具有与传输路的特性阻抗相同的电阻值的始端电阻或终端电阻。

然而，存在如下问题：当始端电阻或终端电阻的电阻值由于连接于传输路的端部的始端电阻或终端电阻被设定为与传输路的特性阻抗相同的电阻值而变大时，由始端电阻或终端电阻所消耗的功率增加。特别是，流过测定对象的电流越大，则在电流传感器中消耗的功率的增加越显著。

发明内容

本发明是着眼于这样的问题点而完成的，其目的在于抑制在电流传感器中所消耗的功率的增加，并且抑制从电流传感器输出的信号的波形失真。

根据本发明的某一方案，检测流过测定对象的电流的电流传感器具备：磁芯，插通有所述测定对象；线圈，卷绕于所述磁芯；传输路，传输从所述线圈供给的电流；终端电阻，将来自所述传输路的终端的电流转换为电压；以及匹配单元，在所述终端电阻与所述线圈之间进行阻抗匹配。所述匹配单元在从所述终端电阻输出的电压的频率分量中的振幅衰减的频率分量的频带中，使从所述传输路的终端观察所述终端电阻侧时观察到的阻抗和从所述传输路的始端观察所述线圈侧时观察到的阻抗的至少一方上升到所述传输路的特性阻抗。

根据该方案，在作为振幅衰减的频率分量的频带的衰减频带中，通过上述的匹配单元，从传输路的终端观察终端电阻侧时观察到的阻抗和从传输路的始端观察线圈侧时观察到的阻抗的至少一方上升到传输路的特性阻抗。由此，在反射的影响变大的衰减频带附近不易引起反射，因此能抑制从电流传感器输出的信号的波形失真。

另一方面，在衰减频带以外，通过匹配单元，从传输路的终端观察终端电阻侧时观察到的阻抗和从传输路的始端观察线圈侧时观察到的阻抗中的上述至少一方几乎不发生变化。由此，在电流传感器中消耗的功率几乎不增加，因此，能抑制电流传感器的功耗增加。

因此，根据上述的方案，能抑制由电流传感器所消耗的功率的增加，并且能抑制从电流传感器输出的信号的波形失真。

附图说明

图1是表示具备第一实施方式中的电流传感器的测定装置的构成的图。

图2是表示本实施方式中的电流传感器的振幅特性的测定结果的图。

图3是表示本实施方式中的测定装置的等效电路的电路图。

图4是表示使用图3所示的等效电路来模拟终端电阻侧阻抗的频率特性的结果的图。

图5是表示使图3所示的等效电路的电感值变化时的终端电阻侧阻抗的频率特性的模拟结果的图。

图6是表示本实施方式中的电流传感器的等效电路的电路图。

图7是表示使用图7所示的等效电路来模拟振幅特性的结果的图。

图8A是表示电流传感器所具备的匹配电路的变形例的电路图。

图8B是表示匹配电路的其他变形例的电路图。

图9是表示具备第二实施方式中的电流传感器的测定装置的构成的图。

附图标记说明：

2：磁芯；

3：线圈；

8：传输路；

9：终端电阻；

10、10a：阻抗匹配部(匹配单元)；

11：始端电阻；

12：匹配电路；

100、101：测定装置；

110、111：电流传感器；

120：测定部；

121：电阻元件；

122：感应元件。

具体实施方式

以下，参照附图对本发明的各实施方式进行说明。

(第一实施方式)

图1是表示第一实施方式中的测定装置100的构成的图。

测定装置100基于检测流过测定对象的电流的检测信号来测定关于测定对象的物理量。本实施方式中的测定装置100具备电流传感器110和测定部120。

电流传感器110检测流过作为测定对象的测定电路1的电流。本实施方式中的电流传感器110构成为零磁通式(磁平衡式)的电流传感器，检测作为流过测定电路1的交流电流的被测定电流I1。

电流传感器110具备磁芯2、线圈3、传输路4、电容性负载5、磁电转换输出部6、电压电流转换部7、传输电路20以及输出端子110a。传输电路20具备传输路8、终端电阻9以及阻抗匹配部10。

磁芯2的整体形状形成为环状。在本实施方式中，圆环状的磁芯2是可开闭的分割型，构成为能插通活线状态的测定电路1，即构成为能夹紧活线状态的测定电路1。磁芯2不限定于分割型，也可以是贯通型(非分割型)。

线圈3通过将线材卷绕于磁芯2而形成。在线圈3中，一端3a直接或间接地连接于接地装置G，另一端3b连接于传输路8的始端8a。接地装置G是用于供给基准电位的接地线。

在本实施方式中，线圈3的一端3a经由传输路4和电容性负载5连接于接地装置G。需要说明的是，线圈3的一端3a也可以直接连接于接地装置G。在该情况下，电流传感器110构成为电流互感(CT：Current Transformer)式的电流传感器。

传输路4是特性阻抗被设定(规定)为预先确定的值的传输线路。在本实施方式中，传输路4的特性阻抗被设定为50Ω。在传输路4中，一端连接于线圈3的一端3a，另一端连接于电容性负载5。

传输路4例如由未图示的屏蔽件连接于接地装置G的同轴电缆构成。在该情况下，传输路4的特性阻抗被设定为50Ω或75Ω。需要说明的是，传输路4并不限定于同轴电缆，只要是特性阻抗被预先规定为恒定的值的传输路即可，例如也可以由双绞线电缆等各种传输路构成。

