DE3686602T2

DE3686602T2 - Elektrische antriebssysteme.

Info

Publication number: DE3686602T2
Application number: DE8686108214T
Authority: DE
Inventors: Maurice Buckley; Aengus Murray; Arthur Stone
Original assignee: Kollmorgen Corp
Current assignee: Kollmorgen Corp
Priority date: 1985-06-28
Filing date: 1986-06-16
Publication date: 1993-04-22
Anticipated expiration: 2006-06-17
Also published as: IE851629L; DE3686602D1; BE905002A; EP0206212A2; US4782272A; EP0206212B1; EP0206212A3

Description

Die Erfindung betrifft elektrische Antriebssysteme, und insbesondere bürstenlose Antriebssysteme mit Gleichstrom-Motoren und Verstärker der Art, die häufig als trapezoidale Antriebe bezeichnet werden. Die Erfindung schließt ebenfalls Motoren ein, die ein Teil solcher Antriebe sind.
Die betreffenden bürstenlosen Antriebe haben in der Regel einen Armaturteil und eine Feldanordnung. In einer Ausführungsform ist die Feldanordnung ein Permanentmagnet-Rotor mit wenigstens zwei Polen und der Armaturteil ist ein Stator mit Wicklungen, die nacheinander mit Strom versorgt werden, um im Zusammenwirken mit den Rotorpolen den Rotor in Umdrehung zu versetzen. Besonders bevorzugte Ausführungsformen derartiger Motoren, oft als "Innenseite-Außen"-Motoren bezeichnet, haben sechs Rotorpole und drei Phasenwicklungen.
Antriebe dieser allgemeinen Art werden beschrieben in "Electronically Commutated DC Feed Drives for Machine Tools" von P. Zimmermann, Motorcon September 1982 Proceedings, "Ultra High Performance Brushless DC Drive" von A.C. Stone und M.G. Buckley, vorgelegt in der Konferenz in Brighton im Oktober 1984, und "Novel Design and Control of Trapezoidal Back E.M.F. Motor - The Smooth Transition from Brush to Brushless DC" von A.C. Stone und M.G. Buckley, Motorcon April 1985. Diese Veröffentlichungen enthalten eingehende Diskussionen des einschlägigen Hintergrundmaterials in diesem Gebiet.
Es ist bereits bekannt, bei elektrischen Rotationsmotoren den Armaturkern mit einer Vielzahl von Wicklungsnuten zu versehen, die einem Feldsektor zugeordnet sind, um die Verkämmung zu verringern. In JP-A- 55-71163 wird ein elektrischer Rotationsmotor beschrieben, der eine äußere Feldstruktur und einen inneren Armaturkern mit einer Vielzahl von Wicklungsschlitzen aufweist. Herausragende Zähne sind zwischen den einzelnen Wicklungsnuten angeordnet, und Blindnuten, die weniger tief sind als die Wicklungsnuten, sind auf der Oberseite der Zähne zwischen den Wicklungsnuten angeordnet.
FR-A-2,329,525 beschreibt eine Anordnung ähnlicher Art, die mit Schlitzen am kreisförmigen äußeren Umfang der Zähne versehen ist, welche die einzelnen Wicklungsnuten voneinander trennen. Alle genannten Ausführungsformen weisen Vertiefungen im Rotor auf und es fehlt jeder Hinweis auf eine invertierte Konstruktion, bei der derartige Vertiefungen in den Statorzähnen vorgesehen sind. Die Vertiefungen sind in der Mehrzahl der vorbekannten Ausführungsformen als solche mit einem teilzylindrischen Querschnitt dargestellt, obgleich andere Ausführungsformen nicht ausgeschlossen sind. Die Arbeitskriterien für die Vertiefungen sind, daß diese im wesentlichen magnetisch der Distanz zwischen Hauptpolen und solchen und Hilfspolen entsprechen. Keine speziellen Dimensionierungsangaben werden für jene Vertiefungen gemacht, außer, daß diese schmaler und beträchtlich weniger tief als die Zwischenpolabstände sein können. Die letztgenannte Bedingung nämlich, daß die Vertiefungen relativ flach sein sollen, scheint mit der Verringerung der Welligkeit des Drehmoments zusammenzuhängen, wenngleich sie im Widerspruch zu stehen scheint mit der erforderlichen Ausführungsform, um magnetische Konsistenz im Bezug auf die Wirkung der Vertiefungen und jener der Zwischenpolräume zu erzielen.
FR-A-1,584,258 beschreibt eine Konstruktion einer elektrischen Maschine, bei der die Polflächen des Rotors oder Stators oder beider mit Rillen oder Vertiefungen versehen sind, um Geräuschentwicklung und Vibrationen im Betrieb der Maschine zu verringern. Diese Offenbarung bezieht sich ausschließlich auf Reluktanzmotoren, bei denen der Stator eine Vielzahl von Nuten zur Aufnahme der Wicklungen aufweist, und der Rotor eine Vielzahl von ausgeprägten Magnetpolen besitzt. Derartige Motoren zeichnen sich insbesondere durch hohe Welligkeit des Drehmoments aus. Nach der Beschreibung sind die Oberflächen der Statorzähne zwischen den Wicklungsnuten und/oder die Rotorpole modifiziert, um die Welligkeit des Drehmoments zu verringern. Die Veränderung des Profils besteht in einer örtlichen Vergrößerung des Luftspalts zwischen den Statorpolflächen und den Rotorzähnen. Eine Anzahl von geeigneten Ausführungsformen werden beschrieben. Die Grundkonfiguration, dargestellt in Fig. 1, sieht eine einzige Rille in axialer Richtung vor, entweder in den Statorpolflächen oder in den Rotorpolflächen. Die umfangmäßige Breite jener einzigen, relativ flachen Rille entspricht der Statornutenöffnung. Fig. 4 stellt eine Ausführungsform mit einer Mehrzahl von Rillen dar, wobei jede Statorpolfläche bzw. jeder Rotorzahn, oder beide, mit drei parallelen, sich axial erstreckenden Rillen versehen ist. Die Breite der beiden äußeren Rillen entspricht zusammen der Breite der einzigen mittleren Rille, so daß die beiden äußeren Rillen wesentlich schmaler sind als die mittlere. In einer weiteren Ausführungsform, nach Fig. 7, sind die Statorpolflächen oder Rotorzahn-Oberflächen vertieft ausgeführt, so daß die Profilierung der Polflächen bzw. Rotorzahnflächen sich über die ganze Peripherie der Pole oder Zähne erstreckt.
DE-A-31,44,630 betrifft einen bürstenlosen Gleichstrommotor mit einem außen liegenden Rotor. Der Erfindungsgegenstand ist die Vereinfachung der Motorkonstruktion im Hinblick auf den Zusammenbau. Die Außenläufer-Maschine besitzt einen Stator mit Magneten. Hall Sensoren befinden sich geometrisch und magnetisch auf der gleichen Seite der Feldmagneten wie der Statorwicklungen. Eine Besonderheit ist eine Kühlplatte als Träger für eine gedruckte Leiterplatte. Die Anordnung ergibt eine kompakte Maschine, in der die gedruckte Schaltung leicht zugänglich ist. Die Hall Sensoren sind gleichfalls auf der Kühlplatte angeordnet, wobei zwei Montagelöcher vorgesehen sind, so daß jeder Hall Sensor in einer oder der anderen Position relativ zum Stator, je nach den Erfordernissen des Motors, angebracht werden kann. Diese Montage-Anordnung für die Hall Sensoren ermöglicht es, die Sensoren in der Rotationsrichtung verschoben anzubringen, wobei der Betrag bei der Montage des Motors festgelegt wird. Die Erfindung sieht keine Möglichkeit vor, den Vorschub der Hall Sensoren während des Motorbetriebs zu variieren.
Hall Sensoren sind gleichfalls ein erfindungsgemäßes Merkmal von DE-B- 28,50,478, die einen bürstenlosen Außenläufer-Gleichstrommotor beansprucht, in welchem eine kreisförmig umlaufende Rille oder Vertiefung auf der den stationären Statorpolen gegenüberliegenden Seite eines flexiblen, in sich geschlossenen magnetischen Gummibauteils angebracht ist. Die axiale Ausdehnung der Magnete und der Statoranordnung ist annähernd gleich. Die Hall Sensoren sind auf einer Trägerplatte montiert und ragen in die ringförmige Rille oder Spalte.
GB-A-2,126,026 beschreibt ein Verfahren zum Phasenvorschub des Stromes in einem bürstenlosen Gleichstrommotor, um derart das bei hohen Drehzahlen zur Verfügung stehende Drehmoment zu steigern. Drei Hall Sensoren werden verwendet. Eine Phasenvorschubschaltung wirkt zusammen mit dem Rotorpositionssignal, um den erforderlichen Phasenvorschub zu bewirken. Ein getrennter Sensor kann auch in einem bürstenlosen Gleichstrommotor verwendet werden. Eine derartige Anordnung ist in DE-B- 12,18,503 beschrieben, wobei einem jeden Sensor sein eigener Aktivierungsmagnet zugeordnet ist. Der Rotor des Motors wirkt zusammen mit den Statormagneten, welche von dem Sensorteil durch eine Platte getrennt sind. Der separate Sensor rotiert mit dem Rotor und beide, der Motor-Rotor und der Sensor-Rotor, sind auf der gleichen Welle angebracht. Die Rotationsbewegung des Sensor-Rotors aktiviert Vorrichtungen wie Kontakte, die auf einem Träger angeordnet sind.
Bereits bekannt sind bürstenlose Gleichstrom-Antriebe mit Geschwindigkeits- und Drehmoment-Steuerelementen, bei denen zur Erzielung eines gleichmäßigen Drehmoments das Überschneiden der Stromversorgung von verschiedenen Phasen-Kombinationen dient. In US-A-4,249,116 sind derartige Überlappungen in Fig. 7 dargestellt. Zu jedem beliebigen Zeitpunkt werden während einer zweiphasigen Erregung eines bürstenlosen Gleichstrommotors zwei Wicklungen erregt. Nach jeder Drehung der Achse um 60 Grad wird eine der erregten Phasen abgeschaltet und eine dritte, bisher nicht erregte Phase angeschaltet. Entsprechend der Beschreibung wird das Abschalten der ausgehenden Phase verzögert bis kurz nach dem Anschaltpunkt der nächsten Phase. Damit sind für wenige Grad mechanischer Rotor-Rotation alle drei Phasen gleichzeitig erregt.
Gegenstand der vorliegenden Erfindung ist ein Gleichstrom-Antriebssystem, dessen Verhalten bei niedrigen Geschwindigkeiten den Anforderungen für Servozwecke genügt. Insbesondere ist Gegenstand der Erfindung, die Welligkeit des Drehmoments möglichst gering zu halten und glatte Drehmoment-Übergänge zu erzielen. Ein weiterer Gegenstand der Erfindung ist eine Motorkonstruktion, die die Unterdrückung von Drehmoment-Verzahnung bzw. Reluktanz-Drehmoment bewirkt.
Weitere erfindungsgemäße Gegenstände sind die Verringerung der im Motor sowie im Steuerteil des Gleichstromantriebs erzeugten Wärme sowie die Ausdehnung des Geschwindigkeitsbereichs solcher Antriebe.
Entsprechend einer ersten Ausführungsform der Erfindung wird ein Motor geoffenbart, der einen Stator mit einer Vielzahl von Wicklungsnuten und mindestens einen Blindschlitz zwischen mindestens einem Paar benachbarter Wicklungsnuten sowie einen Rotor mit einer Vielzahl von Polen aufweist, und der dadurch gekennzeichnet ist, daß jener mindestens eine Blindschlitz eine Breite besitzt, die in etwa gleich jener der Wicklungsnuten ist, und eine Tiefe, die groß ist im Vergleich zu der radialen Abmessung des Luftspaltes zwischen dem äußeren Umfang des Rotors und dem inneren Umfang des Stators, so daß während der relativen Drehung von Rotor und Stator zueinander die Reluktanzkraft zwischen Rotor und Stator aufgrund der Gegenwart jenes mindestens einen Blindschlitzes praktisch gleich ist der Reluktanzkraft, die zwischen Rotor und Stator als Folge der Anwesenheit der Wicklungsnuten herrscht, und jener mindestens eine Blindschlitz sich im Hinblick auf die Reluktanzkraft ähnlich verhält wie ein Wicklungsschlitz
In einer besonders bevorzugten Ausführungsform besitzt der Motor zwei Blindschlitze zwischen wenigstens einem Paar benachbarter Wicklungsnuten. Vorzugsweise weist der Stator an mehreren, in gleichmäßigen Abständen auf der Statoroberfläche verteilt, jeweils zwei Blindschlitze zwischen einem Paar benachbarter Wicklungsnuten auf. In einem Multiphasen-Motor nach der Erfindung sollen die Wicklungsnuten für jede der Phasen innerhalb eines angularen Stator-Inkrements, das einem elektrischen Zyklus entspricht, derart angeordnet werden, daß die Phasen elektrisch in äquivalenten Abständen sind. Insbesondere soll der Winkelabstand zwischen den Wicklungsnuten aufeinanderfolgender Phasen innerhalb jedes Polabstands 120 elektrischen Grad entsprechen.
