WO2022176390A1 - 制御装置、モータの駆動装置、制御方法及びプログラム - Google Patents

制御装置、モータの駆動装置、制御方法及びプログラム Download PDF

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WO2022176390A1
WO2022176390A1 PCT/JP2021/047999 JP2021047999W WO2022176390A1 WO 2022176390 A1 WO2022176390 A1 WO 2022176390A1 JP 2021047999 W JP2021047999 W JP 2021047999W WO 2022176390 A1 WO2022176390 A1 WO 2022176390A1
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phase
motor
voltage
phases
inverter
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PCT/JP2021/047999
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English (en)
French (fr)
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遼平 山田
智歌子 舟山
謙一 相場
健志 清水
明子 ▲高▼橋
Original Assignee
三菱重工サーマルシステムズ株式会社
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Filing date
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/22—Current control, e.g. using a current control loop
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P23/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by a control method other than vector control
    • H02P23/26—Power factor control [PFC]

Definitions

  • the present disclosure relates to a control device, a motor drive device, a control method, and a program.
  • This application claims priority to Japanese Patent Application No. 2021-023546 filed in Japan on February 17, 2021, the contents of which are incorporated herein.
  • the DC voltage generated by the converter is supplied to the inverter to control the inverter and drive the motor.
  • the voltage output from the converter is smoothed by a large-capacity capacitor.
  • the device that drives the motor can be made smaller.
  • the capacitance of the capacitor is small, the output voltage of the converter will be more volatile than if the capacitance of the capacitor is larger.
  • the influence of the DC voltage fluctuation appears on the motor voltage, the rotation speed and torque fluctuation of the motor increase, and the motor stabilizes.
  • fluctuations in the motor current also increase, possibly reducing the operating range.
  • An object of the present invention is to provide a control device, a motor drive device, a control method, and a program.
  • the control device includes means for setting a voltage command on two axes of a rotating rectangular coordinate system, means for coordinate-converting the voltage command on the two axes into three phases, and means for applying a phase voltage command to the motor through power conversion by an inverter; means for feeding back the terminal current of the motor; power factor angle determining means for determining the power factor angle from the feedback current; and a power factor angle adjusting means for adjusting the power factor angle to the phase used when converting the terminal current of the motor obtained in the above into a rectangular coordinate, wherein the direct current supplied to the inverter A holding unit for holding a relationship between a voltage fluctuation and a phase correction value, a phase used when performing three-phase to two-phase conversion for converting the three phases to two phases, and 2 for converting the two phases to the three phases. a correction value adding means for adding the correction value to at least one of the phases used when performing phase-to-three phase conversion.
  • a motor drive device includes the control device and the inverter.
  • a control method includes means for setting a voltage command on two axes of a rotating rectangular coordinate system, means for coordinate-converting the voltage command on the two axes into three phases, a means for feeding back the terminal current of the motor, a power factor angle determining means for determining a power factor angle from the feedback current, and a terminal current of the motor obtained by the three phases.
  • the program according to the present disclosure includes means for setting a voltage command on two axes of a rotating orthogonal coordinate system, means for coordinate-converting the two-axis voltage command to three phases, and power conversion of the three-phase voltage command by an inverter. a means for feeding back the terminal current of the motor; a power factor angle determining means for determining a power factor angle from the current to be fed back; A power factor angle adjusting means for adjusting the power factor angle to the phase used when converting to the orthogonal coordinates, and correcting the fluctuation and phase of the DC voltage supplied to the inverter to the computer of the control device of the permanent magnet synchronous motor. and the phase used when performing the three-phase to two-phase conversion that converts the three phases to two phases, and the two-phase three-phase conversion that converts the two phases to the three phases. adding the correction value to at least one of the phases used.
  • the control device the motor drive device, the control method, and the program according to the present disclosure, even if a fluctuating voltage is input to the inverter, it is possible to suppress torque fluctuations, rotation speed fluctuations, and operating range reduction in the high-speed range of the motor. can.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating an example of a configuration of a motor driving device according to an embodiment of the present disclosure
  • FIG. It is a figure showing an example of composition of a control device by one embodiment of this indication.
  • Fig. 4 illustrates an example of a first phase correction function in accordance with an embodiment of the present disclosure
  • Fig. 4 illustrates an example of a second phase correction function according to an embodiment of the present disclosure
  • 4 is a first diagram illustrating an example of a processing flow of a control device according to an embodiment of the present disclosure
  • FIG. FIG. 5 is a second diagram illustrating an example of a processing flow of a control device according to an embodiment of the present disclosure
  • 1 is a schematic block diagram showing a configuration of a computer according to at least one embodiment;
  • FIG. 1 is a diagram showing the configuration of a motor drive device 1 according to an embodiment of the present disclosure.
  • the motor drive device 1 includes a power supply 10, a converter 20, a reactor 30, a first capacitor 40, a second capacitor 50, an inverter 60, a motor 70, a current sensor 80, and a control device 90, as shown in FIG.
  • motor drive device 1 controls inverter 60 according to the voltage fluctuation, thereby increasing the torque and rotation of motor 70.
  • This device is capable of suppressing the pulsation of the motor current and suppressing the reduction of the operating range by suppressing the pulsation of the motor current.
  • a power supply 10 is a power supply that outputs a three-phase AC voltage.
  • a three-phase AC voltage output by power supply 10 is input to converter 20 .
  • Converter 20 converts a three-phase AC voltage into a DC voltage.
  • Converter 20 is, for example, a diode rectifier circuit.
  • converter 20 is not limited to a diode rectifier circuit, and may be another rectifier circuit using a switching element or the like.
  • the reactor 30 and the first capacitor 40 constitute an LC filter.
  • This LC filter removes the voltage fluctuation of the frequency component determined by the resonance frequency due to the inductance of the reactor 30 and the capacitance of the first capacitor 40 from among the voltage fluctuations in the voltage output from the converter 20 .
  • the first capacitor 40 is, for example, a film capacitor. Film capacitors generally have a smaller capacity than electrolytic capacitors, but are smaller, lighter, and have a longer life. If the first capacitor 40 is a small-capacity film capacitor, the voltage fluctuation at the input of the inverter 60 will be greater than if the first capacitor 40 is a large-sized, high-capacity electrolytic capacitor.
  • the second capacitor 50 is a snubber capacitor.
  • the snubber capacitor suppresses voltage fluctuation due to switching noise generated when inverter 60 converts a DC voltage into an AC voltage using a switching element.
  • Inverter 60 generates an AC voltage for driving motor 70 from the DC voltage supplied from converter 20 via the above-described LC filter, under the control of control device 90 .
  • the inverter 60 includes switching elements SW1, SW2, SW3, SW4, SW5, and SW6.
  • the switching elements SW1 to SW6 are semiconductor elements having control terminals (gate terminals in the case of IGBTs and MOSFETs) such as IGBTs (Insulated Gate Bipolar Transistors) and MOSFETs (Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistors).
  • Motor 70 rotates according to the AC voltage supplied to inverter 60 .
  • Motor 70 is, for example, a compressor motor used in an air conditioner.
  • a current sensor 80 detects motor currents iu, iv, and iw.
  • iu is the motor current corresponding to the u phase in inverter 60 .
  • iv is the motor current corresponding to the v phase in inverter 60;
  • iw is the motor current corresponding to the w phase in the inverter 60;
  • Control device 90 generates a control signal for controlling inverter 60 .
  • the control device 90 includes a voltage detection circuit 110a, a current detection circuit 110b, a voltage command generation section 110c, and a PWM (Pulse Width Modulation) duty calculation section 110d (an example of a calculation section).
  • V/F Vehicle Frequency
  • Control device 90 can be given as a specific example of a motor control method by the control device 90 .
  • the voltage detection circuit 110a identifies the voltage Vx between both terminals of the first capacitor 40.
  • the voltage detection circuit 110a includes an A/D (Analog to Digital) converter 110a1.
  • A/D converter 110 a 1 receives voltage Vx between both terminals of first capacitor 40 .
  • the A/D converter 110a1 converts the received voltage Vx into a digital value corresponding one-to-one (that is, a digital value indicating the value of the received voltage).
  • the current detection circuit 110b identifies the respective values of the motor currents iu, iv, and iw detected by the current sensor 80.
  • ⁇ _cmd is a speed command (electrical angle).
  • ⁇ is the output frequency of the inverter 60 .
  • vd is the d-axis voltage command.
  • vq is the q-axis voltage command.
  • vu is a u-phase voltage command.
  • vv is a v-phase voltage command.
  • vw is a w-phase voltage command.
  • id is the d-axis inverter output current.
  • iq is the q-axis inverter output current.
  • Vx is the voltage between both terminals of the first capacitor 40 detected by the voltage detection circuit 110a.
  • ⁇ c1 is a phase correction amount when voltage command vu, voltage command vv and voltage command vw are generated from d-axis voltage command vd and q-axis voltage command vq.
  • the voltage command generation unit 110c includes a first function unit f1, a second function unit f2, a third function unit f3, a fourth function unit f4, a fifth function unit f5, a sixth function unit f6, It has a seventh functional part f7, an eighth functional part f8, a ninth functional part f9, and a tenth functional part f10.
  • the first function part f1 receives the inverter output current iq from the tenth function part f10.
  • the first function unit f1 multiplies the inverter output current iq by a proportionality constant k ⁇ .
  • Inverter output current iq is a current that contributes to torque generation by motor 70 .
  • the multiplication result of the proportional constant k ⁇ and the inverter output current iq, k ⁇ ⁇ Iq, is as described in Patent Document 1, and is used to prevent step-out by feeding back torque fluctuations to the rotation speed. .
  • the second functional unit f2 receives the output of the first functional unit f1. Also, the second function part f2 receives a speed command ⁇ _cmd. The second function part f2 subtracts the output of the first function part f1 from the speed command ⁇ _cmd. The second functional unit f2 outputs the subtraction result as the output frequency ⁇ of the inverter 60 to the third functional unit f3, the fourth functional unit f4, and the eighth functional unit f8.
