DE2161513A1 - Abtastdaten-Steuervorrichtung - Google Patents

Description

Patentanwälte Dipl.-Ing. F. Weickman**,

Dipl.-Ing. H.Weickmann, D1PL.-PHYS. Dr. K. Fincke Dipl.-Ing. F. A."Weιckmann, Dipl.-Chem. B. Huber

8 MÜNCHEN 86, DEN POSTFACH 860 820

MÖHLSTRASSE 22, RUFNUMMER 48 3921/22

(983921/22)

Reed International Limited

82 Piccadilly, London ¥. 1, England

Abtastdaten-Steuervorrichtung

Die Erfindung bezieht sich auf verbesserte Steuersysteme und insbesondere auf Systeme zur Steuerung von Variablen, die durch Störsignale mit einer bekannten Spektraldichte gestört werden und/oder die hinsichtlich ihres Ansprechverhaltens gegenüber Steuersignalen eine nennenswerte Übertragungsverzögerung zeigen. Beispiele für derartige Variable sind in den VerfahrensIndustrien weit verbreitet. Zwei bedeutende Beispiele sind das sogenannte Grundgewicht bzw. Basisgewicht und der Feuchtigkeitsgehalt bei Papierherstellverfahren, bei denen die Steuerung des Grundgewichts oder Feuchtigkeitsgehalts von in einer Papierherstellmaschine hergestelltem Papier ein Problem dahingehend mit sich bringt, daß zwischen der Ausführung einer Steuermaßnahme zur Änderung der Konsistenz und Herstellung

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des Ausgangs-Rohmaterials oder zur Änderung der in dem Verfahren entzogenen Feuchtigkeitsmenge und dem Auftreten einer Änderung in dem Grundgewicht oder Feuchtigkeitsgehalt eines mit Hilfe der-Maschine hergestellten Papiers infolge der Steuerwirkung einen nennenswerte Zeitverzögerung auftritt. In diesem Zusammenhang sei bemerkt, daß die obigen Ausführungen lediglich als Beispiel aufzufassen sind und daß die Erfindung in ihrer Anwendung auf derartige Fälle nicht beschränkt ist.

Herkömmliche PID-Analog-Steuergeräte (Proportional/lntegral/Differential-Regler) eignen sich nicht für die Steuerung von solchen Variablen, deren Ansprechverhalten im Hinblick auf die Ausführung von steuermaßnahmen erheblich von der ersten oder zweiten Ordnung abweicht, da die betreffenden Steuereinrichtungen lediglich so eingestellt werden können, daß sie eine sehr träge Steuerung bzw. Regelung bewirken. Jede weitere Abstimmung der Steuer- bzw. Regelungseinrichtung führt zu einer Schwingung der gesteuerten bzw. geregelten Variablen, Die Steuerung bzw. Regelung kann auch dadurch bewirkt werden, daß ein sogenanntes Anstoß- und Auslenkungs—Verfahren angewandt wird, gemäß dem Steuermaßnahmen nur in solchen Zeitintervallen vorgenommen werden, die irgendeine Steuer- bzw. Regelungswirkung in der gesteuerten bzw. geregelten Variable wirksam werden lassen, bevor die nächste. Steuer- bzw. Regelungsmaßnahme vorgenommen wird. Ein derartiges Verfahren bringt jedoch bedeutende Vorteile nur in Systemen mit sich, in denen die Wirkungen von Langzeit-Abwanderungen der Variablen vorherrschen, was jedoch nicht im Hinblick auf das zuvor erwähnte Grundgewicht oder den zuvor erwähnten Feuchtigkeitsgehalt von Papier bei einem Papierherstellverfahren zutrifft. Im Unterschied zu derartigen St euerungsverf ahr e_n bzw. Regelungsverfahren wird ein soge-

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nanntes Abtastdaten-Steuerverfahren benutzt, welches dem oben.erwähnten Anstoß- und -Abwanderungs-Verfahren etwas ähnlich ist, bei dem jedoch die Steuermaßnahme in sich häufiger wiederholenden Intervallen ausgeführt wird. Dabei wird die einer Steuerung bzw» Regelung unterliegende Variable zwischen aufeinanderfolgenden Steuermaßnahmen bzw. Regelungsmaßnahmen mehrere Male abgetastet, und die jeweils abgetasteten Werte werden in einem Speichersystem gespeichert und für die Berechnung der jeweils erforderlichen Steuermaßnahme mit berücksichtigt«. Dies bedeutet, daß eine Abtastdaten-Steuerung einer Variablen, die ein kompliziertes Ansprechverhalten zur Steuerung von Maßnahmen zeigt, lediglich durch Anwendung eines Digitalrechners vornehmbar ist, um die erforderlichen Speicherfunktionen und Rechenfunktionen ausführen zu können. Da sogar der kleinste kommerziell zur Verfügung stehende Digitalrechner eine Kapazität aufweist, die weit größer ist als diejenige Kapazität, die erforderlich ist, um eine Abtastdaten-Steuerung einer Variablen vorzunehmen, ist ein Digitalrechner mithin nur dann einsetzbar, wenn seine ünausgenutzte Kapazität ausgenutzt werden kann, z.B. dadurch, daß der betreffende Rechner im Multiplexprinzip für die Bedienung einer großen Anzahl von Regelschleifen ausgenutzt wird.

Es hat sich als völlig unwirtschaftlich erwiesen, einen Digitalrechner zur Steuerung von einzelnen Variablen zu benutzen, und zwar trotz des bedeutenden Vorteils der Abtastdaten-Steuerung gegenüber anderen Steuer- bzw. Regelverfahren.

Der Erfindung liegt demgemäß die Aufgabe zu Grunde, eine elektrische Steuereinrichtung bzw. Regeleinrichtung zu schaffen, die die zuvor erwähnten Probleme im Hinblick auf

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die Steuerung bzw. Regelung von Variablen zu überwinden gestattet, deren Ansprechverhalten auf eine Steuermaßnahme bzw. Regelmaßnahme kompliziert ist und/oder eine Verzögerung enthält.

Gelöst wird die vorstehend aufgezeigte Aufgabe durch die im Patentanspruch 1 angegebene Erfindung.

Gemäß der Erfindung ist eine Abtastdaten-Steuervorrichtung geschaffen, bei der in vorteilhafter Weise die Tatsache ausgenutzt wird, daß jeder Algorithmus für eine Abtastdaten-Steuerung mit einer einzelnen Eingabe und einer einzelnen Ausgabe mathematisch ausgedrückt werden kann in der Form:

j=n ■ . a·· ζ ^J

E₁ (z) j=n

J=I

Der vorstehend angegebene mathematische Ausdruck führt auf seine Entwicklung hin zu folgendem Ausdruck:

+ -¹ + -² + + -ⁿ a ^- a- ζ - a_oz - £ a ζ

1 ± I)₁ ζ b₂z i ί b_nz

Hierin bedeuten a , a^ '"⁹^n ^{und b}i ^bn ^Konstanten»

—1 ·
ζ ist der z-Transformationsoperator der Verzögerungen, und E_Q (z) und E^(z) sind das Steuerausgangssignal bzw. das Steuereingangssignal.