In einer weiteren Variante dieser Ausgestaltungsform der Erfindung betrifft diese ein bürstenloses Antriebssystem, das einen erfindungsgemäßen Mehrphasen-Motor aufweist, der eine Mehrzahl von Phasenwicklungen besitzt, und eine Steuervorrichtung zur Erregung der einzelnen Wicklungen des Motors in einer vorherbestimmten Reihenfolge, wobei jene Steuervorrichtung eine Einrichtung zur Kontrolle des Stromflusses in jeder der Motor-Phasenwicklungen in Abhängigkeit eines Strom-Fehlersignals im Bezug auf den Übergangsbereich zwischen Phasen aufweist, wobei das erforderliche Stromsignal mit dem tatsächlichen Stromwert in der ankommenden Phase verglichen wird, so daß das Strom-Fehlersignal, zumindest zu Beginn, einen relativ hohen Wert aufweist als Folge der anfänglichen Abwesenheit des Erregerstroms in der ankommenden Phase, und so einen hohen Phasenstrom erfordert.
In einer weiteren Variante dieser Ausgestaltungsform der Erfindung betrifft diese ein bürstenloses Antriebssystem, das einen erfindungsgemäßen Mehrphasen-Motor aufweist, der eine Mehrzahl von Phasenwicklungen besitzt, und eine Steuervorrichtung zur Erregung der einzelnen Wicklungen des Motors in einer vorherbestimmten Reihenfolge, wobei jene Steuervorrichtung eine Einrichtung zur Kontrolle des Stromflusses in jeder der Motor-Phasenwicklungen in Abhängigkeit eines Strom-Fehlersignals im Bezug auf den Übergangsbereich zwischen Phasen aufweist, wobei das erforderliche Stromsignal mit dem tatsächlichen Stromwert in der ausgehenden Phase verglichen wird, so daß das Strom-Fehlersignal einen relativ geringen Wert aufweist und so Überschwingen weitgehend vermieden wird.
In einer weiteren Steuer-Strategie, die sich für die Bremsbereiche der vier Quadranten eines reversiblen Antriebssystems eignet, enthält das Antriebssystem nach der Erfindung eine Vorrichtung zur Auswahl, für vorherbestimmte Bezirke der Drehmoment/Geschwindigkeits-Quadranten des Motors, jenes Stromfehlersignals durch Vergleich des erforderlichen Stromsignals mit dem tatsächlichen in der ankommenden Phase vorhandenen Strom, und, für andere Bezirke des Arbeits-Quadranten, durch Vergleich des erforderlichen Stromsignals mit dem tatsächlichen Strom in der ausgehenden Phase.
In einer weiteren Ausführungsform enthält das bürstenlose Antriebssystem nach der Erfindung einen Mehrphasen-Motor mit einem Stator, einem Rotor, einer Mehrzahl von Phasenwicklungen, Kontrolleinrichtungen für die Erregung der einzelnen Phasenwicklungen in einer vorherbestimmten Reihenfolge, und Sensoren, die in Verbindung mit den Kontrolleinrichtungen Signale liefern, die indikativ sind für die Rotorposition, für jede mögliche Rotor/Stator-Stellung sind, wobei die Kontrolleinrichtung unterscheidet zwischen dem Phasenübergang in einer Richtung und dem Phasenübergang der gleichen Phase in der anderen Richtung.
In einer bestimmten Konstruktion nach der vorstehenden Ausführungsform für diese Ausführungsform der Erfindung können die genannten Sensoren je zwei Schalter-Einrichtungen für jeden Phasenübergang aufweisen, wobei die Sensorindikationen durch den Zustandswechsel jener Schalter bedingt werden und einer der genannten Schalter seinen Zustand ändert, wenn der Rotor in einer vorbestimmten Rotationslage im bezug auf den Stator ist, die für den Übergang zwischen den betreffenden Phasen in einer Drehrichtung indikativ ist, und der andere jener Schalter seinen Zustand wechselt, wenn der Rotor in einer zweiten, vorbestimmten Lage gegenüber dem Stator ist, die indikativ für den Übergang der gleichen Phasen in der umgekehrten Drehrichtung ist. Das kürzere Winkel-Inkrement der Rotation zwischen jener Rotorposition für den einen Zustandswechsel und jener für den anderen Zustandswechsel definiert die Phasenübergangsregion. Weiterhin sind Sperrvorrichtungen vorgesehen, die verhindern, daß der Phasenwechsel beim Verlassen jener Phasenübergangsregion erfolgt, wenn die Rotordrehrichtung umgekehrt wird, während sich der Rotor in jener Phasenübergangsregion befindet.
In einer weiteren Ausgestaltungsform enthält die Erfindung einen bürstenlosen Motor mit einem Stator, einem Rotor mit einer Mehrzahl von durch Permanent-Feldmagnete definierten Magnetpolen, und eine Mehrzahl von Hall Sensoren, die an einer Mehrzahl von Orten entlang eines kreisförmigen Pfades angeordnet sind, wobei jeder einzelne Sensor aktiviert wird, wenn eine vorbestimmte Drehwinkelstellung zwischen Rotor und Stator eintritt. Die genannten Hall Sensoren sind in den axialen Endbezirken der Feldmagnete radial einwärts gerichtet angeordnet, so daß die Magnete gleichzeitig als Trigger-Magnete für die Hall Sensoren dienen, wobei Feldmagnete auf dem im wesentlichen zylindrischen Rotorkern derart abgeordnet sind, daß die Enden der Magnete im Bereich über den Hall Sensoren liegen.
Das erfindungsgemäße bürstenlose Antriebssystem kann eine pulsbreitenmodulierte Stromversorgungseinrichtung aufweisen mit wenigstens zwei Schaltern und Steuervorrichtungen zur Regelung der An- und Abschaltperioden für jeden der Schalter, um die Größenordnung des Stroms in den Phasenwicklungen zu steuern, wobei die Anschaltphase eines jeden Schalters phasenverschoben im Bezug auf die Anschaltperiode des anderen Schalters unter Null-Gesamtstrombedingungen ist, so daß vorwärts und rückwärts Bias-Stromwerte sich aus den betreffenden Überlapp-Perioden zwischen den An-Perioden der Schalter ergeben.
Die Stromversorgungseinrichtung kann vier solcher Schalter aufweisen, wobei die Anschalt-Periode eines jeden dieser Schalter phasenverschoben relativ zur Anschalt-Periode eines zugeordneten Schalters unter Netto-Nullstrombedingungen ist, so daß die genannten Bias-Stromwerte sich aus den betreffenden Überlapp-Perioden zwischen den An-Perioden jener Schalter ergeben, wobei die An-Perioden eines jeden Schalters phasenverschoben im Bezug auf einen zugeordneten Schalter sind, und sich die die Vorwärts- oder Rückwärts-Drehrichtung bestimmenden Ströme aus den Überlapp-Bereichen der Schalter ergeben.
In einem System mit einem Dreiphasenmotor kann die pulsbreitenmodulierte Stromversorgungseinrichtung eine 6-Schalter-Brückenschaltung enthalten sowie Kontrolleinrichtungen zum Steuern der An- und Abschalt-Perioden eines jeden der Schalter, um die Stromstärke in jeder Phasenwicklung zu steuern, wobei jede zu einem Zeitpunkt aktive Gruppe von vier Schaltern zusammen mit den Steuergliedern praktisch momentan ein Stromversorgungssystem, wie im vorgehenden Abschnitt beschrieben, darstellt.
Wenn die erfindungsgemäße bürstenlose Antriebseinrichtung einen Dreiphasen-Motor enthält, können die Steuervorrichtungen weiterhin Bauteile aufweisen, die es gestatten, die Phasenwicklungen des Motors entweder in einer Stern- oder in einer Delta-Konfiguration als Funktion der Arbeitsparameter des Motors zu schalten, ohne daß hierfür der Betrieb des Motors unterbrochen werden müßte, wobei als Parameter vorzugsweise die Motordrehzahl dient und die Steuereinrichtung Bauteile zum Bestimmen der Motordrehzahl aufweist.
Der erfindungsgemäße Motor kann einen laminierten Stator aufweisen, und jede Statorlamelle kann vorteilhafterweise mindestens einen radial nach außen reichenden Fortsatz besitzen, wobei jene Fortsätze jeweils gegenüber benachbarten Fortsätzen entlang der Axialrichtung des Motors versetzt angeordnet sind, so daß die Fortsätze eine Reihe von Rippen bilden, die zur Wärmeableitung aus dem Stator dienen. Jede Lamelle weist vorteilhafterweise zwei derartige Fortsätze auf, die im Zusammenwirken mit anderen, derart ausgebildeten Lamellen so angeordnet sind, daß sich zwei spiralförmige Rippen in axialer Richtung ausbilden.
Die Erfindung eignet sich insbesondere für "Innenseite-Außen" bürstenlose Motoren mit sechs Rotorpolen und drei Phasenwicklungen, und für den Drehmomentbereich von 1-40 NM, insbesondere von 6-16 NM.
Ausführungen der Erfindung werden nunmehr mit Bezug auf die Zeichnungen beschrieben.
Fig. 1 zeigt einen Querschnitt durch einen bürstenlosen Gleichstrommotor.
Fig. 2 stellt die Phasen-Drehmoment-Empfindlichkeit eines Motors nach Fig. 1 dar.
Fig. 3 zeigt das Konzept eines "transistor inverter" für den Dreiphasenmotor nach Fig. 1.
Fig. 4 ist eine schematische Darstellung eines Kontrollsystems für den Motor von Fig. 1.
Fig. 5 ist eine Tabelle mit der Reihenfolge der Stromversorgung der einzelnen Phasen sowie den Strömen in diesen für ein Antriebssystem entsprechend Fig. 4.
Fig. 6 zeigt einen Teilquerschnitt eines bürstenlosen Permanentmagnet- Gleichstrommotors mit Blindschlitzen.
Fig. 7 zeigt eine Statorlamelle mit Blindschlitzen für einen erfindungsgemäßen, bürstenlosen Gleichstrommotor.
Fig. 8 zeigt eine alternative Ausführungsform der mit Blindschlitzen versehenen Statorlamellen.
Fig. 9 zeigt die Drehmoment-Schwankungen in den Übergangsbereichen bei frühzeitigem und verzögertem An- und Abschalten der Phasen.
Fig. 10 zeigt die Anordnung der Positionssensoren im Bezug zu den Phasendrehmoment-Übergängen.
Fig. 11 zeigt die Aufeinanderfolge des Stromanstiegs in aufeinanderfolgenden Phasen.
Fig. 12 ist ein schematisches Blockdiagramm eines Kontrollsystems für einen Motor, das erfindungsgemäße Merkmale aufweist.
Fig. 13 ist eine Tabelle, ähnlich der in Fig. 5, für ein System nach Fig. 12, jedoch ohne Berücksichtigung bestimmter Merkmale, die sich auf Phasenübergänge beziehen.
Fig. 14 ist eine mehr detaillierte Darstellung der Tabelle von Fig. 13, die Einzelheiten im Bezug auf die Phasenübergänge enthält.
Fig. 15 ist ein Diagramm, das die Stromauswahlbereiche im Vierquadranten-Betrieb zeigt.
Fig. 16 zeigt die Grenzbereiche der Vorder- und Hinterflanken von Dreiphasenströmen bei einem Motor-Kontrollsystem nach Fig. 12.
Fig. 17 ist eine weitere Detaildarstellung der Tabelle von Fig. 14 im Bezug auf den Motorbetrieb bei hohen Drehzahlen sowie unter Bremsbedingungen, wie in Fig. 15 dargestellt.
Fig. 18 zeigt eine bevorzugte Anordnung der Halleffekt-Sensoren in einem bürstenlosen Gleichstrommotor.
Fig. 19 zeigt ein konventionelles pulsbreitenmoduliertes System für einen bürstenlosen Gleichstromantrieb.
Fig. 20 zeigt eine Modulationstechnik, die eine Verringerung der Stromwelligkeit ergibt.
Fig. 21 zeit die erforderliche Schalterstellung bei der Technik von Fig. 20 für Servoantriebe und bei Stillstand.
Fig. 22 zeigt eine neue Modulationstechnik für pulsbreitenmodulierte Systeme unter lastfreien Bedingungen.
Fig. 23 zeigt die Technik von Fig. 22 bei Betrieb unter Last.
Fig. 24 zeigt eine Ausführungsform der Modulationstechnik der Fig. 22 und 23.
Fig. 25 stellt eine Sternschaltung für einen bürstenlosen Gleichstromantrieb dar.
Fig. 26 stellt eine Deltaschaltung für einen bürstenlosen Gleichstromantrieb dar.
Fig. 27 zeigt eine Stern/Delta-Wechselrichterbrücke.
Fig. 28 zeigt das Drehmoment-Verhalten und ein Strom/Zeit-Diagramm für das System nach Fig. 17.
Fig. 29 zeigt ein Leistungsdiagramm für einen bürstenlosen Gleichstromantrieb mit einem Stern/Delta-Übergang.
Fig. 30 ist eine bildliche Darstellung einer Kühlrippen-Anordnung für die Statorlamellenbleche nach Fig. 8.
Fig. 31 ist eine Weiterbildung der Kühlrippen-Anordnung nach Fig. 30.