电容性负载5由将电阻元件5a和电容器5b相互串联连接而成的串联电路构成。电阻元件5a具有数十Ω以下的电阻值，电容器5b具有在被测定电流I1的频带中阻抗为数十Ω以下的电容值。

例如，电阻元件5a的电阻值被设定为50Ω，电容器5b的静电电容被设定为0.1μF。需要说明的是，电容性负载5也可以是如下构成：代替将电容器5b配置于接地装置G侧的构成而将电阻元件5a配置于接地装置G侧。

磁电转换输出部6检测在磁芯2的内部产生的磁通，输出表示与所检测到的磁通的磁通密度对应的电压值的输出电压V1。在本实施方式中，磁电转换输出部6配设在形成于磁芯2的间隙内，由霍尔元件构成。

霍尔元件的输出电压V1表示与在磁芯2的内部产生的磁通的磁通密度的大小成比例或大致成比例的电压值。作为磁电转换输出部6，除了霍尔元件以外，还能使用磁通门型磁检测元件等。

电压电流转换部7基于磁电转换输出部6的输出电压V1，生成作为检测电流的负反馈电流I2。电压电流转换部7经由传输路4将所生成的负反馈电流I2供给至线圈3的一端3a。例如，电压电流转换部7由运算放大器构成。

电压电流转换部7控制负反馈电流I2的电流值，以使输出电压V1成为零伏(0V)，就是说使在磁芯2的内部产生的磁通的磁通密度成为零。在磁芯2的内部产生的磁通是由于被测定电流I1流过插通于磁芯2的测定电路1而产生的磁通

与由于负反馈电流I2流过线圈3而产生的磁通

的差

的磁通。因此，电压电流转换部7以通过磁通

来抵消磁通

的方式使负反馈电流I2的电流值增大/减小。

由此，供给至线圈3的一端3a的负反馈电流I2的频率或后述的电流I3的频率为交叉频率(Crossover frequency)以上时的线圈3的一端3a的电位被大致设定为接地装置G的基准电位。交叉频率是指负反馈电流I2的频率特性和电流I3的频率特性交叉的频率。作为从线圈3朝向传输路8供给的检测电流的电流I2或I3的电流值是将被测定电流I1的电流值除以线圈3的匝数N而得到的值(I1/N)。

传输路8传输从线圈3供给的检测电流。传输路8与上述的传输路4相同，是特性阻抗被设定为预先确定的值的传输线路。传输路8由特性阻抗被设定为50Ω或75Ω的同轴电缆，或特性阻抗被规定为恒定的值的双绞线电缆等各种传输路构成。

在本实施方式中，传输路8的长度为1m以上，传输路8的特性阻抗被设定为50Ω。此外，在传输路8中，作为一端的始端8a连接于线圈3的一端3a，作为另一端的终端8b连接于匹配电路12的输入端子12a。

终端电阻9将来自传输路8的终端8b的电流转换为电压，将所转换的电压作为检测电压V2输出至输出端子110a。终端电阻9例如由连接于输出端子110a与接地装置G之间的电阻元件或示波器等测定器的输入电阻构成。或者，终端电阻9也可以由多个芯片电阻构成。

终端电阻9的电阻值被设定为小于传输路8的特性阻抗的规定的值。由此，能降低在终端电阻9中消耗的功率，伴随于此，能抑制终端电阻9的发热。

在本实施方式中，终端电阻9由电阻元件构成，终端电阻9的一端连接于输出端子110a，终端电阻9的另一端连接于接地装置G。此外，终端电阻9的电阻值被设定为5Ω。

阻抗匹配部10由在线圈3与终端电阻9之间进行阻抗匹配的一个或多个电子部件构成。阻抗匹配部10在从终端电阻9输出的检测电压V2的频率分量中的振幅衰减的频率分量的频带中，使终端电阻侧阻抗和线圈侧阻抗匹配。具体而言，阻抗匹配部10在振幅衰减的频率分量的频带中，使终端电阻侧阻抗和线圈侧阻抗中的至少一方上升到传输路8的特性阻抗。

上述的终端电阻侧阻抗是指从传输路8的终端8b观察终端电阻9侧时观察到的阻抗，线圈侧阻抗是指从传输路8的始端8a观察线圈3侧时观察到的阻抗。

此外，以下将上述的振幅衰减的频率分量的频带称为“衰减频带”。该电流传感器110的衰减频带成为与从线圈3输出的检测电流的频率分量因线圈3的匝数、寄生于线圈3的寄生电容等而衰减的频带大致相同的频率范围。

将频率分量的振幅相对于振幅几乎没有衰减的频率分量的振幅衰减了规定的值，例如衰减了3dB(分贝)的频率的值设为下限频率，上述的衰减频带是指此下限频率以上的频带。在本实施方式中，衰减频带的下限频率被设定为100MHz(兆赫兹)。

本实施方式中的阻抗匹配部10具备始端电阻11和匹配电路12。

始端电阻11是用于取得阻抗匹配的信号源电阻。始端电阻11是为了在传输路8的始端8a处将线圈侧阻抗调整为传输路8的特性阻抗而设置的。

始端电阻11的电阻值以线圈侧阻抗成为与传输路8的特性阻抗相同的值或大致相同的值的方式进行设定。这里所说的大致相同的值是指不易引起在传输路8的两端的反射的值，如果传输路8的特性阻抗为50Ω，则例如始端电阻11的电阻值可以被设定为40Ω。如此，在本实施方式的阻抗匹配中，允许从传输路8的特性阻抗的值起20％左右的波动。