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Eine bevorzugte Steuervorrichtung gemäß der Erfindung, die weiter unten noch näher beschrieben werden wird, umfaßt eine Algorithmus-Einheit, die so ausgelegt ist, daß sie den oben im einzelnen angegebenen entwickelten Polynomausdruck realisiert. Die Algorithmus- Einheit enthält eine Vielzahl von in Reihe geschalteten analogen Abtast- und-Halte-Stufen, deren jede so ausgelegt ist, daß sie eine Haltefunktion nullter Ordnung (das ist z~ ) auszuführen vermag. Der Ausgang jeder Stufe ist dabei mit dem Eingang der nachfolgenden Stufe verbunden, und zwar in der Weise, wie dies bei einem Analog-Schieberegister der Fall ist. Ferner ist der Ausgang der jeweiligen Stufe über eine eine Multiplikation mit einer Konstanten "a" bewirkende: Multipliziereinrichtung mit einem Eingang'eines eine Vielzahl von Eingängen aufweisenden Mitkopplungs-Summierverstärkers verbunden, dessen Ausgangssignal das Ausgangssignal der Algorithmus-Einheit ä&rstellt. Über eine eine Multiplikation mit einer Konstanten "b" bewirkende: Multipliziereinrichtung ist der betreffende Ausgang der jeweiligen Stufe mit einem Eingang eines eine Vielzahl von Eingängen aufweisenden Rückkopplungs-Summierverstärkers verbunden, dessen Ausgangssignal zu dem Eingang der Algorithmus-Einheit zurückgekoppelt wird. An dieser Stelle wird das betreffende Ausgangssignal mit dem Eingangssignal summiert. Zwischen dem Eingang und der ersten Äbtast- und -Halte-Stufe ist ein Abtastpufferspeicher vorgesehen, dessen Ausgang dabei nicht nur mit dem Eingang der ersten Abtast- und -Halte-Stufe verbunden ist, sondern auch über eine eine Multiplikation mit einer Konstanten a_Q vornehmende Multipliziereinrichtung mit einem Eingang des Mitkopplungs-Summierverstärkers. Zum Zwecke der Erläuterung der entsprechenden Verhältnisse sei der einfache Fall eines Systems betrachtet, dessen Übertragungsfunktion durch den Ausdruck

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^Eo^{(z) a}o

d(z) = = — _T gegeben ist.

E_±(z) 1 i b_iZ -'

Die Algorithmus-Einheit für ein derartiges System würde dann nur eine Abtast- und -Halte-Stufe umfassen, wobei eine Abtast- und -Halte-Stufe für jede Ordnung von ζ vorgesehen wäre und wobei das Ausgangssignal der einzelnen Stufe über eine b^-Multipliziereinrichtung zu einem Eingang eines Summierverstärkers hin geleitet würde, dessen anderer Eingang das Eingangssignal E^ (ζ) aufnimmt und dessen Ausgang über einen Pufferverstärker mit dem Eingang der Abtast- und -Halte-Stufe verbunden ist. Da a^ bei dem betrachteten einfachen System Null ist, wird das System-Ausgangssignal von dem Pufferverstärkerausgang über eine a -Multipliziereinrichtung abgenommen. Bei einer derartigen Anordnung liefert ein Eingangssignal E^(z) ein Ausgangssignal E_Q(z) von der a -Multi pliziereinrichtung her, so daß das Eingangssignal für die a -Multipliziereinrichtung (das ist das Ausgangssignai des Puffers und das Eingangssignal der Abtast- und -Halte-Stufe) gleich E^(z)/a sein muß. Die Abtast- und -Halte-Stufe gibt somit ein Ausgangssignal E (z)z~ /a_Q ab, welches der b^-Multipliziereinrichtung zugeführt wird, die ein Signal b^E_Qlz)z~yk abgibt. Dieses Signal wird dem Eingang des Systems zurückgekoppelt und dem Eingangssignal E-(ζ) hinzuaddiert. Bei dem Pufferverstärker wird somit durch ein Signal Ε^(ζ)-^Ε (ζ) z~ /a ein Ausgangssignal E (z)/a_o erzeugt, so daß die Beziehung

E₁(Z) ί ^E₀(Z)₂ ^-Va₀ = E_o(z)/a_o erfüllt ist. Diese Beziehung läßt sich auch in folgender Weise schreiben:

^E°^(Z)

£>^\Z) I - D^ Z

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Demgemäß kann mit einem relativ geringen Schaltungsaufwand die übertragungsfunktion eines einfachen Systems realisiert werdenc Bei komplizierteren Systemen ist es lediglich erforderliclij eine weitere Abtast- und -Halte-Stufe zusammen mit zugehörigen Rückkopplungs- und Mitkopplungs-Regelschleifen für jede höhere Ordnung von ζ zusätzlich vorzusehen. Durch Anwendung der Steuervorrichtung wird eine die Abweichung einer Variablen vccu einem gewünschten Wert betreffende Information abgetastet, und der betreffende Ahweichungs-Informationswert v/ird zunächst in dem Abtastpufferspeicher gespeichert und anschließend durch die Kette der Abtast- und -Halte-Schaltungen in jedem aufeinanderfolgenden Abtastintervall hindurchgel'itet; -;;cV.-^i in jedem Abtastintervall die Algorithmus- Einlieit ein Ausga'igssignal erzeugt, das kennzeichnend ist für die während des folgenden Abtastintervalls erforderliche SteuerniaPiiahme. Es sei bemerkt, daß die Operation der Algo- ritknrus-ii^"'^~^; :'r ^A-~^j~ⁱ Anpassung an ein bestimmtes Problem, z.B. lie Steuer-;,::■:■- o,: Regelung des Grundgewichts oder Feuchtigkeitsgehalts ζ v. inem Papierherstellverfahren, von der richti gen :veh:. ·ϊ -£· ciistanten a_Q, a-,, a₂ .... a_n und b^_t b₂....b_n

Zusätzlich 7,'·" der Algorithmus-Einheit .in der Steuervorrich tung ist eine Zeitsteuereinheit vorgesehen, die digitale Steueri'ii'-'rtionen auszuführen gestattet, wie die Steuerung ÖS.I- t'^erlrag=.!.,;: gespeicherter Daten aus einer Abtast- und -Halte-stufe in die nachfolgende Stufe der in Reihe geschalteten stufen- Außerdem dient die betreffende Zeit steuereinheit si; r Erzeugung von Abt as timpul sen. Die Zeitsteuereinheit ist vorzugsweise so ausgelegt, daß sie eine kontinuierliche Veränderung des Abtastintervalls innerhalb eines bestimmten Bereichs ermöglicht. Weitere Punktionen der Zeitsteuerainheit werden aus der nachstehenden detaillier-

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ORIGINAL INSPECTSi

ten Beschreibung noch näher ersichtlich werden,. Neben der Zeitsteuereinheit weist die Steuervorrichtung noch weitere zusätzliche Teile auf, zu denen Signaleingabeeinheiten mit einer Signalaufbereitungseinheit gehören, welche eine Signalfiltereinheit umfaßt. Eine bevorzugte Eigenschaft der Signalaufbereitungseinheit ist die Tatsache, daß Auslenkungen des Eingangssignals außerhalb der normalen Betriebsgrenzen erkannt werden und die Steuervorrichtung veranlassen, in einen sogenannten Sperrzustand einzutreten, in welchem keine Forderungen bezüglich einer Ausgangssignaländerung in der Steuervorrichtung vorgenommen werden und in welchem die verschiedenen, in der Algorithmus-Einheit umlaufenden Signale auf Null gesetzt sind. Ein derartiger Zustand kann z.B. einein Papierriß in einem Papierherstellverfahren begleiten, in welchem das Grundgewicht oder der Feuchtigkeitsgehalt gesteuert werden. Ein bevorzugtes Merkmal der Signalfiltefeinheit stellt die Tatsache dar, daß die Grenzfrequenz des Filters zu dem AbtastIntervall der Steuervorrichtung in Beziehung steht und mit diesem Abtastintervall geändert werden kann. Bei der Steuervorrichtung sind ferner Maßnahmen zur manuellen Übersteuerung und zur Sollwerteinstellung vorgesehen. Ferner ist ein Ausgangssignal-Wandler vorgesehen, der das analoge Ausgangssignal der Algorithmus-Einheit in ein Pulsbreiten_jnoduliertes Signal für die Ansteuerung herkömmlicher Steuerelemente umzusetzen gestattet.