Ein bürstenloser Gleichstrommotor ist in Fig. 1 dargestellt. Dieser weist eine invertierte Konstruktion auf, in welcher ein Stator 1 den Rotor 2 umgibt und die Wicklungen in einer Reihe von Statornuten 2 untergebracht sind. Der Rotor des Motors weist eine Reihe permanenter Magnetpole 3 auf, welche am äußeren Umfang der Rotorachse 4 angeordnet sind und in radialer Richtung mittels eines am Umfang angebrachten Bandes 5 in ihrer Lage gesichert sind. Die gezeigte Anordnung hat sechs Magnete oder Motorpole 3 und stellt einen Motor in Dreiphasen- Sternschaltung dar, bei welchem in jedem Zeitpunkt Strom in zwei der drei Phasen fließt. Eine der zwei stromversorgten Phasen wird jeweils nach 60 elektrischen Graden abgeschaltet und gleichzeitig die dritte Phase angeschaltet. Folglich entstehen sechs aufeinanderfolgende Phasenkombinationen, in welchen jede Phase in zwei aufeinanderfolgenden Arbeitsschritten, oder für 120 elektrische Grad, zweimal pro Zyklus aktiv ist. Die Drehmoment-Charakteristik oder die Rück-EMF-Wellenform jeder Phase ist so geformt, daß bei konstantem Strom ein konstantes Drehmoment über 120 elektrische Grad erzielt wird. Die idealisierte Erzeugung einer abgeflachten Rück-EMF über 120 Grad pro Halbzyklus führt zu der bürstenlosen Gleichstromantriebs-Konfiguration, die auch als Trapezoid-Antriebssystem bekannt ist.
Um den 120 Grad abgeflachten Verlauf zu erzielen, bestehen die Pole 3 aus hochkoerzitiven, seltenen Erden-Kobald-Magneten, beispielsweise Samarium-Kobalt, die direkt im Luftspalt angeordnet und auf dem Rotor 4 mittels des Bandes 5 gesichert sind. Samarium-Kobalt-Magnete werden benutzt, um einen gleichmäßigen Feldfluß zu erzielen, um die Armatur- Rückwirkung und Induktivität ebenso wie Rotorinertia zu minimieren. Eine Konstruktion mit konzentrierter Wicklung wird benutzt, so daß dem System inhärent eine rechteckige Wellenform der Rück-EMF erzielt wird.
Fig. 2 zeigt das typische trapezoide Drehmoment als Funktion der Rotationsposition für den Motor nach Fig. 1, aus der der Übergang von einer Phase zur anderen klar ersichtlich ist.
Wie in Fig. 2 gezeigt, sind während des 60 Grad Inkrements von 30 bis 90 Grad die Phasen A und B aktiv. Die Richtung des Stromflusses in der Phase B ist jedoch umgekehrt zu jenem in Phase A, wie aus Fig. 3 klar erkennbar, so daß sich die einzelnen Phasen-Drehmomente addieren und in der gleichen Richtung wirken. Zwischen 90 und 150 Grad wird Phase B inaktiviert und Phase C aktiviert, wobei die Stromflußrichtung wieder so gewählt wird, daß sich die Phasendrehmomente addieren. Fig. 3 ist eine schematische Darstellung des Stromversorgungssystems für den Motor aus Fig. 1, zusammen mit der Arbeitsschrittfolge für die einzelnen Transistoren, welche die verschiedenen Phasen mit Strom versorgen. Es soll darauf hingewiesen werden, daß der Stromfluß während des ersten Inkrements einer jeden Phase in einer Richtung erfolgt, und in der umgekehrten Richtung in einem folgenden, zweiten Inkrement eines jeden elektrischen Zyklus.
Fig. 4 zeigt in schematischer Darstellung ein Schaltungs-Diagramm für ein elektronisches Kontrollsystem zum Antrieb des Motors nach Fig. 1. Eine hoch verstärkende Geschwindigkeitsschleife, die ein Kontrollorgan enthält, wird verwendet, welcher ein analoges Geschwindigkeits-Signal (+/- 10 V, Ref. 6) von einem Eingangs-Differentialverstärker (nicht gezeigt) zugeführt wird. Dieses Signal wird mit dem der tatsächlichen Motorgeschwindigkeit entsprechenden Signal (Ref. 8), beispielsweise einer Spannung, die proportional der Motorrotationsgeschwindigkeit ist und vom Tachometer 9 oder einem anderen geeigneten Sensor geliefert wird, um ein Geschwindigkeits-Fehlersignal (Ref. 10) zu liefern, welches der Stromschleife mit dem Regelglied 11 zurückgeführt wird. Die Stromschleife mit dem Regelglied 11 vergleicht die Geschwindigkeitsabweichung 10 (die durch einen Strombefehl dargestellt wird) mit dem tatsächlichen Motorrückstromsignal (Ref. 12), beispielsweise einer Spannung, die dem Strom porportional ist, um ein Stromfehlersignal (Ref. 13) zu liefern. Dieses Stromfehlersignal wird einer Einrichtung 14 zur Pulsbreitenmodulation zugeführt. Eine einzige Steuerschleife wird verwendet, was mittels Multiplexing (bei 15) der drei Stromrückführsignale (16a, 16b, 16c) (eines für jede Phase) in eine einzige Schleife (Eingangssignal 12 zum Strom-Steuerglied 11) erzielt wird. Die Wahl des korrekten Phasenstroms 16a, 16b, 16c, der der Schleife zugeführt werden soll, wird kontrolliert mittels im ROM gespeicherter Information. Dieser Speicher enthält elektronische Kommutationsinformation, die adressiert wird durch mittels eines Positionssensors 17 gelieferter Rotorpositions-Information. Die Ausgangssignale des ROM liefern gleichzeitig Schaltsignale für die Transistoren 18a, b, c, d, e, f in der Leistungsstufe, sowie Kontrollsignale und Zustandsinformation zur Versorgung der Wicklungen 19a, b, c. Der System-Monitor 20 enthält verschiedenen Schutzvorkehrungen, die für die praktische Arbeit des Systems erforderlich sind, nicht aber, um das Arbeitsprinzip darzulegen.
Fig. 5 ist eine tabellarische Zusammenstellung, die die Arbeitsweise eines Systems entsprechend Fig. 4 oder auch Fig. 3 mehr im Detail darstellt. In der einfachen, konventionellen Arbeitsweise wird, wie gezeigt, die gewünschte Drehrichtung vom negativen oder positiven Eingang 6, Fig. 4, und der Rotorposition bestimmt, wobei letztere mittels dreier Hall Sensoren (A, B, C), die im Zusammenwirken acht mögliche Codes definieren, von denen zwei unzulässig sind und die anderen sechs zur Positionsinformation dienen, bestimmt. Für jedes Segment der Rotordrehung, identifiziert durch einen Hall Code, sind für den Vorwärts- oder Rückwärts-Betrieb jeweils zwei Phasen aktiv, und der Strom in einer dieser Phasen dient zur Ableitung des Rückstrom-Signals, dargestellt in der Spalte Strombeispiele und Rückstrom in der Tabelle. Da jede Phase über 120 elektrische Grad aktiv ist, kann die gleiche Phase zur Ableitung des Rückstrom-Signals für zwei aufeinanderfolgende 60 Grad Hall-Inkremente verwendet werden, wobei die für jedes 120 Grad Inkrement gewählte Phase jene ist, in der die Stromwert-Bestimmung sich auf den Stromfluß in der gleichen Richtung bezieht. Diese konventionelle Anordnung erfordert ein Minimum an Information von Positions- und Geschwindigkeits-Sensoren des Systems.
Der in Fig. 1 dargestellte Motor ist ein Sechs-Pol-Motor mit einer Dreiphasenwicklung. Die gezeigte Wicklungsanordnung, mit einem Schlitz pro Phase und Pol-Wicklung, resultiert in einer Gesamtzahl von 18 Schlitzen im laminierten Stator, einer ungünstigen Anzahl im Hinblick auf Drehmoment-Unstetigkeiten oder das Reluktanzdrehmoment. Um dies zu vermeiden, kann eine Anordnung entsprechend Fig. 6 dienen. Bei dieser ist jeder Zahn 21 des Statorlamellen-Pakets, der zwischen zwei Wicklungsschlitzen 2 liegt, mit einem Blindschlitz 22 versehen. Jeder Blindschlitz 22 ist im wesentlichen eine Einkerbung in der radialen inneren Oberfläche des Zahnes 21, wobei seine Abmessung derart gewählt ist, daß er sich bezüglich des Reluktanzdrehmoments wie eine Wicklungsschlitz-Öffnung 23 verhält. Praktisch bedeutet dies, daß die Einkerbung die gleiche Breite hat wie der Wicklungsschlitz und eine Tiefe aufweist, die groß ist im Vergleich zum Luftspalt. Derart kann mittels der Blindschlitze in jedem Zahn ein 18-Schlitz-Stator in seinem Verhalten in einen solchen mit effektiv 36 Schlitzen verwandelt werden. Die einzige Veränderung am Wicklungsausgang ist, daß die durch die Schlitze bedingte Welligkeit die doppelte Frequenz im Vergleich zum unveränderten Stator aufweist. Auf dieser Weise "sieht" der Rotor bezüglich des Reluktanzdrehmoments 36 Schlitze.
Die zwischen Stator und Rotor herrschenden Reluktanzkräfte als Folge der angebrachten Blindschlitze sind von der gleichen Größenordnung, wie sie durch die Wicklungsschlitze selbst hervorgerufen werden. Diese Kräfte ändern sich beim Vorbeilauf der Magnete, so daß die Frequenz des Ungleichlaufs gesteigert wird. Dieser Anstieg, der eine Frequenz- Verdoppelung bei 36 Schlitzen im Vergleich zu einer Konstruktion mit 18 Wicklungsschlitzen liefert, erlaubt die Eliminierung des Ungleichlaufs bei einem geringeren Ausmaß, beispielsweise der Schrägstellung oder "short-pitching", als es der Fall wäre, wären keine Blindschlitze vorhanden.
Diese beiden Verfahren zum Verringern des Ungleichlaufs verringern das Ausmaß des abgeflachten Magnetfluß-Verlaufs von seinem Indealwert von 180 elektrischen Graden und verkürzen damit den idealisierten Abflachbereich der Drehmoment-Wellenform, so daß übermäßige Drehmoment-Welligkeit bei den Phasenübergängen zu erwarten ist. Ein weiterer Nachteil des Schrägstellens der Rotorpole ist, daß dies zu Schwierigkeiten bei der Konstruktion führen kann, sowie unter Umständen zu Problemen bei der Magnetisierung der Rotor-Permanentmagnete.
Die höhere Frequenz des Ungleichlaufs, die durch das erfindungsgemäße Anbringen von Blindschlitzen erzielt wird, gestattet es, daß die notwendige Reluktanzdrehmoment-Reduktion mit einer geringeren Störung der Flußverknüpfungs-Wellenform erreicht wird, als dies ohne Blindschlitze möglich ist, und gleichzeitig andere, damit verbundene Schwierigkeiten zu vermeiden. Zusammenfassend liegt die Bedeutung der Blindschlitze darin, daß die Drehmomentwelligkeit reduziert wird mit geringem Einfluß auf das Grunddrehmoment sowie auf das Verhältnis von Geschwindigkeit zu Spannung. Da im Hinblick auf die Reluktanz doppelt so viele Schlitze vorhanden sind, kann der Schrägungsfaktor (oder ("short pitch") auf die Hälfte reduziert werden. Eine ähnliche Konstruktion kann auch auf die Motorarmatur angewendet werden, und zwar als Alternative oder zusätzlich zur Schrägstellung der Magnetpole, um Drehmoment-Variationen zu minimieren oder praktisch auszuschalten. Dieses Konzept ist nicht notwendigerweise auf bürstenlose Gleichstrommotoren beschränkt.
Eine Kombination von 18 Wicklungsschlitzen mit 19 Blindschlitzen kann benutzt werden, um besonders günstige Bedingungen für geringe Drehmoment-Variationen zu erzielen. Mit 37 im gleichen Abstand voneinander auf der inneren Peripherie des Stators angeordneten Zähnen wird das Reluktanz-Drehmoment in jedem Punkt weitgehend durch jenes eines diametral gegenüberliegenden Punktes kompensiert. Jeder der 17 Magentfluß führenden Zähne ist mit einem Blindschlitz versehen, der in die Mitte der Zahnfläche eingeschnitten ist, während der achtzehnte Zahn eineinhalb mal so breit ist wie die anderen und zwei im gleichen Abstand angeordnete Blindschlitze aufweist. Alle Öffnungen, sowohl der Wicklungsschlitze oder Nuten als auch der Blindschlitze sind gleichmäßig am Umfang verteilt. Der durch diese Anordnung entstehende "shortpitching"-Effekt auf die Wicklungen reduziert die Flußverknüpfung pro Phase um etwa 30 elektrische Grad, was für ein Sechs-Schritt- oder trapezoidales System gerade noch zulässig ist.
Die Reduktion der abgeflachten Wellenform-Region gilt für jede der sechs Phasenwicklungen. Der Schlitzabstand beträgt gleichmäßig 9.73 mechanische Grad zwischen benachbarten Schlitzen, gleichgültig welcher Art, und der Gesamtverlust an abgeflachtem Bereich beträgt das Dreifache, d. h. genauer ausgedrückt 29.19 elektrische Grad, da der gesamte Drehmomentanteil, der von jeder aktiven Phase geliefert wird, aus der Summe der von jeder der sechs einzelnen Wicklungsspulen gelieferten Beiträge besteht. Es ist offensichtlich, daß der das Drehmoment erzeugende Vorgang jeder der Wicklungsspulen 1 bis 6, bezogen auf die vorangehende Spule, aufgrund der Anwesenheit eines zusätzlichen oder siebenunddreißigsten Blindschlitzes, elektrisch phasenverschoben ist, und daß dieser Schlitz eine fortschreitende, mechanische Verschiebung der Wicklungsspulen von den Positionen derselben in einer Ausführung mit 36 Schlitzen bedingt.