在本实施方式中，始端电阻11连接于传输路8的始端8a，与线圈3并联连接。并且始端电阻11的电阻值被设定为50Ω。此外，始端电阻11具有使从线圈3供给至传输路8的电流的一部分分流的功能。由此，能降低由终端电阻所消耗的功率。

匹配电路12在电流传感器110的衰减频带中使终端电阻侧阻抗接近传输路8的特性阻抗。在本实施方式中，匹配电路12还作为低通滤波(Low-pass filter)电路(低频带通过型滤波器)进行动作，以便去除高频分量的噪声。

例如，匹配电路12使从线圈3供给的检测电流的频率分量中的小于截止频率的基本频率分量几乎不衰减地输出。另一方面，匹配电路12使检测电流的频率分量中的截止频率以上的频率分量以振幅成为

以下的方式衰减并输出。即，匹配电路12将检测电流的频域限制为所希望的频带(小于截止频率的频带)。

以下，将小于截止频率的频带称作“通过频带”。需要说明的是，截止频率通常被设定为比应该检测的被测定电流I1的上限频率稍高的频率。例如截止频率被设定为比由构成从线圈3供给的检测电流的频率分量中的振幅衰减的频率分量构成的频带的下限值稍高的频率。

匹配电路12例如使用多个无源元件构成，以便在匹配电路12的截止频率以上的高频带上终端电阻侧阻抗接近传输路8的特性阻抗。由此，与由有源元件构成匹配电路12的情况相比，能降低混入至从匹配电路12输出的电流信号的噪声。

匹配电路12至少具有电阻分量和电感分量，终端电阻9的电阻值(规定的值)越小则匹配电路12的电阻分量被设定为越大的值。换言之，终端电阻9的电阻值基于匹配电路12的电阻分量被设定为小于传输路8的特性阻抗的规定的值。

在本实施方式中，匹配电路12具备作为电阻分量的电阻元件121和作为电感分量的感应元件(电感元件)122，电阻元件121和感应元件122相互并联连接。

电阻元件121的电阻值基于从传输路8的特性阻抗减去终端电阻9的电阻值而得到的值来进行设定。在本实施方式中，电阻元件121的电阻值被设定为从传输路8的特性阻抗50Ω减去终端电阻9的电阻值5Ω而得到的值45Ω。

另一方面，感应元件122的电感值基于上述的电阻元件121的电阻值、传输路8的特性阻抗、终端电阻9的电阻值以及电流传感器110的衰减频带的下限频率来进行设定。关于感应元件122的电感值的设定方法将在后面参照图3进行叙述。

需要说明的是，在本实施方式中对由电阻元件121和感应元件122构成匹配电路12的例子进行了说明，但并不限于该构成。例如，也可以由一个或多个电子部件构成匹配电路12，在该情况下，只要以在电流传感器110的衰减频带中，终端电阻侧阻抗接近传输路8的特性阻抗的方式预先设定各电子部件的常数即可。

在本实施方式中，匹配电路12的输入端子12a连接于传输路8的终端8b，输出端子12b连接于终端电阻9的一端。即，匹配电路12串联连接于传输路8的终端8b与终端电阻9的一端之间。

通过将匹配电路12配置于终端电阻9侧，与将匹配电路12连接于传输路8的始端8a的情况相比，能使线圈3与匹配电路12的距离分离。因此，能抑制由于线圈3的寄生电容和匹配电路12的感应元件122的共振的原因而在匹配电路12的频率特性中在截止频率的附近产生不优选的峰值。

如上所述，在电流传感器110的衰减频带中，由电流传感器110具备谋求阻抗匹配的匹配电路12，能抑制从电流传感器110的输出端子110a输出至测定部120的检测信号的失真。

测定部120基于从电流传感器110输出的检测信号来测定关于测定电路1的物理量。作为关于测定电路1的物理量，可以列举出流过测定电路1的交流电流的值、交流电的值或在测定电路1的周围产生的交流磁场的值等。测定部120例如由示波器、功率计或电流计等构成。

在本实施方式中，当测定部120从输出端子110a接受检测电压V2作为电流传感器110的检测信号时，基于所接受的检测电压V2来测定流过插通于磁芯2的测定电路1的被测定电流I1。测定部120例如具备未图示的A/D转换部和CPU，A/D转换部将由电流传感器110转换后的检测电压V2转换为数字值，CPU基于该数字值测定(计算出)被测定电流I1的电流值。

需要说明的是，测定部120能经由未图示的外部接口电路将被测定电流I1的电流值发送至外部装置，或存储于外部存储装置。作为被测定的其他物理量，测定部120还能基于所接受的检测电压V2来对测定电路1的交流电或磁场的强度等进行测定。

测定部120具有LCD(液晶显示器：Liquid Crystal Display)等显示画面，并在显示画面显示所测定的物理量的波形。例如，测定部120在以横轴为时间轴的显示画面显示所测定的交流电流的时间波形。在该情况下，使用了从电流传感器110输出的检测信号，因此，能将因电流传感器110引起的失真小的交流电流的波形作为测定电路1的被测定电流I1而显示于显示画面。