Obwohl die oben beschriebene Steuervorrichtung eine analoge Algorithmus-Einheit enthält und obwohl die Erfindung nachstehend insbesondere unter Bezugnahme auf eine analoge Steuervorrichtung erläutert werden wird, sei darauf hingewiesen, daß die Erfindung auf analoge Steuervorrichtungen nicht beschränkt ist, sondern auch in digitaler Form

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realisierbar ist. Es ist für einen auf dem vorliegenden Gebiet tätigen Fachmann ohne weiteres möglich, eine digital arbeitende Ausführungsform der nachstehend beschriebenen analogen Steuervorrichtung ohne- weitere Anleitungen zu realisieren.

An Hand von Zeichnungen wird die Erfindung nachstehend an einem bevorzugten Ausführungsbeispiel näher beschrieben,, Fig. 1 zeigt in einem Gesamtblockschaltbild eine Abtast-Daten—St euervorrichtung .

Fig„ 2 zeigt einen detaillierten Schaltplan von Signalverstärkern und Amplituden-Burstdetektoren, die Teil einer Signalaufbereitungs- und Signalfiltereinheit der Steuervorrichtung gemäß Fig. 1 bilden«

Fig. 3 zeigt einen detaillierten schaltplan'eines Analog-Filters, das Teil der Signalaufbereitungs- und Signalfiltereinheit der Steuervorrichtung gemäß Fig. 1 bildet. Fig. 4 zeigt einen detaillierten schaltplan einer Sollwert- S ervoeinheit und einer Subtrahier-Einheit der Steuervorrichtung gemäß Fig. 1.

Fig. 5 zeigt in einem detaillierten Schaltplan einen Eingangsverstärker, einen Mitkopplungs-Summierverstärker und einen Rückkopplungs-Summierverstärker der Algorithmuseinheit der Steuervorrichtung.

Fig. 6 zeigt in einem detaillierten Schaltplan einen Abtastpufferspeicher der Algorithmuseinheit der Steuervorrichtung. . Fig. 7 zeigt in einem detaillierten Schaltplan eine Stufe von sechs in Reihe geschalteten Spannungsspeichern der Algorithmuseinheit der Steuervorrichtung. Fig. 8 zeigt in einem detaillierten Schaltplan einen Teil einer Zeitsteuereinheit der Steuervorrichtung gemäß Fig.1 sowie Einrichtungen zur Konstanten-Einstellung und einen Teil vorgesehener Ausgabeeinrichtungen.

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Fig. 9 zeigt in einem detaillierten Schaltplan einen Teil der in Fig_e 8 nicht dargestellten Zeitsteuereinheit. Fig. 10 zeigt in einem detaillierten Schaltplan die Ausgabeeinrichtung en der Steuervorrichtung gemäß Fig„ 1„ Fig. 11 zeigt in einem detaillierten Schaltplan eine weitere Ausführungsform eines in den Ausgabeeinrichtungen vorgesehenen Ausgangssignal-Wandlers.

Aus Fig."1, in der ein Gesamtblockschaltbild der Abtastdaten-Steuervorrichtung gezeigt ist, geht hervor, daß die

vier

Steuervorrichtung / Grundteile aufweist, nämlich die Algorithmus-Einheit, die in Fig. 1 innerhalb des durch zwei parallel laufende Linien umrahmten Bereichs dargestellt ist, die Zeitsteuereinheit, die innerhalb des durch eine gestrichelte Linie umrahmten Bereichs dargestellt ist, die Signaleingabeeinrichtungen, die auf der linken Seite der betreffenden Zeichnungsfigur dargestellt sind, und Signalausgabeeinrichtung en , die auf der rechten Seite der betreffenden Zeichnungsfigur dargestellt sind. Die Steuervorrichtung umfaßt ihr eigenes stabilisiertes bzw. geregeltes Netzteil, welches die Netzeingangsspannung aufnimmt.

Im folgenden sei der die Algorithmus- Einheit umfassende Teil der Abtastdaten-Steuervorrichtung näher betrachtet. Diese Einheit ist so ausgelegt, daß sie den nachstehend angegebenen Steueralgorithmus zu realisieren imstande ist:

₁ -2 -6

E_o(z) a_k(&_o-^z~ ± a₂z ί ...o± a₆z ...)-.

-1 -2 -6

^Bi^(z) 1. + b_k(± b_Tz" i b₂z " ± ....± b₆z

Die betreffende Einheit enthält sechs Spannungsspeicher, die in Fig. 1 mit 1 bis 6 bezeichnet sind. Jeder dieser

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Speicher arbeitet als Haitesignalverzögerungseinheit nullter Ordnung; der jeweilige Speicher besteht aus einem Abtast- und -Halte-Kreis, der so ausgelegt ist, daß er durch die Zeitsteuereinheit gesteuert, wird. Die sechs Spannungsspeicher 1 bis 6 sind derart in Reihe geschaltet, daß der Ausgang jedes Speichers mit dem Eingang des jeweils nächsten Speichers der Speicherreihe verbunden ist. Ein Abtastpufferspeicher 7, der im Aufbau den Spannungsspeichern 1 bis 6 entspricht, ist vor den Spannungsspeichern vorgesehen; sein Ausgang ist mit dem Eingang des ersten Spannungsspeichers verbunden. Die Ausgänge der sechs Spannungsspeicher 1 bis sind im übrigen nicht nur mit dem Eingang des jeweils nächsten Speichers der Speicherreihe verbunden, sondern außerdem mit Mitkopplungs-Konstanten-Multipliziereinrichtungen 8 und Rückkopplungs-Konstanten-Multipliziereinrichtungen 9, durch die die Ausgangssignale unter Berücksichtigung von Konstanten a^, a„ ...ag und b^, b^ .... bg verarbeitet werden. Der Ausgang des Abtastpufferspeichers-7 ist außerdem mit einer Mitkopplungs-Konstanten-Multipliziereinrichtung verbunden, die unter Berücksichtigung einer Konstante a arbeitete Die Konstanten-Multipliziereinrichtungen bestehen jeweils aus Potentiometern, deren jedes einen Konstanten-Multiplikations.bereich von 0 bis 1 liefert. Mit den Ausgängen der Konstanten-Multipliziereinrichtungen ^₁, a₂, a₆ und b-, b₂ ... bg sind ggfs. Einheits-Verstärkerinverter verbunden, durch die die Konstanten im Bexäarfsfall entweder positiv oder negativ gemacht werden«, Die sieben Ausgangssignale der "a"-Konstanten-Multipliziereinrichtungen 8 werden einer"Einheitsverstärkungs-Mitkopplungssummiereinrichtung 10 zugeführt, in der die betreffenden Signale unter Abgabe des Ausgangssignals der Algorithmuseinheit summiert werden. Die sechs Ausgangssignale der "b"-Konstanten-

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Multipliziereinrichtungen 9 werden einer Einheitsverstärkungs-Rückkopplungssummiereinrichtung 11 zugeführt, in der die betreffenden Signale unter Bildung eines Rückkopplungssignals summiert werden, das mit dem Eingangssignal, der Einheit zusammengefaßt wird· Eine Betrachtung des oben definierten Steueralgorithmus, den die beschriebene Algorithmus-Einheit zu realisieren entsprechend ausgelegt ist, zeigt das Vorhandensein der Konstanten aj, und b, , die in dem betreffenden Algorithmus Multiplikatoren sind, die auf die Konstanten a_o, a^, a₂ .... a_g und b^, bg .... bg einwirken. Diese Konstanten a_k und b^ finden ihre Realisierung durch die Potentiometer 12 und 13, wobei das Potentiometer

es

so geschaltet ist, daß/die Verstärkung von in die Algorithmuseinheit eintretenden Signalen in dem Vorwärtsweg über einen Verstärker 14 steuert. Demgegenüber ist das Potentiometer so geschaltet, daß es über den Verstärker 14 im Rückkopplungsweg die Verstärkung der Rückkopplungssignale von der Rückkopplungs-Summiereinrichtung 11 her steuert·