Fig. 7 zeigt eine alternative Ausführungsform mit 39 Schlitzen. In dieser Anordnung ist mindestens ein Blindschlitz 22 zwischen jeweils zwei benachbarten Wicklungsschlitzpaaren 2 vorgesehen. Die Abmessung der Öffnung der Blindschlitze entlang dem Umfang ist gleich jener der Wicklungsschlitze, so daß die Samarium-Kobalt-Magnete des Rotors die Blindschlitze wie richtige Wicklungsschlitze "sehen". Die Erhöhung der Anzahl der Blindschlitze erhöht die Frequenz der Drehmoment-Unstetigkeiten, bei einer Verdoppelung der Schlitzzahl auf das Doppelte, und führt gleichzeitig zu einer geringen Verringerung der Amplitude derselben. Die Wirkung kann noch weiter vergrößert werden, indem ein oder mehrere zusätzliche Blindschlitze angeordnet werden, um so die Amplitude weiter zu verringern, wobei dann an einem oder mehreren Orten entlang der inneren Peripherie des Stators zwei Blindschlitze, 22a, 22b, zwischen einem Paar benachbarter Wicklungsschlitze angebracht sind. Wie in Fig. 7 dargestellt, wurden zwei Blindschlitze an drei Orten der inneren Zahnperipherie der Statorkonstruktion in verbreiterten Zähnen 24 vorgesehen, so daß für den Rotor 39 Schlitze vorhanden sind, während die tatsächliche Zahl der Wicklungsschlitze bei 18 bleibt.
Bei der Anordnung nach Fig. 7 sind alle Schlitze gleichmäßig an der inneren Peripherie der Statorkonstruktion verteilt. Da die 39 Schlitze auf 3600 verteilt sind, beträgt ihr Winkelabstand 9.23 mechanische Grad. Dementsprechend beträgt die Weite der sechs Schlitze für die Wicklungsspulen 1, 3 und 5 entlang der äußeren Peripherie des Statorpakets, wie in Fig. 7 gezeigt, 55.38 mechanische Grad, während die Spulen 2, 4 und 6 sieben Schlitze mit 64.61 mechanischen Grad umfassen. Damit entspricht die Rotor-Pol-Peripherie nicht genau den Abständen der Spulenwicklungen, was die Eliminierung der Drehmonment-Unstetigkeiten zur Folge hat. Der Differenzbetrag der Wicklungsspulen der beiden Gruppen beträgt jeweils plus oder minus 4.62 mechanische Grad, so daß der Gesamtverlust im Bezug auf den abgeflachten Bereich 14.85 elektrischen Graden entspricht oder dem dreifachen Betrag der mechanischen Verkürzung bzw. Verlängerung jenes Bereiches. Bei dieser Konstruktion herrscht mechanische Symmetrie zwischen der Wicklungspaar- Gruppe aus Spulen 1 und 2 und den entsprechenden Gruppen aus Spulenpaaren 3 und 4 und 5 und 6 jeder Phasenwicklung. Damit bewirkt die Dimensionsvariation eine Verringerung des abgeflachten Bereichs im Bezug auf die beiden Wicklungsspulen einer Gruppe, während das Netto-Drehmoment einer jeden Gruppe gleich bleibt. Dementsprechend ist der Drehmomentanteil von Spule 1 phasenverschoben zu dem der Spule 2, wie jener der Spule 3 im Verhältnis zur Spule 4 und von Spule 5 im Verhältnis zur Spule 6, während die Nettobeiträge der Spulen 1 und 3, 5 und 2 sowie 4 und 6 elektrisch in Phase zueinander sind. Das Ergebnis ist eine Verringerung des Verlusts im Bezug auf den abgeflachten Bereich, verglichen mit der Anordnung mit 37 Schlitzen.
Allerdings hat die in Fig. 7 gezeigte Anordnung den Nebeneffekt, daß die elektrische Symmetrie der Konstruktion gestört ist und der Abstand von 120 elektrischen Graden zwischen den Phasen verändert wird. Damit ist die Überlappung der Drehmoment-Wellenformen verschieden für verschiedene Phasenübergänge. Zurückkommend zu Fig. 7 ist offensichtlich, daß die Phase B 18.5 mechanische Grad nach der Phase A ist, während die Phase C 37 mechanische Grad von Phase A ist. Damit tritt eine geringe Verkürzung von 1.5 bzw. 3 Grad in den Winkelabständen der Phasen gegenüber den idealen Abständen von 20 und 40 mechanischen Grad ein. Diese Phasenverschiebung hat ebenfalls den Effekt, den abgeflachten Bereich leicht zu verkürzen, so daß die addierten Beiträge der Phasen nicht mehr genau mit der idealisierten Darstellung in Fig. 2 übereinstimmen.
Die Konstruktion nach Fig. 8 gestattet es, dieses Problem zu verhindern, dergestalt, daß alle Schlitze der Phasen B und C relativ zu den Schlitzen der Phase A derart verdreht werden, daß zwischen jedem Schlitz der Phase B und jedem vorangehenden Schlitz der Phase A 20 mechanische Grad Zwischenraum besteht, und gleichfalls zwischen jedem Schlitz der Phase C und dem vorangehenden Schlitz der Phase B. Der Abstand zwischen einem Schlitz der Phase C und dem nachfolgenden Schlitz der Phase A, über die zwei Blindschlitze 22a und 22b in jedem in der Umfangsrichtung vergrößerten Statorzahn 24 hinweg, ist 24.61 Grad, während der Abstand über den einzelnen Blindschlitz hinweg bei jedem anderen Übergang zwischen den Phasen C und A 15.38 Grad beträgt. Spulen 1, 3 und 5 bleiben dementsprechend, wie in Fig. 7, verkürzt und umspannen wieder 55.38 Grad, während die Spulen 2, 4 und 6 auf 64.61 Grad verlängert sind. Dennoch ist der mechanische Abstand zwischen den Phasen A und B genau 20 Grad, ebenso wie der zwischen den Phasen B und C, entsprechend 120 elektrischen Grad in der dargestellten Motorkonstruktion. Jeder 120º-Abschnitt des Statorlamellenpakets ist, wie in Fig. 8 gezeigt, symmetrisch und weist vier Typen von Zähnen auf. Damit wird der Verlust an Abflachung, wie in der Konstruktion nach Fig. 7, bedingt durch die Abweichung von 120º-Phasenabstand, vermieden und ein gleichmäßiger Übergang von Phase zu Phase gesichert. Die Reduzierung des Drehmoment-Verkämmungseffekts bzw. der Unstetigkeit im Drehmomentverlauf über 360º, die mittels Blindschlitzen erzielt wird, und die "pitch"-Verkürzung bleiben praktisch unverändert, wie in Fig. 7 gezeigt.
Die Statorlamellen 1 von Fig. 8 besitzen eine Rippe oder Finne in Form eines Vorsprungs 25, der in den weiteren Figuren noch mehr im Einzelnen beschrieben wird.
Während die genaue Form der Zähne, die den Wicklungsraum definieren, ebenso wie die der Blindschlitze von keiner besonderen Bedeutung ist, ist, wie bereits ober erwähnt, der Abstand der Schlitze wesentlich im Bezug auf das Vermeiden bzw. Verringern des Ungleichlaufs und der Statorschlitz-Welligkeit, sowie den Erhalt der trapezoidalen Gestalt der Drehmoment-Wellenform. In einer anderen Ausführungsform der Statorkonstruktion weist das Lamellenpaket im ganzen 27 Blindschlitze auf. Weitere Ausgestaltungen des Lamellenpakets mit geeigneten Anordnungen von Blindschlitzen können entsprechend den jeweiligen Anforderungen entworfen werden.
Zurückkommend auf das in Fig. 4 dargestellte Kontrollsystem ist erkennbar, daß dieses nur die Positionen der Phasenübergangspunkte erfordert, die durch die Lagerückführungsvorrichtung erfaßt werden. An diesen Punkten ist es theoretisch wünschenswert, einen sofortigen Übergang von einer Phasenkombination zur nächsten am Punkt gleichen Drehmoments zu bewirken, d. h., wenn die Drehmomente beider Phasen gleich sind. In der Praxis ist die Zeit des Stromanstiegs in der Phasenwicklung begrenzt durch die Versorgungsspannung und die Induktanz der Motorphase. Auch die praktischen Toleranzen bei größeren Herstellzahlen gestatten es nicht, drei Sensoren in genauer Übereinstimmung mit sechs Phasenübergangspunkten anzuordnen. Selbst wenn dies möglich wäre, wären die Auswirkungen, die mit einer solchen Anordnung verbunden sind, nicht notwendigerweise wünschenswert. Unter den Bediungungen bei niedriger Drehzahl, wie sie beim Servobetrieb erforderlich sind, ebenso wie bei hoher Last, kann eine Verringerung des Drehmoments beim Phasenübergang zum Stillstand des Motors oder zur Oszillation am Punkt gleicher Drehmomente führen. Die Verringerung des Netto-Drehmoments, bedingt durch einen frühen Phasenübergang, d. h. bevor der Drehmoment- Übergangspunkt erreicht ist, ist im oberen Diagramm in Fig. 9 gezeigt. Wenn die ausgehende Phase zu früh abgeschaltet wird, ist der ankommenden Strom nicht in der Lage, ausreichendes Drehmoment zu liefern, um während des Phasenübergangs ein gleichmäßiges Drehmoment zu erzielen. Um einen solchen Effekt auszuschließen, ist es erforderlich, einen Schaltpunkt für den Phasenübergang zu wählen, der den Motorstillstand ausschließt, und Hysterese im Schaltpunkt vorzusehen. So ist ein sauberer und schneller Übergang von einer Drehmoment-Wellenform zur nächsten gewährleistet. Damit wird sichergestellt, daß der Motor ohne Störung durch den Phasenübergang kommt und die Drehmoment-Welligkeit minimiert wird. Erfindungsgemäß wird daher der Phasenübergang nach dem Punkt gleicher Drehmomente bewirkt, d. h. verzögertes Schalten benutzt. Es konnte festgestellt werden, daß dadurch Störungen in der Geschwindigkeit an den Kommutationspunkten minimiert werden, wie aus dem unteren Diagramm von Fig. 9 ersichtlich. Diese Technik des späten Schaltpunkts hat zur Folge, daß eine kurzzeitige Drehmomentspitze auftritt (die Drehmomentspitze dargestellt in der Figur) und so eine Tendenz zum Motorstillstand ausgeschlossen wird. Toleranzen können auch im Bereich um den Punkt gleicher Drehmomente erfaßt werden. Um die dafür erforderlichen Positionssignale zu erhalten, können zu beiden Seiten dieses Ortes Hall Sensoren angeordnet werden, wie in Fig. 10 schematisch dargestellt.
Wie gleichfalls aus Fig. 10 erkennbar, ist ein weiterer vorteilhafter Effekt des verzögerten Schaltens, daß beim Motorbetrieb ohne Richtungsumkehr ein Oszillieren um den Kommutationspunkt vermieden wird, wobei der Status der aktiven Phasen, wie er beim Eintritt in den Übergangsbereich besteht, aufrechterhalten wird, bis der Hall Sensor auf der Seite, in der der Bereich verlassen wird, aktiviert wird. Damit wird ein Oszillieren zwischen den Phasen vermieden und, wie in Fig. 10 von links nach rechts gehend dargestellt, die AB Phasenkombination beibehalten, bis der Hall Sensor 2 aktiviert ist, während bei einer Bewegung von rechts nach links die AC Phasenkombination beibehalten wird, bis der Hall Sensor 1 aktiviert ist. Damit besteht verzögerte Phasenkommutation in beiden Richtungen und Oszillation im Übergangsbereich wird, unabhängig von der Bewegungsrichtung, vermieden.
Zusätzlich wird ein weiteres Informationsbit im Kontrollsystem vorgesehen, um einen Phasenwechsel bei der Umkehr der Rotationsrichtung innerhalb des Übergangsbereichs zwischen den Hall Sensoren 1 und 2 bei langsamer Drehzahl zu verhindern. Durch Feststellen der Polarität des Tachometersignals und Bereitstellen eines geeigneten Adress-Bits wird Bewegung im oder gegen den Uhrzeigersinn erkannt und der Kontroller darüber informiert im Bezug auf die Richtung, von welcher der Rotor den Schaltpunkt erreicht, so daß ein entsprechendes Richtungseingangssignal dem Kontroller zur Verfügung steht. Eine Sperre im Bezug auf den Richtungseingang macht diesen imperativ insoweit, als der Phasenübergang bei einer Drehrichtungsumkehr im Bereich zwischen den Hall Sensoren 1 und 2 erfolgt. Wenn die Motordrehrichtung umgekehrt wird, nachdem Hall Sensor 1 in der AB Konfiguration passiert wurde, aber bevor Hall Sensor 2 erreicht ist, so erfolgt kein Phasenwechsel und die Drehrichtung erfolgt zurück entlang der AB Charakteristik.
