DE3618337A1

DE3618337A1 - Adaptive elektrische kontroll- und regeleinrichtung

Info

Publication number: DE3618337A1
Application number: DE19863618337
Authority: DE
Inventors: Wayne T Dipl Ing Culberson
Original assignee: Kollmorgen Technologies Corp
Current assignee: Kollmorgen Corp
Priority date: 1985-05-31
Filing date: 1986-05-30
Publication date: 1988-01-28
Also published as: EP0203550A1; US4733149A; EP0203550B1; GB2176029B; KR860009540A; GB8612844D0; KR940003008B1; DE3618337C2; JPS6231401A; GB2176029A; DE3680586D1

Description

Die Erfindung betrifft elektrische Echtzeit-adaptive Steuerungssysteme, nachfolgend auch Kontroll- und Regeleinrichtung genannt. Die Erfindung wird hier vorzugsweise anhand der Geschwindigkeitskontrolle eines elektrischen Motors beschrieben, sie hat aber ein weites Anwendungsgebiet in der allgemeinen adaptiven Steuerung. Bei den üblichen Geschwindigkeits-Servosystem sind die Steuerelemente entweder Leistungstransistoren oder SCRs, die gesteuerten Elemente sind meistens mit einer Last verbundene elektrische Motoren, und die Steuerung leitet das Geschwindigkeits-Fehlersignal aus dem Vergleich des Geschwindigkeits-Sollsignals mit dem rückgeführten Geschwindigkeits- Istsignal ab. Dieses abgeleitete Fehlersignal wird zum Antrieb der Leistungsverstärker oder SCRs verwendet.

Dynamische und statische Parameter treten in jedem Steuerungsabschnitt des Systems auf und müssen zur Vermeidung von Instabilitätsproblemen wie auch zur Erzielung einer optimalen Leistung diesen entsprechend angepaßt werden. Bei den meisten Vorrichtungen werden die Parameter der Steuerung so eingestellt, daß sie die Parameter der zu steuernden Elemente kompensieren. Die konventionelle Steuerungsvorrichtung, wie sie in den meisten Servo-Systemen enthalten ist, ist ein PID Regelung (proportion, integral with derivative feedback). Die Kompensation wird durch die Einstellung der vier Komponenten erzielt. Diese sind die integrierenden und differenzierenden Kapazitäten und ihre entsprechenden, in Serie geschalteten Widerstände.

Unglücklicherweise sind die vier einstellbaren Parameter voneinander abhängig und normalerweise durch Herumprobieren für eine bestimmte Last eingestellt. Bei konstanter Last können die optimalen Bedingungen für ein optimale Regelung leicht festgestellt werden. Bei veränderlichen Bedingungen und Lasten muß entweder auf die schlechtest möglichen Bedingungen eingestellt werden, oder es muß ein Kompromiß gefunden werden, aber durch eine zuvor festgelegte Einstellung können niemals optimale Bedingungen erzielt werden und das System muß mindestens für einen Teil der Zeit bei nicht optimalen Bedingungen arbeiten.

Adaptive Steuersysteme sind bekannt und im Konzept einfach, aber in der praktischen Durchführung sehr schwierig und bisher nicht erfolgreich. Bei diesen Regelvorrichtungen tastet der Regler die Lastbedingung ab und stellt die Steuerung automatisch auf den Kompensationswert ein. Dieses an sich einfache Konzept beinhaltet die Einstellung einer großen Anzahl voneinander abhängiger Parameter. Bei dynamisch veränderlicher Last müssen zahlreiche sich wiederholende Kalkulationen durchgeführt werden und die sich ergebende Konstruktion ist sehr komplex. Selbst relativ einfache Steuerungsvorrichtungen haben in der Vergangenheit bereits verhältnismäßig große Computer beansprucht, um nur annähernd eine Echtzeit-adaptive Steuerung zu erzielen.

Überraschenderweise erzielt das Verfahren nach der Erfindung unter Verwendung verhältnismäßig billiger Chip- Mikrocomputer oder einer relativ einfachen Anordnung entsprechender Computerelemente eine Echtzeit-adaptive Steuerung.

Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht in einer adaptiven elektrischen Regeleinrichtung für regelbare Bauelemente mit einer Rückkoppelungsschleife zum Liefern mindestens eines dem Ist-Wert eines Parameters des regelbaren Bauelements entsprechenden Signals, einer Anordnung zum Vergleich des Ist-Wert-Signals mit einem dem Sollwert des Parameters entsprechenden Signal, sowie einer Anordnung zur adaptiven Regelung des elektrischen Bauelements als Funktion des Ist- und Soll-Wert-Vergleichs. Diese Aufgabe wird durch die im kennzeichnenden Teil des Anspruchs 1 angegebenen Merkmale gelöst.

Vorteilhafte Weiterbildungen ergeben sich aus den Unteransprüchen.

Der erfindungsgemäße Regler enthält gesteuerte und zu steuernde Bauteile zur Steuerung der zu steuernden Bauteile und ein Rückkopplungs-Anordnung zur Rückführung des Ist-Wertes des zu steuernden Parameters, eine Kommandoeinrichtung zum Erzeugen eines Befehlssignals, das den Soll-Wert für den zu steuernden Parameter angibt. Weiterhin enthält er eine Steuerungsvorrichtung mit einem Integrator im Vorwärtsregelkreis, um ein integriertes Signal zu liefern; eine Summierschaltung zum Vergleichen des Befehls- oder Sollwert-Signals mit dem rückgeführten Istwert-Signal, um hieraus das dem Integrator zuzuführende Signal abzuleiten; ferner eine Summierschaltung zur Summierung des rückgeführten Istwert- Signals mit dem integrierten Signal und eine Vorrichtung, um den Verstärkungsfaktor des durch den Integrator integrierten Signals zu bestimmen; sowie adaptive Steuerungselemente, die mit den gesteuerten Bauteilen verbunden sind und die so ausgerüstet sind, daß sie den Verstärkungsfaktor des integrierten Signal als Funktion wenigstens eines gemessenen Parameters der Steuerungsvorrichtung festlegen.

Das Verfahren nach der Erfindung weist eine Regelvorrichtung, Steuerungsbauteile und gesteuerte Bauteile auf sowie Verfahrensschritte zur Herstellung eines Befehlssignals, das dem Sollwert der zu steuernden Parameter entspricht, sowie eines Rückkoppelungssignals für den Istwert des gesteuerten Parameters. Zur Lieferung eines integrierten Signals schließt der Vorwärts-Regelkreis einen Integrator ein zum Vergleichen des Ist- und Sollwertes vor und nach der Integration und dynamischen Steuerung des Verstärkungsfaktors im Vorwärts-Regelkreis für die Integration als Funktion wenigstens eines Parameters im geregelten System. Statt der üblichen PID Konfiguration im Regler wird eine Pseudo-derivative feedback (PDF) Steuerung verwendet.

Der PDF Steuerkreis erfordert eine erhöhte Anzahl von Arbeitsverstärkern, hat aber den Vorteil, daß er nur eine Integration und keine Differentiation erfordert. Noch wichtiger ist, daß die PDF Anordnung die Anzahl der Kompensationsberichtigungen auf zwei Variable reduziert, von denen eine gegen dynamische Lastschwankungen unempfindlich ist, so daß nur eine Variable bei Lastschwankungen eingestellt werden muß, und das ist der Integrationsproportionsfaktor K₁.