Die Zeitsteuereinheit umfaßt zwei Funktionsbereiche, zu deren einen ein Zeitintervall-Impulsgenerator 15 gehört, und zu deren anderen ein Speicher-Übertragungsimpulsverteiler 16 gehört. Grundsätzlich besteht der Zeitintervall-Impulsgenerator 15 aus einer Transistor-Kippschaltung, in der mit Präzisionselementen und mit einer relativ hohen Speisespannung (z.B. +15 V) gearbeitet wird, um nämlich eine Schwingung hoher Stabilität zu erhalten. Mit dem Kippschaltungsausgang bzw. mit dem Multivibratorausgang ist eine Binärteilerkette verbunden. Die Impulswiederholungsfrequenz des Multivibrators ist derart variabel bzw. einstellbar, daß ein großer Zeitintervallbereich von acht Sekunden bis 128 Sekunden mit Hilfe der Binärteilerkette erfaßbar ist, wobei die Zeitintervalle innerhalb

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dieses Bereichs kontinuierlich veränderbar bzw. einstellbar sind. Der Speicher-Übertragungsimpulsverteiler. 16 enthält einen bei einer festen Frequenz frei schwingenden Impulsg—enerator, dessen Ausgangssignal eine monostabile Kippschaltung ansteuert. Diese monostabile Kippschaltung ist so ausgelegt, daß sie durch ein Signal gesteuert bzw. getastet wird, das von dem Zeitintervall-Impulsgenerator mit der Auslösung des jeweiligen Zeitintervall-Impulses gewonnen wird. Ein binärcodierter Dezimalzähler nimmt durch die monostabile Kippschaltung getastete Impulse von dem Impulsgenerator her auf, wobei diese Impulse mittels eines Decoders von der binärcodierten Dezimalform in Dezimalform umcodiert auf gesonderten Ausgangsleitungen abgegeben werden. Die monostabile schaltung gibt ein weiteres Ausgangssignal zur Tastung des jeweiligen Ausgangssignals des Decoders ab. Die monostabile Kippschaltung wird durch ein Signal getriggert, das von dem Zeitintervall-Impulsgenera tor 15 her geliefert wird. Die Periode der von der monostabilen Kippschaltung abgegebenen Signale sowie die Periode der Ausgangsimpulse des Impulsgenerators sind so gewählt, daß durch das getastete Decoder-Ausgangssignal Impulse für die Abgabe an die Spannungsspeicher in der Algorithmus-Einheit bereitgestellt werden, und zwar als Speicherübertragungsimpulse mit einer hinreichenden Dauer, um die gewünschte Speicherübertragungs-Erfassungszeit und einen ausreichenden Zwischenimpulsabstand zu erzielen. Dies dient dazu, eine Einstellzeit zwischen der Informationsübertragung aus einem Spannungsspeicher in den nächsten Speicher auf das Auftreten eines Übertragungsimpulses hin zu erzielen sowie die nachfolgende Informationsübertragung aus einem in der Speicherreihe an vorderer Stelle liegenden Speicher in den zuerst erwähnten Speicher auf das Auftreten des folgenden Übertragungsimpulses hin

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vorzunehmen. In Fig. 1 ist durch die Bezeichnungen P1 bis P8 die Reihenfolge bezeichnet, in der die Impulse von dem Decoder gesteuert bzw. getastet werden. Außerdem ist durch die betreffenden Bezeichnungen der Bestimmungsort in der Algorithmus-Einheit oder an irgendeiner anderen Stelle in der Steuervorrichtung bezeichnet. So wird der erste Impuls P1 dazu benutzt, das Eingangssignal der Algorithmus-Einheit abzutasten und den Abtastwert in den Pufferspeicher einzuschreiben. Der zweite Impuls P2 wird dazu benutzt, Ausgangskreise in einen Bereitschaftzustand zu führen, in welchem diese ein Ausgangssignal von der Algorithmus-Einheit aufzunehmen vermögen. Der dritte Impuls P3 bewirkt, daß die in dem Speicher 5 gespeicherte Information zu dem Speicher 6 übertragen wird. Der vierte Impuls P4 bewirkt, daß die in dem Speicher 4 gespeicherte Information in den Speicher 5 übertragen wird, usw., bis der achte Impuls P8 schließlich bewirkt, daß die in dem Pufferspeicher 7 gespeicherte Information in den Speicher 1 übertragen wird. Es sei darauf hingewiesen, daß die Impulsausgabeleitungen des Speicher-Übertragungsimpulsverteilers 16 mit den entsprechenden Bestimmungsstellen über eine Reihe von Spannung.spegel-Umsetzern 17 verbunden sind. Diese Umsetzer sind lediglich dazu vorgesehen, die Signalpegel auf den Verteiler-Impulsausgabeleitungen in einen für den Betrieb der Algorithmus-Einheit jeweils geeigneten Pegel umzusetzen.

Im Betrieb der Algorithmus-Einheit bewirkt die Erzeugung eines Zeitintervallimpulses das Verschwinden eines Sperrsteuersignals von der monostabilen Kippschaltung. Diese monostabile Kippschaltung wird dann durch den Impulsgenerator derart angesteuert, daß sie eine Reihe von Impulsen liefert, die dem binärcodierten Dezimalzähler zugeführt werden. Gleichzeitig mit dem Verschwinden des ■ Sperr.steuer-

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signals von der monostabilen Kippschaltung nimmt der binärcodierte Dezimalzähler ein Freigabesignal auf, so daß auf die Aufnahme von Impulsen von dem Impulsgenerator her der binärcodierte Dezimalzähler Ausgangssignale an den Wandler abgibt, der eine Umwandlung von binärcodierten Dezimalzahlen in Dezimalzahlen vornimmt,, Der betreffende Wandler bzw. Umsetzer gibt Ausgangsimpulse auf gesonderten Leitungen ab. Nach Ausführung eines vollständigen Zählerzyklus durch den Wandler und Rückkehr in seinen Ausgangszustand wird wieder ein Sperrsteuersignal an die monostabile Kippschaltung abgegeben. Die Ausgangsimpulse des Wandlers werden mit Hilfe der Impulse der monostabilen Kippschaltung getastet, und zwar zur Abgabe einer Reihe von Impulsen geeigneter Dauer und mit geeignetem Impulszwischenabstand auf gesonderten Leitungen, Diese Impulse werden dem Abtastpufferspeicher als Datenübertragungsimpulse zugeführt« Außerdem werden die betreffenden Impulse den Ausgabeeinrichtungen als Freigabesteuerimpulse zugeführt, und ferner werden die betreffenden Impulse den Spannungsspeichern als Datentibertragungsimpulse zugeführt. Wie oben bereits erwähnt, dient der erste Impuls P1 von dem Wandler her dazu, Daten in den Abtastpufferspeicher zu übertragen, die kennzeichnend sind für ein der Algorithmus-Einheit gerade zugeführtes Fehlersignal. Diese Daten bewirken einen Beitrag zu dem Ausgangssignal der Algdrithmus-Einheit. Weitere Mitwirkungen auf den Ausgangssignalstamm der Algorithmus-Einheit ergeben sich aus den Daten, die in den sechs Spannungsspeichern gespeichert sind, und zwar zu dem Zeitpunkt, zu dem der zweite Impuls P2 die Ausgabeeinrichtungen freigibt« Die Übertragung von Daten zwischen Spannungsspeichern auf das Auftreten von Impulsen

hin

P3 bis P8/erfolgt, nachdem die Steuervorrichtung ihr Eingangssignal auf den gerade vorliegenden Fehlersignalwert hin entsprechend abgegeben hat. Die betreffende Datenübertragung

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bezieht sich auf den folgenden Arbeitszyklus.