  • the third functional unit f3 receives the output frequency ⁇ of the inverter 60 from the second functional unit f2. Also, the third functional unit f3 receives the inverter output current id from the tenth functional unit f10. The third function unit f3 generates the d-axis voltage command vd by substituting the inverter output current id into the following equation (1). The third function part f3 outputs the generated d-axis voltage command vd to the fifth function part f5.
  • the third function unit f3 generates the q-axis voltage command vq by substituting the output frequency ⁇ of the inverter 60 into the following equation (2).
  • the third function part f3 outputs the generated q-axis voltage command vq to the fifth function part f5.
  • Vqofs is the q-axis voltage offset value. It should be noted that the q-axis voltage offset value Vqofs can be expressed using a proportionality constant K as shown in Equation (3) below.
  • the inverter output current id is controlled to be zero by the above equations (1) and (2).
  • the d-axis inverter output current id becomes zero, the d-axis inverter output voltage also becomes zero.
  • the fourth function part f4 receives the output frequency ⁇ of the inverter 60 from the second function part f2.
  • the fourth functional unit d4 integrates the output frequency ⁇ of the inverter 60 along the time axis.
  • the fourth functional unit f4 outputs the integration result to the sixth functional unit f6 and the seventh functional unit f7.
  • the eighth functional unit f8 receives a digital value indicating the voltage Vx between both terminals of the first capacitor 40 from the voltage detection circuit 110a. Also, the eighth function part f8 receives the output frequency ⁇ of the inverter 60 from the second function part f2. Based on the received digital value, the received output frequency ⁇ , and the first phase correction function Fn1 (an example of the relationship between the fluctuation of the DC voltage supplied to the inverter and the phase correction value), the eighth function unit f8 to determine the correction value ⁇ c1. Also, the eighth function unit f8 receives the received digital value, the received output frequency ⁇ , and the second phase correction function Fn2 (an example of the relationship between the fluctuation of the DC voltage supplied to the inverter and the phase correction value).
  • the correction value ⁇ c2 is determined.
  • the correction value ⁇ c1 is a correction value for correcting the phase used when the fifth functional unit f5 performs the two-to-three-phase conversion.
  • the correction value ⁇ c2 is a correction value for correcting the phase used when the tenth functional unit f10 performs three-phase to two-phase conversion.
  • These correction values .theta.c1 and .theta.c2 are for performing control to change the magnitude of the phase according to the variation of the voltage Vx between both terminals of the first capacitor 40.
  • FIG. FIG. 3 is a diagram illustrating an example of the first phase correction function Fn1 according to one embodiment.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating an example of the second phase correction function Fn2 according to one embodiment.
  • the first phase correction function Fn1 is a function determined through simulations and experiments in advance, and the correction value ⁇ c1 can be specified from the DC voltage between both terminals of the first capacitor 40 and the voltage required to drive the motor 70. is a function Further, the second phase correction function Fn2 is a function determined in advance by performing simulations and experiments. It is an identifiable function.
  • the correction value ⁇ c1 is added to the phases for the two-to-three phase conversion by the seventh functional unit f7. Also, the correction value ⁇ c2 is added to the phase for performing the three-to-two phase conversion in the sixth functional unit f6.
  • the first phase correction function Fn1 is a function of the voltage Vx across the first capacitor and the voltage required for the motor 70, and is a function that determines the correction value.
  • the voltage required for the motor 70 is obtained by multiplying the output frequency ⁇ of the inverter 60 by the induced voltage coefficient ⁇ d. That is, the first phase correction function Fn1 is a function of the voltage Vx across the first capacitor and the output frequency ⁇ of the inverter 60, and includes the induced voltage coefficient ⁇ d.
  • each correction value ⁇ c1 is specified by substituting the voltage Vx across the first capacitor and the output frequency ⁇ of the inverter 60 into the first phase correction function Fn1.
  • the eighth functional unit f8 substitutes the voltage Vx and the output frequency ⁇ into the first phase correction function Fn1 to specify the value of the first phase correction function Fn1 (that is, the correction value ⁇ c1).
  • the correction value ⁇ c1 specified by the eighth function unit f8 in this way is the correction value used by the seventh function unit f7.
  • the second phase correction function Fn2 is a function of the voltage Vx across the first capacitor and the voltage required for the motor 70, and is a function that determines the correction value.
  • the voltage required for the motor 70 is obtained by multiplying the output frequency ⁇ of the inverter 60 by the induced voltage coefficient ⁇ d. That is, the second phase correction function Fn2 is a function of the voltage Vx across the first capacitor and the output frequency ⁇ of the inverter 60, and includes the induced voltage coefficient ⁇ d. Then, each correction value ⁇ c2 is specified by substituting the voltage Vx across the first capacitor and the output frequency ⁇ of the inverter 60 into the second phase correction function Fn2.
  • the eighth functional unit f8 substitutes the voltage Vx and the output frequency ⁇ into the second phase correction function Fn2 to specify the value of the second phase correction function Fn2 (that is, the correction value ⁇ c2).
  • the correction value ⁇ c2 specified by the eighth function unit f8 in this manner is the correction value used by the sixth function unit f6.
  • the eighth function unit f8 multiplies the output frequency ⁇ by the induced voltage coefficient ⁇ d, the imaginary number j, the output frequency ⁇ , the q axis is multiplied by the inductance of , and the q-axis current.
  • the eighth functional unit f8 may calculate the voltage necessary for the motor 70 by calculating a vector expressed by complex numbers (for example, by using the phasor method).
  • the eighth functional unit f8 stores the q-axis inductance in advance, and acquires and uses the inverter output current iq output by the tenth functional unit f10 as the q-axis current.
  • the first phase correction function Fn1 and the second phase correction function Fn2 may be the same function or different functions.
  • the specification of the correction value ⁇ c1 and the correction value ⁇ c2 is not limited to specifying using functions such as the above-described first phase correction function Fn1 and second phase correction function Fn2.
  • the voltage Vx across the first capacitor and the voltage required for the motor 70 are associated with the correction values corresponding to them. value)
  • the eighth functional unit f8 specifies the voltage Vx across the first capacitor and the voltage required for the motor 70, and stores the specified voltage Vx of the first capacitor in the data table.
  • a correction value stored in association with the voltage Vx across the terminals and the voltage necessary for the motor 70 may be specified as the desired correction value.
  • the sixth functional unit f6 receives the integration result from the fourth functional unit f4. Also, the sixth function part f6 receives the correction value ⁇ c2 from the eighth function part f8. A sixth function unit f6 adds a correction value ⁇ c2 to the integration result. That is, the sixth functional unit f6 corrects the integration result of the output frequency ⁇ of the inverter 60 using the correction value ⁇ c2. The sixth functional unit f6 outputs the addition result ⁇ es to the tenth functional unit f10.
  • the tenth functional unit f10 receives the addition result ⁇ es from the sixth functional unit f6.
  • the tenth functional unit f10 also receives motor currents iu, iv, and iw of the u-phase, the v-phase, and the w-phase from the current detection circuit 110b at predetermined time intervals.
  • the tenth function unit f10 converts the motor current iu, the motor current iv, and the motor current iw to the inverter output current id and the inverter output current iq using, for example, the following equation (4). 2-phase conversion.
  • the tenth function part f10 outputs the inverter output current id to the third function part f3.
  • the tenth functional unit f10 also outputs the inverter output current iq to the first functional unit f1 and the ninth functional unit f1.
  • the ninth function unit f9 identifies the power factor angle ⁇ v using the inverter output current iq. This identification may be performed in the same manner as the method described in Patent Document 1, for example.
  • the ninth function part f9 outputs the specified power factor angle ⁇ v to the seventh function part f7.
  • the seventh function part f7 receives the integration result from the fourth function part f4. Also, the seventh functional unit f7 receives the correction value ⁇ c1 from the eighth functional unit f8. Also, the seventh functional part f7 receives the power factor angle ⁇ v from the ninth functional part f9. A seventh function unit f7 adds the integration result, the correction value ⁇ c1, and the power factor angle ⁇ v. The seventh functional unit f7 outputs the addition result ⁇ v23 to the fifth functional unit f5.
  • the fifth function part f5 receives the d-axis voltage command vd and the q-axis voltage command vq from the third function part f3. Also, the fifth functional unit f5 receives the addition result ⁇ v23 from the seventh functional unit f7. For example, the fifth function unit f5 converts the d-axis voltage command vd and the q-axis voltage command vq to the u-phase voltage command vu, the v-phase voltage command vv, and the w-phase voltage Convert to command vw.
  • PWM duty calculation unit 110d generates a PWM signal for controlling inverter 60, the duty ratio of which is determined based on the DC voltage between both terminals of first capacitor 40, voltage command vu, voltage command vv, and voltage command vw. to generate For example, in the high-speed range of the motor 70, the PWM duty calculation unit 110d uses the phase ⁇ v23 corrected using the correction value ⁇ c1 to convert the u-phase output from the fifth function unit f5 into 2-3 phases.
  • a PWM signal for controlling the inverter 60 having a duty ratio determined based on the voltage command vu, the v-phase voltage command vv, the w-phase voltage command vw, and the DC voltage between both terminals of the first capacitor 40. Generate.
  • the voltage detection circuit 110a identifies the voltage Vx between both terminals of the first capacitor 40.
  • the voltage detection circuit 110a outputs the identified voltage Vx to the eighth functional unit f8.
  • the eighth functional unit f8 acquires the voltage Vx output by the voltage detection circuit 110a (step S1).
  • the second functional unit f2 outputs the output frequency ⁇ of the inverter 60 to the eighth functional unit f8.
  • the eighth function part f8 acquires the output frequency ⁇ output by the second function part f2.
