JP2586771B2 - モータの駆動装置 - Google Patents
モータの駆動装置Info
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
- H02P6/24—Arrangements for stopping
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P3/00—Arrangements for stopping or slowing electric motors, generators, or dynamo-electric converters
- H02P3/06—Arrangements for stopping or slowing electric motors, generators, or dynamo-electric converters for stopping or slowing an individual dynamo-electric motor or dynamo-electric converter
- H02P3/18—Arrangements for stopping or slowing electric motors, generators, or dynamo-electric converters for stopping or slowing an individual dynamo-electric motor or dynamo-electric converter for stopping or slowing an ac motor
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
- H02P6/10—Arrangements for controlling torque ripple, e.g. providing reduced torque ripple
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、モータを可変速駆動す
るインバータ回路を備えたモータの駆動装置に関するも
のである。
るインバータ回路を備えたモータの駆動装置に関するも
のである。
【０００２】
【従来の技術】従来、この種のモータの駆動装置は、商
用交流電力を直流電源部（コンバータ及び平滑回路）に
より直流電力に変換し、その直流出力をインバータ回路
により可変周波数の交流電力に逆変換してモータの各相
巻線に通電するようになっている。そして、モータの減
速時には、インバータ回路の出力周波数を低下させると
共に、その減速スピードに応じて各相巻線への通電をオ
ン・オフして、オフ時に発生する回生電流（各相巻線か
ら直流電源部に戻される電流）により回生制動をかけな
がら減速させるようになっている。
用交流電力を直流電源部（コンバータ及び平滑回路）に
より直流電力に変換し、その直流出力をインバータ回路
により可変周波数の交流電力に逆変換してモータの各相
巻線に通電するようになっている。そして、モータの減
速時には、インバータ回路の出力周波数を低下させると
共に、その減速スピードに応じて各相巻線への通電をオ
ン・オフして、オフ時に発生する回生電流（各相巻線か
ら直流電源部に戻される電流）により回生制動をかけな
がら減速させるようになっている。
【０００３】この減速時には、各相巻線に流れる電流
は、図１０に示すように、例えばピーク値１２．５Ａに
対して例えば３Ａ程度の大きなリップル成分を含むた
め、騒音が大きくなるという欠点があった。
は、図１０に示すように、例えばピーク値１２．５Ａに
対して例えば３Ａ程度の大きなリップル成分を含むた
め、騒音が大きくなるという欠点があった。
【０００４】従来、この騒音を低減させる方法として、
次の２つの方法があった。第１の方法は、インバータ回
路と各相巻線との間に直列にリアクトルを挿入すること
により、リップル成分を吸収して電流波形を改善するも
のである。また、第２の方法は、インバータ回路のスイ
ッチング素子として高速スイッチング素子（例えばＩＧ
ＢＴ等）を採用し、スイッチング周波数（キャリア周波
数）を高周波数化するものである。
次の２つの方法があった。第１の方法は、インバータ回
路と各相巻線との間に直列にリアクトルを挿入すること
により、リップル成分を吸収して電流波形を改善するも
のである。また、第２の方法は、インバータ回路のスイ
ッチング素子として高速スイッチング素子（例えばＩＧ
ＢＴ等）を採用し、スイッチング周波数（キャリア周波
数）を高周波数化するものである。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、リアク
トルを挿入する方法では、リアクトルの寸法が大きいた
め、装置の電装品収納スペースを大幅に拡大しなければ
ならず（例えば三相交流モータでは大きなリアクトルを
３個も必要とするので）、小型化の要請に反すると共
に、電装品収納スペースに余裕がない装置には採用でき
ない欠点がある。
トルを挿入する方法では、リアクトルの寸法が大きいた
め、装置の電装品収納スペースを大幅に拡大しなければ
ならず（例えば三相交流モータでは大きなリアクトルを
３個も必要とするので）、小型化の要請に反すると共
に、電装品収納スペースに余裕がない装置には採用でき
ない欠点がある。
【０００６】一方、高速スイッチング素子を採用する方
法では、高速スイッチング素子が非常に高価であり、コ
スト高になるという欠点がある。
法では、高速スイッチング素子が非常に高価であり、コ
スト高になるという欠点がある。
【０００７】本発明はこの様な事情を考慮してなされた
もので、従ってその目的は、小型化の要請と低コスト化
の要請を満たしつつ、各相巻線の電流のリップルを小さ
くして低騒音化を図り得るモータの駆動装置を提供する
ことにある。
もので、従ってその目的は、小型化の要請と低コスト化
の要請を満たしつつ、各相巻線の電流のリップルを小さ
くして低騒音化を図り得るモータの駆動装置を提供する
ことにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】前記目的を達成するため
に、本発明のモータの駆動装置は、商用交流電力を直流
電力に変換する直流電源部と、この直流電源部から供給
される直流電力を可変周波数の交流電力に逆変換して前
記モータの各相巻線に通電するインバータ回路と、前記
モータの各相巻線に流れる電流値を検出する電流検出手
段と、前記モータの減速時において前記電流検出手段に
より検出した回生電流の電流値が設定値以下になったと
きにその電流をフライホイール電流として前記インバー
タ回路と前記各相巻線との間で循環させるように該イン
バータ回路のスイッチング素子をスイッチングする制御
回路とを備えている。
に、本発明のモータの駆動装置は、商用交流電力を直流
電力に変換する直流電源部と、この直流電源部から供給
される直流電力を可変周波数の交流電力に逆変換して前
記モータの各相巻線に通電するインバータ回路と、前記
モータの各相巻線に流れる電流値を検出する電流検出手
段と、前記モータの減速時において前記電流検出手段に
より検出した回生電流の電流値が設定値以下になったと
きにその電流をフライホイール電流として前記インバー
タ回路と前記各相巻線との間で循環させるように該イン
バータ回路のスイッチング素子をスイッチングする制御
回路とを備えている。
【０００９】
【作用】前記構成を有する本発明のモータの駆動装置
は、モータの減速時において、モータの運転モードが回
生運転モードになって、回生制動がかけられる。この
際、各相巻線からインバータ回路を介して直流電源部に
戻される回生電流は、図５に示すように徐々に低下する
が、制御回路はこの電流の低下幅を次のようにして小さ