Der Stromfluß in jeder Phase des Motors nach Fig. 4 wird mit einer elektrisch isolierten Abfrageschaltung festgestellt. Da jedoch zu jedem Zeitpunkt nur zwei Phasen gleichzeitig aktiv sind, genügt es, nur den Strom in einer Phase festzustellen. Damit ist nur eine Stromschleife erforderlich. Die drei Phasenströme werden so einem Multiplexer 15 zugeführt, der den entsprechenden Phasenstromwert entsprechend Rotorposition und Drehrichtung aufgrund der in einem ROM gespeicherten Information auswählt. Es ist offensichtlich, daß für jede Phasenkombination theoretisch eine Auswahl möglich ist, welcher Phasenstrom überwacht werden soll, um das Rückstromsignal abzuleiten. Im allgemeinen ist es jedoch bedeutungslos, welcher der beiden zu einem gegebenen Zeitpunkt verfügbaren Ströme benutzt wird, außer innerhalb der Übergangsregion zwischen Phasen. Für die in Fig. 5 dargestellten Betriebszustände für das System nach Fig. 4 wird der konventionelle Weg gewählt, den gleichen Phasenstrom für Rückkopplungszwecke für jedes 120 elektrische Grad Zyklussegment zu benutzen und die Übergangsregion vollständig zu vernachlässigen. Betrachtet man die Kommutationsituation entsprechend Fig. 9, unter konstanten Strombedingungen, so wird die Stromanstiegszeit in der Wicklung in der Praxis durch die Versorgungsspannung und die Motorinduktanz begrenzt. Wird eine schnelle Stromschleife verwendet, so kann der Stromfluß beim Phasenwechsel derart optimiert werden, daß ein Überschwingen vermieden wird. Wenn die Ableitung eines Stromflußsignals von Phase A zur Phase C verlagert wird, anstatt, wie in Fig. 5 gezeigt, für die Phase A beibehalten wird, so "sieht" die Stromschleife Nullstrom-Bedingungen in der Phase C und einen Konstant-Strombefehl. Als Folge tritt ein großer Stromwertfehler ein und die gesamte Versorgungsspannung wird an die Phasenkombination gelegt. Dies bewirkt einen rapiden Stromanstieg in dieser Phasenkombination. Diese Konstellation führt zu einer charakteristischen Form des Motorstroms, wie in Fig. 11 dargestellt, mit einem schnellen Anstieg am Ende einer jeden Übergangsregion. Bei niedriger Geschwindigkeit wird die gesteuerte Anstiegszeit gleich der Abfallzeit des Stroms in der Phase sein. Auf diese Weise wird jede Störung des Drehmomentes, wie sie möglicherweise als Ergebnis des nicht sofortigen Stromanstiegs zu erwarten wäre, vermieden.
Eine vorteilhafte Ausgestaltung des Kontrollsystems für einen Antrieb nach der Erfindung soll anhand der Fig. 12 bis 17 beschrieben werden. Das System in Fig. 12 weist Ähnlichkeit mit jenem in Fig. 4 auf, und entsprechende Merkmale werden in gleicher Weise wie in Fig. 4 bezeichnet. Ein Steuer-Eingangssignal 6 bestimmt die gewünschten Arbeitsbedingungen für die Geschwindigkeitsschleife 7, die mit der tatsächlichen Geschwindigkeit 8 verglichen wird. Der Geschwindigkeitsfehler 10 liefert das Eingangssignal für Stromschleife 11 und 12 stellt den tatsächlichen Werteingang in die Schleife dar. Das Stromfehlersignal wird dem pulsbreitenmodulierten (PWM) Generator 14 zugeführt. Multiplexer 15 dient zur Auswahl des entsprechenden Stroms 16a, b oder c für die Rückkopplung 12 in die Stromschleife. Positionssensoren (6 an der Zahl) versorgen die Eingänge 26 für PROM 27 zur Phasensteuerung des Grundantriebs. Diese Eingangssignale werden auch dem PROM des Multiplexers 15 zugeführt.
Im Gegensatz zu dem in Fig. 5 gezeigten konventionellen System, bei dem die gewünschte Rotationsrichtung das Ergebnis der einen oder anderen Phasenabfolge der Stromversorgung ist, liefert das Pulsbreitenmodulations-Verfahren nach Fig. 12 sowohl Vorwärts- wie Rückwärtsströme, so daß ein Zustand eintritt, der dazu führt, daß der Rotor bei Stillstand in seiner Position gegenüber dem Stator festgehalten wird. Die tatsächliche Stromstärke wird durch die Stromschleife bestimmt, während der Generator 14 die Pulsbreite der Pulsbreitenmodulation ("PWM") liefert. Der Ausgang von Generator 14 liefert die Eingangssignale für PROM 27, welcher die einzelnen Phasen auswählt, die in Abhängigkeit von der Rotorposition aktiviert werden.
Die Tabelle in Fig. 13 ist ähnlich wie die in Fig. 5 gestaltet und zeigt die verschiedenen Eingänge für PROM 27, wobei verschiedene Ausgestaltungen weggelassen wurden, die später erklärt werden. Die Tabelle geht weiterhin von einem einfachen Aufbau mit nur 3 Hall Sensoren aus. Wie ersichtlich, sind die vier möglichen Betriebszustände durch die drei Informationen bestimmt, die definiert werden durch PWM Vorwärts, PWM Rückwärts und Richtung. Diese sind in Fig. 12 repräsentiert durch das Eingangssignal 28 des Vorwärts-Verstärkers 29 des PWM Generators 14, das Eingangssignal 30 des Rückwärts-Verstärkers 31 und das Eingangssignal 32 vom Polaritätsdetektor 33. Eingangssignal 32 ist repräsentativ für die tatsächliche Drehrichtung des Rotors. Nur vier der möglichen Kombinationen der 0 oder 1 EIN/AUS Typussignale werden für die Phasensteuerung benutzt, die übrigen stellen entweder nicht zulässige Bedingungen dar, die einem logischen Fehler entsprechen, oder einen AUS-Zustand von PWM.
PROM 27 ist so programmiert, daß er die brauchbaren Eingänge erkennt und in Verbindung mit diesen und den weiteren Eingängen 26 der Hall Sensoren die passende Phasenkombinationsfolge bestimmt, wie in der Tabelle dargestellt. Die Phasenkombinationsfolge für den Rückwärtslauf wird in der Tabelle von links nach rechts gelesen und für den Vorwärtslauf von rechts nach links, wobei jedoch jede einzelne Kombination innerhalb einer Folge von links nach rechts gelesen wird. Die Tabelle zeigt weiterhin den Phasenstrom, der als Abfragestrom für die Stromrückkopplung dient und den Stromanstieg an der führenden Flanke bewirkt, entsprechend Fig. 10 und 11. Für diesen Zweck liefert die Hall-Sensor-Information 26 ein weiteres Eingangssignal für den PROM des Multiplexers 15. Das Plus- oder Minus-Zeichen vor jedem Abfragestrom betrifft die Notwendigkeit, die Stromflußrichtung in der betreffenden Phase in Betracht zu ziehen, da sich diese zwischen jeder Kombination, an der jede einzelne Phase im Verlauf eines einzigen elektrischen Zyklus beteiligt ist, umkehrt, wobei jedes Eingangssignal 16a, 16b oder 16c für den Multiplexer 10 verdoppelt wird, so daß das Stromsignal so gelesen werden kann, daß die gewünschte Drehrichtung des Rotors erhalten bleibt. Würde das Stromsignal nur in Bezug auf seine Größe berücksichtigt ohne Beachtung der Richtung, so würden die Minus-Signale dahingehend interpretiert werden, daß der Rotor sich in der falschen Richtung dreht.
Die Tabelle in Fig. 14 stellt eine Erweiterung derjenigen von Fig. 13 dar, bei welcher 6 Hall Sensoren (A, B, C, D, E und F) vorgesehen sind, so daß die Übergangsregionen identifiziert werden können. Die Übergänge sind oben in der Tabelle in Fig. 14 an den Übergangspunkten in dem Phasendrehmoment-Diagramm unter den Hall Codierungen eingetragen. Ein Phasenwechsel bei Umkehr der Drehrichtung wird, wie schon bei Fig. 10 beschrieben, mittels des Sperrschaltkreises 34 in Fig. 12 verhindert, welcher das Eingangssignal 32 unterbricht, wenn das Signal 35 vom Multiplexer 15 eine Rotorposition im Übergangsbereich anzeigt. Die Aktivierung des Sperrschaltkreises 34 durch Signal 35 legt den Eingang 32 zu PROM 27 lahm und verhindert so einen Phasenwechsel im Übergangsbereich, so daß, wenn eine Umkehr im Übergangsbereich stattfindet, die bei Eintritt in die Übergangsregion bestehende Phasenkombination beibehalten bleibt. Außerhalb des Übergangsbereichs gestattet der Hall Sensor-Sperrschaltkreiseingang dem Polaritäts- oder Richtungssignal 32 ungestörten Zugang zu PROM 27. Wie aus der Tabelle ersichtlich, ist der Schaltzustand der beiden Hall Sensorgruppen ABC und DEF in jeder Übergangsregion verschieden, während er außerhalb derselben für beide Gruppen gleich ist.
In einer weiteren Ausgestaltungsform der Anordnung von Fig. 12 zeigt Fig. 15 acht Arbeitsbereiche, die für einen erfindungsgemäßen Motor im Hinblick auf Geschwindigkeit und Drehmoment von Bedeutung sind. In den Vorwärts- und Rückwärts-Bremsquadranten und bei höheren Geschwindigkeiten kann die Auswertung des Stromes im Hinblick auf die ansteigenden Führungsflanken des Verlaufs bei der ankommenden Phase zum Überschwingen führen und, um dies zu verhindern, muß das Stromrücksignal auf die Hinterflanken oder ausgehenden Phasen einer jeden Phasenkombination bezogen werden.
Die ansteigenden und abfallenden Flanken der drei Stromwellenformen sind in Fig. 16 dargestellt. Mit ansteigender Führungsflanke-Stromrückkopplung, und für einen bestimmten Betriebszustand, wird der Strom in der Aufeinanderfolge -B, +A, -C, +B, -A, +C abgefragt, während im Fall der Steuerung aufgrund des abfallenden Stroms die Folge +C, -B, +A, -C, +B, -A benutzt wird. Die Abfragefolgen werden im PROM des Multiplexers 15 festgehalten und die geeignete Folge wird in Abhängigkeit von der Motorgeschwindigkeit, der Drehmomentrichtung (d. h. ob der Strom positiv oder negativ ist) und der Rotationsrichtung des Rotors gewählt. Diese drei Informations-Bits stellen einwandfrei fest, welcher der acht Arbeitsbereiche von Fig. 15 gerade abläuft.
Die von einem Sensor, beispielsweise einem Tachometer, festgestellte Motorgeschwindigkeit liefert ein Eingangssignal 36 an den Schwellwert- Schaltkreis 37, der, wenn die Geschwindigkeit einen vorbestimmten Wert übersteigt, ein Eingangssignal 38 (Wt) dem PROM 27 zuführt. Ein Polaritäts-Detektor 39 leitet die Drehmomentrichtung vom Motorstromsignal 12 ab, je nachdem, ob der Strom positiv oder negativ ist, und liefert ein Eingangssignal 40 (T) auf PROM 27. Die für das Drehmoment bestimmende Stromrichtung ist abhängig von der Rotationsrichtung des Motors und hängt nicht vom Vorzeichen des abgefragten Stroms ab; diese Kombination ist in den Tabellen benutzt.
In der Gegenwart von passenden Kombinationen von Eingangssignalen wird, wie ausführlich in der letzten Spalte von Fig. 17 dargestellt, die Stromrückkopplung von der ansteigenden Flanke der ankommenden Phase zur abfallenden Flanke der ausgehenden Phase verlagert, wenn sich der Motor im Hochgeschwindigkeits-Bremsbereich der Quadranten von Fig. 15 befindet. Die Tabelle von Fig. 17 umfaßt alle Merkmale aus Fig. 14 sowie einige zusätzliche Spalten, die erforderlich sind im Hinblick auf die Eingangssignale Wt und T (38 und 40), während die Kriterien für die veränderten Stromabfragesignale in den Hochgeschwindigkeits-Bremsbereichen aus den entsprechenden Spalten zu erkennen sind.
Das Diagramm von Fig. 15 kann als repräsentativ für einen "Acht-Quadranten"-Betrieb gelten. Hysterese in der Ableitung von Wt sorgt dafür, das die kritische Geschwindigkeit bei zunehmender Geschwindigkeit von jener bei abnehmender Geschwindigkeit abweicht.
Eine vorteilhafte Anordnung zum Erfassen der Rotorposition mittels Hall Sensoren ist in Fig. 18 gezeigt. Wie allgemein bekannt, stellen Halleffekt-Vorrichtungen kontaktfreie Sensoren dar, die bis zu hohen Temperaturen benutzt werden können. Um die Motorlänge zu reduzieren, arbeiten die Halleffekt-Sensoren 41a im Zusammenwirken mit den Magneten 3, die den Haupt-Feldfluß für den Motor liefern, so daß die bei konventionellem Aufbau für die Sensoren erforderliche Baulänge entfällt. Um zuverlässige Informationen von den Hall Sensoren sicherzustellen, wenn sich diese in der Nähe der starken, durch die hohen Motorströme erzeugten Magnetfelder befinden, ist die Positionierung der Sensoren unterhalb der Rotormagnetenden wichtig, so daß das von den Motorströmen erzeugte Feld in der Nähe der Hall Sensoren vernachlässigbar ist im Vergleich zu dem durch die Magneten 3 erzeugten Feld. Um sicherzustellen, daß sich ein Arbeitsluftspalt nur auf der einen Seite der Hall Sensoren befindet, sind diese mit einem Stahl-Rückflußring 41b unterlegt. Auf diese Weise befindet sich ein Luftspalt nur auf der Außenseite der Hall-Vorrichtungen, zwischen diesen und den Magneten 3, während sich auf der anderen Seite der Rückflußring befindet. Der Ring 41b dient zugleich in vorteilhafter Weise zur Verstärkung der Feldstärke.