Der Wert von K₁ kann sehr leicht aus den gemessenen Geschwindigkeits- und Stromwerten errechnet werden, um die Schwankungen in der Trägheit wie in der Motor/Tachometer- Charakteristik auszugleichen. Sowohl Geschwindigkeit als auch Motorstrom sind leicht meßbare Parameter und erlauben die Herstellung eines praktischen adaptiven Motorsteuerungssystems.

Genauer gesagt ist der Parameter K₁ eine Funktion der derivativen Motorgeschwindigkeit W geteilt durch den Motorstorm I _m. Das Rücksignal des Tachometers, das die Motorgeschwindigkeit angibt, kann einfach differenziert werden, aber bei diesem Vorgehen entstehen praktische Schwierigkeiten durch die sich überlagernde Störspannung. Dieses Problem kann umgangen werden durch eine äquivalente Gleichung, in der K _i eine Funktion der Veränderung der Motorgeschwindigkeit ist, die durch den integralen Motorstrom über den gleichen Zeitraum dividiert wird. Die Messungen, Kalkulationen sowie die Kompensationen können in der Regel viel schneller durchgeführt werden, als Schwankungen in der Motorgeschwindigkeit zu erwarten sind. Es kann deshalb festgestellt werden, daß die Vorrichtung nach der Erfindung als Echtzeit- Adaptions-Steuervorrichtung arbeitet.

Obgleich analoge Ausführungsformen bereits beschrieben wurden, basiert die vorzugsweise Ausgestaltungsformen der adaptiven Kontroll- und Regeleinrichtung nach der Erfindung auf einer Digital-Steuerung. Statt zur Messung der Geschwindigkeitsänderung und dem Integral des Motorstromes über eine vorherbestimmte Zeitspanne zu verwenden, wird vorzugsweise eine bestimmte Geschwindigkeitsänderung verwendet. Mit anderen Worten: die Vorrichtung bestimmt die Zeitdauer der Geschwindigkeitsänderung und integriert den Motorstrom über diesem Zeitintervall. Da die Geschwindigkeitsänderung für jede vorzunehmende Kalkulation die gleich ist, wird K₁ im Steuersystem als Funktion des integralen Motorstroms eingestellt.

Die Figuren 1A und 1B sind ein Schaltungsdiagramm (1B) und eine schematische Darstellung (1A) eines PID Steuersystems der bisher üblichen Art.

Fig. 2 ist ein Funktions-Blockdiagramm einer Ausgestaltungsform des adaptiven Steuersystems nach der Erfindung.

Fig. 3 ist eine analoge Ausführungsform des Steuersystems von Fig. 2.

Fig. 4 ist ein Funktions-Blockdiagramm einer anderen Ausgestaltungsform des adaptiven Steuersystems.

Fig. 5 ist eine Analog-Ausführungsform des Steuerungssystems aus Fig. 4.

Fig. 6 ist eine digital-gesteuerte Vorrichtung entsprechend der in Fig. 4 gezeigten Ausführungsform.

Fig. 7 ist ein Fließdiagramm, das das Programm des Mikro-Computers in dem in Fig. 6 gezeigten Regelsystem zeigt.

Für Vergleichszwecke wird in vereinfachter Darstellung in den Fig. 1A und 1B ein PID-Regler der üblichen Bauart gezeigt. Die Grundelemente dieses Systems sind die geregelten Elemente 10, der Regler mit den Bauelementen 11 und 12 sowie den Steuerelementen 14. Der Vorwärts-Regelkreis des Steuerungssystems schließt den Proportionskoeffizienten K _p und einem Integrationskoeffizienten K _i/S ein, worin 1/S der Integral-Operator ist. Der Rückkopplungsstromkreis schließt den Differentialkoeffizienten K _d S ein, worin S der Differential-Operator ist. Wenn angenommen wird, daß Fig. 1A ein Geschwindigkeitsgesteuerter Motor ist, dann können die Bauteile 14 übliche Transistor-Antriebsverstärker sein, und die gesteuerten Elemente 10 schließen den mit der Last verbundenen Motor ein. Die Motorgeschwindigkeit ist W, das Geschwindigkeitsbefehlssignal W _c und das Steuersignal E. Das Trägheitsmoment des Motors und der Last ist J und die durch diese hervorgerufene Dämpfung ist D. In den meisten Fällen ist D vernachlässigbar und kann unberücksichtigt bleiben.

Die Gleichung für die Ausgangsleistung des Reglers ist (unter den Annahme, daß D vernachlässigbar ist)

E = (W _c-W) (K _p + K _i/S)-W(W _L /S+W _L )(K _d K _p S + K _d K _-i ) (1)

Die Transferfunktion (unter der Annahme, daß der Verstärkungsfaktor G = 1, R _d = 0, und W _L unendlich ist, d. h. kein Abschalten bei niedrigen Frequenzen auftritt) ist

(J + K _d K _p )S²W + (K _d K _i + K _p )SW + K _i W = K _i W _c + -K _p SW _c (2)

Vergleicht man die einfache Gleichung mit der Differentialgleichung zweiter Ordnung mit konstantem Koeffizienten

S²W + 2 rW _n SW + W _n²W = 0, (3)

ist die natürliche Frequenz für das System

Das Dämpfungsverhältnis des Systems ist

Ein üblicher Aufbau eines PID Reglers ist in Fig. 1B gezeigt. Dieser enthält den Arbeitsverstärker 20. Das Geschwindigkeits- Befehlssignal W _c und das Tachometer-Rückkopplungssignal W sind mit dem Verstärker der Summierschaltung 21 über den Eingangswiderstand R _w verbunden. Mit Hilfe des Widerstandes R _d, der in Reihe mit der Kapazität C _d und parallel mit dem Rückkopplungswiderstand Rw geschaltet ist, wird die derivate Rückkopplung erhalten. Der Rückkopplungsverstärker enthält die Kapazität C _f, die in Serie mit dem Widerstand R _f geschaltet ist, um für die Integration und die Proportionierung zu sorgen.

In den folgenden Gleichungen sind die einzelnen Arbeitsschritte im Regler definiert:

E = I _f Z _f (6A)

Z _f = R _f + 1/S C _f (6B)

I _f = I _c + I _w + I _d (6C)

I _c = W _c R _w (6D)

I _w = -W/R _w (6E)

Die Kombination dieser Gleichungen liefert das Steuersignal

Die einzelnen Ausdrücke entsprechen den Bauteilkennzeichen im Blockdiagramm (Gleichung (1)). Die Koeffizienten des Blockdiagramms entsprechen den folgenden Ausdrücken:

K _p = R _f/R _w (8A)

K _i = 1/C _f R _w (8B)

K _d = C _d R _w (8C)

W _L = 1/C _d R _d (8D)

Stellt man die vier Variablen R _f, C _f, R _d und C _d entsprechend ein, so kann der Regler an den Motor mit Last angepaßt werden und mit der erwünschten Dämpfung kompensiert werden. In der Praxis wird die Kompensation durch wiederholte Versuche mit verschiedenen Einstellungen der Variablen aufgrund ihrer Verwandschaft untereinander erzielt.