くする。即ち、回生電流を電流検出手段により検出し
て、その検出値が設定値以下になったときに、インバー
タ回路のスイッチング素子をスイッチングして、インバ
ータ回路と各相巻線との間でフライホイール電流を循環
させる。これにより、図５に示すように、各相巻線の電
流値が緩やかに上昇するようになるので、電流リップル
が小さくなり、低騒音化される。
は、モータの減速時において、モータの運転モードが回
生運転モードになって、回生制動がかけられる。この
際、各相巻線からインバータ回路を介して直流電源部に
戻される回生電流は、図５に示すように徐々に低下する
が、制御回路はこの電流の低下幅を次のようにして小さ
くする。即ち、回生電流を電流検出手段により検出し
て、その検出値が設定値以下になったときに、インバー
タ回路のスイッチング素子をスイッチングして、インバ
ータ回路と各相巻線との間でフライホイール電流を循環
させる。これにより、図５に示すように、各相巻線の電
流値が緩やかに上昇するようになるので、電流リップル
が小さくなり、低騒音化される。
【００１０】
【実施例】以下、本発明をミシンモータの駆動装置に適
用した一実施例について、図１乃至図９を参照して説明
する。直流電源部１は、商用交流電源２から供給される
三相交流電流を全波整流するコンバータ部３と、このコ
ンバータ部３の直流出力を平滑化する平滑回路部４とか
ら構成されている。
用した一実施例について、図１乃至図９を参照して説明
する。直流電源部１は、商用交流電源２から供給される
三相交流電流を全波整流するコンバータ部３と、このコ
ンバータ部３の直流出力を平滑化する平滑回路部４とか
ら構成されている。
【００１１】斯かる直流電源部１から直流電力の供給を
受けるインバータ回路５は、６個のトランジスタＴru，
Ｔrv，Ｔrw，Ｔrx，Ｔry，Ｔrzを三相ブリッジ接続して
構成されている。そして、トランジスタＴruとＴrxとの
接続点Ｐｕにミシンモータである三相交流モータ６のＵ
相巻線Ｌｕが接続され、トランジスタＴrvとＴryとの接
続点ＰｖにＶ相巻線Ｌｖが接続され、トランジスタＴrw
とＴrzとの接続点ＰｗにＷ相巻線Ｌｗが接続されてい
る。また、各トランジスタＴru，Ｔrv，Ｔrw，Ｔrx，Ｔ
ry，Ｔrzには、転流ダイオードＤu ，Ｄv ，Ｄw ，Ｄx
，Ｄy ，Ｄz が並列に接続されている。
受けるインバータ回路５は、６個のトランジスタＴru，
Ｔrv，Ｔrw，Ｔrx，Ｔry，Ｔrzを三相ブリッジ接続して
構成されている。そして、トランジスタＴruとＴrxとの
接続点Ｐｕにミシンモータである三相交流モータ６のＵ
相巻線Ｌｕが接続され、トランジスタＴrvとＴryとの接
続点ＰｖにＶ相巻線Ｌｖが接続され、トランジスタＴrw
とＴrzとの接続点ＰｗにＷ相巻線Ｌｗが接続されてい
る。また、各トランジスタＴru，Ｔrv，Ｔrw，Ｔrx，Ｔ
ry，Ｔrzには、転流ダイオードＤu ，Ｄv ，Ｄw ，Ｄx
，Ｄy ，Ｄz が並列に接続されている。
【００１２】また、三相交流モータ６には、その回転速
度を検出するエンコーダ７と、ロータ（図示せず）の回
転位置を検出する磁気センサ８が設けられている。更
に、Ｕ相巻線ＬｕとＶ相巻線Ｌｖを流れる電流Ｉｕ，Ｉ
ｖを検出する本実施例の電流検出手段たる電流センサ９
が設けられている。
度を検出するエンコーダ７と、ロータ（図示せず）の回
転位置を検出する磁気センサ８が設けられている。更
に、Ｕ相巻線ＬｕとＶ相巻線Ｌｖを流れる電流Ｉｕ，Ｉ
ｖを検出する本実施例の電流検出手段たる電流センサ９
が設けられている。
【００１３】上記インバータ回路５の各トランジスタＴ
ru，Ｔrv，Ｔrw，Ｔrx，Ｔry，Ｔrzのオン・オフ制御
は、エンコーダ７からの検出速度信号Ｓｊ、磁気センサ
８からの回転位置信号Ｓms、電流センサ９からのＵ相，
Ｖ相の検出電流信号Ｓiu，Ｓiv、及び、足踏みペダル１
０により操作される速度指令器ＳＰからの速度指令信号
Ｓspに基づいて、図２の制御回路１１によって制御され
る。以下、この制御回路１１の構成を図２に基づいて説
明する。
ru，Ｔrv，Ｔrw，Ｔrx，Ｔry，Ｔrzのオン・オフ制御
は、エンコーダ７からの検出速度信号Ｓｊ、磁気センサ
８からの回転位置信号Ｓms、電流センサ９からのＵ相，
Ｖ相の検出電流信号Ｓiu，Ｓiv、及び、足踏みペダル１
０により操作される速度指令器ＳＰからの速度指令信号
Ｓspに基づいて、図２の制御回路１１によって制御され
る。以下、この制御回路１１の構成を図２に基づいて説
明する。
【００１４】上記速度指令器ＳＰからの速度指令信号Ｓ
spとエンコーダ７からの検出速度信号Ｓｊは、通電制御
回路１２に入力される。この通電制御回路１２は、上記
速度指令信号Ｓspと検出速度信号Ｓｊに基づいて、ＰＷ
Ｍ信号Ｓpwm と、加速・減速を指令する加減速指令Ｓac
を発生して、分配器１３に出力する。この分配器１２
は、上記ＰＷＭ信号Ｓpwm と加減速指令Ｓacに基づい
て、インバータ回路５の各トランジスタＴru，Ｔrv，Ｔ
rw，Ｔrx，Ｔry，ＴrzのベースにスイッチングパルスＵ
ｂ，Ｖｂ，Ｗｂ，Ｘｂ，Ｙｂ，Ｚｂを出力してそれらの
オン・オフを制御することにより、インバータ回路５の
出力電圧と出力周波数を制御して三相交流モータ６を可
変速駆動する。
spとエンコーダ７からの検出速度信号Ｓｊは、通電制御
回路１２に入力される。この通電制御回路１２は、上記
速度指令信号Ｓspと検出速度信号Ｓｊに基づいて、ＰＷ
Ｍ信号Ｓpwm と、加速・減速を指令する加減速指令Ｓac
を発生して、分配器１３に出力する。この分配器１２
は、上記ＰＷＭ信号Ｓpwm と加減速指令Ｓacに基づい
て、インバータ回路５の各トランジスタＴru，Ｔrv，Ｔ
rw，Ｔrx，Ｔry，ＴrzのベースにスイッチングパルスＵ
ｂ，Ｖｂ，Ｗｂ，Ｘｂ，Ｙｂ，Ｚｂを出力してそれらの
オン・オフを制御することにより、インバータ回路５の
出力電圧と出力周波数を制御して三相交流モータ６を可
変速駆動する。
【００１５】尚、ＰＷＭ信号Ｓpwm は、速度指令信号Ｓ
spと検出速度信号Ｓｊの差が小さいときには、パルス幅
Ｔが小さくなり［図３（ａ）と図３（ｃ）参照］、速度
指令信号Ｓspと検出速度信号Ｓｊの差が大きいときに
は、パルス幅Ｔが広くなる［図３（ｂ）と図３（ｄ）参
照］。一般に、定速回転で運転中は、ＰＷＭ信号Ｓpwm
の幅は狭くなる。また、加減速指令Ｓacは、速度指令信
号Ｓspと検出速度信号Ｓｊの差（即ちＳsp−Ｓｊの値）
が正のときには、ハイレベル“Ｈ”となり［図３（ａ）
と図３（ｂ）参照］、負のときには、ローレベル“Ｌ”
となる［図３（ｃ）と図３（ｄ）参照］。
spと検出速度信号Ｓｊの差が小さいときには、パルス幅
Ｔが小さくなり［図３（ａ）と図３（ｃ）参照］、速度
指令信号Ｓspと検出速度信号Ｓｊの差が大きいときに
は、パルス幅Ｔが広くなる［図３（ｂ）と図３（ｄ）参
照］。一般に、定速回転で運転中は、ＰＷＭ信号Ｓpwm
の幅は狭くなる。また、加減速指令Ｓacは、速度指令信
号Ｓspと検出速度信号Ｓｊの差（即ちＳsp−Ｓｊの値）
が正のときには、ハイレベル“Ｈ”となり［図３（ａ）
と図３（ｂ）参照］、負のときには、ローレベル“Ｌ”
となる［図３（ｃ）と図３（ｄ）参照］。
【００１６】一方、電流センサ９から出力されるＵ相，
Ｖ相の検出電流信号Ｓiu，Ｓiv（図４参照）は、Ｗ相電
流計算回路１４に入力される。このＷ相電流計算回路１
４は、Ｗ相巻線電流の検出手段として機能し、Ｕ相，Ｖ
相の検出電流信号Ｓiu，Ｓivをハード的に処理してＷ相
の検出電流信号Ｓiwを発生する。
Ｖ相の検出電流信号Ｓiu，Ｓiv（図４参照）は、Ｗ相電
流計算回路１４に入力される。このＷ相電流計算回路１
４は、Ｗ相巻線電流の検出手段として機能し、Ｕ相，Ｖ
相の検出電流信号Ｓiu，Ｓivをハード的に処理してＷ相
の検出電流信号Ｓiwを発生する。