接着，对电流传感器110的动作进行简单的说明。

首先，在流过测定电路1的被测定电流I1包含直流的低频区域中，主要是磁电转换输出部6和电压电流转换部7工作。在该情况下，磁电转换输出部6检测在磁芯2的内部产生的磁通

将与所检测到的磁通的密度对应的输出电压V1供给至电压电流转换部7。电压电流转换部7基于输出电压V1来生成负反馈电流I2，并将该负反馈电流I2供给至线圈3的一端3a。

此时，电压电流转换部7控制负反馈电流I2的电流值，以使输出电压V1成为零伏，即由磁通

抵消磁通

由此，负反馈电流I2的电流值大致成为将被测定电流I1的电流值除以匝数N而得到的值(I1/N)。

之后，对于从线圈3的另一端3b输出的负反馈电流I2而言，一部分流至始端电阻11，剩余的电流作为检测电流经由线圈3、传输路8以及匹配电路12流至终端电阻9。然后，在终端电阻9中，此检测电流被转换为检测电压V2。在该情况下，电容性负载5被维持为高阻抗，因此会阻止电流I3经由电容性负载5漏至接地装置G。

此时，在本实施方式的匹配电路12中，感应元件122的阻抗极低，因此电阻分量的增加被抑制。其结果是，终端电阻侧阻抗成为相互并联连接的始端电阻11和终端电阻9的合成电阻值。在本实施方式中，始端电阻11的电阻值为50Ω，终端电阻9的电阻值为5Ω，因此合成电阻值成为约5Ω。

如此，在低频区域，匹配电路12的电阻分量比传输路8的特性阻抗的值小，因此在匹配电路12中所消耗的功率减少，因此能抑制电流传感器110的功耗。此外，通过抑制匹配电路12的电阻分量的增加，会抑制流过终端电阻9的电流量减少，因此能减轻表示检测电压V2的检测信号的电平降低。而且，终端电阻9的电阻值被设定为小于传输路8的特性阻抗的值，因此能降低在终端电阻9中所消耗的功率。

另一方面，在流过测定电路1的被测定电流I1为从低频区域的上限频率到匹配电路12的截止频率的高频区域中，线圈3以单体作为CT进行工作来代替磁电转换输出部6和电压电流转换部7。

在该情况下，线圈3检测流过测定电路1的被测定电流I1，将振幅(电流值)根据该被测定电流I1的振幅(电流值)而变化的电流I3作为检测电流输出。之后，对于从线圈3的另一端3b输出的电流I3而言，一部分流至始端电阻11，剩余的检测电流经由传输路8和匹配电路12流至终端电阻9。然后，在终端电阻9中，检测电流被转换为检测电压V2。

此时，在本实施方式的匹配电路12中，感应元件122的阻抗比电阻元件121的电阻值45Ω高，因此电阻分量成为支配性的。因此，终端电阻侧阻抗成为将匹配电路12的电阻分量约45Ω与始端电阻11和终端电阻9的合成电阻值约5Ω相加而得到的电阻值约50Ω。

如此，在高频区域，终端电阻侧阻抗接近传输路8的特性阻抗50Ω，因此能取得阻抗的匹配，能抑制在传输电路20的终端处产生的反射。

接着，参照附图对电流传感器110的频率特性进行说明。

图2是表示本实施方式中的电流传感器110的振幅特性(输出频率特性)的一个例子的图。在该例子中，使用将所希望的频带的上限频率(衰减频带的下限频率)fe设定为120MHz、并且将输出比率设定为0.1(V/A)的电流传感器110，示出了对从该电流传感器110输出的检测信号的频域的振幅特性进行测定的结果。

在此，横轴是以对数刻度表示的频率，纵轴是以分贝(dB)表示的相对于100kHz的振幅比。这里所说的振幅比是指各频率分量的振幅相对于100kHz的频率分量的振幅的比率。

此外，在图2中，作为比较例，用虚线示出了不具有本实施方式的匹配电路12的电流传感器的测定结果。如图2所示，在比较例中，在120MHz的下限频率fe以上的衰减频带中不进行阻抗匹配，因此由于来自测定部120的反射的影响，振幅特性紊乱。

相对于此，可知在本实施方式的电流传感器110中，通过使用匹配电路12而在衰减频带中进行阻抗匹配，因此振幅特性的紊乱被抑制，频率分量的振幅平滑地衰减。

因此，即使在使用测定装置100来测定频率比较高的被测定电流I1并显示响应波形这样的情况下，反射的影响被减轻，因此能减小显示于画面的测定波形的失真。

接着，参照图3和图4对电流传感器110中的终端电阻侧阻抗的频率特性进行说明。

图3是表示用于模拟终端电阻侧阻抗的频率特性的测定装置100的等效电路的图。

在该电流传感器110的等效电路中，作为线圈3的电压源3c将交流电流供给至匹配电路12。匹配电路12中的电阻元件121的电阻值为45Ω，感应元件122的电感值为100nH(纳亨)。并且终端电阻9的电阻值为5Ω，测定部120中的输入电阻120a的电阻值为1MΩ，电容器120b的静电电容为15pF。

图4是表示使用图3所示的测定装置100的等效电路来计算出终端电阻侧阻抗的频率特性的模拟结果的图。在此，横轴是以对数刻度表示的频率[Hz]，纵轴是终端电阻侧阻抗[Ω]。