  • the eighth functional unit f8 calculates the voltage required for the motor 70 based on the obtained output frequency ⁇ (step S2). For example, the eighth functional unit f8 calculates the voltage required for the motor 70 by multiplying the output frequency ⁇ by the induced voltage coefficient ⁇ d.
  • the eighth function unit f8 identifies the correction value ⁇ c1 from the first phase correction function Fn1. For example, the eighth function unit f8 substitutes the obtained voltage Vx and the calculated voltage necessary for the motor 70 into the first phase correction function Fn1, and specifies the value of the first phase correction function Fn1, that is, the correction value ⁇ c1. (Step S3). The eighth function part f8 outputs the specified correction value ⁇ c1 to the seventh function part f7.
  • the seventh functional unit f7 acquires the correction value ⁇ c1 output by the eighth functional unit f8. Also, the seventh functional unit f7 acquires the integration result output by the fourth functional unit f4. Also, the seventh functioning unit f7 acquires the power factor angle ⁇ v output by the ninth functioning unit f9.
  • the seventh function unit f7 adds the integration result, the power factor angle ⁇ v, and the correction value ⁇ c1 to calculate the addition result ⁇ v23. That is, the seventh functional unit f7 adds the correction value ⁇ c1 to the phase used for the two-to-three phase conversion, thereby changing the phase to be used for the two-to-three phase conversion to ⁇ v23 (step S4).
  • the seventh function part f7 outputs the phase ⁇ v23 to the fifth function part f5.
  • the fifth functional unit f5 acquires the phase ⁇ v23 output by the seventh functional unit f7.
  • the fifth functional unit f5 acquires the phase ⁇ v23 output by the seventh functional unit f7.
  • the fifth functioning unit f5 also acquires the d-axis voltage command vd and the q-axis voltage command vq output by the third functioning unit f3.
  • the fifth function unit f5 converts the two-axis voltage commands (that is, the d-axis voltage command vd and the q-axis voltage command vq) to the three-axis voltage commands (that is, the voltage command vu, the voltage command vv, and the voltage command vv) using the phase ⁇ v23. command vw) (step S5).
  • the fifth function unit f5 outputs voltage commands for three axes to the PWM duty calculation unit 110d.
  • the PWM duty calculation unit 110d acquires the three-axis voltage commands output by the fifth function unit f5. Also, the PWM duty calculation unit 110d acquires the DC voltage Vx output by the voltage detection circuit 110a. The PWM duty calculation unit 110d generates a PWM signal for controlling the inverter 60 based on the three-axis voltage commands output by the fifth function unit f5 and the DC voltage Vx output by the voltage detection circuit 110a. Then, PWM duty calculation section 110 d outputs the generated PWM signal to inverter 60 .
  • the voltage detection circuit 110a identifies the voltage Vx between both terminals of the first capacitor 40 .
  • the voltage detection circuit 110a outputs the identified voltage Vx to the eighth functional unit f8.
  • the eighth functional unit f8 acquires the voltage Vx output by the voltage detection circuit 110a (step S6).
  • the second functional unit f2 outputs the output frequency ⁇ of the inverter 60 to the eighth functional unit f8.
  • the eighth function part f8 acquires the output frequency ⁇ output by the second function part f2.
  • the eighth functional unit f8 calculates the voltage required for the motor 70 based on the obtained output frequency ⁇ (step S7). For example, the eighth functional unit f8 calculates the voltage required for the motor 70 by multiplying the output frequency ⁇ by the induced voltage coefficient ⁇ d.
  • the eighth function unit f8 identifies the correction value ⁇ c2 from the second phase correction function Fn2. For example, the eighth function unit f8 substitutes the obtained voltage Vx and the calculated voltage necessary for the motor 70 into the second phase correction function Fn2, and specifies the value of the second phase correction function Fn2, that is, the correction value ⁇ c2. (Step S8). The eighth function unit f8 outputs the identified correction value ⁇ c2 to the sixth function unit f6.
  • the sixth functional unit f6 acquires the correction value ⁇ c2 output by the eighth functional unit f8. Also, the sixth functional unit f6 acquires the integration result output by the fourth functional unit f4. The sixth functional unit f6 adds the integration result and the correction value ⁇ c2 to calculate the addition result ⁇ es. That is, the sixth function unit f6 adds the correction value ⁇ c2 to the phase used for the three-to-two phase conversion, thereby changing the phase to be used for the three-to-two phase conversion to ⁇ es (step S9). The sixth functional unit f6 outputs the phase ⁇ es to the tenth functional unit f10.
  • the tenth functional unit f10 acquires the phase ⁇ es output by the sixth functional unit f6.
  • the tenth functional unit f10 acquires the phase ⁇ es output by the sixth functional unit f6.
  • the tenth functional unit f10 also acquires the motor current iu, the motor current iv, and the motor current iw output by the current detection circuit 110b.
  • the tenth function unit f10 converts three-axis motor currents (ie, motor current iu, motor current iv, and motor current iw) to two-axis motor currents (ie, inverter output current id and inverter output current) using phase ⁇ es. iq) (step S10).
  • the tenth function part f10 outputs the motor currents of the two axes to the first function part f1 and the third function part f3.
  • the motor drive device 1 has been described above.
  • the eighth functional unit f8 (an example of a holding unit) holds the relationship between the fluctuation of the voltage supplied to the inverter 60 and the phase correction value.
  • Correction value addition means (f6, f7) provide phases used when performing three-phase to two-phase conversion for converting three phases to two phases, and two-phase to three-phase conversion for converting two phases to three phases. The correction value is added to at least one of the phases used for .
  • the control device 90 can suppress torque fluctuations in the high-speed region of the motor and simultaneously suppress rotational speed fluctuations.
  • the current pulsation can be suppressed and the peak value of the current can be lowered compared to the case where the torque fluctuation and the rotation speed fluctuation cannot be suppressed. Torque fluctuation and rotation speed fluctuation can be suppressed, and at the same time, reduction of the operating range can be suppressed.
  • correction value ⁇ c1 and the correction value ⁇ c2 may be the same.
  • Each of the storage units and storage devices in the embodiments of the present disclosure may be provided anywhere as long as appropriate information transmission/reception is performed. Further, each of the storage units and storage devices may exist in a plurality and store data in a distributed manner within a range in which appropriate information transmission and reception are performed.
  • FIG. 7 is a schematic block diagram showing the configuration of a computer according to at least one embodiment.
  • the computer 5 includes a CPU 6, a main memory 7, a storage 8, and an interface 9, as shown in FIG.
  • the control device 90 described above and each of the other control devices are implemented in the computer 5 .
  • the operation of each processing unit described above is stored in the storage 8 in the form of a program.
  • the CPU 6 reads out the program from the storage 8, develops it in the main memory 7, and executes the above process according to the program.
  • the CPU 6 secures storage areas corresponding to the storage units described above in the main memory 7 according to the program.
  • storage 8 examples include HDD (Hard Disk Drive), SSD (Solid State Drive), magnetic disk, magneto-optical disk, CD-ROM (Compact Disc Read Only Memory), DVD-ROM (Digital Versatile Disc Read Only Memory) , semiconductor memory, and the like.
  • the storage 8 may be an internal medium directly connected to the bus of the computer 5, or an external medium connected to the computer 5 via the interface 9 or communication line. Further, when this program is distributed to the computer 5 through a communication line, the computer 5 that receives the distribution may develop the program in the main memory 7 and execute the above process.
  • storage 8 is a non-transitory, tangible storage medium.
  • the above program may implement part of the functions described above.
  • the program may be a file capable of realizing the above functions in combination with a program already recorded in the computer system, that is, a so-called difference file (difference program).
  • control device 90 described in each embodiment of the present disclosure is understood as follows.
  • a control device (90) means (f3) for setting a voltage command on two axes of a rotating orthogonal coordinate system; means (f5) for coordinate-converting the voltage command on the two axes into three phases; means (110d) for applying the three-phase voltage command to a motor (70) through power conversion by an inverter (60); means (110b) for feeding back the terminal current of the motor (70); power factor angle determination means (f9) for determining a power factor angle from the current to be fed back; power factor angle adjusting means (f10) for adjusting the power factor angle to the phase used when converting the terminal current of the motor (70) obtained in the three phases into rectangular coordinates; In a controller (90) for a motor (70) having a holding unit (f8) holding the relationship between the fluctuation of the DC voltage supplied to the inverter (60) and the phase correction value; The correction value is applied to at least one of the phase used when performing the three-phase to two-phase conversion for converting the three phases to two phases;
  • the holding section (f8) holds the relationship between the fluctuation of the DC voltage supplied to the inverter (60) and the phase correction value.
  • Correction value addition means (f6, f7) provide phases used when performing three-phase to two-phase conversion for converting three phases to two phases, and two-phase to three-phase conversion for converting two phases to three phases. The correction value is added to at least one of the phases used for .
  • control device (90) can change the command using the relationship between the DC voltage fluctuation and the phase correction value. As a result, even if the fluctuating voltage is input to the inverter (60), it is possible to suppress torque fluctuations, rotation speed fluctuations, and operating range reduction in the high-speed range of the motor (70).
  • a control device (90) is the control device (90) of (1), further comprising a detection unit (110a1) for detecting the variation, wherein the detection unit (110a1) The correction value is determined based on the detection result.
  • control device (90) can change the command based on the result detected by the detection section (110a1). As a result, even if voltage fluctuations occur frequently, the voltage after fluctuations can always be detected. Rotation speed fluctuations and reduction in operating range can be suppressed.
  • a control device (90) according to a third aspect is the control device (90) according to (1) or (2), wherein the inverter (60) is controlled based on the phase to which the correction value is added.
  • control device (90) controls the inverter (60), which can always suppress torque fluctuations, rotation speed fluctuations, and operation range reduction in the high-speed range of the motor (70) even if fluctuating voltage is input to the inverter (60). 60) can be expected to generate a control command.