【００１７】この検出原理は、Ｓiu＋Ｓiv＋Ｓiw＝０で
あるから、Ｓiw＝−（Ｓiu＋Ｓiv）によりＷ相の検出電
流信号Ｓiwを求めるものである。このように、Ｗ相の検
出電流信号ＳiwをＵ相，Ｖ相の検出電流信号Ｓiu，Ｓiv
から求める理由は、高価な電流センサの数を少なくして
低コスト化するためである。
あるから、Ｓiw＝−（Ｓiu＋Ｓiv）によりＷ相の検出電
流信号Ｓiwを求めるものである。このように、Ｗ相の検
出電流信号ＳiwをＵ相，Ｖ相の検出電流信号Ｓiu，Ｓiv
から求める理由は、高価な電流センサの数を少なくして
低コスト化するためである。
【００１８】上記Ｗ相電流計算回路１４から出力される
Ｕ，Ｖ，Ｗ相の検出電流信号Ｓiu，Ｓiv，Ｓiwは、電流
ＯＲ回路１５に入力される。この電流ＯＲ回路１５は、
各相の検出電流信号Ｓiu，Ｓiv，Ｓiwから正の電流成分
を抽出するダイオードＤu+，ＤV+，ＤW+と、負の電流成
分を抽出するダイオードＤu-，ＤV-，ＤW-と、各相の正
の電流成分を合成した正電流信号Ｓi+（図４参照）を出
力する第１のオペアンプＡ１と、各相の負の電流成分を
合成した負電流信号Ｓi-を出力する第２のオペアンプＡ
２とから構成されている。
Ｕ，Ｖ，Ｗ相の検出電流信号Ｓiu，Ｓiv，Ｓiwは、電流
ＯＲ回路１５に入力される。この電流ＯＲ回路１５は、
各相の検出電流信号Ｓiu，Ｓiv，Ｓiwから正の電流成分
を抽出するダイオードＤu+，ＤV+，ＤW+と、負の電流成
分を抽出するダイオードＤu-，ＤV-，ＤW-と、各相の正
の電流成分を合成した正電流信号Ｓi+（図４参照）を出
力する第１のオペアンプＡ１と、各相の負の電流成分を
合成した負電流信号Ｓi-を出力する第２のオペアンプＡ
２とから構成されている。
【００１９】一方、第１のオペアンプＡ１から出力され
る正電流信号Ｓi+は、第１のコンパレータＣ１の反転入
力端子（−）に入力され、第２のオペアンプＡ２から出
力される負電流信号Ｓi-は、第２のコンパレータＣ２の
反転入力端子（−）に入力される。両コンパレータＣ
１，Ｃ２の非反転入力端子（＋）には、２つの可変抵抗
ＶＲＭ，ＶＲＨにより各相巻線電流の最大値Ｉmax と最
小値Ｉmin を設定する許容電流設定回路１６が接続され
ている。 ここで、Ｉmax ＝ＩVRM ＋１／２・ＩVRH Ｉmin ＝ＩVRM −１／２・ＩVRH である。
る正電流信号Ｓi+は、第１のコンパレータＣ１の反転入
力端子（−）に入力され、第２のオペアンプＡ２から出
力される負電流信号Ｓi-は、第２のコンパレータＣ２の
反転入力端子（−）に入力される。両コンパレータＣ
１，Ｃ２の非反転入力端子（＋）には、２つの可変抵抗
ＶＲＭ，ＶＲＨにより各相巻線電流の最大値Ｉmax と最
小値Ｉmin を設定する許容電流設定回路１６が接続され
ている。 ここで、Ｉmax ＝ＩVRM ＋１／２・ＩVRH Ｉmin ＝ＩVRM −１／２・ＩVRH である。
【００２０】この場合、両コンパレータＣ１，Ｃ２と許
容電流設定回路１６とからリップル判定回路１７が構成
され、両コンパレータＣ１，Ｃ２の出力端子がリップル
判定回路１７の１本の出力信号ライン１８に接続されて
いる。この出力信号ライン１８は抵抗１９を介してトラ
ンジスタＴrsのベースに接続されている。この場合、両
コンパレータＣ１，Ｃ２は、オープンコレクタ形のコン
パレータであり、双方の出力が共にハイレベルのときに
のみリップル判定回路１７の出力をハイレベルに反転さ
せてトランジスタＴrsをオンさせ、両コンパレータＣ
１，Ｃ２のいずれか一方でも出力がローレベルのときに
は、リップル判定回路１７の出力はローレベルのまま維
持されて、トランジスタＴrsはオフ状態に維持される。
容電流設定回路１６とからリップル判定回路１７が構成
され、両コンパレータＣ１，Ｃ２の出力端子がリップル
判定回路１７の１本の出力信号ライン１８に接続されて
いる。この出力信号ライン１８は抵抗１９を介してトラ
ンジスタＴrsのベースに接続されている。この場合、両
コンパレータＣ１，Ｃ２は、オープンコレクタ形のコン
パレータであり、双方の出力が共にハイレベルのときに
のみリップル判定回路１７の出力をハイレベルに反転さ
せてトランジスタＴrsをオンさせ、両コンパレータＣ
１，Ｃ２のいずれか一方でも出力がローレベルのときに
は、リップル判定回路１７の出力はローレベルのまま維
持されて、トランジスタＴrsはオフ状態に維持される。
【００２１】このトランジスタＴrsのコレクタ側から出
力される電流制限信号Ｓlhは、第１及び第２の両ＮＡＮ
Ｄ回路２０，２１の一方の入力端子に入力される。そし
て、第１のＮＡＮＤ回路２０の他方の入力端子には、通
電制御回路１２から出力される加減速信号ＳacがＮＯＴ
回路２２を介して反転されて入力される。また、第２の
ＮＡＮＤ回路２１の他方の入力端子には、加減速信号Ｓ
acがそのまま入力される。
力される電流制限信号Ｓlhは、第１及び第２の両ＮＡＮ
Ｄ回路２０，２１の一方の入力端子に入力される。そし
て、第１のＮＡＮＤ回路２０の他方の入力端子には、通
電制御回路１２から出力される加減速信号ＳacがＮＯＴ
回路２２を介して反転されて入力される。また、第２の
ＮＡＮＤ回路２１の他方の入力端子には、加減速信号Ｓ
acがそのまま入力される。
【００２２】上記第１のＮＡＮＤ回路２０の出力信号Ｓ
liは、Ｄフリップフロップ２３のクロック端子Ｃに入力
されると共に分配器１３にも入力される。一方、第２の
ＮＡＮＤ回路２１の出力信号Ｓlcは、Ｄフリップフロッ
プ２３のクリア端子ＣＬに入力される。このＤフリップ
フロップ２３は、データ入力端子Ｄの電位が０Ｖ（ロー
レベル）に維持されている。従って、このＤフリップフ
ロップ２３は、クロック端子Ｃに第１のＮＡＮＤ回路２
０からハイレベル信号Ｓliが入力される毎に、データ入
力端子Ｄからデータ（ローレベル信号）を読み込んで、
出力端子Ｑバーからハイレベル信号Ｓlsを出力し、それ
を分配器１３に入力することになる。
liは、Ｄフリップフロップ２３のクロック端子Ｃに入力
されると共に分配器１３にも入力される。一方、第２の
ＮＡＮＤ回路２１の出力信号Ｓlcは、Ｄフリップフロッ
プ２３のクリア端子ＣＬに入力される。このＤフリップ
フロップ２３は、データ入力端子Ｄの電位が０Ｖ（ロー
レベル）に維持されている。従って、このＤフリップフ
ロップ２３は、クロック端子Ｃに第１のＮＡＮＤ回路２
０からハイレベル信号Ｓliが入力される毎に、データ入
力端子Ｄからデータ（ローレベル信号）を読み込んで、
出力端子Ｑバーからハイレベル信号Ｓlsを出力し、それ
を分配器１３に入力することになる。
【００２３】一方、通電制御回路１２から出力されるＰ
ＷＭ信号Ｓpwm は、単安定マルチバイブレータ２４の入
力端子Ａにも入力される。この単安定マルチバイブレー
タ２４は、ＰＷＭ信号Ｓpwm の立ち上がりで、出力端子
Ｏバーから同期信号Ｓｔ（ローレベル信号）を出力し
て、これをＤフリップフロップ２３のプリセット端子Ｐ
Ｒに入力する。
ＷＭ信号Ｓpwm は、単安定マルチバイブレータ２４の入
力端子Ａにも入力される。この単安定マルチバイブレー
タ２４は、ＰＷＭ信号Ｓpwm の立ち上がりで、出力端子
Ｏバーから同期信号Ｓｔ（ローレベル信号）を出力し
て、これをＤフリップフロップ２３のプリセット端子Ｐ
Ｒに入力する。
【００２４】以上のように構成した制御回路１１は、次
のような制御を行う。
のような制御を行う。
【００２５】（１）三相交流モータ６の減速時の一般的
制御
制御
【００２６】三相交流モータ６の減速時には、通常、速
度指令信号Ｓspと検出速度信号Ｓｊの差（即ちＳsp−Ｓ
ｊの値）が負になるので、通電制御回路１２から出力さ
れる加減速信号Ｓacは、図５に示すようにローレベルに
維持される。このローレベルの加減速信号Ｓacは第２の
ＮＡＮＤ回路２１に入力されるので、第２のＮＡＮＤ回