Die Signaleingabeeinrichtungen enthalten eine Signalaufbereitungsund Signalfiltereinheit 18, die imstande ist, Eingangssignale konstanter Spannung und konstanten Stroms aufzunehmen. Die drei Hauptfunktionen der Signalaufbereitungs- und Signalfiltereinheit 18 bestehen darin, eine geeignete Signalverstärkung und Signalverschiebung zu bewirken, zu erkennen, wann der Eingangssignalpegel sich außerhalb der normalen Betriebsgrenzen bewegt, z.B. infolge eines Meßinstrumentenausfalls, und die Steuervorrichtung am Ansprechen auf das Auftreten eines solchen Signals zu hindern, und ferner das eintreffende signal derart zu filtern, daß unerwünschte Störsignale vermindert sind und daß auf das entsprechende signal hin bezogen auf das Abtastzeitintervall in einem solchen Maße Steuermaßnahmen ausgeführt werden, daß das Risiko einer Eingangssignalstörung durch entsprechende Störfrequenzen ausgeschaltet ist. Zur Erkennung von Auslenkungen des Eingangssignals außerhalb der Grenzen enthält die Signalaufbereitungs- und Signalfiltereinheit 18 Signalpegeldetektoren, die auf das Auftreten von Signalauslenkungen über Grenzen hinweg Steuersignale abgeben, welche die Betriebsart der Steuervorrichtung in einen Festhaltezustand überführen. In diesem Festhaltezustand besteht in der Steuervorrichtung kein Bedarf nach einer Ausgangssignaländerung, und die verschiedenen in der Algorithmus-Einheit umlaufenden Signale werden alle auf Null gesetzt. Die Art und Weise, in der dies vorgenommen wird, wird weiter unten noch näher erläutert werden. Nachdem die Signalauslenkung, durch die die Steuervorrichtung veranlaßt worden ist, in den Festhaltezustand überzugehen bzw. einzutreten, aufgetreten ist und das signal zu einem Normalpegel zurückgekehrt ist, kehrt die Steuervorrichtung automatisch in ihren normalen Betriebszustand zurück. Es sind hierbei in der automa-

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tischen/manuellen Schalteinheit auch Maßnahmen getroffen, um eine automatische Umschaltung auf den Festhaltezustand zu bewirken, und zwar auf externe Kontaktschließungen hin, die Anlagen-Alarmzustände anzeigen. Als mögliche Erweiterung des Systems kann ferner eine Drucktaste vorgesehen sein, die eine manuelle Auslösung des Festhaltezustand ermöglicht.

Neben dem Festhaltezustand vermag die Steuervorrichtung in zwei normalen Betriebsarten zu arbeiten, nämlich in einem automatischen Betrieb und in einem manuellen Betrieb, Im automatischen Betrieb wird das Ausgangssignal der Signalaufbereitungs- und Signalfiltereinheit 18 mit einem gewünschten Wert-Signal verglichen, das von einer Sollwert-Servoeinheif geliefert wird, und zwar mittels einer Subtrahiereinrichtung 20. Auf diese Weise wird ein Fehlersignal erzeugt, welches das Eingangssignal für die Algorithmus-Einheit bildet. Bei einer Realisierung der Steuervorrichtung ist es möglich, die Anordnung so zu treffen, daß bei manuellem Betrieb das Ausgangssignal der signalaufbereitungs- und Signalfiltereinheit 18 der Sollwert-Servoeinheit 19 zugeführt wird, so daß deren Ausgangssignal tatsächlich dem Eingangssignal dieser Einheit folgt. Die Subtrahiereinrichtung 20, die dasselbe Signal an ihren beiden Eingängen aufnimmt, erzeugt dabei ein Null-Ausgangssignal für die Algorithmus-Einheit.'Die von der manuellen Signalgabeeinheit 21 abgegebenen Signale wirken dann direkt auf das Ausgangssignal der steuervorrichtung. Beim automatischen Betrieb wirken die in eine manuelle Signaleingabeeinheit 21 eingegebenen Sollwert-Änderungsanforderungen auf die Sollwert-Servoeinheit 19 dahingehend, daß der Sollwert geändert wird. Die Auswahl von automatischem Betrieb oder manuellem Betrieb kann mit Hilfe einer Schalteinheit 22 vorgenommen werden, die den Betrieb elektromagnetischer Relaischalter steuert. Es sei bemerkt, daß

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die Anordnung beim Umschalten vom manuellen Betrieb auf den automatischen Betrieb das Auftreten eines "stoßfreien" Betriebsübergangs ermöglicht, da nämlich das zunächst der Algorithmus-Einheit zugeführte Pehlersignal Null ist, so daß die Algorithmus-Einheit anfangs ein Null-Ausgangssignal bzw. ein das Vorliegen keiner Änderung anzeigendes Ausgangssignal abgibt.

Im Unterschied zu den betrachteten Fällen ist es möglich, die Servoregelung auf die Sollwert-Einheit hin wegzulassen. In diesem Fall bleibt lediglich der manuelle Signaleingang mit der Sollwert-Einheit verbunden. Ferner ist ein zweites Paar von Steuereinrichtungen vorgesehen, um im manuellen Betrieb die Steuervorrichtung zu steuern.

Das Ausgangssignal der Algorithmus- Einheit, das in Form einer analogen Signalspannung vorliegt, wird in ein pulsbreiten-jnoduliertes Signal umgesetzt, das zur Ansteuerung einer Integriereinrichtung geeignet ist. Die Verwendung einer herkömmlichen Kent-Steuereinheit vom sogenannten "Elektro-Schritt"-Typ für diesen Zweck wird als Beispiel für eine Steuereinheit erläutert werden. Die Signale werden dieser Einheit über einen Festkörper-Wechselstrom-Leistungsschalter zugeführt. Der Wandler 23 und der Leistungsschalter bzw. Netzschalter 24 werden nachstehend noch näher erläutert werden.

Fig. 1 zeigt ferner die Einbeziehung eines stabilisierten Netzteils in die Steuervorrichtung, wobei verschiedene Anzeigeeinrichtungen und Einstelleinrichtungen 25 bzw. 26 zur

Einstellung der Werte der Konstanten "a" und "b" in der Algorithmus- Einheit sowie zur Einstellung des Zeitintervalls des Zeitimpulsgenerators 15 vorgesehen sind. Die

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Exnstelleinrichtungen 25 und 26 werden nachstehend näher beschrieben.