  • a control device (90) is the control device (90) of (3), wherein the computing unit (110d) controls the inverter (60) based on the variation. Generate a control command to
  • control device (90) controls the inverter (60), which can always suppress torque fluctuations, rotation speed fluctuations, and operation range reduction in the high-speed range of the motor (70) even if fluctuating voltage is input to the inverter (60). 60) can be expected to generate a control command.
  • a control device (90) is the control device (90) of (4), wherein the computing unit (110d) drives the load (70) of the inverter (60).
  • the control command is generated based on the voltage required for
  • control device (90) controls the inverter (60), which can always suppress torque fluctuations, rotation speed fluctuations, and operation range reduction in the high-speed range of the motor (70) even if fluctuating voltage is input to the inverter (60). 60) can be expected to generate a control command.
  • a driving device for a motor (70) includes the control device and the inverter.
  • the driving device of the motor (70) can change the command using the relationship between the DC voltage fluctuation and the phase correction value. As a result, even if the fluctuating voltage is input to the inverter (60), it is possible to suppress torque fluctuations, rotation speed fluctuations, and operating range reduction in the high-speed range of the motor (70).
  • a drive device (1) for a motor (70) according to a seventh aspect is the drive device (1) for a motor (70) according to (6), comprising: the control device (90); 60) and
  • the drive device (1) for the motor (70) can change the command using the relationship between the DC voltage fluctuation and the phase correction value. As a result, even if the fluctuating voltage is input to the inverter (60), it is possible to suppress torque fluctuations, rotation speed fluctuations, and operating range reduction in the high-speed range of the motor (70).
  • a control method includes: Means (f3) for setting a voltage command on two axes of a rotating orthogonal coordinate system, means (f5) for coordinate-converting the two-axis voltage command to three phases, and an inverter (60) for converting the three-phase voltage command.
  • Means (110d) for applying power to the motor (70) through power conversion; means (110b) for feeding back the terminal current of the motor (70); and power factor angle determining means for determining the power factor angle from the feedback current. (f9), and a power factor angle adjusting means (f10) for adjusting the power factor angle to the phase used when converting the terminal current of the motor (70) obtained in the three phases into rectangular coordinates.
  • the correction value is applied to at least one of the phase used when performing the three-phase to two-phase conversion for converting the three phases to two phases and the phase used for performing the two-to-three phase conversion for converting the two phases to the three phases. adding and including.
  • the control method can change the command using the relationship between the DC voltage fluctuation and the phase correction value. As a result, even if the fluctuating voltage is input to the inverter (60), it is possible to suppress torque fluctuations, rotation speed fluctuations, and operating range reduction in the high-speed range of the motor (70).
  • the correction value is applied to at least one of the phase used when performing the three-phase to two-phase conversion for converting the three phases to two phases and the phase used for performing the two-to-three phase conversion for converting the two phases to the three phases. adding and to run.
  • the program can change the command using the relationship between the DC voltage fluctuation and the phase correction value. As a result, even if the fluctuating voltage is input to the inverter (60), it is possible to suppress torque fluctuations, rotation speed fluctuations, and operating range reduction in the high-speed range of the motor (70).
  • the control device the motor drive device, the control method, and the program according to the present disclosure, even if a fluctuating voltage is input to the inverter, it is possible to suppress torque fluctuations, rotation speed fluctuations, and operating range reduction in the high-speed range of the motor. can.

Abstract

制御装置は、電圧指令を回転直交座標系の２軸で設定する手段と、２軸の電圧指令を３相へ座標変換する手段と、３相の電圧指令をインバータによる電力変換を経てモータに印加する手段と、モータの端子電流をフィードバックする手段と、フィードバックする電流から力率角を決定する手段と、３相で得られるモータの端子電流を直交座標に変換する際に用いる位相に力率角を加減する手段とを有する永久磁石同期モータの制御装置において、インバータに供給される直流電圧の変動と位相の補正値との関係を保持する保持部と、３相を２相へ変換する３相２相変換を行う場合に用いる位相および２相を３相へ変換する２相３相変換を行う場合に用いる位相の少なくとも一方に補正値を加算する手段とを備える。