Neben den bereits im Zusammenhang mit Fig. 1 bezeichneten Bauteilen einschließlich der Achse 4 mit den darauf angebrachten Magneten 3, zeigt Fig. 18 die rückwärtige Wickelkopfkappe 42, in der die Achse im Lager 43 drehbar gelagert ist. Die axiale Wärmeausdehnung zwischen dem axialen äußeren Ende des Lagers 43 und der Kappe 42 wird durch die gewellte Beilagscheibe 44 aufgenommen. Die Hall Sensoren sind am freien axialen Ende der Nylonträger 45 angeordnet, welche ihrerseits an der Kappe 42 mittels einstellbarer Klemmeinrichtungen 46 befestigt sind. Die axialen Enden der Magnete liegen damit über den Hallvorrichtungen, welche beim Vorbeigang aufeinanderfolgender Pole, d. h. durch den Polwechsel, geschaltet werden. Die Schalter sind so angeordnet, daß sie die erforderlichen Signale in den entsprechenden Stadien jedes elektrischen Zyklus liefern. Auf diese Art sind die Schalter sowie deren Montageträger 45 im sonst ungenutzten Raum unterhalb der axialen Enden 47 der Wicklungen untergebracht.
Um die Motortemperaturen zu reduzieren, d. h. um durch Schalten erzeugte Verluste im Motor zu reduzieren, wird in einem Gleichstrommotor üblicherweise eine Drossel in der Größenordnung von einem bis einigen Millihenry in Serie geschaltet. Im Fall eines bürstenlosen Dreiphasenmotors muß eine derartige Drossel für jede der drei Motorphasen vorgesehen werden. Dies stellt zwar eine wirkungsvolle Lösung zur Vermeidung von Überhitzung des Motors durch solche Drosseln dar, ist aber bei einem bürstenlosen Motor häufig unpraktisch und kostentreibend.
Fig. 19 zeigt ein übliches, pulsbreitenmoduliertes System (PWM), in welchem die Pulse gleichzeitig auf die Transistoren A und D (und in der Folge B und C) gegeben werden, um einen Stromfluß im Motor aufrecht zu erhalten. Jeder Transistor im Schaltkreis von Fig. 19 besitzt eine ihm zugeordnete Rücklaufdiode. Diese Anordnung bewirkt einen relativ schnellen Abfall des Rückstromes, so daß die das Aufheizen erzeugende Stromwelligkeit relativ groß ist. Die Geschwindigkeit des Stromanstiegs und -abfalls in einem solchen System wird sowohl von der Versorgungsspannung (+V) als auch von der Lastinduktanz (Ls plus Lm) bestimmt. Damit tritt das Problem großer Stromwelligkeit und daraus resultierender Motorüberhitzung bevorzugt bei geringer induktiver Last und mit Umwandlern für höhere Spannungen auf. Die Modulationstechnik nach Fig. 20 löst dieses Problem, indem ein Transistor zwischen zwei Zündpulsen im EIN-Zustand belassen wird, so daß der Rückstrom durch einen anderen Kreis fließt und der Stromabfall langsamer erfolgt als der Stromanstieg. Dadurch wird die Welligkeit verringert. Eine derartige Anordnung ist wirkungsvoll bei hohen Strömen, macht aber bei niedrigen Strömen und bei Geschwindigkeit Null Schwierigkeiten. Hochleistungs-Servoantriebe erfordern einen hohen Grad an Festigkeit und keinen Bereich von Regelunempfindlichkeit über die gesamten vier Quadranten der Drehmoment-Geschwindigkeitskurve. Um dies zu erzielen, kann dem Motor unter Null-Geschwindigkeitsbedingungen ein geringer Vormagnetisierungsstrom zugeführt werden, um Festigkeit bei Geschwindigkeit Null zu erzielen und den Bereich der Regelunempfindlichkeit zu vermeiden. Damit werden die in Fig. 21 gezeigten Schalt-Zustände bei Geschwindigkeit Null erforderlich, woraus sich ergibt, daß die Modulationstechnik nach Fig. - 20 offenbar unmöglich wird, da sie, bliebe Transistor D während der AUS-Periode im EIN-Zustand, zum Durchzünden führen würde, sobald Transistor B eingeschaltet wird.
Die verbesserte Modulationstechnik nach Fig. 22 gestattet es, einen Vormagnetisierungsstrom in der Nähe der Null-Geschwindigkeit zu applizieren und mit einem "lock-up"-Glied anschließend bis zum vollen Stromwert zu steigern. Zusätzlich werden die Rückflußströme gleichmäßig auf die Rückflußdioden verteilt. Im in Fig. 22 dargestellten lastfreien Betrieb zeigt sich deutlich, daß bei Geschwindigkeit Null ein gleich großer, entgegengesetzter Vormagnetisierstrom im Wechsel durch den Motor fließt, wobei die Vorwärtspulse F durch Überschneiden der EIN-Perioden der Transistoren A und D erzeugt werden, und die Rückwärtspulse R durch Überschneiden der EIN-Perioden der Transistoren B und C. Zusätzlich arbeitet Transistor A aufgrund des entgegengesetzten Signals vom Transistor C, und das gleiche gilt für die Transistoren B und D. Der Schaltzyklus ist also wie folgt:
1. Transistoren A und D sind eingeschaltet. Strom fließt in der Vorwärtsrichtung durch den Motor.
2. Transistor A schaltet ab. Der Rückflußstrom fließt in der Rückflußdiode C und im Transistor D. Das Grundantriebssignal wird dem Transistor C zugeführt, der aufgrund des Zustands von Diode C keinen Strom führt.
3. Transistoren B und C sind eingeschaltet. Strom fließt in der Rückwärtsrichtung durch den Motor.
4. Transistor C schaltet ab. Der Rückflußstrom fließt in der Rückflußdiode A und im Transistor B. Transistor A führt keinen Strom aufgrund des Zustands von Diode A.
Unter Last entsprechen die Grundantriebs-Wellenformen der Fig. 23. Die Vorwärtspulse F ergeben sich aus der Überlappung der Einschaltperioden der Transistoren A und D, es fehlen jedoch Rückwärtspulse, da keine Überlappung der Einschaltperioden der Transistoren B und C besteht. Das Grundantriebssignal für Transistor C ist dem für Transistor A entgegengesetzt, während jenes für Transistor D dem für Transistor B entgegengesetzt ist. Damit besteht hier die Gefahr des Durchzündens, da keine Verzögerung oder tote Zeit zwischen dem Abschalten von Transistor A und dem Einschalten von Transistor C vorgesehen ist. Dementsprechend muß eine Verzögerung von, beispielsweise, 10 Mikrosekunden für jedes Grundantriebs-Einschaltsignal vorgesehen werden, um ein Durchzünden zu vermeiden.
Wenn Strom in der Vorwärtsrichtung fließt, schalten auch die Transistoren B und C, womit jedoch keine Verluste verbunden sind. Obgleich das Grundantriebssignal an diesen Transistoren anliegt, kann kein Kollektorstrom fließen, weil die Rückflußdiode, die jedem der Transistoren zugeordnet ist, während eines Teils der gedachten Einschaltzeit des Transistors leitend ist, so daß der Transistor umgekehrt vorgespannt ist. Da die Einschaltsignale zu keinem Zeitpunkt gleichzeitig erfolgen, wird zu keinem Zeitpunkt ein Stromkreis für den Kollektorstrom ausgebildet. Auf diese Art ermöglicht das System die gewünschte Schaltfolge der Transistoren, ohne daß Verluste durch Schalten oder stationäre Verluste auftreten.
Die in Fig. 24 schematisch dargestellte Schaltung kombiniert Rechteck- Wellenform mit Standardpulsen durch eine Anzahl von NAND Toren. Die Zeile F zeigt die Umkehr eines Standard-Vorwärtspulses, während die Zeile R die Umkehr eines Standard-Rückwärtspulses darstellt. PWM ist die Rechteckswelle, von der das sägezahnförmige PWM-Signal üblicherweise abgeleitet ist. Das beschriebene System hat den besonderen Vorteil, daß kein "Umschalten des Gangs" erforderlich ist. So wird die gleiche Modulationstechnik nicht nur am Nullpunkt, sondern auch bei höheren Lastströmen verwendet. Als Folge davon treten keine Störungen an der Motorachse auf, wie sie beim Umschalten zwischen Modulationstechniken auftreten würden.
Die Wärme reduzierende PWM Technik eignet sich besonders für bürstenlose Gleichstromantriebe, ohne auf solche Antriebe beschränkt zu sein, und kann vorteilhaft auch mit anderen Gleichstrommotoren und allgemein für induktive Lasten benutzt werden.
Bei dem vorstehend beschriebenen Dreiphasen-System wird eine Sternschaltung verwendet, wobei die drei Motorphasen im Inneren verbunden sind und der Strom auf die drei äußeren Phasenenden gegeben wird. Diese Anordnung ist in Fig. 25 gezeigt, zusammen mit der Folge von Phasenkombinationen für die Drehung der Motorachse über einen elektrischen Zyklus. Jede Phase führt Strom für zwei aufeinanderfolgende Arbeitsschritte, der dann für einen Schritt abgeschaltet wird, und anschließend führt jede Phase Strom in der Gegenrichtung für die beiden folgenden Arbeitsschritte. Die Drehmoment-Empfindlichkeit an den Anschlüssen beträgt zweimal die Phasendrehmoment-Empfindlichkeit und, da jeder Phasenstrom eine Rechteckswelle mit einem Verhältnis von 1 : 2 ist, ist der RMS Strom die Quadratwurzel aus zwei Dritteln des Spitzenstroms. Für einen Antrieb, der ein großes Drehmoment bei geringer Geschwindigkeit und hohe Geschwindigkeit bei geringem Drehmoment zu liefern in der Lage ist, kann eine Umschalttechnik von Stern- auf Delta-Konfiguration verwendet werden, die es ermöglicht, den Geschwindigkeitsbereich eines gegebenen Dreiphasen-Vollwellen-Inverter- Antriebs mit minimalen Zusätzen und geringer Erhöhung der Kosten zu verdoppeln.
Bei der Delta-Schaltung nach Fig. 26 ist nur eine einzige Phase zu jedem beliebigen Zeitpunkt aktiv. Die Phasenfolge zeigt, daß jede einzelne Phase während einer von drei Perioden Strom führt und der RMS Strom gleich der Quadratwurzel eines Drittels des Spitzenstroms ist. In diesem Fall ist die Drehmoment-Empfindlichkeit an den Anschlüssen gleich der Phasendrehmoment-Empfindlichkeit.
Fig. 27 zeigt eine Schaltung für den Stern-/Delta-Wechsel ohne jede Unterbrechung des Motorbetriebs oder einer anderen baulichen bzw. physikalischen Veränderung, wie beispielsweise der Betätigung eines Schalters im Schaltkreis, zusammen mit den Arbeitsschrittfolgen sowohl im Stern- als auch im Delta-Betrieb. Eine Standard-Vollwellen-Dreiphasen Inverterbrücke arbeitet zusammen mit zwei zusätzlichen Stromversorgungseinrichtungen, die den neutralen Punkt in der Sternschaltung einer Dreiphasen-Wicklung steuern. Fig. 28 ist ein Zweischritt- Diagramm für diese Schaltung, aus dem ersichtlich ist, daß, wenn der Antrieb im Stern-Modus arbeitet, die Transistoren 7 und 8 nicht benutzt werden, während beim Betrieb im Delta-Modus zu jedem Zeitpunkt nur einer der Transistoren 1 bis 6 eingeschaltet ist, und einer der Transistoren 7 oder 8 je Kommutationszyklus eingeschaltet ist, um einen Stromrückflußpfad zu bilden.
Ein Beispiel für die Drehmoment/Geschwindigkeits-Charakteristik, wie sie mit dieser Anordnung erzielt werden kann, ist in Fig. 29 gezeigt. Bei niedrigen Geschwindigkeiten arbeitet der Antrieb in Sternschaltung und weist dann eine Motordrehmoment-Empfindlichkeit auf, die zweimal so groß ist wie die einer einzelnen Phase. Ein Komparator in der Geschwindigkeits-Rückkopplungsschaltung stellt fest, ob der Motor eine festgesetzte Geschwindigkeit überschreitet, die dem optimalen Punkt für den Übergang von der Stern- zur Delta-Schaltung entspricht. In dem gezeigten Beispiel entspricht dieser Punkt etwa 2700 Umdrehungen pro Minute und liegt damit unterhalb der Maximalgeschwindigkeit und dem Spitzendrehmoment von 3500 Umdrehungen pro Minute und 40 NM für die Stern- Konfiguration. Überhalb des genannten Schwellenwertes von 2700 Umdrehungen pro Minute wechselt die Steuerung vom Stern- zum Delta-Modus und halbiert damit die Motordrehmoment-Empfindlichkeit.
Die Fig. 30 und 31 zeigen in bildlicher und aufgeschlüsselter Darstellung eine Kühlrippenanordnung, die auf dem äußeren Umfang der Statorkonstruktion 1 von Fig. 8 ausgebildet ist. Jeder Fortsatz 25 erstreckt sich über 60 mechanische Grad des Umfangs. Eine kleine Anzahl von Statorlamellen, 48, typischerweise drei, werden mit übereinanderliegenden Fortsätzen angeordnet. Die Fortsätze der nächsten Gruppe von Statorlamellen entlang der axialen Motorlänge sind, bezogen auf die der ersten Gruppe, um 120º versetzt angeordnet, so daß eine kontinuierliche Spirale aus Fortsätzen mit zwei Startpunkten entlang der axialen Ausdehnung des Stators entsteht. Diese Kühlrippen haben sich als sehr wirkungsvoll erwiesen und erlauben in der Regel eine Erhöhung der Motorleistung um 20%. Dieses Ergebnis wird durch die Vergrößerung der Oberfläche erzielt und eignet sich nicht nur für Lamellen-Stator-Konstruktionen für bürstenlose Gleichstrommotoren, auf die sich die vorliegende Erfindung insbesondere bezieht, sondern auch für andere Verwendungsmöglichkeiten.