路２１の出力信号Ｓlc（Ｄフリップフロップ２３のクリ
ア端子ＣＬの入力レベル）はハイレベルに維持される。
度指令信号Ｓspと検出速度信号Ｓｊの差（即ちＳsp−Ｓ
ｊの値）が負になるので、通電制御回路１２から出力さ
れる加減速信号Ｓacは、図５に示すようにローレベルに
維持される。このローレベルの加減速信号Ｓacは第２の
ＮＡＮＤ回路２１に入力されるので、第２のＮＡＮＤ回
路２１の出力信号Ｓlc（Ｄフリップフロップ２３のクリ
ア端子ＣＬの入力レベル）はハイレベルに維持される。
【００２７】更に、ローレベルの加減速信号ＳacはＮＯ
Ｔ回路２２でハイレベル信号に反転されて第１のＮＡＮ
Ｄ回路２０の一方の入力端子に入力される。この第１の
ＮＡＮＤ回路２０の他方の入力端子には、トランジスタ
Ｔrsのコレクタ側から出力される電流制限信号Ｓlhが入
力される。
Ｔ回路２２でハイレベル信号に反転されて第１のＮＡＮ
Ｄ回路２０の一方の入力端子に入力される。この第１の
ＮＡＮＤ回路２０の他方の入力端子には、トランジスタ
Ｔrsのコレクタ側から出力される電流制限信号Ｓlhが入
力される。
【００２８】この電流制限信号Ｓlhは、巻線電流が許容
電流設定回路１６で設定された最大電流値Ｉmax ＝ＩVR
M ＋１／２・ＩVRH を越えたときにローレベルからハイ
レベルに反転し、巻線電流が最小電流値Ｉmin ＝ＩVRM
−１／２・ＩVRH よりも小さくなったときにハイレベル
からローレベルに反転する。この関係を図５の最下段に
示されているＵ相巻線電流Ｉｕの波形を参照しながら説
明する。
電流設定回路１６で設定された最大電流値Ｉmax ＝ＩVR
M ＋１／２・ＩVRH を越えたときにローレベルからハイ
レベルに反転し、巻線電流が最小電流値Ｉmin ＝ＩVRM
−１／２・ＩVRH よりも小さくなったときにハイレベル
からローレベルに反転する。この関係を図５の最下段に
示されているＵ相巻線電流Ｉｕの波形を参照しながら説
明する。
【００２９】このＵ相巻線電流Ｉｕの波形図において、
電流供給領域（Ｕ−Ｙ領域）では、インバータ回路５の
トランジスタＴruとＴryをオンさせて、図６（ａ）に矢
印で示すように平滑回路部４から供給される電流をトラ
ンジスタＴru→Ｕ相巻線Ｌｕ→Ｖ相巻線Ｌｖ→トランジ
スタＴryの順に流す。これにより、電流供給領域では、
電流Ｉｕは徐々に増加することになる。
電流供給領域（Ｕ−Ｙ領域）では、インバータ回路５の
トランジスタＴruとＴryをオンさせて、図６（ａ）に矢
印で示すように平滑回路部４から供給される電流をトラ
ンジスタＴru→Ｕ相巻線Ｌｕ→Ｖ相巻線Ｌｖ→トランジ
スタＴryの順に流す。これにより、電流供給領域では、
電流Ｉｕは徐々に増加することになる。
【００３０】そして、電流センサ９により検出される電
流Ｉｕの値が、許容電流設定回路１６で設定された最大
電流値Ｉmax ＝ＩVRM ＋１／２・ＩVRH を越えると、リ
ップル判定回路１７のコンパレータＣ１，Ｃ２の出力が
ローレベルに反転して、リップル判定回路１７の出力信
号Ｓlbがローレベル信号となる。
流Ｉｕの値が、許容電流設定回路１６で設定された最大
電流値Ｉmax ＝ＩVRM ＋１／２・ＩVRH を越えると、リ
ップル判定回路１７のコンパレータＣ１，Ｃ２の出力が
ローレベルに反転して、リップル判定回路１７の出力信
号Ｓlbがローレベル信号となる。
【００３１】この実施例では、Ｗ相電流計算回路から出
力される各相の検出電流信号Ｓiu，Ｓiv，Ｓiwは、電流
ＯＲ回路１５により正の電流成分を合成した正電流信号
Ｓi+と、負の電流成分を合成した負電流信号Ｓi-とに分
離されて、それぞれコンパレータＣ１，Ｃ２で最大電流
値Ｉmax と比較されるようになっているので、正電流信
号Ｓi+と負電流信号Ｓi-のいずれか一方でも最大値を越
えると、コンパレータＣ１，Ｃ２のいずれかの出力がロ
ーレベルに反転して、リップル判定回路１７の出力信号
Ｓlbがローレベル信号となる。
力される各相の検出電流信号Ｓiu，Ｓiv，Ｓiwは、電流
ＯＲ回路１５により正の電流成分を合成した正電流信号
Ｓi+と、負の電流成分を合成した負電流信号Ｓi-とに分
離されて、それぞれコンパレータＣ１，Ｃ２で最大電流
値Ｉmax と比較されるようになっているので、正電流信
号Ｓi+と負電流信号Ｓi-のいずれか一方でも最大値を越
えると、コンパレータＣ１，Ｃ２のいずれかの出力がロ
ーレベルに反転して、リップル判定回路１７の出力信号
Ｓlbがローレベル信号となる。
【００３２】この信号ＳlbはトランジスタＴrsのベース
に与えられるので、この信号Ｓlbがローレベルに反転す
ると同時に、トランジスタＴrsがオフしてトランジスタ
Ｔrsのコレクタ側からハイレベルの電流制限信号Ｓlhが
出力される。これにより、第１のＮＡＮＤ回路２０の双
方の入力端子にハイレベル信号が入力され、この第１の
ＮＡＮＤ回路２０の出力信号Ｓliがローレベル信号に反
転して、Ｄフリップフロップ２３のクロック端子Ｃと分
配器１３に入力される。
に与えられるので、この信号Ｓlbがローレベルに反転す
ると同時に、トランジスタＴrsがオフしてトランジスタ
Ｔrsのコレクタ側からハイレベルの電流制限信号Ｓlhが
出力される。これにより、第１のＮＡＮＤ回路２０の双
方の入力端子にハイレベル信号が入力され、この第１の
ＮＡＮＤ回路２０の出力信号Ｓliがローレベル信号に反
転して、Ｄフリップフロップ２３のクロック端子Ｃと分
配器１３に入力される。
【００３３】一方、通電制御回路１２から出力されるＰ
ＷＭ信号Ｓpwm は、単安定マルチバイブレータ２４の入
力端子Ａにも入力される。この単安定マルチバイブレー
タ２４は、ＰＷＭ信号Ｓpwm の立ち上がりで、出力端子
Ｏバーからローレベルの同期信号Ｓｔを出力して、これ
をＤフリップフロップ２３のプリセット端子ＰＲに入力
する。これと同期して、Ｄフリップフロップ２３は、出
力端子Ｑバーの出力信号Ｓlsをローレベルに反転させ
て、分配器１３に入力する。
ＷＭ信号Ｓpwm は、単安定マルチバイブレータ２４の入
力端子Ａにも入力される。この単安定マルチバイブレー
タ２４は、ＰＷＭ信号Ｓpwm の立ち上がりで、出力端子
Ｏバーからローレベルの同期信号Ｓｔを出力して、これ
をＤフリップフロップ２３のプリセット端子ＰＲに入力
する。これと同期して、Ｄフリップフロップ２３は、出
力端子Ｑバーの出力信号Ｓlsをローレベルに反転させ
て、分配器１３に入力する。
【００３４】これにより、分配器１３の入力信号Ｓliと
Ｓlsが、共にローレベル信号となるので、分配器１３は
スイッチングパルスＵｂ，Ｖｂ，Ｗｂ，Ｘｂ，Ｙｂ，Ｚ
ｂの出力を遮断してインバータ回路５の全てのトランジ
スタＴru，Ｔrv，Ｔrw，Ｔrx，Ｔry，Ｔrzをオフさせる
（以下「全オフ領域」という）。この全オフ領域では三
相交流モータ６の運転モードが回生運転モードとなり、
図６（ｂ）に矢印で示すようにＵ相巻線ＬｕとＶ相巻線
Ｌｖで誘導された回生電流が転流ダイオードＤv を介し
て平滑回路部４のコンデンサに戻される。この回生電流
は図５の最下段に示すように時間の経過と共に低下す
る。
Ｓlsが、共にローレベル信号となるので、分配器１３は
スイッチングパルスＵｂ，Ｖｂ，Ｗｂ，Ｘｂ，Ｙｂ，Ｚ
ｂの出力を遮断してインバータ回路５の全てのトランジ
スタＴru，Ｔrv，Ｔrw，Ｔrx，Ｔry，Ｔrzをオフさせる
（以下「全オフ領域」という）。この全オフ領域では三
相交流モータ６の運転モードが回生運転モードとなり、
図６（ｂ）に矢印で示すようにＵ相巻線ＬｕとＶ相巻線
Ｌｖで誘導された回生電流が転流ダイオードＤv を介し
て平滑回路部４のコンデンサに戻される。この回生電流
は図５の最下段に示すように時間の経過と共に低下す
る。
【００３５】この回生電流も電流センサ９で検出され、
その検出電流値が許容電流設定回路１６で設定された最