Description

制御装置、モータの駆動装置、制御方法及びプログラム
　本開示は、制御装置、モータの駆動装置、制御方法及びプログラムに関する。
　本願は、２０２１年２月１７日に日本に出願された特願２０２１－０２３５４６号について優先権を主張し、その内容をここに援用する。
　コンバータが生成した直流電圧をインバータに供給し、インバータを制御してモータを駆動する場合がある。一般的に、コンバータから出力される電圧は、大容量のコンデンサによって平滑される。
特許第４７６４１２４号公報
　ところで、コンバータの出力電圧を平滑するためのコンデンサの静電容量が小さい場合、モータを駆動する装置は小型化が可能となる。しかしながら、そのコンデンサの静電容量が小さい場合、コンバータの出力電圧はコンデンサの静電容量がより大きい場合に比べて変動しやすくなる。その結果、モータの駆動に必要なモータ電圧が直流電圧以上となる高速域の領域では、そのモータ電圧に直流電圧の変動の影響が表れ、モータの回転数やトルク変動が増加し、モータを安定して駆動することができなくなる可能性がある。また、モータ電流の変動も大きくなり、運転範囲が縮小する可能性がある。
　そこで、変動した電圧をインバータに入力してもモータの高速域におけるトルク変動、回転数変動および運転範囲の縮小を抑制することのできる技術が求められている。
　本開示は、上記課題を解決するためになされたものであって、変動した電圧をインバータに入力してもモータの高速域におけるトルク変動、回転数変動および運転範囲の縮小を抑制することのできる制御装置、モータの駆動装置、制御方法及びプログラムを提供することを目的としている。
　上記課題を解決するために、本開示に係る制御装置は、電圧指令を回転直交座標系の２軸で設定する手段と、前記２軸の電圧指令を３相へ座標変換する手段と、前記３相の電圧指令をインバータによる電力変換を経てモータに印加する手段と、前記モータの端子電流をフィードバックする手段と、フィードバックする前記電流から力率角を決定する力率角決定手段と、前記３相で得られる前記モータの端子電流を直交座標に変換する際に用いる位相に前記力率角を加減する力率角加減手段と、を有する永久磁石同期モータの制御装置において、インバータに供給される直流電圧の変動と位相の補正値との関係を保持する保持部と、前記３相を２相へ変換する３相２相変換を行う場合に用いる位相および前記２相を前記３相へ変換する２相３相変換を行う場合に用いる位相の少なくとも一方に前記補正値を加算する補正値加算手段と、を備える。
　本開示に係るモータの駆動装置は、上記制御装置と、前記インバータと、を備える。
　本開示に係る制御方法は、電圧指令を回転直交座標系の２軸で設定する手段と、前記２軸の電圧指令を３相へ座標変換する手段と、前記３相の電圧指令をインバータによる電力変換を経てモータに印加する手段と、前記モータの端子電流をフィードバックする手段と、フィードバックする前記電流から力率角を決定する力率角決定手段と、前記３相で得られる前記モータの端子電流を直交座標に変換する際に用いる位相に前記力率角を加減する力率角加減手段と、を有する永久磁石同期モータの制御装置による制御方法であって、インバータに供給される直流電圧の変動と位相の補正値との関係を保持することと、前記３相を２相へ変換する３相２相変換を行う場合に用いる位相および前記２相を前記３相へ変換する２相３相変換を行う場合に用いる位相の少なくとも一方に前記補正値を加算することと、を含む。
　本開示に係るプログラムは、電圧指令を回転直交座標系の２軸で設定する手段と、前記２軸の電圧指令を３相へ座標変換する手段と、前記３相の電圧指令をインバータによる電力変換を経てモータに印加する手段と、前記モータの端子電流をフィードバックする手段と、フィードバックする前記電流から力率角を決定する力率角決定手段と、前記３相で得られる前記モータの端子電流を直交座標に変換する際に用いる位相に前記力率角を加減する力率角加減手段と、を有する永久磁石同期モータの制御装置のコンピュータに、インバータに供給される直流電圧の変動と位相の補正値との関係を保持することと、前記３相を２相へ変換する３相２相変換を行う場合に用いる位相および前記２相を前記３相へ変換する２相３相変換を行う場合に用いる位相の少なくとも一方に前記補正値を加算することと、を実行させる。
　本開示に係る制御装置、モータの駆動装置、制御方法及びプログラムによれば、変動した電圧をインバータに入力してもモータの高速域におけるトルク変動、回転数変動や運転範囲縮小を抑制することができる。
本開示の一実施形態によるモータの駆動装置の構成の一例を示す図である。 本開示の一実施形態による制御装置の構成の一例を示す図である。 本開示の一実施形態による第１位相補正関数の一例を示す図である。 本開示の一実施形態による第２位相補正関数の一例を示す図である。 本開示の一実施形態による制御装置の処理フローの一例を示す第１の図である。 本開示の一実施形態による制御装置の処理フローの一例を示す第２の図である。 少なくとも１つの実施形態に係るコンピュータの構成を示す概略ブロック図である。
＜実施形態＞
　以下、図面を参照しながら実施形態について詳しく説明する。
　本開示の一実施形態によるモータの駆動装置について説明する。
（モータの駆動装置の構成）
　図１は、本開示の一実施形態によるモータの駆動装置１の構成を示す図である。モータの駆動装置１は、図１に示すように、電源１０、コンバータ２０、リアクトル３０、第１コンデンサ４０、第２コンデンサ５０、インバータ６０、モータ７０、電流センサ８０、制御装置９０を備える。
　モータの駆動装置１は、モータ７０の高速域において、コンバータ２０の出力電圧における電圧変動が大きい場合であっても、その電圧変動に応じてインバータ６０を制御することにより、モータ７０のトルクや回転数の脈動抑制ができるとともに、モータ電流の脈動抑制により運転範囲の縮小も抑制することのできる装置である。
　電源１０は、三相交流電圧を出力する電源である。電源１０が出力する三相交流電圧は、コンバータ２０に入力される。
　コンバータ２０は、三相交流電圧を直流電圧に変換する。コンバータ２０は、例えば、ダイオード整流回路である。ただし、コンバータ２０は、ダイオード整流回路に限定するものではなく、スイッチング素子などを用いた他の整流回路であってもよい。
　リアクトル３０および第１コンデンサ４０は、ＬＣフィルタを構成する。このＬＣフィルタは、コンバータ２０が出力する電圧における電圧変動のうち、リアクトル３０のインダクタンスと第１コンデンサ４０のキャパシタンスとによる共振周波数によって定まる周波数成分の電圧変動を取り除く。第１コンデンサ４０は、例えば、フィルムコンデンサである。フィルムコンデンサは、一般的に、電解コンデンサに比べて小容量であるが、小型で軽量、かつ長寿命である。第１コンデンサ４０が小容量のフィルムコンデンサである場合、第１コンデンサ４０が大型で大容量の電解コンデンサである場合に比べて、インバータ６０の入力における電圧変動は大きくなってしまう。
　第２コンデンサ５０は、スナバコンデンサである。スナバコンデンサは、インバータ６０がスイッチング素子を用いて直流電圧を交流電圧に変換したときに発生するスイッチングノイズによる電圧変動を抑制する。
　インバータ６０は、制御装置９０による制御に基づいて、上述のＬＣフィルタを介してコンバータ２０から供給される直流電圧からモータ７０を駆動するための交流電圧を生成する。
　インバータ６０は、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４、ＳＷ５、ＳＷ６を備える。スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ６は、例えば、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ－Ｏｘｉｄｅ－Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　Ｆｉｅｌｄ　Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などの制御端子（ＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴの場合、ゲート端子）を有する半導体素子である。
　モータ７０は、インバータ６０に供給される交流電圧に応じて回転する。モータ７０は、例えば、空気調和機において使用されるコンプレッサモータである。
　電流センサ８０は、モータ電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを検出する。ｉｕは、インバータ６０におけるｕ相に対応するモータ電流である。ｉｖは、インバータ６０におけるｖ相に対応するモータ電流である。ｉｗは、インバータ６０におけるｗ相に対応するモータ電流である。
（制御装置の構成）
　制御装置９０は、インバータ６０を制御する制御信号を生成する。制御装置９０は、図２に示すように、電圧検出回路１１０ａ、電流検出回路１１０ｂ、電圧指令生成部１１０ｃ、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）デューティ演算部１１０ｄ（演算部の一例）を備える。なお、制御装置９０によるモータ制御の具体的な手法の例としては、Ｖ／Ｆ（Ｖａｒｉａｂｌｅ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）制御などが挙げられる。
　電圧検出回路１１０ａは、第１コンデンサ４０の両端子間の電圧Ｖｘを特定する。例えば、電圧検出回路１１０ａは、Ａ／Ｄ（Ａｎａｌｏｇ　ｔｏ　Ｄｉｇｉｔａｌ）変換器１１０ａ１を備える。Ａ／Ｄ変換器１１０ａ１は、第１コンデンサ４０の両端子間の電圧Ｖｘを受ける。Ａ／Ｄ変換器１１０ａ１は、受けた電圧Ｖｘに１対１で対応するデジタル値（すなわち、受けた電圧の値を示すデジタル値）に変換する。
　電流検出回路１１０ｂは、電流センサ８０が検出したモータ電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗそれぞれの値を特定する。
（電圧指令生成部の構成）
　図２において、ω＿ｃｍｄは、速度指令（電気角）である。ωは、インバータ６０の出力周波数である。ｖｄは、ｄ軸電圧指令である。ｖｑは、ｑ軸電圧指令である。ｖｕは、ｕ相の電圧指令である。ｖｖは、ｖ相の電圧指令である。ｖｗは、ｗ相の電圧指令である。ｉｄは、ｄ軸のインバータ出力電流である。ｉｑは、ｑ軸のインバータ出力電流である。Ｖｘは、電圧検出回路１１０ａが検出した第１コンデンサ４０の両端子間の電圧である。θｃ１は、ｄ軸電圧指令ｖｄおよびｑ軸電圧指令ｖｑから電圧指令ｖｕ、電圧指令ｖｖおよび電圧指令ｖｗを生成する場合の位相の補正量である。