Claims

1. Ein elektrischer Motor mit einem Stator (1) mit einer Vielzahl von Wicklungsnuten (2) und einem Rotor (4) mit einer Vielzahl von Polen (3), wobei der Stator mindestens einen Blindnutenschlitz (22a, 22b) zwischen mindestens einem Paar benachbarter Wicklungsschlitzen (2) aufweist, dadurch gekennzeichnet, daß der genannte, mindestens eine Blindnutenschlitz (22a, 22b) eine Breite hat, die im wesentlichen der des Wicklungsschlitzes (2) entspricht, und eine Tiefe, die groß ist im Vergleich zur radialen Abmessung des Luftspaltes zwischen der äußeren Peripherie des Rotors (4) und der inneren Peripherie des Stators (1), so daß während der relativen Drehung von Rotor (4) und Stator (1) die Reluktanzkraft zwischen Rotor und Stator aufgrund der Gegenwart des mindestens einen Blindnutenschlitzes (22a, 22b) im wesentlichen gleich der Reluktanzkraft zwischen Rotor und Stator aufgrund der Gegenwart eines Wicklungsschlitzes (2) ist, und jener mindestens eine Blindnutenschlitz sich im Hinblick auf die Reluktanzkraft ähnlich verhält wie ein Wicklungsschlitz.