小電流値Ｉmin ＝ＩVRM −１／２・ＩVRH よりも小さく
なったときに、リップル判定回路１７の両コンパレータ
Ｃ１，Ｃ２の出力がハイレベルに反転して、リップル判
定回路１７の出力信号Ｓlbがハイレベルとなる。これに
より、トランジスタＴrsがオンして、トランジスタＴrs
のコレクタ側から出力される電流制限信号Ｓlhがローレ
ベルに反転して、第１のＮＡＮＤ回路２０に入力され
る。このため、第１のＮＡＮＤ回路２０の出力信号Ｓli
がハイレベル信号に反転して、Ｄフリップフロップ２３
のクロック端子Ｃと分配器１３に入力される。
その検出電流値が許容電流設定回路１６で設定された最
小電流値Ｉmin ＝ＩVRM −１／２・ＩVRH よりも小さく
なったときに、リップル判定回路１７の両コンパレータ
Ｃ１，Ｃ２の出力がハイレベルに反転して、リップル判
定回路１７の出力信号Ｓlbがハイレベルとなる。これに
より、トランジスタＴrsがオンして、トランジスタＴrs
のコレクタ側から出力される電流制限信号Ｓlhがローレ
ベルに反転して、第１のＮＡＮＤ回路２０に入力され
る。このため、第１のＮＡＮＤ回路２０の出力信号Ｓli
がハイレベル信号に反転して、Ｄフリップフロップ２３
のクロック端子Ｃと分配器１３に入力される。
【００３６】このとき、Ｄフリップフロップ２３はクロ
ック端子Ｃへのハイレベル信号Ｓliの入力と同期して、
データ入力端子Ｄからデータ（ローレベル信号）を読み
込んで、出力端子Ｑバーからハイレベル信号Ｓlsを出力
し、それを分配器１３に入力することになる。
ック端子Ｃへのハイレベル信号Ｓliの入力と同期して、
データ入力端子Ｄからデータ（ローレベル信号）を読み
込んで、出力端子Ｑバーからハイレベル信号Ｓlsを出力
し、それを分配器１３に入力することになる。
【００３７】これにより、分配器１３の入力信号Ｓliと
Ｓlsが、共にハイレベル信号となるので、分配器１３は
インバータ回路５の下アーム側のトランジスタＴrx，Ｔ
ry，Ｔrzを引き続きオフ状態に維持すると共に、上アー
ム側のトランジスタＴru，Ｔrv，Ｔrwのいずれか１つを
選択的にオンさせる。例えば、Ｕ相巻線ＬｕからＶ相巻
線Ｌｖへ誘導電流が流れるときには、トランジスタＴru
のみをオンさせる（以下「Ｕのみ領域」という）。この
Ｕのみ領域では、図６（ｃ）に矢印で示すように、Ｕ相
巻線ＬｕとＶ相巻線Ｌｖで誘導された電流がフライホイ
ール電流として転流ダイオードＤv →トランジスタＴru
→Ｕ相巻線Ｌｕ→Ｖ相巻線Ｌｖの経路で循環するように
なる。このフライホイール電流は図５の最下段に示すよ
うに時間の経過と共に緩やかに上昇する。
Ｓlsが、共にハイレベル信号となるので、分配器１３は
インバータ回路５の下アーム側のトランジスタＴrx，Ｔ
ry，Ｔrzを引き続きオフ状態に維持すると共に、上アー
ム側のトランジスタＴru，Ｔrv，Ｔrwのいずれか１つを
選択的にオンさせる。例えば、Ｕ相巻線ＬｕからＶ相巻
線Ｌｖへ誘導電流が流れるときには、トランジスタＴru
のみをオンさせる（以下「Ｕのみ領域」という）。この
Ｕのみ領域では、図６（ｃ）に矢印で示すように、Ｕ相
巻線ＬｕとＶ相巻線Ｌｖで誘導された電流がフライホイ
ール電流として転流ダイオードＤv →トランジスタＴru
→Ｕ相巻線Ｌｕ→Ｖ相巻線Ｌｖの経路で循環するように
なる。このフライホイール電流は図５の最下段に示すよ
うに時間の経過と共に緩やかに上昇する。
【００３８】ところで、従来方式のものは、減速時に、
電流供給と回生とを交互に繰り返すだけで、フライホイ
ール電流を全く利用していなかったため、図５の点線で
示すように、回生電流の低下幅が大きくなり過ぎて、電
流リップルが大きくなってしまい、騒音が大きくなって
しまう欠点があった。
電流供給と回生とを交互に繰り返すだけで、フライホイ
ール電流を全く利用していなかったため、図５の点線で
示すように、回生電流の低下幅が大きくなり過ぎて、電
流リップルが大きくなってしまい、騒音が大きくなって
しまう欠点があった。
【００３９】これに対し、本実施例では、回生電流の電
流値が設定された最小値Ｉmin 以下になったときに、そ
の電流をフライホイール電流としてインバータ回路５と
各相巻線との間で循環させるので、回生電流の低下幅が
小さくなって、電流リップルが大幅に小さくなり、低騒
音化される。
流値が設定された最小値Ｉmin 以下になったときに、そ
の電流をフライホイール電流としてインバータ回路５と
各相巻線との間で循環させるので、回生電流の低下幅が
小さくなって、電流リップルが大幅に小さくなり、低騒
音化される。
【００４０】一方、フライホイール電流領域（Ｕのみ領
域）は、通電制御回路１２から出力されるＰＷＭ信号Ｓ
pwm の立ち上がりと同期して、次のようにして電流供給
領域（Ｕ−Ｙ領域）に切り換えられる。即ち、単安定マ
ルチバイブレータ２４は、ＰＷＭ信号Ｓpwm の立ち上が
りで、出力端子Ｏバーから同期信号Ｓｔ（ローレベル信
号）を出力して、これをＤフリップフロップ２３のプリ
セット端子ＰＲに入力する。これにより、Ｄフリップフ
ロップ２３の出力端子Ｑバーから分配器１３に出力され
る信号Ｓlsは、ローレベルに反転する。分配器１３は、
この信号Ｓlsがローレベルで且つ第１のＮＡＮＤ回路２
０の出力信号Ｓliがハイレベルのときに、フライホイー
ル電流領域（Ｕのみ領域）から電流供給領域（Ｕ−Ｙ領
域）に切り換えることになる。以後、前述した回生電流
領域（全オフ領域）、フライホイール電流領域（Ｕのみ
領域）の順に切り換えられる。
域）は、通電制御回路１２から出力されるＰＷＭ信号Ｓ
pwm の立ち上がりと同期して、次のようにして電流供給
領域（Ｕ−Ｙ領域）に切り換えられる。即ち、単安定マ
ルチバイブレータ２４は、ＰＷＭ信号Ｓpwm の立ち上が
りで、出力端子Ｏバーから同期信号Ｓｔ（ローレベル信
号）を出力して、これをＤフリップフロップ２３のプリ
セット端子ＰＲに入力する。これにより、Ｄフリップフ
ロップ２３の出力端子Ｑバーから分配器１３に出力され
る信号Ｓlsは、ローレベルに反転する。分配器１３は、
この信号Ｓlsがローレベルで且つ第１のＮＡＮＤ回路２
０の出力信号Ｓliがハイレベルのときに、フライホイー
ル電流領域（Ｕのみ領域）から電流供給領域（Ｕ−Ｙ領
域）に切り換えることになる。以後、前述した回生電流
領域（全オフ領域）、フライホイール電流領域（Ｕのみ
領域）の順に切り換えられる。
【００４１】（２）三相交流モータ６を高速回転から急
減速させるときの制御
減速させるときの制御
【００４２】高速回転から急減速させるときは、図７に
示すようにフライホイール電流領域（Ｕのみ領域）の傾
き（電流増加率）が増えるので、フライホイール電流が
最大電流値Ｉmax ＝ＩVRM ＋１／２・ＩVRH に達してし
まうことがある。この場合にも、仮に、前述と同じ制御
を行うものとすれば、図７に示すように、フライホイー
ル電流が最大電流値Ｉmax に達した時点で、分配器１３
はインバータ回路５の全てのトランジスタＴru，Ｔrv，
Ｔrw，Ｔrx，Ｔry，Ｔrzをオフさせて、回生電流領域
（全オフ領域）に移行し、以後、フライホイール電流領
域（Ｕのみ領域）、電流供給領域（Ｕ−Ｙ領域）に順次
移行することになる。このときの分配器１３の入力信号
Ｓli，Ｓlsと出力との関係は次の表１の通りである。
示すようにフライホイール電流領域（Ｕのみ領域）の傾
き（電流増加率）が増えるので、フライホイール電流が
最大電流値Ｉmax ＝ＩVRM ＋１／２・ＩVRH に達してし
まうことがある。この場合にも、仮に、前述と同じ制御
を行うものとすれば、図７に示すように、フライホイー
ル電流が最大電流値Ｉmax に達した時点で、分配器１３
はインバータ回路５の全てのトランジスタＴru，Ｔrv，
Ｔrw，Ｔrx，Ｔry，Ｔrzをオフさせて、回生電流領域