Signalaufbereitungseinheit 18

Gemäß Fig. 2 werden Eingangssignal mit konstanter Spannung oder konstantem Strom über ein Spannungsteilernetzwerk R1, R3, R2 und R4 an die Eingangsklemmen eines durch eine integrierte Schaltung gebildeten Linearverstärkers angelegt, der ein Differenz-Eingangssignalverhalten zeigt (Texas Instruments SN741P). Die Eingangssignale betragen in typischer Weise: O-IV, O-lV, ± 1V, 4-2OmA, 10-4OmA, etc.. Bei Stromeingangssignalen"ist über die Eingangsklemmen ein Ableitwiderstand R38 gelegt. Sofern erwünscht, kann eine Eingangsleitung geerdet sein, und zwar an einem fern liegenden Punkt oder an einem örtlichen Punkt« Wenn jedoch, wie dargestellt, der Eingang nicht geerdet ist oder völlig erdfrei ist, kann,durch die ZENER-Dioden D3, D4 festgelegt, eine maximale Spannung von etwa ί 15 Volt Gleittaktpotential um Erdpotential herum zugelassen werden.Dem Verstärkereingang parallelgeschaltete Dioden D1, D2 bewirken einen Schutz vor übermäßig hohen Reihen-Eingangssignalen jeglicher Polarität. Der Verstärker A1 besitzt eine Spannungsverstärkung von etwa x3; er weist ein Tiefpaßfrequenzverhalten bei einer Grenzfrequenz von etwa 30 Hz auf.

Das Ausgangssignal des Verstärkers A1 wird einem Verstärker A2 (Texas Instruments SN741P) zugeführt, der eine veränderbare Verstärkung und eine Signalspannungsverschiebung bewirkt. Die Verstärkung kann auf einen von vier oder mehr Werten bis zu x10 eingestellt werden, und zwar durch Einfügung von Widerständen R12, R13, R14 in eine RückkopplungssChleife. Diese Widerstände sind mit den Widerständen R9, und R11 so gewählt, daß jeweils gleiche Eingangsimpedanzen

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an den Eingangsklemmen des Verstärkers A2 erhalten werden. Auf diese Weise ist eine unerwünschte Verschiebung verhindert. Die Verschiebungseinstellung wird durch ein Potentiometer R5, R6 bewirkt. Dabei kann eine Verschiebung bis zu .der Gleichtaktgrenze des Verstärkers eingeführt werden.

Im Unterschied zu dem betrachteten Fall können bei einer vereinfachten Anordnung die Funktionen der Verstärker A1 und A2 in einem einzigen Verstärker zusammengefaßt sein.

Wenn die Steuervorrichtung im automatischen Betrieb arbeitet, ist es erforderlich, den Umstand zu erkennen, daß das Ausgangssignal außerhalb der Betriebsgrenzen auftritt, und zwar z.B. auf Grund des Ausfalls eines Meßinstruments. Durch zwei Überspannungsamplituden-Detektoren T2, T3 wird ein steuersignal an der Klemme 29 auf das Auftreten einer überspannung hin abgegeben, um in diesem Fall die Steuervorrichtung vom automatischen Betrieb in den Festhaltebetrieb überzuführen. Die Detektor-Schwellwerte können durch Potentiometer VE3, VR4 so eingestellt werden, daß Überspannungen von etwa -3-15 Volt ermittelt werden. Die Detektoren zeigen keine bistabile Wirkung, und sie gehen in den automatischen Betrieb über, wenn der Signalpegel auf einen zufriedenstellenden Wert zurückkehrt. Der Detektor kann in vereinfachter Form als Gleichrichterdiodenbrücke ausgebildet sein, wobei über eine Brückendiagonale ein Transistorschalter liegt und wobei ein einstellbarer bzw. veränderbarer Widerstand ebenfalls in der Brückendiagonale liegt, um die Einstellung der Detektorschwellwerte zu ermöglichen. Bei einer derartigen Anordnung können die positiven und negativen Detektorschwellen unabhängig voneinander nicht eingestellt werden.

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Das Ausgangssignal des Verstärkers A2 wird einer Analog-Filtereinheit zugeführt, die gemäß Fig. 3 ein gesteuertes aktives Filter mit doppelter Quelldämpfung enthält, dessen Grenzfrequenz der Datenaötastfrequenz entspricht. Auf diese Weise ist eine Frequenzstörung vermieden. Erreicht wird dies dadurch, daß die veränderbaren Widerstände VR1a und VR1b mit der Feineinstellung der Frequenz des Zeitimpulsgenerators 15 (Fig. 1) gekuppelt werden und daß die Schalter SW1A und SW1F mit der Grobfrequenzregelung des Generators 15 gekuppelt werden. Die Bandpaßverstärkung und die relative Form der Betrags- und Phaseneigenschaften bleiben während der Veränderung der Grenzfrequenz erhalten. Ein eine hohe Eingangsimpedanz aufweisender integrierter Verstärkerkreis (National Semiconductor LM3O8) wird dabei benutzt. Die Sperrbereichsdämpfung beträgt dabei 1 2dB/0ktave oder 40dB/Decade und die Grenzfrequenz erstreckt sich von

bis .

256 Hz 16 Hz

In einer vereinfachten Ausführungsform der Steuervorrichtung, in der keine Vorkehrungen für eine Grobfrequenzregelung des Generators 15 getroffen sind (siehe später), kann die Kondensatorschaltanordnung weggelassen werden.

Sollwert-Servoeinheit und Fehlersubtraktion

Gemäß Fig. 1 und 4 wird das Ausgangssignal der Signalaufbereitungs- und Signalfiltereinheit 18 dem invertierenden Eingang einer Subtrahiereinrichtung 20 zugeführt, die einen eine Einheitsverstärkung aufweisenden Differenzverstärker A4 (Texas Instruments Sn74iP) enthält, mit dessen Hilfe das betreffende Signal mit einem Bezugssignal oder Sollwertsignal verglichen wird, das von einem Potentiometer E23,R33

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her gewonnen wird. Dieses Potentiometer ist mit dem nichtinvertierenden Eingang des Verstärkers A4 verbunden. Die Einstellung des Potentiometerschleifers und damit der Wert des Sollwert-Signals wird durch einen Servomotor über ein Zahnradgetriebe gesteuert. Beim automatischen Betrieb bleibt der Wert des Sollwerts solange konstant, bis er durch Fernsteuerung oder durch die Bedienperson geändert wird. Um ciese Änderung zu erreichen, wird der Servomotor durch einen Anhebungs-Drucktastenschalter bzw. durch einen Absenkungs-Drucktastenschalter betätigt. Beide Schalter sind manuell betätigbar und in einem Steuerfeld untergebracht. Wenn eine der betreffenden Tasten betätigt und der entsprechende schalter geschlossen wird, bewirkt der Servomotor eine entsprechende Änderung des Sollwerts. Der Sollwert wird auf einem Meßinstrument in dem Steuerfeld angezeigt. Wenn er einen geforderten Wert erreicht, wird die betätigte Taste losgelassen, so daß der schalter öffnet und der Servomotor stillsetzt. Parallel zu den betreffenden Schaltern können Kontakte (nicht dargestellt) vorgesehen sein, die eine Ferneinstellung des Sollwerts erleichtern. Bei Fehlen dieser Einstellan_forderung bleibt der Sollwert konstant.

Um das Auftreten eines "stoßfreien" Übergangs zwischen dem manuellen Betrieb und dem automatischen Betrieb zu erreichen, ist es, wie oben ausgeführt, möglich, zu bewirken, daß der Sollwert im manuellen Betrieb der gemessenen Variablen folgt. Wenn von dieser Möglichkeit Gebrauch gemacht ist, wird der Servomotor durch das Ausgangssignal eines Verstärkers A3 (Texas Instruments SN741P) gesteuert. Das Ausgangssignal der Einheit 18 wird dann dem nichtinvertierenden Eingang des Verstärkers A3 zugeführt. Das Ausgangssignal des Verstärkers A3 und damit der Wert des Sollwertsignals folgen damit dem Signal von der Einheit 18 her.