在图4中，作为比较例，用虚线示出了不具有本实施方式的匹配电路12的电流传感器的模拟结果。如图4所示，在不具有匹配电路12的电流传感器中，终端电阻侧阻抗为恒定的电阻值5Ω。其结果是，由于在衰减频带的阻抗的不匹配而在传输电路的终端处产生反射。

需要说明的是，如果传输路8足够短，则即使发生阻抗的不匹配也几乎不会有反射的影响。通常，来自衰减频带的下限频率100MHz附近的反射从传输路8的大约1m产生。像这样的反射的影响在观测波形响应时会出现，观测被测定电流I1的正确的波形变得困难。因此，如果传输路8的长度在1m以上且通带为100MHz左右，则优选取得阻抗匹配。

接着，对本实施方式的电流传感器110中的终端电阻侧阻抗的频率特性进行说明。

如图4的实线所示，如果交流电流的频率小于1MHz，则匹配电路12中的感应元件122的阻抗与电阻元件121的电阻值相比足够小。因此，交流电流主要流过感应元件122，在电阻元件121中几乎没有交流电流流过，因此终端电阻侧阻抗成为与终端电阻9的电阻值5Ω大致相同的值。此外，匹配电路12的电阻分量与传输路8的特性阻抗相比极小，因此由匹配电路12所消耗的功率也变小。

并且，当交流电流的频率高于1MHz时，随着频率变高，感应元件122的阻抗变高，交流电流容易流过电阻元件121。因此，终端电阻侧阻抗大于终端电阻9的电阻值5Ω，匹配电路12的功耗也开始逐渐增加。

而且，当交流电流的频率在100MHz附近变高时，交流电流主要流过匹配电路12的电阻元件121。因此，终端电阻侧阻抗看起来对终端电阻9的电阻值5Ω加上了45Ω的电阻元件121的大部分的电阻分量，因此终端电阻侧阻抗成为40Ω左右。

并且，可知当交流电流的频率高于线圈3的衰减频带的下限频率(通带的上限频率)120MHz时，终端电阻侧阻抗接近与传输路8的特性阻抗相同的值50Ω。

如此，在除了电流传感器110的截止频率(衰减频带的下限频率)附近以外的通带中，反射的影响小，因此匹配电路12抑制电流传感器110内的阻抗匹配。由此，能抑制匹配电路12的功耗增加。并且在电流传感器110的衰减频带中，反射的影响与通带相比变大，因此匹配电路12使终端电阻侧阻抗接近传输路8的特性阻抗。由此，能抑制在电流传感器110的终端产生的反射。

在图3和图4中，对将构成匹配电路12的感应元件122的电感值设定为100nH的例子进行了说明，但并不限于此。在此对感应元件122的电感值的设定方法进行说明。

图3所示的等效电路的阻抗Z使用感应元件122的电感值L、电阻元件121的电阻值R₁以及终端电阻9的电阻值R₂如以下算式(1)那样表示。

[数式1]

当针对感应元件122的电感值L来解算式(1)时，感应元件122的电感值L如以下算式(2)那样表示。

[数式2]

在本实施方式中阻抗Z被设定为与传输路8的特性阻抗相同的值，角频率ω被设定为将衰减频带的下限频率fe除以2π而得到的值。通过按照算式(2)的关系构成匹配电路12，在电流传感器110的衰减频带中，能使终端电阻侧阻抗(Z)接近于与传输路8的特性阻抗相同值。

如此，通过变更感应元件122的电感值L，终端电阻侧阻抗的频率特性发生变化。在此，参照图5对感应元件122的电感值L与终端电阻侧阻抗的频率特性的关系进行说明。

图5是表示与感应元件122的电感值L对应的终端电阻侧阻抗的频率特性的变化的图。

在此，使用上述的算式(2)来进行感应元件122的电感值L的计算，以使达到传输路8的特性阻抗时的频率f(＝ω/2π)变为100kHz、1MHz、10MHz、100MHz、1GHz。在该计算中，虽然优选将阻抗Z设为与传输路8的特性阻抗相同的50Ω，但算式(2)中的分母变为零而发散，因此阻抗Z设定为49Ω。

通过上述的条件，作为感应元件122的电感值L，得到140μH、14μH、1.4μH、140nH、14nH，因此在图5中分别示出了感应元件122的电感值L被设定为140μH、14μH、1.4μH、140nH、14nH时的终端电阻侧阻抗的频率特性。

如图5所示，可知通过将感应元件122的电感值L从140μH阶段性地减小到14nH，终端电阻侧阻抗从5Ω起开始变化时的频率的开始点变高。如此，通过使感应元件122的电感值L变化，能在终端电阻侧阻抗的频率特性中，使阻抗匹配的开始点向低频率侧或高频率侧移动。

因此，在以终端电阻侧阻抗在频率100MHz处达到49Ω的方式设计电流传感器110的情况下，终端电阻9、电阻元件121以及感应元件122被分别设定为5Ω、45Ω以及140nH。参照图6和图7对在该条件下设计的电流传感器110的振幅特性进行说明。

图6是表示构成用于模拟电流传感器110的振幅特性的电流传感器110的传输电路20的等效电路的图。在此，始端电阻11的电阻值为50Ω，在匹配电路12中，电阻元件121的电阻值为45Ω，感应元件122的电感值为140nH，终端电阻9的电阻值为5Ω。