（全オフ領域）に移行し、以後、フライホイール電流領
域（Ｕのみ領域）、電流供給領域（Ｕ−Ｙ領域）に順次
移行することになる。このときの分配器１３の入力信号
Ｓli，Ｓlsと出力との関係は次の表１の通りである。
【００４３】
【表１】
【００４４】しかし、図７（表１）の例のような制御を
行うと、トランジスタＴru，Ｔrv，Ｔrwのスイッチング
周波数が図５の場合の２倍になってしまうので、トラン
ジスタＴru，Ｔrv，Ｔrwの発熱量が過大になったり、高
価な高速スイッチング素子を採用しなければならない等
の不具合が発生する。
行うと、トランジスタＴru，Ｔrv，Ｔrwのスイッチング
周波数が図５の場合の２倍になってしまうので、トラン
ジスタＴru，Ｔrv，Ｔrwの発熱量が過大になったり、高
価な高速スイッチング素子を採用しなければならない等
の不具合が発生する。
【００４５】そこで、本実施例では、図８に示すよう
に、フライホイール電流が最大電流値Ｉmax を越えて
も、回生電流領域（全オフ領域）に移行せずに、フライ
ホイール電流を流し続け、分配器１３の入力信号Ｓli，
Ｓlsが共にローレベルになった時点で、回生電流領域
（全オフ領域）に移行するように制御する。このときの
分配器１３の入力信号Ｓli，Ｓlsと出力との関係は次の
表２の通りである。
に、フライホイール電流が最大電流値Ｉmax を越えて
も、回生電流領域（全オフ領域）に移行せずに、フライ
ホイール電流を流し続け、分配器１３の入力信号Ｓli，
Ｓlsが共にローレベルになった時点で、回生電流領域
（全オフ領域）に移行するように制御する。このときの
分配器１３の入力信号Ｓli，Ｓlsと出力との関係は次の
表２の通りである。
【００４６】
【表２】
【００４７】この様にすれば、トランジスタＴru，Ｔr
v，Ｔrw，Ｔrx，Ｔry，Ｔrzのスイッチング周波数がキ
ャリア周波数に同期して安定化するので、発熱量が過大
になることはない。この場合、フライホイール電流が一
時的に最大電流値Ｉmax を越えるが、フライホイール電
流の傾き（電流増加率）はそれほど大きいものではない
ので、最大電流値Ｉmax を越える量も少なく、問題にな
ることはない。
v，Ｔrw，Ｔrx，Ｔry，Ｔrzのスイッチング周波数がキ
ャリア周波数に同期して安定化するので、発熱量が過大
になることはない。この場合、フライホイール電流が一
時的に最大電流値Ｉmax を越えるが、フライホイール電
流の傾き（電流増加率）はそれほど大きいものではない
ので、最大電流値Ｉmax を越える量も少なく、問題にな
ることはない。
【００４８】この場合でも、回生電流（全オフ領域）が
最小電流値Ｉmin 以下になれば、その時点で、回生電流
（全オフ領域）からフライホイール電流領域（Ｕのみ領
域）に移行するので、電流Ｉｕの低下幅は従来に比して
大幅に小さくなり、電流リップルは小さくなる。
最小電流値Ｉmin 以下になれば、その時点で、回生電流
（全オフ領域）からフライホイール電流領域（Ｕのみ領
域）に移行するので、電流Ｉｕの低下幅は従来に比して
大幅に小さくなり、電流リップルは小さくなる。
【００４９】（３）三相交流モータ６の加速時の制御
【００５０】三相交流モータ６の加速時には、通常、速
度指令信号Ｓspと検出速度信号Ｓｊの差（即ちＳsp−Ｓ
ｊの値）が正になるので、通電制御回路１２から出力さ
れる加減速信号Ｓacは、図９に示すようにハイレベルに
維持される。このハイレベルの加減速信号Ｓacは、ＮＯ
Ｔ回路２２でローレベル信号に反転されて第１のＮＡＮ
Ｄ回路２０に入力されるので、第１のＮＡＮＤ回路２０
から分配器１３に出力される信号Ｓliはハイレベルに維
持される。
度指令信号Ｓspと検出速度信号Ｓｊの差（即ちＳsp−Ｓ
ｊの値）が正になるので、通電制御回路１２から出力さ
れる加減速信号Ｓacは、図９に示すようにハイレベルに
維持される。このハイレベルの加減速信号Ｓacは、ＮＯ
Ｔ回路２２でローレベル信号に反転されて第１のＮＡＮ
Ｄ回路２０に入力されるので、第１のＮＡＮＤ回路２０
から分配器１３に出力される信号Ｓliはハイレベルに維
持される。
【００５１】そして、図９に示すように、ＰＷＭ信号Ｓ
pwm のパルスの立ち上がり（ローレベルの同期信号Ｓｔ
の立ち下がり）に同期して、トランジスタＴru，Ｔrv，
Ｔrw，Ｔrx，Ｔry，Ｔrzのスイッチング動作を開始し
て、各相巻線Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗへの電流の供給を開始す
る。その後、供給電流が最大電流値Ｉmax に達した時点
で、分配器１３の入力信号Ｓlsがハイレベルに反転し
て、フライホイール電流領域（Ｕのみ領域）に移行す
る。このフライホイール電流領域（Ｕのみ領域）では、
電流値が一時的に最小電流値Ｉmin 以下になるが、分配
器１３の入力信号Ｓls（Ｄフリップフロップ２３の出力
Ｑバー）が引き続きハイレベルに維持されるので、その
ままフライホイール電流を流し続ける。そして、次のＰ
ＷＭ信号Ｓpwmのパルスの立ち上がり（ローレベルの同
期信号Ｓｔの立ち下がり）で、分配器１３の入力信号Ｓ
lsがローレベルに反転して、電流供給領域（Ｕ−Ｙ領
域）に移行し、以後、上述した動作を繰り返す。
pwm のパルスの立ち上がり（ローレベルの同期信号Ｓｔ
の立ち下がり）に同期して、トランジスタＴru，Ｔrv，
Ｔrw，Ｔrx，Ｔry，Ｔrzのスイッチング動作を開始し
て、各相巻線Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗへの電流の供給を開始す
る。その後、供給電流が最大電流値Ｉmax に達した時点
で、分配器１３の入力信号Ｓlsがハイレベルに反転し
て、フライホイール電流領域（Ｕのみ領域）に移行す
る。このフライホイール電流領域（Ｕのみ領域）では、
電流値が一時的に最小電流値Ｉmin 以下になるが、分配
器１３の入力信号Ｓls（Ｄフリップフロップ２３の出力
Ｑバー）が引き続きハイレベルに維持されるので、その
ままフライホイール電流を流し続ける。そして、次のＰ
ＷＭ信号Ｓpwmのパルスの立ち上がり（ローレベルの同
期信号Ｓｔの立ち下がり）で、分配器１３の入力信号Ｓ
lsがローレベルに反転して、電流供給領域（Ｕ−Ｙ領
域）に移行し、以後、上述した動作を繰り返す。
【００５２】以上説明した本実施例によれば、回生電流
の電流値が最小電流値Ｉmin 以下になったときに、その
電流をフライホイール電流としてインバータ回路５と各
相巻線との間で循環させるので、回生電流の低下幅が小
さくなって、電流リップルが大幅に小さくなり、低騒音
化される。
の電流値が最小電流値Ｉmin 以下になったときに、その
電流をフライホイール電流としてインバータ回路５と各
相巻線との間で循環させるので、回生電流の低下幅が小
さくなって、電流リップルが大幅に小さくなり、低騒音
化される。
【００５３】この場合、低騒音化のための制御回路１１
は、プリント基板上に小さな半導体素子を実装して構成
できるので、従来の大型のリアクトルを採用する場合と
は異なり、電装品収納スペースの大型化を招かず、小型
化の要請を満たすことができる。しかも、キャリア周波
数を高周波数化する必要がないので、高価な高速スイッ
チング素子を採用する必要がなく、上述した事情と相俟
って、低コスト化の要請も満たすことができる。
は、プリント基板上に小さな半導体素子を実装して構成
できるので、従来の大型のリアクトルを採用する場合と
は異なり、電装品収納スペースの大型化を招かず、小型
化の要請を満たすことができる。しかも、キャリア周波
数を高周波数化する必要がないので、高価な高速スイッ
チング素子を採用する必要がなく、上述した事情と相俟
って、低コスト化の要請も満たすことができる。
【００５４】尚、本実施例では、電流センサ９によりＵ
相，Ｖ相の巻線電流を検出し、この検出値からＷ相電流