Richard M. Phelan beschreibt in "Automatic Control Systems", Cornell University Press, 1977, Kapitel 4 eine pseudo-derivate Rückkopplungssteuerung (PDF), welche in den meisten Fällen anstelle der PID Steuerung, wie sie in Fig. 1 gezeigt, benutzt werden kann. Phelan beschreibt, daß in einem PID System die derivative Rückkopplungskomponente nachträglich durch einen Integrator in den Vorwärts-Regelkreis geht. Da es wenig sinnvoll ist, einen abgeleiteten Ausdruck sofort zu integrieren, nur um dann den Ausgangswert wiederzuerhalten, wird ein Regler vorgeschlagen, bei dem das Rückkopplungssignal vor der Integration ohne proportionalen Verstärkungsfaktor und nach Integration mit proportionalem Verstärkungsfaktor integriert wird. Da die Ableitung nicht im Regler gebildet wird, aber das System so funktioniert, als sei dies der Fall, wird der Regler als pseudo-derivativer Rückkopplungsregler (PDF) bezeichnet. Ein Vorteil des PDF Reglers ist, daß die Koeffizienten K _i und K _d getrennt sind und nicht als Produkt erscheinen, wie beim PID Regler. Auch wird der Koeffizient K _f eliminiert.

Überraschenderweise konnte festgestellt werden, daß K _d in dem PDF System als Konstante angesehen werden kann, da diese weder bei Lastschwankungen noch bei Veränderungen im Steuersystem eingestellt zu werden braucht. Ebenfalls konnte festgestellt werden, daß der Koeffizient K _i dynamisch als Funktion der Motorgeschwindigkeit und des Motorstromes geregelt werden kann, beides leicht zu messende Größen, die auch normalerweise in jedem Servosystem entweder gemessen oder erfaßt werden. Wenn deshalb der Regler so eingestellt wird, daß K _i automatisch in Abhängigkeit von dem Motorstrom und der Motorgeschwindigkeit gesteuert wird, wird ein praktischer adaptiver Regler erzielt, der automatisch Lastschwankungen und/oder Schwankungen in den gesteuerten Elementen kompensiert.

Ein Funktionsblockdiagramm für den adaptiven Regler ist in Fig. 2 dargestellt. Dort wird die Integration K _i/S im Block 30 ohne Proportionierung durchgeführt. Das Istwert-Signal für die Geschwindigkeit ist mit dem Sollwert- Signal im Punkt 31 vor der Integration summiert und das rückgekoppelte Istwert-Geschwindigkeitssignal entsprechend dem Koeffizienten K _d proportioniert und im Block 33 summiert, um im Summierungspunkt 32 addiert zu werden und so das Steuersignal E zu liefern. Das Steuersignal E treibt die Steuerelemente, die ihrerseits die gesteuerten Elemente 35 antreiben. Im Fall eines Motorgeschwindigkeits- gesteuerten Systems gehört der mit einer Last verbundene Motor(Trägheit J) zu den gesteuerten Elementen; der Motor dreht sich mit einer Geschwindigkeit W.

Der Übertragungsfaktor für den Regler in Fig. 2 (unter der Annahme, daß G = 1 ist und 0 vernachlässigbar) ist:

JS²W + K _d S W + K _i W = K _i W _c (9)

Die natürliche Frequenz ist

Das Dämpfungsverhältnis ist

Die Konstante K _i für ein kritisch gedämpftes System kann berechnet werden zu

K _i = K²_d/4 J (12)

Der Koeffizient K _d kann berechnet werden zu

In der Gleichung (13) wird durch Torque_max zum Ausdruck gebracht, daß jedes System physikalische Grenzen hat und W _{o, max-linear} die maximale Schrittänderung bei einer Geschwindigkeit ist, bei der noch eine lineare Arbeit möglich ist. Wie die Erfinder festgestellt haben, ist tatsächlich K _d nur durch die entstehende Störspannung limitiert; die Grenze ist nicht eine Funktion des maximalen Drehmoments. Deshalb wird K _d auf einen vernünftigen Wert unterhalb der Störspannungsgrenze festgelegt und braucht bei Veränderungen in der Last oder Wechsel in der Motor/Tachometer-Ausrüstung nicht verändert zu werden. Die Gleichung (12) ist für ein kritisch gedämpftes System, bei dem das Dämpfungsverhältnis 1 ist. Weicht das Dämpfungsverhältnis von 1 ab, dann entspricht die Gleichung für K _i

K _i = K²_d/4 Jr² (14)

Der Wert von K _i erfährt demnach einen Zuwachs für die unterdämpfte Arbeit und eine Abnahme für die überdämpfte Arbeit. Steifheit und Bandbreite können ebenfalls gesteigert werden mit wachsendem K _i.

Die dynamische Variable in K _i ist im Prinzip gleich dem Trägheitsmoment J, welches sich abhängig von der Last ändert. Das Trägheitsmoment kann ausgedrückt werden

J = K _T I (15)

worin I der Motorstrom und W die derivative Motorgeschwindigkeit sind. So kann der Koeffizient K _i auch wie folgt ausgedrückt werden:

K _i = K²_d /4 K _T I (16)

Da K _d und K _T Konstanten sind,

K _i = K /I (17)

So ist K eine Konstante, die nach der gewünschten Dämpfung, Steifheit und Bandbreite festgelegt wird. K _i wird dann dynamisch entsprechend der derivativen Geschwindigkeit durch den Strom (oder einem Äquivalent davon) gesteuert und dadurch eine Echtzeit-Adaptiv-Steuerung entsprechend der Lastschwankungen erzielt. Wie in dem Funktions-Blockdiagramm in Fig. 2 dargestellt, wird die Geschwindigkeit W im Block 36 differentiert und im Teiler 37 durch den Motorstorm I _m geteilt, um zu einer dynamischen Kontrolle für den Koeffizienten L _i im Integrator 30 zu kommen. Fig. 3 ist ein schematisches Diagramm einer analogen Ausführungsform für das als funktionales Blockdiagramm in Fig. 2 gezeigte System. Der Regler enthält die Operationsverstärker 40-43. Der Operationsverstärker 44 wird verwendet, um die derivative Motorgeschwindigkeit zu erhalten, die im Teilungsglied 45 durch den Motorstrom geteilt wird, um den Koeffizienten K _i über das Multiplikationsglied 46 im Regler zu steuern.

Genauer gesagt weist der Regler den Operationsverstärker 40 auf mit dem Rückkopplungswiderstand 62 und stellt einen Summierkreis dar. Das Geschwindigkeits-Befehlssignal W _c ist verbunden mit dem Summieranschlußpunkt über den Eingangswiderstand 60, und die Geschwindigkeits- Rückkopplung W ist ebenfalls mit dem Summieranschlußpunkt über den Eingangswiderstand 61 verbunden.