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-.23 -

Die beiden Eingangssignale der Subtrahiereinrichtung 20 sind demgemäß gleich, und das Ausgangssignal der Subtrahiereinrichtung 20, das ist das Eingangssignal der Algorithmuseinheit, ist auf Null vermindert. Diese Eigenschaft kann auch weggelassen sein, wenn dies als wünschenswert angesehen wird. In diesem Fall bleiben die Anhebungs/Absenkungs-Drucktasten (und/oder die Fern-Kontakte) sogar beim manuellen Betrieb bei dem Sollwert wirksam. Die Algorithmus-Einheit wird beim manuellen Betrieb in derselben Weise unwirksam gemacht, wie dies bei dem oben beschriebenen Festhaltebetrieb der Fall war.

Im Unterschied zu dem betrachteten Fall kann das Sollwertsignal von dem gemessenen variablen Signal an einem Summierpunkt subtrahiert werden, der den Eingang des Analog-Filters bildet. In diesem Fall wird das Fehlersignal gefiltert,, Der Festhaltebetrieb-Detektor kann dabei mit dem Ausgang des Analog—Filters verbunden sein, um außerhalb von Grenzen auftretende Fehlersignale zu ermitteln. Ein weiterer Detektor, der auf wesentlich tiefere Grenzen anspricht, kann mit dem Ausgang des Analog-Filters ebenfalls verbunden sein. Der Zweck dieses Detektors besteht darin, eine Gefahr hervorrufende hohe Fehlersignale nach Erde abzuleiten» Diese Fehlersignale treten dann auf, wenn die durch eine Bedienperson gesteuerte Maschinenanlage in Betrieb gesetzt wird. Auf diese Weise ist die Abgabe entsprechend hoher Ausgangssignale von der Steuervorrichtung vermieden, d.h. von Steuersignalen, die die Eingangssteuereinrichtung der Maschinenanlage beschädigten.

Ein weiterer entsprechender Detektor kann mit dem Eingang des Ausgangs-Wandlers verbunden sein, um von der Algorithmus-Einheit her gelieferte Steuersignale nach Erde abzuleiten,

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die außerhalb der durch diesen Detektor eingestellten Grenzen auftreten und die ebenfalls zur Abgabe von schädlichen hohen Ausgangssignalen von dem Ausgangs-Wandler führen würden.

Algorithmus-Einheit

Im folgenden sei zunächst Fig. 5 näher betrachtet, in der in detaillierten Schaltungsdiagrammen der Eingangsverstärker, der Mitkopplungs-Summierverstärker und der Rückkopplungs-Summierverstärker der Trenneinheit gezeigt sind.

Der Eingangsverstärker 6der in Fig. 1 mit 14 bezeichnet ist) führt die Aufgabe einer Summierung des Mitkopplungs-Meßwerteingangssignals (das heißt des Fehlersignals, auf das eine a_k-Konstanten-Multipliziereinrichtung eingewirkt hat) und des Rückkopplungssignals von dem Rückkopplungs-Summierverstärker (in Fig« 1 mit 11 bezeichnet) aus, nachdem dieses Signal von einer b^-Konstanten-Multipliziereinrichtung verarbeitet worden ist. Das von der Subtrahiereinheit (siehe Fig. 4) abgegebene Fehlersignal wird der durch ein Potentiometer 12 gebildeten a,-Konstanten-Multipliziereinrichtung zugeführt, und das von dem Rückkopplungs-Summierverstärker abgegebene Rückkopplungssignal wird der durch ein Potentiometer 13 gebildeten b, -Konstanten-Multipliziereinrichtung zugeführt. Die beiden Eingangssignale werden durch den Verstärker 14 summiert. Der Verstärker ist ein herkömmlicher, durch eine integrierte Schaltung gebildeter Summierverstärker, der unter Zugrundelegung einer Einrichtung der Firma Texas Instruments, SN741P aufgebaut worden ist. Der betreffende Verstärker umfaßt eine Art von Tiefpaßfilterverhalten und ein ZENER-Dioden-Ausgangsamplitudenbegrenzungsverhaiten. Die zuletzt genannte Eigenschaft dient dazu

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das
sicherzustellen, daß/dem nachfolgenden Abtastpufferspeicher zugeführte Signal das Maximum der normalen Signalgröße nicht überschreitet, die aufgenommen werden kann und die in linearer Weise verarbeitet' werden kann. Da der Verstärker 14 im Hinblick auf die Gesamt-Kechengenauigkeit der Steuervorrichtung sich an einer kritischen Stelle befindet, sollte eine zu hohe Verstärkung vermieden werden, und zwar unter dem Gesichtspunkt der Spannungsteilung in den Potentiometern 12 und 13 auf ein solches Maß, bei dem lediglich ein Teil der Potentiometer ausgenutzt wird. Als weiterer Gesichtspunkt ist hierbei die Wahrscheinlichkeit zu berücksichtigen, daß das Signal-Störverhältnis mit zunehmender Verstärkung abnimmt.

In einer vereinfachten Ausführungsform der eine verminderte Genauigkeit aufweisenden Steuervorrichtung ist der Verstärker 14 mit dem Pufferspeicher (siehe unten) zusammengefaßt.' Der Pufferspeicher ist dabei als Spur- und Halteverstärker ausgebildet. Das Rückkopplungssignal und das Eingangsfehlersignal werden unter Verwendung von einen hohen Wert aufweisenden Summierungswiderständen am Eingang des Speichers summiert. Der Verstärker besitzt eine hohe Eingangsimpedanz und einen geringen Vorstrom, so daß die Belastung der a, - und b,-Potentiometer auf einen vernachlässigbar niedrigen Wert vermindert ist.

Der Mitkopplungs-Summierverstärker 10 und der Rückkopplungs-Summierverstärker 11 sind beide durch herkömmliche, aus integrierten schaltungen aufgebaute Summierverstärker gebildet, die unter Zugrundelegung der Schaltungseinrichtungen /der Firma Texas Instruments) SN741P aufgebaut sind. Die Verstärker nehmen jeweils an einem Summierpunkt sämtliche Ausgangssignale der sechs Spannungsspeicher auf, nachdem

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diese Ausgangssignale durch die entsprechenden "a¹¹- und "b"-Konstanten-Multipliziereinrichtungen und. sofern er-

einen
forderlich, durch/eine Einheitsverstärkung aufweisenden invertierenden Verstärkern hindurchgeführt worden sind. Die "a"- und "b"-Konstanten-Multipliziereinrichtungen sind durch Potentiometer gebildet; durch hier nicht näher dargestellte Einrichtungen kann der invertierende Verstärker erforderlichenfalls nach den Potentiometern korrigiert werden. Das Ausgangssignal des Mitkopplungs-Summierverstärkers 10 wird den Ausgabeeinrichtungen der Steuervorrichtung (siehe Pig.10) zugeführt, und das. Ausgangssignal des Rückkopplungs-Summierverstärkers 11 wird dem Potentiometer 13 am Eingang des Eingangsverstärkers 14 zugeführt.

In der vereinfachten Ausführungsform kann jedes Potentiometer der die "a"- und "b'^Konstanten-Multipliziereinrichtungen bildenden Potentiometer durch verdrahtete Widerstände ersetzt sein. Durch entsprechend vorgesehene Schalter können die Mitkopplungs- oder Rückkopplungswege jeweils ausgeschaltet werden. Eine Konstanten-Invertierung kann dadurch vorgenommen werden, daß das jeweils gewünschte Signal zu dem Subtraktionseingang des Mitkopplungs-Verstärkers oder Rückkopplungs-Verstärkers hin durchgeschaltet wird.