2. Ein Motor nach Anspruch 1, bei dem der Stator (1) zwei Blindnutenschlitze (22a, 22b) zwischen je einem Paar benachbarter Wicklungsschlitze (2) aufweist, und bei dem diese in gleichmäßigen Abständen um den Stator (1) herum angeordnet sind.

3. Ein bürstenloser Mehrphasen-Motor nach Anspruch 1 oder Anspruch 2, bei dem die Wicklungsschlitze (2) für jede Phase innerhalb eines einem elektrischen Zyklus entsprechenden Stator-Winkelinkrements so angeordnet sind, daß sich die Phasen in elektrisch gleichmäßigen Abständen innerhalb eines jeden elektrischen Zyklus befinden, und die Winkelabstände zwischen den Wicklungsschlitzen (2) aufeinanderfolgender Phasen innerhalb einer jeden Polteilung 120 elektrischen Graden entsprechen.

4. Ein bürstenloses Antriebssystem, das einen Mehrphasen-Motor entsprechend einem der vorangehenden Ansprüche enthält, mit einer Vielzahl von Phasenwicklungen (19a, 19b, 19c) und einem Steuerorgan zur Stromversorgung jeder der Phasenwicklungen (19a, 19b, 19c) des Motors in einer vorherbestimmten Reihenfolge während des Betriebs, wobei dieses Steuerorgan eine Vorrichtung (14) zur Regelung des Stromflusses in jeder Motorphase während des Betriebs als Funktion eines Stromfehlersignals (13) enthält, welches im Bereich eines Übergangs zwischen Phasen durch Vergleichen eines gewünschten Stromwertsignals mit dem tatsächlichen Erregerstrom (12) der ankommenden Phase erzeugt wird, so daß das Stromfehlersignal (13), zumindest zunächst, einen relativ großen Wert aufweist als Folge der anfänglichen Abwesenheit des Erregerstromes in der ankommenden Phase, und so einen hohen Phasenstrom erfordert.

5. Ein Antriebssystem nach Anspruch 4 mit einer Vorrichtung zum Wählen, in vorbestimmten Bereichen der Drehmoment-/Geschwindigkeitsquadranten des Motors, des genannten Stromfehlersignals (13), erzeugt durch Vergleichen eines gewünschten Stromwertsignals mit dem tatsächlichen Strom (12) der ankommenden Phase sowie, für andere Bereiche der Betriebsquadranten, zum Wählen eines Stromfehlersignals (13), erzeugt durch Vergleichen des gewünschten Stromwertsignals mit dem tatsächlichen Strom (12) der ausgehenden Phase.

6. Ein bürstenloses Antriebssystem mit einem Mehrphasenmotor nach einem der Ansprüche 1 bis 3 mit einer Vielzahl von Phasenwicklungen (19a, 19b, 19c) und einem Steuerorgan zur Stromversorgung jeder der Phasenwicklungen (19a, 19b, 19c) des Motors in einer vorherbestimmten Reihenfolge während des Betriebs, wobei dieses Steuerorgan eine Vorrichtung (14) zur Regelung des Stromflusses in jeder Motorphase während des Betriebs als Funktion eines Stromfehlersignals (13) enthält, welches im Bereich eines Übergangs zwischen Phasen durch Vergleichen eines gewünschten Stromwertsignals mit dem tat-sächlichen Erregerstrom (12) der ausgehenden Phase erzeugt wird, so daß das Stromfehlersignal (13) einen relativ niedrigen Wert aufweist und so anfängliches Überschwingen des Phasenstroms weitgehend minimiert wird.

7. Ein bürstenloses Antriebssystem mit einen Mehrphasen-Drehmotor nach einem der Ansprüche 1 bis 3, mit einem Stator, einem Rotor, einer Vielzahl von Phasenwicklungen (19a, 19b, 19c), einem Steuerorgan (14) zur Stromversorgung jeder der Phasenwicklungen (19a, 19b, 19c) des Motors in einer vorherbestimmten Reihenfolge während des Betriebs, sowie Sensoreinrichtungen (17), die mit dem Steuerorgan verbunden sind und Angaben über die Rotorposition bei jeder einer Vielzahl von möglichen Positionen des Rotors (4) relativ zum Stator (1) liefern, wobei das Steuerorgan auf die Angabe der Sensoreinrichtung einer ersten Rotorposition anspricht für den Übergang zwischen Phasen während der Drehung des Rotors durch einen Phasenübergang in einer Drehrichtung, und auf die Angabe der Sensoreinrichtung einer zweiten Rotorposition anspricht für den Übergang zwischen den gleichen Phasen während der Drehung des Rotors durch den gleichen Phasenübergang in der entgegengesetzten Drehrichtung.

8. Ein Antriebssystem nach Anspruch 7, bei dem die Sensoreinrichtung für jeden Phasenübergang zwei Schalter aufweist und der Wechsel des Schaltzustands jener Schalter den Sensorsignalen entspricht, wobei einer der beiden Schalter seinen Zustand ändert, wenn der Rotor sich in einer ersten vorbestimmten Drehposition relativ zum Stator befindet zum Bestimmen des Übergangs zwischen den relevanten Phasen einer Drehrichtung durch den Übergang, und der andere der Schalter seinen Zustand ändert, wenn der Rotor sich in einer zweiten vorbestimmten Drehposition relativ zum Stator befindet zum Bestimmen des Übergangs zwischen den gleichen Phasen in der entgegengesetzten Drehrichtung, und das kürzere Rotationswinkelinkrement zwischen der Drehposition des Rotors für einen Wechsel des Schaltzustandes des einen Schalters und seiner Drehposition für einen Wechsel des Schaltzustands des anderen Schalters eine Phasenübergangsregion definiert, und das System eine Inhibitoreinrichtung aufweist, um zu vermeiden, daß jene Steuerorgane einen Phasenwechsel beim Verlassen der genannten Phasenübergangsregion auslösen, wenn der Rotor die Drehrichtung wechselt, während die Drehposition des Rotors sich innerhalb der genannten Phasenübergangsregion befindet.

9. Ein bürstenloser Motor nach einem der Ansprüche 1 bis 3 mit einem Stator, einem Rotor mit einer Vielzahl von durch Permanentfeldmagnete bestimmten Polen (3), und einer Vielzahl von Halleffekteinrichtungen (41), die ringförmig in einer Vielzahl von Positionen angeordnet sind, wobei jede der Halleffekteinrichtungen (41) beim Vorliegen eines bestimmten Winkelverhältnisses zwischen Rotor und Stator aktiviert wird, und die genannten Halleffekteinrichtungen (41) radial nach Innen auf die Feldmagnete (3) ausgerichtet angeordnet sind, so daß die genannten Magnete (3) auch als Auslösemagnete für die Halleffekteinrichtungen dienen, und die Feldmagnete (3) auf einem im wesentlichen zylindrischen Rotorkern (4) ange-bracht sind und sich axial über ein Ende des Rotorkerns (4) hinaus erstrecken, so daß die überstehenden Enden der Feldmagnete (3) die Halleffekteinrichtungen (41) überdecken.

10. Ein bürstenloses Antriebssystem nach einem der Ansprüche 4 bis 8 mit einer Impulsbreite-modulierten Stromversorgungseinrichtung mit mindestens zwei Schaltern und einem Steuerorgan zum Regeln der Ein- und Aus-Zustände jedes Schalters zum Steuern des Stroms in den Phasenwicklungen, wobei der Ein-Zustand jedes Schalters relativ gegen den Ein-Zustand des anderen Schalters unter Netto-Null-Strombedingungen phasenverschoben ist, so daß sich Vorwärts- und Rückwärts-Grundstromwerte aus den entsprechenden Überschneidungen der Ein-Zustände der Schalter ergeben.

11. Ein Antriebssystem nach Anspruch 10 mit vier der genannten Schalter, wobei der Ein-Zustand jedes Schalters phasenverschoben ist im Bezug auf den Ein-Zustand eines diesem zugeordneten anderen Schalters unter Null-Strom-Bedingungen, so daß sich jene Grundstromwerte aus den Überschneidungsperioden zwischen den Ein-Zuständen der Schalter ergibt, und der Ein-Zustand jedes Schalters phasenverschoben ist im Bezug auf den Ein-Zustand eines diesem zugeordneten anderen Schalters, so daß Vorwärts- oder Rückwärtsströme durch die entsprechenden Überschneidungsperioden zwischen den Ein-Zuständen der genannten Schalter auftreten.

12. Ein bürstenloses Antriebssystem nach einem der Ansprüche 4 bis 8, bei dem der Motor ein Dreiphasenmotor ist, und das eine Impulsbreite-modulierten Stromversorgungseinrichtung aufweist mit einer Sechsschalter-Brücke sowie einem Steuerorgan zum Regeln der Ein- und Aus-Zustände jedes Schalters zum Steuern des Stroms in jeder Phasenwicklung, und bei dem jede momentan aktive Gruppe von vier Schaltern zusammen mit dem Steuerorgan praktisch verzögerungsfrei eine Anordnung nach Anspruch 11 darstellt.

13. Ein bürstenloses Antriebssystem nach einem der Ansprüche 4 bis 8, bei dem der Motor ein Dreiphasenmotor ist und dessen Steuerorgan eine Vorrichtung zum Verbinden der Phasenwicklungen des Motors aufweist entweder in Stern- oder Delta-Konfiguration als Funktion eines Betriebsparameters desselben, ohne Unterbrechung der Rotordrehbewegung, wobei jener Parameter die Motordrehzahl ist und das Steuerorgan eine Einrichtung zum Überwachen der Motordrehzahl aufweist.

14. Ein elektrischer Motor nach einem der Ansprüche 1 bis 3 oder Anspruch 9 mit einem Stator mit Ankerblechen (48), von denen jedes mindestens einen sich radial nach außen erstreckenden Fortsatz (25) aufweist, wobei jeder der Fortsätze (25) der einzelnen Ankerbleche (48) über die axiale Länge des Motors am Motorumfang gegeneinander im Bezug auf den Fortsatz eines benachbarten Ankerblechs (48) versetzt angeordnet ist, so daß die genannten Fortsätze (25) eine Reihe von Rippen bilden, die zur Wärmeableitung vom Stator dienen.

15. Ein Motor nach Anspruch 14, bei dem jedes Ankerblech (48) zwei der genannten Fortsätze (25) aufweist, und diese Fortsätze (25) jedes Ankerblechs (48) entlang der axialen Länge des Motors im wesentlichen zwei Rippen bilden, die sich spiralförmig entlang der axialen Länge erstrecken.