Der Schaltkreis 46 ist so angeschlossen, daß er ein Multiplikationsglied bildet, das den Koeffizienten K _i im Regler steuert. Der Ausgang des Verstärkers 40 ist mit dem y Eingang des Multiplikationsgliedes 46 verbunden. Die Kapazität 64 liefert das Rückführungssignal für den Operationsverstärker 41, der als Integrator arbeitet. Der Ausgang des Multiplikationsgliedes 46 ist mit dem Summieranschluß des Verstärkers 41 über den Eingangswiderstand 63 verbunden. Der Operationsverstärker 42 arbeitet als Inverter und ist mit dem Rückkopplungsweg über Widerstand 66 ausgestattet. Ein Widerstand 65 ist zwischen dem Ausgang des Verstärkers 41 und dem Summierpunkt angeordnet.

Der Operationsverstärker 43 schließt den Rückkopplungswiderstand 68 ein und arbeitet als Summierungskreis. Der Ausgang des Verstärkers 42 ist über den Eingangswiderstand 67 mit dem Summierungsanschluß verbunden, und das Geschwindigkeits-Rückführsignal W ist über den Eingangsverstärker 70 mit dem Summierungsanschluß verbunden. Ein kleiner Kondensator 69 ist parallel zum Widerstand 68 als Hochfrequenzfilter geschaltet. Zwei gegeneinander geschaltete Zener-Dioden 71 verbinden den Ausgang des Verstärkers 43 mit dem Summierungsanschluß des Verstärkers 41. Diese Dioden bilden eine Blockierschaltung, so daß der Regler keine Bedingungen abrufen kann, die außerhalb der Arbeitsbereiches der Steuerelemente liegen.

Der Operationsverstärker 44 ist so angeschlossen, daß er als Differenzierungskreis zum Erhalten der derivativen Geschwindigkeit W dient. Das Geschwindigkeits-Rückmeldesignal W wird dem Summieranschluß des Operationsverstärkers 44 durch einen Widerstand 72, der in Serie mit der Kapazität 73 geschaltet ist, zugeführt. Der Widerstand 74 ist parallel zum Verstärker geschaltet und liefert die Operations-Rückmeldung. Der Ausgang des Verstärkers 44 liefert das derivative Geschwindigkeitssignal an den Schaltkreis 45, der in einer Teilungskonfiguration verbunden ist.

Das Motorstromsignal wird an den Eingang x des Teilers 45 durch den Operationsverstärker 50 geliefert, welches den absoluten Wert des Motorstromes an den Eingang des Teilers gibt. Das Motorstromsignal I _m wird an die Anode 81 durch den Widerstand 80 gegeben und die Kathode der Diode ihrerseits ist mit dem invertierenden Eingang von Operationsverstärker 50 verbunden. Der Motorstrom wird ebenfalls der Kathode der Diode 82 zugeführt, deren Anode mit dem nicht invertierenden Eingang des Verstärkers verbunden ist. Der Widerstand 84 arbeitet als Rückführungsweg für den invertierenden Eingang und ein Widerstand 83 erdet den nicht invertierenden Eingang. Die Ausgangsleistung des Teilerkreises 45 entspricht der derivaten Geschwindigkeit geteilt durch den Motorstrom, der durch den Operationsverstärker 51 geht. So wird der absolute Wert erhalten, der dem Operationsverstärker 52 zugeführt wird, der als Inverter arbeitet und eine begrenzende Wirkung auf das maximale Signal ausübt. Genauer gesagt ist der Ausgang des Teilers 45 über den Widerstand 85 mit dem invertierenden Eingang des Verstärkers 51 verbunden. Der Widerstand 85 liegt in Serie mit der Diode 86 und ist auch mit dem nicht invertierenden Eingang über eine Diode 87, die in der entgegengesetzten Richtung gepolt ist, verbunden. Der Widerstand 89 liefert das Rückführungssignal an den invertierenden Eingang, über den Widerstand 88 ist der nicht invertierende Eingang geerdet. Der absolute Wert der derivativen Geschwindigkeit geteilt durch den Strom am Ausgang des Verstärkers 51 ist mit dem Summieranschluß des Operationsverstärkers 52 über den Eingang des Widerstandes 90 verbunden. Der Widerstand 91 liefert den Rückkopplungs-Widerstand für den Verstärker 52. Die Zener Diode 82 ist mit dem Rückkopplungs-Widerstand 91 parallel geschaltet, um die maximale Ausgangsleistung des Verstärkers 52 zu begrenzen. Der Widerstand 93 liegt zwischen der positiven Stromquelle und dem Summieranschluß und liefert einen Stromfluß, der eine solche Vorspannung hat, die die Ausgangsleistung auf einem möglichst kleinen Wert hält.

Wenn der Regler in Betrieb ist, arbeitet der Verstärker 41 als Integrations-Stromkreis. Der Verstärker 40 summiert das Geschwindigkeitssignal W mit dem Geschwindigkeits- Befehlssignal W _c, ehe dieses integriert wird. Der Verstärker 43 arbeitet als Summierkreis und addiert das integrierte Signal mit dem Geschwindigkeits-Rückführungssignal. Durch die Widerstände 68 und 70 erfolgt eine Teilung gemäß dem Koeffizienten K _d. Der Multiplikator 46 steuert den Verstärkungsfaktor im Vorwärts- Regelkreis vermittels des Integrators und steuert so den Regler entsprechend dem Koeffizienten K _i.

Koeffizient K _i wird adaptiv gesteuert in Übereinstimmung mit der derivativen Geschwindigkeit, die durch den Verstärker 44 und geteilt durch den Motorstrom im Teiler 45 erhalten wird. Es ist wichtig, daß der adaptive Regler keine Bedingungen anfordert, welche die Kapazität der Steuerelemente zur Versorgung des Motors übersteigen. Die Werte der Zener Dioden 71 und 92 werden so gewählt, daß die vorgegebenen Grenzwerte eingehalten werden.

Obwohl das Geschwindigkeitssignal leicht differenziert werden kann (Block 36 in Fig. 2; Operationsverstärker 44 in Fig. 3), führt die Störspannung im Geschwindigkeitssignal, das gewöhnlich vom Tachometer erhalten wird, zu Fehlern in den abgeleiteten Werten. Sollte das Geschwindigkeitssignal eine Störspannung enthalten, so wird die Gleichung (17) für K _i vorzugsweise wie folgt geschrieben:

Es ist ein weiterer erfindungsgemäßer Vorteil, daß der Koeffizient K _i als Funktion der Geschwindigkeitsänderung geteilt durch den integrierten Motorstrom geregelt werden kann. Die Funktionsweise des adaptiven Reglers wird in Fig. 4 gezeigt. Der Regler 30-35 ist der gleiche wie in Fig. 2. Der Block 100 bestimmt die Geschwindigkeitsänderung in einem bestimmten Zeitintervall, während ein Integrator 102 den Motorstrom im gleichen Zeitintervall integriert. Die Geschwindigkeitsänderung wird im Teiler 104 durch den integrierten Motorstrom geteilt und der so erhaltene Wert zur Steuerung des Koeffizienten K _i in der Kontrolleinrichtung 30 verwendet.