計算回路１４によりＷ相の巻線電流を求めるようにした
が、Ｗ相の巻線電流についても電流センサにより検出す
るようにしても良いことは言うまでもない。
相，Ｖ相の巻線電流を検出し、この検出値からＷ相電流
計算回路１４によりＷ相の巻線電流を求めるようにした
が、Ｗ相の巻線電流についても電流センサにより検出す
るようにしても良いことは言うまでもない。
【００５５】その他、本発明は、ミシンモータに限ら
ず、他の用途のモータの駆動装置にも適用して実施でき
る等、要旨を逸脱しない範囲内で種々の変更が可能であ
る。
ず、他の用途のモータの駆動装置にも適用して実施でき
る等、要旨を逸脱しない範囲内で種々の変更が可能であ
る。
【００５６】
【発明の効果】本発明は以上の説明から明らかなよう
に、モータの減速時において、電流検出手段により検出
した回生電流の電流値が設定値以下になったときに、そ
の電流をフライホイール電流としてインバータ回路とモ
ータの各相巻線との間で循環させるように該インバータ
回路のスイッチング素子をスイッチングする構成とした
ので、低騒音化のために大型のリアクトルや高価な高速
スイッチング素子を採用する必要がなく、小型化の要請
と低コスト化の要請を満たしつつ、各相巻線の電流のリ
ップルを小さくして低騒音化を図り得るという優れた効
果を奏する。
に、モータの減速時において、電流検出手段により検出
した回生電流の電流値が設定値以下になったときに、そ
の電流をフライホイール電流としてインバータ回路とモ
ータの各相巻線との間で循環させるように該インバータ
回路のスイッチング素子をスイッチングする構成とした
ので、低騒音化のために大型のリアクトルや高価な高速
スイッチング素子を採用する必要がなく、小型化の要請
と低コスト化の要請を満たしつつ、各相巻線の電流のリ
ップルを小さくして低騒音化を図り得るという優れた効
果を奏する。
【図１】本発明の一実施例を示すインバータの電気回路
図
図
【図２】インバータの制御回路の電気回路図
【図３】種々のＰＷＭ信号Ｓpwm と加減速信号Ｓacの波
形図
形図
【図４】各相巻線の検出電流信号Ｓiu，Ｓiv，Ｓiw、正
電流信号Ｓi+及び負電流信号Ｓi-の波形図
電流信号Ｓi+及び負電流信号Ｓi-の波形図
【図５】減速時の各部の信号波形図と巻線電流との関係
を示す図
を示す図
【図６】各領域における電流の流れ方を示す図
【図７】高速回転から急減速させるときの図５相当図
（スイッチング周波数が図５の２倍になって発熱量が多
くなる例）
（スイッチング周波数が図５の２倍になって発熱量が多
くなる例）
【図８】高速回転から急減速させるときの図５相当図
（最良の実施態様）
（最良の実施態様）
【図９】加速時の各部の信号波形図と巻線電流との関係
を示す図
を示す図
【図１０】従来の減速時の電流リップルを示す図
１は直流電源部、２は商用交流電源、３はコンバータ
部、４は平滑回路部、５はインバータ回路、６は三相交
流モータ、７はエンコーダ、８は磁気センサ、９は電流
センサ（電流検出手段）、１１は制御回路、１２は通電
制御回路、１３は分配器、１４はＷ相電流計算回路（電
流検出手段）、１６は許容電流設定回路、１７はリップ
ル判定回路、２０は第１のＮＡＮＤ回路、２１は第２の
ＮＡＮＤ回路、２３はＤフリップフロップ、２４は単安
定マルチバイブレータ、Ｔru，Ｔrv，Ｔrw，Ｔrx，Ｔr
y，Ｔrzはトランジスタ（スイッチング素子）、Ｄu ，
Ｄv ，Ｄw ，Ｄx ，Ｄy ，Ｄz は転流ダイオード、Ｃ１
は第１のコンパレータ、Ｃ２は第２のコンパレータであ
る。
部、４は平滑回路部、５はインバータ回路、６は三相交
流モータ、７はエンコーダ、８は磁気センサ、９は電流
センサ（電流検出手段）、１１は制御回路、１２は通電
制御回路、１３は分配器、１４はＷ相電流計算回路（電
流検出手段）、１６は許容電流設定回路、１７はリップ
ル判定回路、２０は第１のＮＡＮＤ回路、２１は第２の
ＮＡＮＤ回路、２３はＤフリップフロップ、２４は単安
定マルチバイブレータ、Ｔru，Ｔrv，Ｔrw，Ｔrx，Ｔr
y，Ｔrzはトランジスタ（スイッチング素子）、Ｄu ，
Ｄv ，Ｄw ，Ｄx ，Ｄy ，Ｄz は転流ダイオード、Ｃ１
は第１のコンパレータ、Ｃ２は第２のコンパレータであ
る。
Claims (1)
- 【請求項１】 モータを可変速駆動するものにおいて、 商用交流電力を直流電力に変換する直流電源部と、 この直流電源部から供給される直流電力を可変周波数の
交流電力に逆変換して前記モータの各相巻線に通電する
インバータ回路と、 前記モータの各相巻線に流れる電流値を検出する電流検
出手段と、 前記モータの減速時において、前記電流検出手段により
検出した回生電流の電流値が設定値以下になったとき
に、その電流をフライホイール電流として前記インバー
タ回路と前記各相巻線との間で循環させるように該イン
バータ回路のスイッチング素子をスイッチングする制御
回路と、 を備えていることを特徴とするモータの駆動装置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4049350A JP2586771B2 (ja) | 1992-03-06 | 1992-03-06 | モータの駆動装置 |
| KR1019930001764A KR930020825A (ko) | 1992-03-06 | 1993-02-10 | 모터의 구동장치 |
| EP93301671A EP0559480A2 (en) | 1992-03-06 | 1993-03-05 | Motor drive having invertor |
| US08/027,760 US5402045A (en) | 1992-03-06 | 1993-03-08 | Motor drive having invertor |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4049350A JP2586771B2 (ja) | 1992-03-06 | 1992-03-06 | モータの駆動装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05252769A JPH05252769A (ja) | 1993-09-28 |
| JP2586771B2 true JP2586771B2 (ja) | 1997-03-05 |
Family
ID=12828571
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4049350A Expired - Lifetime JP2586771B2 (ja) | 1992-03-06 | 1992-03-06 | モータの駆動装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5402045A (ja) |
| EP (1) | EP0559480A2 (ja) |
| JP (1) | JP2586771B2 (ja) |
| KR (1) | KR930020825A (ja) |
Families Citing this family (17)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5569966A (en) * | 1994-06-10 | 1996-10-29 | Northrop Grumman Corporation | Electric vehicle propulsion system power bridge with built-in test |