图7是表示使用图6所示的等效电路计算出电流传感器110中的传输电路20的振幅特性的模拟结果的图。在此，横轴和纵轴与图2所示的参数相同。

如图7所示，可知频率分量的振幅在100MHz处衰减了约4dB，匹配电路12作为低通滤波电路而进行动作。匹配电路12的截止频率fc小于衰减频带的下限频率fe，因此能可靠地去除来自线圈3的检测电流中包括的高频噪声。

此外，在从线圈3供给的检测电流的高频分量的振幅特性上升的情况下，能使电流传感器110的输出频率特性平滑化。另一方面，在高频分量的振幅特性未上升的情况下，通过减小感应元件122的阻抗值，还能在频率100MHz处调整为作为一般的衰减量的3dB。

接着，参照图8A和8B对电流传感器110的变形例进行说明。

图8A是表示本实施方式中的匹配电路12的变形例的图。在该变形例中，匹配电路12是具备感应元件201、电阻元件202、电阻元件203以及电容器204的一级阻抗滤波器。对于感应元件201而言，其两端分别连接于匹配电路12的输入端子12a和输出端子12b，且并联连接于相互串联连接的电阻元件202和电阻元件203。并且，电阻元件202和电阻元件203的连接点连接于电容器204的一端，电容器204的另一端连接于接地装置G。

图8B是表示匹配电路12的其他的变形例的图。在该例子中，匹配电路12具备感应元件211、电阻元件212、电阻元件213以及电容器214、感应元件221、电阻元件222、电阻元件223以及电容器224。即，匹配电路12是串联连接了两个图8A所示的一级阻抗滤波器而成的二级阻抗滤波器。

在图8A和图8B所示的匹配电路12中以在电流传感器110的衰减频带中终端电阻侧阻抗接近传输路8的特性阻抗的方式设定各无源元件的常数。由此，在电流传感器110的衰减频带的反射被抑制，因此能抑制检测信号的波形失真。

需要说明的是，匹配电路12也能由多级定阻抗滤波器构成，所述多级定阻抗滤波器通过将三个以上图8A所示的一级阻抗滤波器串联地连接而具有更陡峭的截止特性。

接着，对第一实施方式的电流传感器110的作用效果进行详细的说明。

根据本实施方式，检测流过作为测定对象的测定电路1的电流的电流传感器110具备：磁芯2，插通有测定电路1；线圈3，卷绕于磁芯2；以及传输路8，传输从线圈3供给的电流。而且还具备：终端电阻9，将来自传输路8的终端8b的电流转换为电压并输出；以及阻抗匹配部10，构成在线圈3与终端电阻9之间进行阻抗匹配的匹配单元。

并且，阻抗匹配部10在电流传感器110的衰减频带中，使从传输路8的终端8b观察终端电阻9侧时观察到的终端电阻侧阻抗和从传输路8的始端8a观察线圈3侧时观察到的线圈侧阻抗的至少一方上升到传输路8的特性阻抗的值。

特别是根据本实施方式，如图1和图4所示，阻抗匹配部10在电流传感器110的衰减频带中，使终端电阻侧阻抗上升到传输路8的特性阻抗的值。这里所说的衰减频带是指从终端电阻9输出的电压的频率分量中的振幅衰减的分量的频带。

如此，由于具备阻抗匹配部10，在反射的影响大的衰减频带中，终端电阻侧阻抗从终端电阻9的电阻值上升到传输路8的特性阻抗的值。由此，在衰减频带附近不易引起反射，因此能抑制从电流传感器110输出的信号的波形失真。

另一方面，在除了反射的影响小的衰减频带的下限频率附近以外的通带中，由于具备阻抗匹配部10，终端电阻侧阻抗向传输路8的特性阻抗的上升被抑制，因此终端电阻侧阻抗几乎不变。如此，在阻抗匹配部10中消耗的功率几乎不会增加，因此能抑制阻抗匹配部10中的功耗的增加。

因此，能抑制在电流传感器110中消耗的功率的增加，并且能抑制从电流传感器110输出的信号的波形失真。

此外，根据本实施方式，阻抗匹配部10包括用于在衰减频带中使终端电阻侧阻抗接近传输路8的特性阻抗的匹配电路12。

如此，通过使用匹配电路12在电流传感器110的衰减频带中使终端电阻侧阻抗接近传输路8的特性阻抗，能抑制在衰减频带的反射。因此，如图2的虚线所示，衰减频带上的振幅特性的紊乱被抑制，因此能抑制从电流传感器110输出的检测信号的波形失真。

此外，根据本实施方式，终端电阻9的电阻值被设定为小于传输路8的特性阻抗的规定的值。由此，在终端电阻9中消耗的功率降低，因此能抑制终端电阻9的发热。

而且，在通过使终端电阻9的电阻值比传输路8的特性阻抗的值小，而使大电流流过测定电路1的情况下，即使伴随着大电流的、从线圈3供给至终端电阻9的检测电流变大，由于终端电阻9的电阻值小，也会抑制终端电阻9的发热。因此，即使对于流过电流值大的被测定电流I1的测定电路1，通过使用电流传感器110，也能不需要终端电阻9的发热措施。