Das adaptive Steuerungssystem aus Fig. 4 wird in einer Analog-Ausführungsform in Fig. 5 gezeigt und in einer digital gesteuerten Ausführungsform in den Fig. 6 und 7. In diesen Ausführungsformen wird, statt die Geschwindigkeitsänderung zu berechnen und das Integral des Motorstromes über einen bestimmten Zeitraum zu nehmen, wird der Strom über ein Zeitintervall integriert, das einer vorgegebenen Geschwindigkeitsänderung entspricht. Mit dieser Anordnung ist die Geschwindigkeitsänderung gleich für jede Probe, für welche eine Anspassung im Koeffizienten K _i gemacht wird. Daher kann der Koeffizient K _i direkt als eine Funktion des Motorstromes geregelt werden.

Die Analog-Ausführung entsprechend Fig. 5 weist die Bauteile 60-71 auf, die denjenigen mit gleichen Bezugszeichen in Fig. 3 entsprechen. Die Operationsverstärker 110-113 bilden eine Abfrage- und Speicherschaltung zum Vergleich der Ist-Geschwindigkeit mit einem vorangehenden Ausgangsgeschwindigkeits-Wert. Die Operationsverstärker 114-116 liefern das integrierte Motorstrom-Signal und speichern diesen Wert zur Steuerung des Koeffizienten K _i über den Multiplikator 46. Die Komponenten 120-132 liefern die Zeitsteuerung für den Antrieb des adaptiven Teiles der Vorrichtung.

Genauer gesagt arbeitet der Verstärker 110 als Inverter. Das Geschwindigkeitssignal ist mit dem invertierenden Eingang des Verstärkers durch den Eingangswiderstand 140 verbunden und ein Widerstand 141 dient als Rückkopplungskreis für diesen Verstärker.

Der Verstärker 111 ist so verbunden, daß er ein Abtast- und Speicherglied bildet. Der Ausgang von Verstärker 110 ist mit dem nicht invertierenden Eingang von Verstärker 111 über einen Schalter 142 (auch mit SW-1 bezeichnet) verbunden, der in Serie mit dem Eingangswiderstand 144 geschaltet ist. Der Anschluß von Schalter 142 und Widerstand 144 ist über den Kondensator 143 geerdet. Ist der Schalter 142 geschlossen, wird das am Ausgang des Verstärkers 110 erscheinende Signal über den Kondensator 143 entwickelt. Wird danach der Schalter 142 geöffnet, so speichert der Kondensator das Signal am Eingang der Verstärkers, welche seinerseits am Ausgang des Verstärkers reflektiert wird.

Der Verstärker 112 ist so geschaltet, daß er als Summierkreis arbeitet. Der Ausgang von Verstärker 111 ist über den Eingangswiderstand 145 mit dem Summieranschluß verbunden und das tatsächliche Geschwindigkeitssignal W ist mit dem gleichen Summieranschluß über den Eingangswiderstand 151 verbunden. Der Widerstand 146 wirkt als Rückkopplungsverstärker. So gibt das am Ausgang des Verstärkers 112 erscheinende Signal den Unterschied zwischen dem Ausgangsgeschwindigkeitssignal, das im Kondensator 143 gespeichert ist, und der Ist-Geschwindigkeit an. Verstärker 113 liefert ein Signal, das den Absolutwert der Geschwindigkeitsveränderung darstellt. Der Ausgang von Verstärker 112 ist mit dem invertierenden Eingang von Verstärker 113 über den Widerstand 147 verbunden, der mit der Diode 148 in Serie geschaltet ist, und der Ausgang von Verstärker 112 ist auch mit dem invertierenden Eingang von Verstärker 113 über die Diode 149, die in Gegenrichtung gepolt ist, verbunden. Ein Widerstand 152 wirkt als Rückkopplungsverstärker und der Widerstand 150 erdet den nicht invertierenden Eingang. Das am Ausgang des Verstärkers 113 erscheinende Signal gibt den Ist-Wert der Geschwindigkeitsänderung an.

Die Operationsverstärker 114-116 zusammen mit dem Teilungsschaltkreis 117 integrieren das Motorstromsignal und speichern das Integral zur Steuerung des Koeffizienten K _i im Regler. Verstärker 114 ist so geschaltet, das er eine Integration des Motorstromes liefert. Der integrierende Kondensator 161 ist parallel zum Verstärker geschaltet, um die Rückführung herzustellen, und der Motorstrom wird dem Verstärker-Summieranschluß zugeführt durch den Eingangswiderstand 160.

Der Schalter 162 (auch mit SW-3 bezeichnet) ist mit dem Kondensator parallel geschaltet. Wenn der Schalter 162 geschlossen ist, wird der Kondensator entladen, um für den Integrator den Ausgangswert 0 anzugeben. Wird der Schalter 162 geöffnet, so wird der Kondensator entsprechend dem angelegten Motorstrom geladen, so daß der Motorstrom integriert wird und das Integral am Verstärkerausgang aufscheint.

Der Verstärker 115 liefert den Ist-Wert des Integrals für den x Eingang des Teilungsschaltkreises 117. Der Ausgang des Verstärkers 114 wird mit dem invertierenden Eingang von Verstärker 115 über den Widerstand 163 verbunden, der in Serie mit der Diode 164 geschaltet ist, und der Ausgang von Verstärker 114 ist ebenfalls mit dem nicht invertierenden Eingang von Verstärker 115 über die Diode 165 verbunden, die in Gegenrichtung gepolt ist. Der Widerstand 167 liefert die Rückkopplungsverstärkung und ein Widerstand 166 erdet den nicht invertierenden Eingang des Verstärkers. Der Schaltkreis 117 ist so gestaltet, daß er als Teilungsschaltkreis arbeitet, so daß der Wert r durch die Ausgangsleistung des Verstärkers 115 geteilt wird, um die entsprechende Maßeinheit und das Reziprok des Motorstrom- Integrals zu erhalten.