　電圧指令生成部１１０ｃは、図２に示すように、第１機能部ｆ１、第２機能部ｆ２、第３機能部ｆ３、第４機能部ｆ４、第５機能部ｆ５、第６機能部ｆ６、第７機能部ｆ７、第８機能部ｆ８、第９機能部ｆ９、第１０機能部ｆ１０を備える。
　第１機能部ｆ１は、第１０機能部ｆ１０からインバータ出力電流ｉｑを受ける。第１機能部ｆ１は、インバータ出力電流ｉｑに比例定数ｋωを乗算する。インバータ出力電流ｉｑは、モータ７０によるトルクの発生に寄与する電流である。（比例定数ｋωとインバータ出力電流ｉｑの乗算結果であるｋω・Ｉｑは、特許文献１に記載のとおりであり、トルク変動を回転数にフィードバックして脱調を防止するためのものである。）
　第２機能部ｆ２は、第１機能部ｆ１の出力を受ける。また、第２機能部ｆ２は、速度指令ω＿ｃｍｄを受ける。第２機能部ｆ２は、速度指令ω＿ｃｍｄから第１機能部ｆ１の出力を減算する。第２機能部ｆ２は、その減算結果をインバータ６０の出力周波数ωとして、第３機能部ｆ３、第４機能部ｆ４、および第８機能部ｆ８に出力する。
　第３機能部ｆ３は、第２機能部ｆ２からインバータ６０の出力周波数ωを受ける。また、第３機能部ｆ３は、第１０機能部ｆ１０からインバータ出力電流ｉｄを受ける。第３機能部ｆ３は、次に示す式（１）にインバータ出力電流ｉｄを代入することによって、ｄ軸電圧指令ｖｄを生成する。第３機能部ｆ３は、生成したｄ軸電圧指令ｖｄを第５機能部ｆ５に出力する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　ここで、Ｋｐｄは、比例定数である。
　また、第３機能部ｆ３は、次に示す式（２）にインバータ６０の出力周波数ωを代入することによって、ｑ軸電圧指令ｖｑを生成する。第３機能部ｆ３は、生成したｑ軸電圧指令ｖｑを第５機能部ｆ５に出力する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　ここで、λｄは、誘起電圧係数である。また、Ｖｑｏｆｓは、ｑ軸電圧オフセット値である。なお、ｑ軸電圧オフセット値Ｖｑｏｆｓは、比例定数Ｋを用いて、次に示す式（３）のように表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　なお、上記の式（１）および式（２）により、インバータ出力電流ｉｄがゼロになるように制御される。ｄ軸のインバータ出力電流ｉｄがゼロになれば、ｄ軸のインバータ出力電圧もゼロになる。
第４機能部ｆ４は、第２機能部ｆ２からインバータ６０の出力周波数ωを受ける。第４機能部ｄ４は、インバータ６０の出力周波数ωを時間軸方向に積分する。第４機能部ｆ４は、積分結果を第６機能部ｆ６および第７機能部ｆ７に出力する。
　第８機能部ｆ８は、電圧検出回路１１０ａから第１コンデンサ４０の両端子間の電圧Ｖｘを示すデジタル値を受ける。また、第８機能部ｆ８は、第２機能部ｆ２からインバータ６０の出力周波数ωを受ける。第８機能部ｆ８は、受けたデジタル値と、受けた出力周波数ωと、第１位相補正関数Ｆｎ１（インバータに供給される直流電圧の変動と位相の補正値との関係の一例）とに基づいて、補正値θｃ１を決定する。また、第８機能部ｆ８は、受けたデジタル値と、受けた出力周波数ωと、第２位相補正関数Ｆｎ２（インバータに供給される直流電圧の変動と位相の補正値との関係の一例）とに基づいて、補正値θｃ２を決定する。補正値θｃ１は、第５機能部ｆ５が２相３相変換を行う場合に用いる位相を補正するための補正値である。補正値θｃ２は、第１０機能部ｆ１０が３相２相変換を行う場合に用いる位相を補正するための補正値である。これら補正値θｃ１、θｃ２は、第１コンデンサ４０の両端子間の電圧Ｖｘの変動量に応じて位相の大きさを変化させる制御を行うものである。図３は、一実施形態による第１位相補正関数Ｆｎ１の一例を示す図である。図４は、一実施形態による第２位相補正関数Ｆｎ２の一例を示す図である。第１位相補正関数Ｆｎ１は、予めシミュレーションや実験を行って決定した関数であり、第１コンデンサ４０の両端子間の直流電圧とモータ７０の駆動に必要な電圧とにより、補正値θｃ１を特定可能な関数である。また、第２位相補正関数Ｆｎ２は、予めシミュレーションや実験を行って決定した関数であり、第１コンデンサ４０の両端子間の直流電圧とモータ７０の駆動に必要な電圧とにより、補正値θｃ２を特定可能な関数である。補正値θｃ１は、第７機能部ｆ７で２相３相変換を行う位相に加算される。また、補正値θｃ２は、第６機能部ｆ６で３相２相変換を行う位相に加算される。
　具体的には、第１位相補正関数Ｆｎ１は、第１コンデンサの両端間の電圧Ｖｘおよびモータ７０に必要な電圧の関数であり、補正値を決定する関数である。モータ７０に必要な電圧は、インバータ６０の出力周波数ωに誘起電圧係数λｄを乗算したものである。つまり、第１位相補正関数Ｆｎ１は、第１コンデンサの両端間の電圧Ｖｘおよびインバータ６０の出力周波数ωの関数であり、誘起電圧係数λｄを含む。そして、第１位相補正関数Ｆｎ１に第１コンデンサの両端間の電圧Ｖｘおよびインバータ６０の出力周波数ωが代入されることにより、各補正値θｃ１が特定される。つまり、第８機能部ｆ８は、第１位相補正関数Ｆｎ１に電圧Ｖｘおよび出力周波数ωを代入して第１位相補正関数Ｆｎ１の値（すなわち、補正値θｃ１）を特定する。このように第８機能部ｆ８が特定した補正値θｃ１が、第７機能部ｆ７で用いられる補正値となる。
　また、具体的には、第２位相補正関数Ｆｎ２は、第１コンデンサの両端間の電圧Ｖｘおよびモータ７０に必要な電圧の関数であり、補正値を決定する関数である。モータ７０に必要な電圧は、インバータ６０の出力周波数ωに誘起電圧係数λｄを乗算したものである。つまり、第２位相補正関数Ｆｎ２は、第１コンデンサの両端間の電圧Ｖｘおよびインバータ６０の出力周波数ωの関数であり、誘起電圧係数λｄを含む。そして、第２位相補正関数Ｆｎ２に第１コンデンサの両端間の電圧Ｖｘおよびインバータ６０の出力周波数ωが代入されることにより、各補正値θｃ２が特定される。つまり、第８機能部ｆ８は、第２位相補正関数Ｆｎ２に電圧Ｖｘおよび出力周波数ωを代入して第２位相補正関数Ｆｎ２の値（すなわち、補正値θｃ２）を特定する。このように第８機能部ｆ８が特定した補正値θｃ２が、第６機能部ｆ６で用いられる補正値となる。
　なお、モータ７０に必要な電圧をより詳細に計算する場合には、第８機能部ｆ８は、例えば、出力周波数ωに誘起電圧係数λｄを乗算したものに、虚数ｊ、出力周波数ω、ｑ軸のインダクタンス、およびｑ軸の電流を乗算したものを加算すればよい。すなわち、第８機能部ｆ８は、複素数によって表現されたベクトルの演算を行うことにより（例えば、フェーザ法を用いることにより）モータ７０に必要な電圧を算出すればよい。この場合、第８機能部ｆ８は、予めｑ軸のインダクタンスを記憶し、第１０機能部ｆ１０が出力するインバータ出力電流ｉｑをｑ軸の電流として取得して用いればよい。その結果、第１位相補正関数Ｆｎ１と第２位相補正関数Ｆｎ２は、同一の関数であってもよいし、異なる関数であってもよい。
　なお、補正値θｃ１および補正値θｃ２の特定は、上述の第１位相補正関数Ｆｎ１や第２位相補正関数Ｆｎ２などの関数を用いて特定するものに限定されるものではない。例えば、第１コンデンサの両端間の電圧Ｖｘおよびモータ７０に必要な電圧と、それらに対応する補正値とが関連付けられて、例えば、データテーブル（インバータに供給される直流電圧の変動と位相の補正値との関係の一例）として記憶されており、第８機能部ｆ８は、第１コンデンサの両端間の電圧Ｖｘおよびモータ７０に必要な電圧を特定し、データテーブルにおいて、特定した第１コンデンサの両端間の電圧Ｖｘおよびモータ７０に必要な電圧に関連付けられて記憶されている補正値を所望の補正値として特定するものであってもよい。
　第６機能部ｆ６は、第４機能部ｆ４から積分結果を受ける。また、第６機能部ｆ６は、第８機能部ｆ８から補正値θｃ２を受ける。第６機能部ｆ６は、積分結果に補正値θｃ２を加算する。つまり、第６機能部ｆ６は、インバータ６０の出力周波数ωの積分結果を、補正値θｃ２を用いて補正したことになる。第６機能部ｆ６は、加算結果θｅｓを第１０機能部ｆ１０に出力する。
　第１０機能部ｆ１０は、第６機能部ｆ６から加算結果θｅｓを受ける。また、第１０機能部ｆ１０は、所定の時間間隔で電流検出回路１１０ｂからｕ相、ｖ相およびｗ相それぞれのモータ電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを受ける。第１０機能部ｆ１０は、加算結果θｅｓを位相として、例えば、下記の式（４）を用いてモータ電流ｉｕ、モータ電流ｉｖおよびモータ電流ｉｗを、インバータ出力電流ｉｄおよびインバータ出力電流ｉｑに３相２相変換する。第１０機能部ｆ１０は、インバータ出力電流ｉｄを第３機能部ｆ３に出力する。また、第１０機能部ｆ１０は、インバータ出力電流ｉｑを第１機能部ｆ１および第９機能部に出力する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　第９機能部ｆ９は、インバータ出力電流ｉｑを用いて力率角φｖを特定する。この特定は、例えば、特許文献１に記載されている方法と同様に行えばよい。第９機能部ｆ９は、特定した力率角φｖを第７機能部ｆ７に出力する。
　第７機能部ｆ７は、第４機能部ｆ４から積分結果を受ける。また、第７機能部ｆ７は、第８機能部ｆ８から補正値θｃ１を受ける。また、第７機能部ｆ７は、第９機能部ｆ９から力率角φｖを受ける。第７機能部ｆ７は、積分結果、補正値θｃ１および力率角φｖを加算する。第７機能部ｆ７は、その加算結果θｖ２３を第５機能部ｆ５に出力する。
　第５機能部ｆ５は、第３機能部ｆ３からｄ軸電圧指令ｖｄおよびｑ軸電圧指令ｖｑを受ける。また、第５機能部ｆ５は、第７機能部ｆ７から加算結果θｖ２３を受ける。第５機能部ｆ５は、例えば、次に示す式（５）を用いてｄ軸電圧指令ｖｄおよびｑ軸電圧指令ｖｑを、ｕ相の電圧指令ｖｕ、ｖ相の電圧指令ｖｖおよびｗ相の電圧指令ｖｗに変換する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　ＰＷＭデューティ演算部１１０ｄは、第１コンデンサ４０の両端子間の直流電圧と、電圧指令ｖｕ、電圧指令ｖｖおよび電圧指令ｖｗとに基づいてデューティ比を決定した、インバータ６０を制御するためのＰＷＭ信号を生成する。
　例えば、モータ７０の高速域では、ＰＷＭデューティ演算部１１０ｄは、補正値θｃ１を用いて補正された位相θｖ２３を使用して、第５機能部ｆ５が２相３相変換して出力するｕ相の電圧指令ｖｕ、ｖ相の電圧指令ｖｖおよびｗ相の電圧指令ｖｗと、第１コンデンサ４０の両端子間の直流電圧とに基づいてデューティ比を決定した、インバータ６０を制御するためのＰＷＭ信号を生成する。
（制御装置が行う処理）