此外，根据本实施方式，终端电阻9的电阻值(规定的值)越小则作为匹配电路12的电阻分量的电阻元件121的电阻值被设定为越大的值。如此，通过相对增大匹配电路12的电阻元件121的电阻值，能使终端电阻9的电阻值下降，因此能进一步降低终端电阻9的发热量。

此外，根据本实施方式，如图7所示，匹配电路12的截止频率fc也可以被设定为比电流传感器110的衰减频带的下限频率fe低的值。由此，在从线圈3供给的检测电流中，在高频分量的振幅特性比低频分量的振幅特性上升的情况下，能使电流传感器110的振幅特性平滑化。

此外，根据本实施方式，匹配电路12使用多个无源元件构成，以便在截止频率fc以上的高频带中，终端电阻侧阻抗接近传输路8的特性阻抗。

如此，匹配电路12由多个无源元件构成，因此能在截止频率以上的频带上谋求阻抗匹配，并且与由有源元件构成匹配电路12的情况相比，能降低从匹配电路12自身产生的噪声。因此，能降低混入至从线圈3供给的检测电流的噪声，并且能抑制从电流传感器110输出的检测信号的波形失真。

此外，根据本实施方式，如图1所示，匹配电路12包括相互并联连接的电阻元件121和感应元件122。由此，能减少匹配电路12的部件个数，因此能简化匹配电路12的构成。

此外，根据本实施方式，如上述的算式(2)所示，感应元件122的电感值L基于衰减频带的下限频率fe、传输路8的特性阻抗Z、电阻元件121的电阻值R₁以及终端电阻的电阻值R₂来进行设定。

由此，能以终端电阻侧阻抗随着从线圈3供给的检测电流的频率分量接近电流传感器110的衰减频带的下限频率fe而接近传输路8的特性阻抗的值的方式构成匹配电路12。

此外，根据本实施方式，阻抗匹配部10包括连接于传输路8的始端8a并且与线圈3并联连接的始端电阻11。匹配电路12串联连接于传输路8的终端8b，而且始端电阻11的电阻值被设定为大于终端电阻9的电阻值的值。

如此，通过将匹配电路12配置于传输路8的终端8b侧，与将匹配电路12配置于传输路8的始端8a侧的情况相比，能使线圈3与匹配电路12的距离分离。因此，在匹配电路12的频率特性中，能使因线圈3的寄生电容和匹配电路12的感应元件122的共振引起的不优选的峰值不易在截止频率的附近产生。

除此之外，通过将始端电阻11设于传输路8的始端8a，流过终端电阻9的检测电流减少，因此能降低由终端电阻9所消耗的功率。因此，能抑制终端电阻9的发热。因此，实施对终端电阻9的发热的措施的必要性降低，因此能降低电流传感器110的制造成本。

而且，通过使始端电阻11的电阻值比终端电阻9的电阻值大，在通带中，与始端电阻11相比，检测电流容易流过终端电阻9，因此能提高检测电压V2的信号电平。因此，能提高检测信号的S/N(信号/噪声)比。

此外，根据本实施方式，传输路8的长度被设定为比基于电流传感器110的衰减频带的下限频率而产生反射的规定的长度长。因此，通过使用匹配电路12，能可靠地抑制电流传感器110的在衰减频带的反射。

此外，根据本实施方式，匹配电路12构成为低通滤波电路。由此，如上所述，能抑制检测信号的波形失真，并且能去除电流传感器110的衰减频带中的噪声成分。

此外，根据本实施方式，测定装置100具备上述的电流传感器110和基于从电流传感器110输出的检测信号来测定关于测定电路1的物理量的测定部120。由此，能高精度地测定流过测定电路1的被测定电流I1的波形响应，并且能抑制电流传感器110的功耗。

(第二实施方式)

需要说明的是，在第一实施方式中对将匹配电路12串联连接于传输路8的终端8b的例子进行了说明，但也可以是在该构成的基础上或代替该构成而在传输路8的始端8a侧连接匹配电路12。在此，作为第二实施方式，参照图9对将匹配电路12连接于传输路8的始端8a侧的构成进行简单的说明。

图9是表示具备第二实施方式的电流传感器111的测定装置101的构成的图。在此，为了方便说明，省略了传输路4、电容性负载5、磁电转换输出部6以及电压电流转换部7。

本实施方式的匹配电路12虽然与图1所示的构成相同，但与图1所示的连接位置不同，其连接于传输路8的始端8a。此外，在构成本实施方式的电流传感器111的传输电路21中，代替图1所示的始端电阻11而具备始端电阻11a。

在传输电路21中，始端电阻11a串联连接于匹配电路12，且与线圈3并联连接于传输路8的始端8a。具体而言，始端电阻11a的一端连接于匹配电路12的输出端子12b，另一端连接于接地装置G。

在本实施方式中，始端电阻11a的电阻值被设定为5Ω，终端电阻9的电阻值被设定为50Ω。即，始端电阻11a的电阻值被设定为大于终端电阻9的电阻值的值。

由此，在电流传感器111的衰减频带中，始端电阻11a的电阻值5Ω和构成匹配电路12的电阻元件121的电阻值45Ω被合成，因此线圈侧阻抗成为50Ω。即，由于具备匹配电路12，线圈侧电感上升到传输路8的特性阻抗的值。

因此，能在电流传感器111的衰减频带中谋求终端电阻侧阻抗和线圈侧电感的匹配。由此，在传输路8的始端8a处不易引起反射，因此能抑制因电流传感器111引起的检测信号的波形失真。