Der Verstärker 116 arbeitet als Test- und Speicher-Schaltkreis und speichert das integrale Signal, um es für die Steuerung der Konstanten K _i zwischen den Test-Intervallen zu benutzen. Genauer gesagt ist der Ausgang von Teilungs- Schaltkreis 117 mit dem nicht invertierenden Eingang von Verstärker 116 über den Schalter 172 (auch als SW-4 bezeichnet) und in Serie mit dem Eingangswiderstand 171 angeordnet. Die Anschlußstelle zwischen dem Schalter 172 und dem Widerstand 171 ist über die Kapazität 170 geerdet. Ist der Schalter 172 geschlossen, so erscheint am Ausgang von Teilungskreis 117 ein Signal, das an die Kapazität 170 geleitet wird und anschließend gespeichert wird, wenn der Schalter geöffnet ist. Der Verstärker 116 speichert das Signal am Ausgang der Kapazität 170. Die Bauteile 120-132 stellen die Zeitsteuerschaltung für die Abfrage-Intervalle dar, die zur Anpassung des Koeffizienten K _i verwendet werden. Die Steuerung bleibt bis zu dem Zeitpunkt wirksam, an dem die Geschwindigkeitsänderung eine vorbestimmte Größe erreicht. Wird diese Größe überschritten, so wird der reziproke Wert des Motorstrom-Integrals mit dem entsprechenden Meßfaktor an den Kondensator 170 weitergegeben und dort gespeichert, um den Koeffizienten K _i entsprechend einzustellen. Genauer gesagt erscheint der Ist-Wert der Geschwindigkeitsänderung am Ausgang von Verstärker 113, der mit einem Schwellen-Triggerschaltkreis 120 verbunden ist, der das Ausgangssignal liefert, sobald der Schwellenwert überschritten ist. Der Ausgang von Schaltkreis 120 geht durch den Inverterkreis 121 zum Eingang von NAND Schaltkreis 122. Der Ausgang von Schaltkreis 120 wird auch auf einen NOR Schaltkreis 123 gegeben, der eine OR log. Funktion liefert, und der Ausgang von Schaltkreis 123 wird dem onostabilen Kreis 126 zugeführt. Der Ausgang des monostabilen Kreises 126 wird mit dem anderen Eingang des NAND Schaltkreises 122 über den Inverter 124 verbunden. Der Ausgang vom NAND Schaltkreis 122 wird dem Antriebsverstärker für den Schalter 174 (SW-4) im Schaltkreis 128 zugeführt. Übersteigt die Geschwindigkeitsänderung den Schwellenwert im Kreis 120, so wirkt das Ausgangssignal auf den NAND Schaltkreis 122 und bewirkt vermittels des monostabilen Kreises 126 einen Impuls, der dann durch den konditionierten NAND geht und momentan den Schalter 172 (SW-4) für die Dauer des Impulses vom monostabilen Kreis 126 schließt.

Der entsprechende Anschluß des monostabilen Schaltkreises 126 ist mit dem monostabilen Schaltkreis 127 derart verbunden, um beim Auftreten der Rückseite des Eingangsimpulses auszulösen. Der Ausgang von 127 wird drei Treiberverstärkern im Schaltkreis 128 zugeführt, die ihrerseits die Schalter SW-1, SW-2 und SW-3 schließen. Der monostabile Kreis 127 liefert einen Ausgangsimpuls, der direkt dem des monostabilen Kreises 126 folgt. Der an den Kreis 128 gelieferte Impuls schließt die Schalter SW-1, SW-2 und SW-3 für die Dauer des Impulses. Das momentane Schließen der Schalter SW-1, SW-2 und SW-3 setzt das System auf den Ausgangswert zurück für eine neues Abtastintervall. Schalter SW-1 liefert einen neuen Initial-Geschwindigkeitswert an Kondensator 143, Schalter SW-2 entlädt den Kondensator 131, wodurch der Zeitgeber zurückgesetzt wird auf den Ausgangswert, und Schalter SW-3 entlädt den Integrier-Kondensator 161, und setzt den Integrator zurück auf die Null-Ausgangsstellung.

Ein Schwellenwert-Auslöseschaltkreis 125 ist so geschaltet, daß er ein Zeitgebersignal liefert, so daß eine Anpassung des Koeffizienten K _i nicht erfolgt, wenn nur eine ungenügende Änderung der Motorgeschwindigkeit vorliegt. Der Kreis 125 enthält einen Widerstand 130, der in Serie mit einem Kondensator 131 geschaltet ist und zwischen der positiven Versorgung und Masse liegt. Der Anschluß zwischen Widerstand 130 und Kondensator 131 ist mit dem Eingang des Schaltkreises 125 verbunden und der Schalter 132 (auch mit SW-2 bezeichnet) ist parallel zum Kondensator 131 angeordnet. Ist der Schalter 132 geschlossen, ist der Kondensator 131 entladen. Bei geöffnetem Schalter 132 lädt sich der Kondensator 131 entsprechend dem durch den Widerstand 130 fließenden Strom auf und liefert, sobald die Spannung über den Kondensator den Schwellenwert von Kreis 125 übersteigt, ein Ausgangssignal an den Eingang von Kreis 123.

Wenn die Geschwindigkeitsänderung den Schwellenwert von Kreis 120 zum Zeitpunkt, da der Zeitgeberkreis den Schwellenwert im Kreis 125 übersteigt, nicht erreicht hat, geht ein Signal durch Kreis 123, um den monostabilen Kreis 126 auszulösen, der seinerseits den monostabilen Kreis 127 auslöst, um so momentan die Schalter SW-1 und SW-3 zu schließen und damit das System für einen neuen Zyklus zurückzusetzen. Da das NAND-Tor 122 nicht ausgelöst wurde, da, mit anderen Worten, keine ausreichende Geschwindigkeitsänderung vorlag, ist Schalter SW-4 nicht geschlossen. Infolgedessen wird kein neues Stromintegral- Signal am Kondensator 170 geliefert und damit auch der Koeffizient K _i nicht verändert.

Wie oben ausgeführt, bewirkt die adaptive Kontrolleinrichtung, daß in aufeinanderfolgenden Abtastintervallen die Geschwindigkeitsänderung bestimmt wird. Erreicht die Geschwindigkeitsänderung einen vorbestimmten Wert, wird das Integral des Motorstromes für dieses Intervall benutzt, um den Koeffizienten K _i anzupassen.

Fig. 6 stellt eine andere Ausführungsform der Regeleinrichtung entsprechend Fig. 4 dar, wobei in diesem Fall ein Mikrocomputer zur Kontrolle der adaptiven Steuerung benutzt wird. Der Koeffizient K _i wird als Funktion des Integrals des Motorstromes über die Intervallzeit, die für eine vorgegebene Geschwindigkeitsänderung erforderlich ist, angepaßt. Der Mikrocomputer startet das Abtastintervall, überwacht sodann die Geschwindigkeitsänderung und liefert das Integral des Motorstromes. Sobald die Geschwindigkeitsänderung einen vorgegebenen Wert erreicht, wird der Koeffizient K _i entsprechend dem zu diesem Zeitpunkt gegebenen Wert des Integrals des Motorstromes angepaßt. Der Mikrocomputer ist so programmiert, daß er Werte von Abtastintervallen zurückweist, wenn (1) die Geschwindigkeitsänderung einen vorgegebenen Wert innerhalb eines vorgegebenen maximalen Zeitintervalls nicht erreicht, und (2) das Integral des Motorstromes außerhalb eines vorgegebenen Bereiches liegt, also entweder zu hoch oder zu niedrig ist.

Operationsverstärker 200-202 bilden eine PDF Steuerungseinrichtung. Verstärker 201 besitzt eine kapazitive Rückkopplung 212 und funktioniert daher als Integrator in der Vorwärtsschleife der Kontrolleinrichtung. Der Verstärker 200 bildet einen Summierkreis zum Vergleichen des Geschwindigkeit-Befehlssignals mit dem Signal der tatsächlichen Motorgeschwindigkeit. Das dem Sollwert entsprechende Geschwindigkeits-Befehlssignal wird dem Summieranschluß über den Eingangswiderstand 204 zugeführt und das Istwert-Signal über den Widerstand 205. Widerstand 206 bildet den Rückkopplungskreis für den Verstärker. Der Ausgang von 200 ist mit dem Summierpunkt des Integrators über den variablen Widerstand 210 verbunden, der vom Mikrocomputer 290 entsprechend dem Koeffizienten K _i gesteuert wird.