| US5567991A (en) * | 1994-06-10 | 1996-10-22 | Northrop Grumman Corporation | Electric vehicle relay assembly using flexible circuit connector coupling the relay to the relay circuit |
| US5504378A (en) * | 1994-06-10 | 1996-04-02 | Westinghouse Electric Corp. | Direct cooled switching module for electric vehicle propulsion system |
| US5920176A (en) * | 1998-08-18 | 1999-07-06 | Dana Corporation | C-Dump topology noise reduction |
| US6175204B1 (en) * | 1998-11-25 | 2001-01-16 | Westinghouse Air Brake Company | Dynamic brake for power door |
| ITBO20010517A1 (it) * | 2001-08-10 | 2003-02-10 | Corob Spa | Metodo per il controllo dell'azionamento di un sistema di trasporto per contenitori, dispositivo di azionamento e sistema di trasporto cosi' |
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| TWM257255U (en) * | 2004-03-01 | 2005-02-21 | Rexon Ind Corp Ltd | Emery disk/emery belt machine with speed adjusting apparatus |
| DE102006024018A1 (de) * | 2006-05-23 | 2007-11-29 | Dr. Johannes Heidenhain Gmbh | Schutzschaltung für einen Umrichter |
| JP4832200B2 (ja) * | 2006-07-18 | 2011-12-07 | 久元電子股▼ふん▲有限公司 | 集積回路のスタティックパラメータの測定装置 |
| JP5303495B2 (ja) * | 2010-03-09 | 2013-10-02 | 矢崎総業株式会社 | 電磁誘導負荷の制御装置 |
| CN103348581B (zh) * | 2011-03-18 | 2017-06-06 | 日立工机株式会社 | 电动工具 |
| JP5435310B2 (ja) * | 2011-09-08 | 2014-03-05 | 株式会社デンソー | 回転電機制御装置、および、これを用いた操舵制御システム |
| GB2543182B (en) | 2013-03-11 | 2017-11-08 | Trane Int Inc | Controls and operation of variable frequency drives |
| JP2020034013A (ja) * | 2018-08-27 | 2020-03-05 | 株式会社デンソー | シフトレンジ制御装置 |
| CN114097174A (zh) * | 2020-06-16 | 2022-02-25 | 美的威灵电机技术（上海）有限公司 | 电器设备的电机控制器、电器设备的电机装置和电器设备 |
| EP4173131A4 (en) * | 2020-06-17 | 2023-11-22 | Milwaukee Electric Tool Corporation | ENGINE CONTROL FOR A GAS ENGINE REPLACEMENT DEVICE |
Family Cites Families (15)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4575667A (en) * | 1981-06-09 | 1986-03-11 | Fanuc Ltd | AC Motor speed control apparatus |
| US4368411A (en) * | 1981-07-13 | 1983-01-11 | Kollmorgen Technologies Corporation | Control system for electric motor |
| EP0071941B1 (en) * | 1981-08-03 | 1986-01-22 | Hitachi, Ltd. | Apparatus for driving a polyphase brushless motor with a suppressed torque ripple |
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| US4544868A (en) * | 1984-07-20 | 1985-10-01 | General Motors Corporation | Brushless DC motor controller |
| DE3438034A1 (de) * | 1984-10-17 | 1986-04-24 | Siemens Ag | Schaltnetzteil fuer die speisung einer induktivitaet |
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| IE851629L (en) * | 1985-06-28 | 1986-12-28 | Kollmorgen Ireland Ltd | Electrical drive systems |
| GB2201848B (en) * | 1987-01-14 | 1991-01-30 | Hitachi Ltd | Current-type converter apparatus |
| JPH07106073B2 (ja) * | 1989-04-19 | 1995-11-13 | 株式会社日立製作所 | モータの減速装置およびこれに用いられるモータ駆動回路あるいはミシンの制御装置 |
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-
1992
- 1992-03-06 JP JP4049350A patent/JP2586771B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1993
- 1993-02-10 KR KR1019930001764A patent/KR930020825A/ko not_active Application Discontinuation
- 1993-03-05 EP EP93301671A patent/EP0559480A2/en not_active Ceased
- 1993-03-08 US US08/027,760 patent/US5402045A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH05252769A (ja) | 1993-09-28 |
| KR930020825A (ko) | 1993-10-20 |
| EP0559480A3 (ja) | 1994-04-06 |
| EP0559480A2 (en) | 1993-09-08 |
| US5402045A (en) | 1995-03-28 |
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