根据第二实施方式，阻抗匹配部10a在电流传感器111的衰减频带中使线圈侧阻抗上升到传输路8的特性阻抗的值。由此，与第一实施方式同样能抑制在电流传感器111的通带中由电流传感器111所消耗的功率的增加，并且能抑制从电流传感器111输出的信号的波形失真。

需要说明的是，第二实施方式的测定装置101除了具备阻抗匹配部10a以外，还可以具备第一实施方式中的电阻值5Ω的终端电阻9和匹配电路12。由此，能在电流传感器111的衰减频带中使线圈侧阻抗和终端电阻侧阻抗双方上升到传输路8的特性阻抗的值。

因此，根据上述各实施方式，阻抗匹配部10和10a能在电流传感器110的衰减频带中使终端电阻侧阻抗和线圈侧阻抗的至少一方上升到传输路8的特性阻抗的值。

以上，对本发明的实施方式进行了说明，但上述实施方式不过示出了本发明的应用例的一部分，并不意味着将本发明的技术范围限定于上述实施方式的具体的构成。

例如，在本实施方式中作为零磁通方式(磁平衡式)的电流传感器110而具备传输路4、电容性负载5、磁电转换输出部6以及电压电流转换部7，但也可以省略传输路4。

此外，在本实施方式中匹配电路12进行阻抗匹配并且作为低通滤波器而进行动作，但也可以由不同的电路来实现阻抗匹配的功能和低通滤波器的功能。

此外，在本实施方式中将衰减频带的下限频率fe设为从通带的振幅衰减了3dB的频率的值，但并不限于此，下限频率fe也可以是通带的振幅开始衰减的频率的值，或衰减了1dB的频率的值。

此外，在本实施方式中将终端电阻9的电阻值设定为小于传输路8的特性阻抗的值，但也可以将终端电阻9的电阻值设定为大于传输路8的特性阻抗的值。在该情况下，感应元件(线圈)或串联连接了感应元件和电阻元件而成的串联电路与终端电阻9并联连接，并以在衰减频带中电阻元件侧阻抗接近传输路8的特性阻抗的方式设定感应元件或串联电路的常数。或者，将与传输路8的特性阻抗相同的值的电阻元件与终端电阻9并联地配置，当检测电流的频率接近衰减频带的附近时，将电流路径从终端电阻9向电阻元件切换的开关配置于终端电阻9和电阻元件的连接部分。

由此，能在电流传感器的衰减频带中，使终端电阻侧阻抗降低至传输路8的特性阻抗，并且能降低电流传感器的功耗。

Claims (11)

1.一种电流传感器，检测流过测定对象的电流，所述电流传感器具备：

磁芯，插通有所述测定对象；

线圈，卷绕于所述磁芯；

传输路，传输从所述线圈供给的电流；

终端电阻，将来自所述传输路的终端的电流转换为电压并输出；以及

匹配单元，在所述线圈与所述终端电阻之间进行阻抗匹配，

所述匹配单元在从所述终端电阻输出的电压的频率分量中的振幅衰减的频率分量的频带中，使从所述传输路的终端观察所述终端电阻侧时观察到的阻抗和从所述传输路的始端观察所述线圈侧时观察到的阻抗的至少一方上升到所述传输路的特性阻抗。

2.根据权利要求1所述的电流传感器，其中，

所述匹配单元包括匹配电路，所述匹配电路在所述振幅衰减的频率分量的频带中，使从所述传输路的终端观察所述终端电阻侧时观察到的阻抗接近所述传输路的特性阻抗。

3.根据权利要求2所述的电流传感器，其中，

所述终端电阻的电阻值设定为小于所述传输路的特性阻抗的规定的值。

4.根据权利要求3所述的电流传感器，其中，

所述规定的值越小则所述匹配电路的电阻分量被设定为越大的值。

5.根据权利要求2至4中任一项所述的电流传感器，其中，

所述匹配电路的截止频率被设定为低于所述振幅衰减的频率分量的频带的下限频率的值。

6.根据权利要求2至5中任一项所述的电流传感器，其中，

所述匹配电路使用多个无源元件构成，以便在截止频率以上的频带中，从所述传输路的终端观察所述终端电阻侧时观察到的阻抗接近所述传输路的特性阻抗。

7.根据权利要求2至6中任一项所述的电流传感器，其中，

所述匹配电路包括相互并联连接的电阻元件和感应元件。

8.根据权利要求7所述的电流传感器，其中，

所述感应元件的电感值基于所述振幅衰减的频率分量的频带的下限频率、所述传输路的特性阻抗、所述电阻元件的电阻值以及所述终端电阻的电阻值来进行设定。

9.根据权利要求2至8中任一项所述的电流传感器，其中，

所述匹配单元包括在所述传输路的始端与所述线圈并联连接的始端电阻，

所述匹配电路串联连接于所述传输路的终端，

所述始端电阻的电阻值被设定为大于所述终端电阻的电阻值的值。

10.根据权利要求2至9中任一项所述的电流传感器，其中，

所述匹配电路包括低通滤波电路。

11.一种测定装置，具备：

权利要求1至10中任一项所述的电流传感器；以及

测定部，基于从所述电流传感器输出的检测信号来测定关于所述测定对象的物理量。

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