Operationsverstärker 202 dient als Summierkreis für das Geschwindigkeitssignal mit dem integrierten Signal des Verstärkers 201. Der Ausgang von 201 ist über den Widerstand 214 mit dem Summieranschluß des Verstärkers 202 verbunden und das Istwert-Signal der Motorgeschwindigkeit wird in diesem Punkt über Widerstand 215 zugeführt. Widerstand 216 bildet den Rückkopplungsweg für diesen Verstärker. Ein Paar gegeneinander geschalteter Zener- Dioden 218 bewirkt eine spannungsbegrenzende Schaltung zwischen dem Ausgang von Verstärker 202 und dem Summierpunkt des Verstärkers 200. Die Dioden 218 dienen zur Begrenzung des Ausgangs auf Werte, die tatsächlich von der Kontrolleinrichtung dem Motor zugeführt werden können.

Operationsverstärker 230-233 und die damit zusammenwirkenden Bauelemente 240-256 liefern ein der Motorgeschwindigkeitsänderung entsprechendes Signal und entsprechen im wesentlichen den Bauelementen 110-113 und 140 140-152 in Fig. 5. Wenn Schalter 244 geschlossen ist, wird ein Anfangsgeschwindigkeitswert an den Kondensator 248 geliefert und am Eingang von Verstärker 231 gehalten. Wird anschließend der Schalter 244 geöffnet, wird der Anfangsgeschwindigkeitswert mit dem tatsächlichen Geschwindigkeitswert im Summierkreis einschließlich Verstärker 132 verglichen und der Absolutwert der Geschwindigkeit am Ausgang von Verstärker 233 geliefert. Der Ausgang von Verstärker 233 ist über Widerstand 258 und Zener-Diode 259 geerdet.

Die Verbindung zwischen Widerstand 258 und Diode 259 ist mit dem Analog/Digital-Eingang des Mikrocomputers 290 verbunden.

Operationsverstärker 260-262 erzeugen ein Signal, das für den absoluten Wert des Motorstrom-Integrals steht. Ein Widerstand 272 bildet den Rückkopplungsweg für Verstärker 260, so daß dieser als Integrator arbeitet. Der Motorstrom I _m wird dem Verstärker-Summierpunkt durch den Eingangswiderstand 270 zugeführt. In Gegenrichtung gepolte Zener-Dioden 273 überbrücken den Kondensator 272, um den Integrator-Ausgang auf zulässige Werte zu begrenzen. Der Schalter 274 liegt gleichfalls parallel zum Integrationskondensator 272. Bei geschlossenem Schalter 274 ist der Kondensator entladen und wird auf den Nullwert zurückgesetzt. Sobald der Schalter 274 geöffnet wird, lädt sich der Kondensator als Funktion des Motorstrom- Integrals auf.

Verstärker 261 und 262 dienen dazu, den absoluten Wert des Motorstrom-Integrals zu liefern. Der Ausgang von Verstärker 260 ist mit dem Summierpunkt von Verstärker 261 über den Eingangswiderstand 275 verbunden. Ein Widerstand 276 in Serie mit einer Diode 277 liegt über dem Verstärker 261 und parallel zur Diode 278, die in Gegenrichtung gepolt ist. Die Verbindung zwischen Widerstand 276 und Diode 277 ist mit dem Summierpunkt des Verstärkers 262 über den Eingangswiderstand 280 verbunden. Der Ausgang von Verstärker 260 ist über den Eingangswiderstand 281 gleichfalls mit dem Summierpunkt verbunden. Der Widerstand 282 bildet die Rückkopplungsschleife für den Verstärker 260. Der Ausgang von Verstärker 262 liefert den Absolutwert des Motorstrom-Integrals und ist mit einem Analog/Digital-Eingang des Mikrocomputers 290 verbunden. Der Mikrocomputer 290 steuert neben dem Wert des variablen Widerstandes 210 auch die Stellung der Schalter 244 und 274 und damit die Testintervalle. Der variable Widerstand 210 ist vorzugsweise in Form individueller zuschaltbarer Festwiderstände ausgebildet, deren Wert entsprechend zwei Größenordnungen zunimmt. Die Widerstände sind parallel geschaltet und können dem Schaltkreis entweder einzeln oder in Kombination zugeschaltet werden. Mit acht derartigen Schaltern und Widerständen kann der variable Widerstand mit einem 8 Bit Wort vom Mikrocomputer gesteuert werden, um so Schrittinkremente in einem Bereich zwischen Null und 255 zu liefern.

In der Fig. 7 ist ein Flußdiagramm für das Programm des Mikrocomputers 290 dargestellt. Im Schritt 300 wird der Computer in die Ausgangsposition zurückgesetzt und dann im Schritt 302 initialisiert. Dann werden die Schalter 244 und 274 (Fig. 6) geschlossen, um die entsprechenden Schaltkreise für Geschwindigkeit und Motorstrom-Integral auf den Anfangswert zurückzusetzen (Schritt 304). Im Schritt 306 liefert der Computer eine geringe Verzögerung, um anschließend im Schritt 308 den Zähler zu laden. Der Zähler dient dazu, die maximale Dauer eines Testintervalls zu begrenzen; wird die vorgegebene Geschwindigkeitsänderung innerhalb dieser Zeit nicht erreicht, beginnt der Computer einen neuen Testzyklus. Sobald der Zähler angesprochen wird, öffnet der Computer die Schalter 244 und 274 und startet einen neuen Testzyklus (Schritt 310). Im Schritt 312 beginnt das Programm die Schleife zum Überwachen der Geschwindigkeitsänderung und des Motorstrom-Integrals. Der Computer dekrementiert den Zähler und prüft in Schritt 314, ob der Zähler auf Null steht. Ist dies der Fall, kehrt das Programm zu Schritt 304 zurück und startet einen neuen Testzyklus. Ist der Zähler nicht auf Null, folgt Schritt 316, in dem der Computer die Werte an den Analog/Digital-Eingängen für das Motorstrom-Integral und die Motorgeschwindigkeitsänderung abliest. Übersteigt der Wert des Motorstrom- Integrals den Höchstwert von 255 (Schritt 318), kehrt der Computer zu Schritt 304 zurück und startet einen neuen Testzyklus. Ist das nicht der Fall, prüft der Computer, ob die Geschwindigkeitsänderung den Höchstwert von 255 überschritten hat. Ist dies nicht der Fall, kehrt das Programm zu Schritt 312 zurück und wiederholt die Schrittfolge 312 bis 320. Entspricht die Geschwindigkeitsänderung dem vorgegebenen Wert von 255, geht der Computer zu Schritt 322, wo er entscheidet, ob der Wert des Motorstrom-Integrals größer als 10 und damit von Bedeutung ist. Ist das nicht der Fall, kehrt das Programm zu Schritt 304 zurück und startet einen neuen Testzyklus. Ist der Wert des Motorstrom-Integrals von Bedeutung, geht das Programm zu Schritt 324, in dem ein geeigneter Verstärkungswert für K _i ermittelt wird, und zwar anhand einer im Computer gespeicherten Tabelle. Im Schritt 326 wird der ermittelte Verstärkungswert vom Computer ausgegeben und K _i vermittels des variablen Widerstandes 210 geregelt. Anschließend beginnt der Computer mit Schritt 304 einen neuen Testzyklus.