　次に、モータ７０の高速域において、制御装置９０がインバータ６０を制御するためのＰＷＭ信号を生成する場合に行う２相３相変換および３相２相変換の処理について、図５および図６を参照して説明する。まず、制御装置９０が行う２相３相変換の処理について説明する。
　電圧検出回路１１０ａは、第１コンデンサ４０の両端子間の電圧Ｖｘを特定する。電圧検出回路１１０ａは、特定した電圧Ｖｘを第８機能部ｆ８に出力する。第８機能部ｆ８は、電圧検出回路１１０ａが出力した電圧Ｖｘを取得する（ステップＳ１）。
　また、第２機能部ｆ２は、インバータ６０の出力周波数ωを第８機能部ｆ８に出力する。第８機能部ｆ８は、第２機能部ｆ２が出力した出力周波数ωを取得する。第８機能部ｆ８は、取得した出力周波数ωに基づいて、モータ７０に必要な電圧を計算する（ステップＳ２）。例えば、第８機能部ｆ８は、出力周波数ωに誘起電圧係数λｄを乗算してモータ７０に必要な電圧を計算する。
　第８機能部ｆ８は、第１位相補正関数Ｆｎ１から補正値θｃ１を特定する。例えば、第８機能部ｆ８は、取得した電圧Ｖｘおよび計算したモータ７０に必要な電圧を第１位相補正関数Ｆｎ１に代入し、第１位相補正関数Ｆｎ１の値、すなわち、補正値θｃ１を特定する（ステップＳ３）。第８機能部ｆ８は、特定した補正値θｃ１を第７機能部ｆ７に出力する。
　第７機能部ｆ７は、第８機能部ｆ８が出力した補正値θｃ１を取得する。また、第７機能部ｆ７は、第４機能部ｆ４が出力した積分結果を取得する。また、第７機能部ｆ７は、第９機能部ｆ９が出力した力率角φｖを取得する。第７機能部ｆ７は、積分結果、力率角φｖ、および補正値θｃ１を加算して、加算結果θｖ２３を計算する。つまり、第７機能部ｆ７は、２相３相変換に使用する位相に補正値θｃ１を加算することにより、２相３相変換に使用する位相をθｖ２３に変更する（ステップＳ４）。第７機能部ｆ７は、位相θｖ２３を第５機能部ｆ５に出力する。
　第５機能部ｆ５は、第７機能部ｆ７が出力した位相θｖ２３を取得する。第５機能部ｆ５は、第７機能部ｆ７が出力した位相θｖ２３を取得する。また、第５機能部ｆ５は、第３機能部ｆ３が出力するｄ軸電圧指令ｖｄおよびｑ軸電圧指令ｖｑを取得する。第５機能部ｆ５は、２軸の電圧指令（すなわち、ｄ軸電圧指令ｖｄおよびｑ軸電圧指令ｖｑ）を位相θｖ２３を用いて３軸の電圧指令（すなわち、電圧指令ｖｕ、電圧指令ｖｖおよび電圧指令ｖｗ）に変換する（ステップＳ５）。第５機能部ｆ５は、３軸の電圧指令をＰＷＭデューティ演算部１１０ｄに出力する。
　ＰＷＭデューティ演算部１１０ｄは、第５機能部ｆ５が出力した３軸の電圧指令を取得する。また、ＰＷＭデューティ演算部１１０ｄは、電圧検出回路１１０ａが出力した直流電圧Ｖｘを取得する。ＰＷＭデューティ演算部１１０ｄは、第５機能部ｆ５が出力した３軸の電圧指令および電圧検出回路１１０ａが出力した直流電圧Ｖｘに基づいて、インバータ６０を制御するＰＷＭ信号を生成する。そして、ＰＷＭデューティ演算部１１０ｄは、生成したＰＷＭ信号をインバータ６０に出力する。
　次に、制御装置９０が行う３相２相変換の処理について説明する。
　電圧検出回路１１０ａは、第１コンデンサ４０の両端子間の電圧Ｖｘを特定する。電圧検出回路１１０ａは、特定した電圧Ｖｘを第８機能部ｆ８に出力する。第８機能部ｆ８は、電圧検出回路１１０ａが出力した電圧Ｖｘを取得する（ステップＳ６）。
　また、第２機能部ｆ２は、インバータ６０の出力周波数ωを第８機能部ｆ８に出力する。第８機能部ｆ８は、第２機能部ｆ２が出力した出力周波数ωを取得する。第８機能部ｆ８は、取得した出力周波数ωに基づいて、モータ７０に必要な電圧を計算する（ステップＳ７）。例えば、第８機能部ｆ８は、出力周波数ωに誘起電圧係数λｄを乗算してモータ７０に必要な電圧を計算する。
　第８機能部ｆ８は、第２位相補正関数Ｆｎ２から補正値θｃ２を特定する。例えば、第８機能部ｆ８は、取得した電圧Ｖｘおよび計算したモータ７０に必要な電圧を第２位相補正関数Ｆｎ２に代入し、第２位相補正関数Ｆｎ２の値、すなわち、補正値θｃ２を特定する（ステップＳ８）。第８機能部ｆ８は、特定した補正値θｃ２を第６機能部ｆ６に出力する。
　第６機能部ｆ６は、第８機能部ｆ８が出力した補正値θｃ２を取得する。また、第６機能部ｆ６は、第４機能部ｆ４が出力した積分結果を取得する。第６機能部ｆ６は、積分結果、および補正値θｃ２を加算して、加算結果θｅｓを計算する。つまり、第６機能部ｆ６は、３相２相変換に使用する位相に補正値θｃ２を加算することにより、３相２相変換に使用する位相をθｅｓに変更する（ステップＳ９）。第６機能部ｆ６は、位相θｅｓを第１０機能部ｆ１０に出力する。
　第１０機能部ｆ１０は、第６機能部ｆ６が出力した位相θｅｓを取得する。第１０機能部ｆ１０は、第６機能部ｆ６が出力した位相θｅｓを取得する。また、第１０機能部ｆ１０は、電流検出回路１１０ｂが出力するモータ電流ｉｕ、モータ電流ｉｖ、およびモータ電流ｉｗを取得する。第１０機能部ｆ１０は、３軸のモータ電流（すなわち、モータ電流ｉｕ、モータ電流ｉｖ、およびモータ電流ｉｗ）を位相θｅｓを用いて２軸のモータ電流（すなわち、インバータ出力電流ｉｄおよびインバータ出力電流ｉｑ）に変換する（ステップＳ１０）。第１０機能部ｆ１０は、２軸のモータ電流を第１機能部ｆ１および第３機能部ｆ３に出力する。
（作用効果）
　以上、本開示の第１実施形態によるモータの駆動装置１について説明した。モータの駆動装置１において、第８機能部ｆ８（保持部の一例）は、インバータ６０に供給される電圧の変動と位相の補正値との関係を保持する。補正値加算手段（ｆ６、ｆ７）は、前記３相を２相へ変換する３相２相変換を行う場合に用いる位相および前記２相を前記３相へ変換する２相３相変換を行う場合に用いる位相の少なくとも一方に前記補正値を加算する。
　これにより、モータの駆動装置１において、制御装置９０は、モータの高速域におけるトルク変動を抑制することができると同時に回転数変動も抑制できる。また、トルク変動および回転数変動を抑制できる場合には、トルク変動および回転数変動を抑制できない場合に比べて電流の脈動を抑えて電流のピーク値を下げることができるため、制御装置９０は、トルク変動および回転数変動を抑制できると同時に運転範囲の縮小を抑制することができる。
　なお、本開示の別の実施形態では、補正値θｃ１と補正値θｃ２とが同一であってもよい。
　なお、本開示の実施形態における処理は、適切な処理が行われる範囲において、処理の順番が入れ替わってもよい。
　本開示の実施形態における記憶部や記憶装置（レジスタ、ラッチを含む）のそれぞれは、適切な情報の送受信が行われる範囲においてどこに備えられていてもよい。また、記憶部や記憶装置のそれぞれは、適切な情報の送受信が行われる範囲において複数存在しデータを分散して記憶していてもよい。
　本開示の実施形態について説明したが、上述の制御装置９０、その他の制御装置は内部に、コンピュータシステムを有していてもよい。そして、上述した処理の過程は、プログラムの形式でコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記憶されており、このプログラムをコンピュータが読み出して実行することによって、上記処理が行われる。コンピュータの具体例を以下に示す。
　図７は、少なくとも１つの実施形態に係るコンピュータの構成を示す概略ブロック図である。
　コンピュータ５は、図７に示すように、ＣＰＵ６、メインメモリ７、ストレージ８、インターフェース９を備える。
　例えば、上述の制御装置９０、その他の制御装置のそれぞれは、コンピュータ５に実装される。そして、上述した各処理部の動作は、プログラムの形式でストレージ８に記憶されている。ＣＰＵ６は、プログラムをストレージ８から読み出してメインメモリ７に展開し、当該プログラムに従って上記処理を実行する。また、ＣＰＵ６は、プログラムに従って、上述した各記憶部に対応する記憶領域をメインメモリ７に確保する。
　ストレージ８の例としては、ＨＤＤ（Ｈａｒｄ　Ｄｉｓｋ　Ｄｒｉｖｅ）、ＳＳＤ（Ｓｏｌｉｄ　Ｓｔａｔｅ　Ｄｒｉｖｅ）、磁気ディスク、光磁気ディスク、ＣＤ－ＲＯＭ（Ｃｏｍｐａｃｔ　Ｄｉｓｃ　Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）、ＤＶＤ－ＲＯＭ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｖｅｒｓａｔｉｌｅ　Ｄｉｓｃ　Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）、半導体メモリ等が挙げられる。ストレージ８は、コンピュータ５のバスに直接接続された内部メディアであってもよいし、インターフェース９または通信回線を介してコンピュータ５に接続される外部メディアであってもよい。また、このプログラムが通信回線によってコンピュータ５に配信される場合、配信を受けたコンピュータ５が当該プログラムをメインメモリ７に展開し、上記処理を実行してもよい。少なくとも１つの実施形態において、ストレージ８は、一時的でない有形の記憶媒体である。
　また、上記プログラムは、前述した機能の一部を実現してもよい。さらに、上記プログラムは、前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるファイル、いわゆる差分ファイル（差分プログラム）であってもよい。
　本開示のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例であり、開示の範囲を限定しない。これらの実施形態は、開示の要旨を逸脱しない範囲で、種々の追加、種々の省略、種々の置き換え、種々の変更を行ってよい。
＜付記＞
　本開示の各実施形態に記載の制御装置９０は、例えば以下のように把握される。
（１）第１の態様に係る制御装置（９０）は、
　電圧指令を回転直交座標系の２軸で設定する手段（ｆ３）と、前記２軸の電圧指令を３相へ座標変換する手段（ｆ５）と、
　前記３相の電圧指令をインバータ（６０）による電力変換を経てモータ（７０）に印加する手段（１１０ｄ）と、
　前記モータ（７０）の端子電流をフィードバックする手段（１１０ｂ）と、
　フィードバックする前記電流から力率角を決定する力率角決定手段（ｆ９）と、
　前記３相で得られる前記モータ（７０）の端子電流を直交座標に変換する際に用いる位相に前記力率角を加減する力率角加減手段（ｆ１０）と、
　を有するモータ（７０）の制御装置（９０）において、
　インバータ（６０）に供給される直流電圧の変動と位相の補正値との関係を保持する保持部（ｆ８）と、
　前記３相を２相へ変換する３相２相変換を行う場合に用いる位相および前記２相を前記３相へ変換する２相３相変換を行う場合に用いる位相の少なくとも一方に前記補正値を加算する補正値加算手段（ｆ６、ｆ７）と、を備える。
　この制御装置（９０）において、保持部（ｆ８）は、インバータ（６０）に供給される直流電圧の変動と位相の補正値との関係を保持する。補正値加算手段（ｆ６、ｆ７）は、前記３相を２相へ変換する３相２相変換を行う場合に用いる位相および前記２相を前記３相へ変換する２相３相変換を行う場合に用いる位相の少なくとも一方に前記補正値を加算する。