Claims

1. Adaptive, elektrische Kontroll- und Regeleinrichtung für regelbare Bauelemente mit einer Rückkopplungsschleife zum Liefern mindestens eines dem Ist- Wert eines Parameters des regelbaren Bauelementes entsprechenden Signals, einer Anordnung zum Vergleichen des Ist-Wert-Signals mit einem dem Soll-Wert des Parameters entsprechenden Signal, sowie einer Anordnung zum adaptiven Regeln des elektrischen Bauelementes als Funktion des Vergleichs von Ist- mit Soll-Wert, dadurch gekennzeichnet, daß diese einen Regelkreis (34) sowie einen Steuerkreis mit Integrator (30) enthält, sowie einen Summierschaltkreis (31) zum Vergleich der dem Ist- und dem Soll-Wert entsprechenden Signale, dessen Ausgangssignal dem Integrator (30) zugeführt ist, und weiterhin einen Summierschaltkreis (32) zum Summieren des integrierten Ausgangssignals von (30) und des Ist-Wert-Signals unter Zwischenschalten eines Proportionierungs-Schaltkreises (33), und Schaltkreise (36, 37), die den Verstärkungsgrad des integrierten Signals als Funktion von mindestens einem gemessenen Parameter des regelbaren Bauelementes festlegen.

2. Einrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das regelbare Bauelement einen elektrischen Motor enthält.

3. Einrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der geregelte Parameter die Motorgeschwindigkeit ist.

4. Einrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das regelbare Bauelement eine mit dem Motor verbundene Last mit variablem Trägheitsmoment ist, und daß zur Kompensation für die Trägheitsmoment-Veränderungen der Verstärkungsgrad für das Signal angepaßt wird.

5. Einrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß diese weiterhin einen Proportionier-Schaltkreis für das zu integrierende Signal enthält, und daß der Proportionierungsfaktor als Funktion mindestens eines gemessenen Parameters des mit der Last gekoppelten Motors gesteuert wird.

6. Einrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß diese eine Einrichtung zum Messen des Motorstromes sowie eine Einrichtung zum Bestimmen der Motorgeschwindigkeit aufweist, und daß der Proportionierungsfaktor eine Funktion der Meßwerte für Motorstrom- und -geschwindigkeit ist.

7. Einrichtung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Proportionierungsfaktor eine Funktion der Ableitung des Motorgeschwindigkeit-Signals geteilt durch den gemessenen Motorstrom ist.

8. Einrichtung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Proportionierungsfaktor eine Funktion der Motorgeschwindigkeitsänderung geteilt durch das Integral des Motorstromes ist.

9. Verfahren zur adaptiven elektrischen Kontrolle eines regelbaren Bauelementes, gekennzeichnet durch die folgenden Schritte:

- Bereitstellen eines Befehlssignals für einen geregelten Parameter des regelbaren Bauelementes;
- Ableiten eines Signals im Rückkopplungskreis, das dem Ist-Wert jenes Parameters entspricht:
- Ableiten eines integrierten Signals im Vorwärts-Regelkreis;
- Vergleichen des Befehlssignals und des Ist-Wert-Signals vor der Integration;
- Summieren des Ist-Wert-Signals mit dem integrierten Signal im Vorwärts-Regelkreis; und
- Regeln des Verstärkungsfaktors für die Integration als Funktion mindestens eines gemessenen Parameters des regelbaren Bauelements.

10. Verfahren nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärkungsfaktor des Vorwärts-Regelkreises der einzige, dynamisch geregelte Parameter der Kontrolleinrichtung ist.

11. Verfahren nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß das regelbare Bauelement einen elektrischen Motor enthält, das Befehlssignal ein Geschwindigkeitsbefehl ist, und das Signal in der Rückkopplungsschleife dem Ist-Wert der Motorgeschwindigkeit entspricht.

12. Verfahren nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärkungsfaktor des Vorwärts-Regelkreises dynamisch als Funktion der Ableitung der Motorgeschwindigkeit geteilt durch den Motorstrom kontrolliert wird.

13. Verfahren nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärkungsfaktor des Vorwärts-Regelkreises dynamisch als Funktion der Änderung der Motorgeschwindigkeit geteilt durch das Integral des Motorstromes kontrolliert wird.

14. Verfahren nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärkungsfaktor des Vorwärts-Regelkreises dynamisch als Funktion des über eine Zeitspanne integrierten Motorstromes, die eine vorgegebene Geschwindigkeitsänderung bewirkt, kontrolliert wird.

15. Verfahren nach einem der Ansprüche 11 bis 14, bei welchem der elektrische Motor mit einer variablen Last verbunden ist und zur adaptiven Regelung pseudoderivative Rückkopplung verwendet wird, dadurch gekennzeichnet, daß das rückgekoppelte Ist-Wert-Geschwindigkeitssignal und das integrierte Signal im Vorwärts-Regelkreis nach dessen Integration summiert werden, und daß das integrierte Signal proportional als Funktion der Lastveränderung geregelt wird.

16. Verfahren nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß die Proportionalregelung des integrierten Signals dynamisch als Funktion der Ableitung der Motorgeschwindigkeit geteilt durch den Motorstrom gesteuert wird.

17. Verfahren nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß die Proportionsregelung des integrierten Signals dynamisch als Funktion der Änderung der Motorgeschwindigkeit geteilt durch das Integral des Motorstroms gesteuert wird.

18. Verfahren nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß die Proportionsregelung des integrierten Signals dynamisch als Funktion des über den eine vorgegebene Geschwindigkeitsänderung bewirkenden Zeitspanne integrierten Motorstroms gesteuert wird.

19. Verfahren nach einem der Ansprüche 11 bis 14 mit einer rückgekoppelten Meldeschleife, die den Ist- Wert jenes Parameters liefert, dadurch gekennzeichnet, daß die Meßzeitspanne so gewählt wird, daß sie mit jener übereinstimmt, die erforderlich ist, um eine vorgegebene Änderung der Motorgeschwindigkeit zu bewirken; und daß der Motorstrom über jene Zeitspanne integriert wird; und daß die dynamische Regelung als Funktion des Motorstromintegrals erfolgt.

20. Verfahren nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, daß das Befehlssignal dem Soll-Wert der Motorgeschwindigkeit entspricht, und das von der rückgekoppelten Meldeschleife gelieferte Signal dem Ist-Wert derselben entspricht, und daß der geregelte Parameter die Motorgeschwindigkeit ist.

21. Verfahren nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet, daß die Anpassung der adaptiven Regelung nur dann erfolgt, wenn eine vorgegebene Größe der Geschwindigkeitsänderung in einer Zeitspanne erfolgt, die kleiner ist als eine vorgegebene Zeitspanne.

22. Verfahren nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet, daß die Anpassung der adaptiven Regelung nur dann erfolgt, wenn der über jene Zeitspanne integrierte Motorstrom innerhalb eines vorgegebenen Bereichs liegt.