　これにより、制御装置（９０）は、直流電圧の変動と位相の補正値との関係を用いて指令を変更することができる。その結果、変動した電圧をインバータ（６０）に入力してもモータ（７０）の高速域におけるトルク変動、回転数変動や運転範囲縮小を抑制することができる。
（２）第２の態様に係る制御装置（９０）は、（１）の制御装置（９０）であって、前記変動を検出する検出部（１１０ａ１）、を備え、前記検出部（１１０ａ１）の検出結果に基づいて前記補正値を決定する。
　これにより、制御装置（９０）は、検出部（１１０ａ１）が検出した結果に基づいて指令を変更することができる。その結果、電圧変動が頻繁に発生する場合であっても常に変動後の電圧を検出できるため、変動した電圧をインバータ（６０）に入力しても常にモータ（７０）の高速域におけるトルク変動、回転数変動や運転範囲縮小を抑制することができる。
（３）第３の態様に係る制御装置（９０）は、（１）または（２）の制御装置（９０）であって、前記補正値が加算された位相に基づいて、前記インバータ（６０）を制御する制御指令を生成する演算部（１１０ｄ）、を備える。
　これにより、制御装置（９０）は、変動した電圧をインバータ（６０）に入力しても常にモータ（７０）の高速域におけるトルク変動、回転数変動や運転範囲縮小を抑制することができるインバータ（６０）の制御指令を生成することが期待できる。
（４）第４の態様に係る制御装置（９０）は、（３）の制御装置（９０）であって、前記演算部（１１０ｄ）は、前記変動に基づいて、前記インバータ（６０）を制御する制御指令を生成する。
　これにより、制御装置（９０）は、変動した電圧をインバータ（６０）に入力しても常にモータ（７０）の高速域におけるトルク変動、回転数変動や運転範囲縮小を抑制することができるインバータ（６０）の制御指令を生成することが期待できる。
（５）第５の態様に係る制御装置（９０）は、（４）の制御装置（９０）であって、前記演算部（１１０ｄ）は、前記インバータ（６０）の負荷（７０）を駆動するために必要な電圧に基づいて、前記制御指令を生成する。
　これにより、制御装置（９０）は、変動した電圧をインバータ（６０）に入力しても常にモータ（７０）の高速域におけるトルク変動、回転数変動や運転範囲縮小を抑制することができるインバータ（６０）の制御指令を生成することが期待できる。
（６）第６の態様に係るモータ（７０）の駆動装置は、上記制御装置と、前記インバータと、を備える。
　これにより、モータ（７０）の駆動装置は、直流電圧の変動と位相の補正値との関係を用いて指令を変更することができる。その結果、変動した電圧をインバータ（６０）に入力してもモータ（７０）の高速域におけるトルク変動、回転数変動や運転範囲縮小を抑制することができる。
（７）第７の態様に係るモータ（７０）の駆動装置（１）は、（６）のモータ（７０）の駆動装置（１）であって、上記制御装置（９０）と、前記インバータ（６０）と、を備える。
　これにより、モータ（７０）の駆動装置（１）は、直流電圧の変動と位相の補正値との関係を用いて指令を変更することができる。その結果、変動した電圧をインバータ（６０）に入力してもモータ（７０）の高速域におけるトルク変動、回転数変動や運転範囲縮小を抑制することができる。
（８）第８の態様に係る制御方法は、
　電圧指令を回転直交座標系の２軸で設定する手段（ｆ３）と、前記２軸の電圧指令を３相へ座標変換する手段（ｆ５）と、前記３相の電圧指令をインバータ（６０）による電力変換を経てモータ（７０）に印加する手段（１１０ｄ）と、前記モータ（７０）の端子電流をフィードバックする手段（１１０ｂ）と、フィードバックする前記電流から力率角を決定する力率角決定手段（ｆ９）と、前記３相で得られる前記モータ（７０）の端子電流を直交座標に変換する際に用いる位相に前記力率角を加減する力率角加減手段（ｆ１０）と、を有するモータ（７０）の制御装置（９０）による制御方法であって、
　インバータ（６０）に供給される直流電圧の変動と位相の補正値との関係を保持することと、
　前記３相を２相へ変換する３相２相変換を行う場合に用いる位相および前記２相を前記３相へ変換する２相３相変換を行う場合に用いる位相の少なくとも一方に前記補正値を加算することと、
　を含む。
　これにより、制御方法は、直流電圧の変動と位相の補正値との関係を用いて指令を変更することができる。その結果、変動した電圧をインバータ（６０）に入力してもモータ（７０）の高速域におけるトルク変動、回転数変動や運転範囲縮小を抑制することができる。
（９）第９の態様に係るプログラムは、
　電圧指令を回転直交座標系の２軸で設定する手段（ｆ３）と、前記２軸の電圧指令を３相へ座標変換する手段（ｆ５）と、前記３相の電圧指令をインバータ（６０）による電力変換を経てモータ（７０）に印加する手段（１１０ｄ）と、前記モータ（７０）の端子電流をフィードバックする手段（１１０ｂ）と、フィードバックする前記電流から力率角を決定する力率角決定手段（ｆ９）と、前記３相で得られる前記モータ（７０）の端子電流を直交座標に変換する際に用いる位相に前記力率角を加減する力率角加減手段（ｆ１０）と、を有するモータ（７０）の制御装置（９０）のコンピュータ（５）に、
　インバータ（６０）に供給される直流電圧の変動と位相の補正値との関係を保持することと、
　前記３相を２相へ変換する３相２相変換を行う場合に用いる位相および前記２相を前記３相へ変換する２相３相変換を行う場合に用いる位相の少なくとも一方に前記補正値を加算することと、
　を実行させる。
　これにより、プログラムは、直流電圧の変動と位相の補正値との関係を用いて指令を変更することができる。その結果、変動した電圧をインバータ（６０）に入力してもモータ（７０）の高速域におけるトルク変動、回転数変動や運転範囲縮小を抑制することができる。
　本開示に係る制御装置、モータの駆動装置、制御方法及びプログラムによれば、変動した電圧をインバータに入力してもモータの高速域におけるトルク変動、回転数変動や運転範囲縮小を抑制することができる。
１・・・モータの駆動装置
５・・・コンピュータ
６・・・ＣＰＵ
７・・・メインメモリ
８・・・ストレージ
９・・・インターフェース
１０・・・電源
２０・・・コンバータ
３０・・・リアクトル
４０・・・第１コンデンサ
５０・・・第２コンデンサ
６０・・・インバータ
７０・・・モータ
８０・・・電流センサ
９０・・・制御装置
１１０ａ・・・電圧検出回路
１１０ａ１、１１０ｂ１・・・Ａ／Ｄ変換器
１１０ｂ・・・電流検出回路
１１０ｃ・・・電圧指令生成部
１１０ｄ・・・ＰＷＭデューティ演算部
ｆ１・・・第１機能部
ｆ２・・・第２機能部
ｆ３・・・第３機能部
ｆ４・・・第４機能部
ｆ５・・・第５機能部
ｆ６・・・第６機能部
ｆ７・・・第７機能部
ｆ８・・・第８機能部
ｆ９・・・第９機能部
ｆ１０・・第１０機能部

Claims (9)

  1. 　電圧指令を回転直交座標系の２軸で設定する手段と、
    　前記２軸の電圧指令を３相へ座標変換する手段と、
    　前記３相の電圧指令をインバータによる電力変換を経てモータに印加する手段と、
    　前記モータの端子電流をフィードバックする手段と、
    　フィードバックする前記電流から力率角を決定する力率角決定手段と、
    　前記３相で得られる前記モータの端子電流を直交座標に変換する際に用いる位相に前記力率角を加減する力率角加減手段と、
    　を有する永久磁石同期モータの制御装置において、
    　インバータに供給される直流電圧の変動と位相の補正値との関係を保持する保持部と、
    　前記３相を２相へ変換する３相２相変換を行う場合に用いる位相および前記２相を前記３相へ変換する２相３相変換を行う場合に用いる位相の少なくとも一方に前記補正値を加算する補正値加算手段と、
    　を備える制御装置。
  2. 　前記変動を検出する検出部、
    　を備え、
    　前記検出部の検出結果に基づいて前記補正値を決定する、
    　請求項１に記載の制御装置。
  3. 　前記補正値が加算された位相に基づいて、前記インバータを制御する制御指令を生成する演算部、
    　を備える請求項１または請求項２に記載の制御装置。
  4. 　前記演算部は、
    　前記変動に基づいて、前記インバータを制御する制御指令を生成する、
    　請求項３に記載の制御装置。
  5. 　前記演算部は、
    　前記インバータの負荷を駆動するために必要な電圧に基づいて、前記制御指令を生成する、
    　請求項４に記載の制御装置。
  6. 　請求項１から請求項５の何れか一項に記載の制御装置と、
    　前記インバータと、
    　を備えるモータの駆動装置。
  7. 　前記インバータの入力に設けられ、前記インバータに供給される電圧の変動を抑制するフィルムコンデンサ、
    　を備える請求項６に記載のモータの駆動装置。
  8. 　電圧指令を回転直交座標系の２軸で設定する手段と、前記２軸の電圧指令を３相へ座標変換する手段と、前記３相の電圧指令をインバータによる電力変換を経てモータに印加する手段と、前記モータの端子電流をフィードバックする手段と、フィードバックする前記電流から力率角を決定する力率角決定手段と、前記３相で得られる前記モータの端子電流を直交座標に変換する際に用いる位相に前記力率角を加減する力率角加減手段と、を有する永久磁石同期モータの制御装置による制御方法であって、
    　インバータに供給される直流電圧の変動と位相の補正値との関係を保持することと、
    　前記３相を２相へ変換する３相２相変換を行う場合に用いる位相および前記２相を前記３相へ変換する２相３相変換を行う場合に用いる位相の少なくとも一方に前記補正値を加算することと、
    　を含む制御方法。
  9. 　電圧指令を回転直交座標系の２軸で設定する手段と、前記２軸の電圧指令を３相へ座標変換する手段と、前記３相の電圧指令をインバータによる電力変換を経てモータに印加する手段と、前記モータの端子電流をフィードバックする手段と、フィードバックする前記電流から力率角を決定する力率角決定手段と、前記３相で得られる前記モータの端子電流を直交座標に変換する際に用いる位相に前記力率角を加減する力率角加減手段と、を有する永久磁石同期モータの制御装置のコンピュータに、
    　インバータに供給される直流電圧の変動と位相の補正値との関係を保持することと、
    　前記３相を２相へ変換する３相２相変換を行う場合に用いる位相および前記２相を前記３相へ変換する２相３相変換を行う場合に用いる位相の少なくとも一方に前記補正値を加算することと、
    　を実行させるプログラム。
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