Wie aus Fig. 5 ersichtlich, ist der invertierende Eingang jedes Verstärkers 10, 11 und 14 mit dem Emitter eines Transistors (T3 bzw. T2 bzw. T1) verbunden. Diese Transistoren sind jeweils so betrieben, daß sie ausgeschaltet werden, wenn die Steuervorrichtung normal arbeitet. Demgegenüber werden die betreffenden Transistoren während der Einstellung der entsprechenden Konstanten a^, a_Q, a^ ... a_ß und b, , I)₁ bg eingeschaltet. Während der Einstellung

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irgendeiner Konstanten, z.B. der Konstanten a,_f wird ein bekanntes Potential an die Anschlußklemme des entsprechenden Potentiometers angelegt, das im Normalbetrieb in der Weise geschaltet wäre, daß es ein Datensignal aufnimmt. Der Schleifer des Potentiometers wird dabei so eingestellt, bis das von ihm abgegebene Potential gleich einem Bezugspotential ist, welches durch ein Präzisions-Potentiometer eingestellt worden ist. Die Gleichheit wird mit Hilfe einer Vergleicherschaltung ermittelt (siehe hierzu die Beschreibung zur Fig. 8). Beim Normalbetrieb der Steuervorrichtung sind die Schleifer der Konstanten-Multipliziereinrichtungen darstellenden Potentiometer durch Pestwiderstände belastet. Im Falle des a,-Multiplizierungs-Potentiometers ist der Schleifer dieses Potentiometers durch den Widerstand R1 belastet. Der Zweck der Transistoren besteht dabei darin sicherzustellen, daß die Schleifer dieselbe Belastung führen, wenn die Potentiometer eingestellt sind. Die Transistoren stellen dies dadurch sicher, daß an dem invertierenden Eingang des jeweiligen Verstärkers 10,11 bzw. 14 scheinbar Erdpotential auftritt, wenn die Transistoren eingeschaltet sind. Im anderen Fall wäre es nämlich möglich, daß die betreffenden Verstärker in einen Sättigungszustand gelangen wurden, und zwar abhängig von den Potentiometereinstellungen» Dies würde dazu führen, daß die Eingänge der Verstärker nicht bei einem scheinbaren Erdzustand bleiben wurden.

In Fig. 6 ist in einem detaillierten Schaltbild der Abtastpufferspeicher 7 der Steuervorrichtung gemäß Fig. 1 dargestellt. Der Abtastpufferspeicher besteht aus einer Abtast- und-Halte-Schaltung, die unter Zugrundelegung einer einen integrierten Verstärker enthaltenden analogen Schaltung des Typs Nr. 40JV aufgebaut worden ist. Zwei FeId-

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effekttransistoren F1 und F2 sind dabei als Doppelreihenschalter geschaltet; sie werden von dem oben erwähnten ersten Impuls P1 her angesteuert, der von dem ÜbertragungsimpulsveTteiler abgegeben wird. Der Verstärker ist so ausgelegt, daß er eine sehr hohe Eingangsimpedanz besitzt. Wenn die Feldeffekttransistoren F1 und F2 somit durch den P1-Impuls vollständig eingeschaltet werden, wird ein zwischen Erde und dem Verbindungspunkt des Ausgangs des Feldeffektransistor-Schalters und des nichtinvertierenden Eingangs des eine hohe Eingangsimpedanz aufweisenden Verstärkers vorgesehener Kondensator C17 auf eine Spannung aufgeladen, die gleich der dem Transistorschaltereingang vom Ausgang des Verstärkers 14 gemäß Fig. 5 her zugeführten Spannung ist. Nach einer Zeit, die ausreicht, um sicherzustellen, daß der Kondensator C17 vollständig die angelegte Spannung erreicht hat, verschwindet der Impuls P1, wodurch die Transistoren F1 und F2 ausgeschaltet werden. Die Spannung an dem Kondensator C17 bleibt auf diesem Kondensator gespeichert. Der Spannungsabfall der Grund-Abtast- und -Halte-Stufe wird durch sorgfältige Wahl der Bauelemente auf ein Minimum gehalten. Faktoren, die zu einem Spannungsabfall in Beziehung stehen, umfassen eine Ableitung bei dem Feldeffekttransistor-Schalter, eine Ableitung des Verstarkerexngangsvorstroms und eine Kondensatorableitung. Das Auftreten einer Ableitung bei dem Feldeffekttransistorschalter ist durch Verwendung der doppelten Anordnung auf einen minimalen Wert gebracht, bei der, wie dargestellt, eine Quelle-Senke-Ableitung der Feldeffekttransistoranordnung praktisch vermieden ist, da der Rückkopplungswiderstand R11 den Eingang des Feldeffekttransistors F2 nominell auf demselben Potential hält wie den Verstärkereingang. Eine Kanal-Torelektrode-Ableitung ist jedoch nicht vermieden; sie liegt in der Größenordnung von 5OpA bei 25°C, Dieser Wert stellt eine Hauptfehlerquelle

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dar, und zwar insbesondere bei höheren Umgebungstemperaturen, da der Leckstrom auf jede Temperatursteigerung um etwa 10⁰C sich etwa verdoppelte Der Eingangsvorstrom für den Verstärker ist sehr gering; er liegt in der Größenordnung von 2OpA bei 25°C; dieser Wert verdoppelt sich jedoch mit jedem Temperaturanstieg um 10°C. Ein ein PoIykarbonatdielektrikum aufweisender Speicherkondensator mit einem Wert von 10 /uF wird als Speicherkondensator C17 benutzt, und zwar auf Grund seiner relativ geringen Größe und

Grund

auf Grund seines geringen Leckstroms sowie auf/seiner geringen Polarisationsspannung. Der ernsthafteste Beitrag zu dem Abfall der gespeicherten Spannung rührt wahrscheinlich von dem Kondensatorleckstrom her, und zwar insbesondere bei den niedrigen Umgebungstemperaturen unter 25°C. Dies hat jedoch zumindest den Vorteil, daß jeglicher Abfall symmetrisch auftritt, d.h. die Abfallgeschwindigkeit ist im Grunde genommen sowohl für positive als auch für negative gespeicherte Ladung konstant. Bei Temperaturen oberhalb von 55 bis 60⁰C herrscht das Leckverhalten des Feldeffekttransistorschalteis vor, wodurch nicht nur ein verstärkter Spannungsabfall hervorgerufen wird, sondern wodurch auch merkliche Differenzen zwischen den Abfallgeschwindigkeiten bei positiver und negativer gespeicherter Spannung auftreten. Als typisches Beispiel seien Temperaturen unterhalb von 50°C über eine Zeitspanne von drei Minuten betrachtet. Dabei beträgt der Spannungsabfall weniger als 0,05% pro Minute der gesamten gespeicherten Ladespannung bzw. des gesamten Spannungsbereichs.

Die Hauptzwecke des Abtastpufferspeichers bestehen darin, eine Schaltung mit einem geringen Spannungsabfall während einer relativ langen Zeitspanne - bis zu 128 Sekunden bei der beschriebenen Steuervorrichtung - zusammen mit einer

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genauen Signalerfassung zur Verfügung zu haben,,

Gemäß Fig. 5 sind die Transistoren T1 und T2 zwischen der den P1-Eingangsimpuls von der Übertragungsimpulsverteilereinheit herführenden Leitung und den Torelektroden der Feldeffekttransistoren F1 und F2 vorgesehen« Die betreffenden Transistoren dienen lediglich als Spannungspegelumsetzer, die die Amplitude des jeweiligen P1-Impulses in einen für den Betrieb der Transistoren F1 und F2 geeigneten Pegel umsetzen„

Es sei im übrigen darauf hingewiesen, daß ein Steuereingangssignal der Basis des Transistors T1 gemäß Fig. 5 zugeführt wird, und zwar mit Übergang der Steuervorrichtung in den Festhaltebetrieb oder auf das Auftreten eines Endwert-Befehls hin. Ein derartiger Befehl wird z.B. zur Einstellung der Konstanten der Algorithmus-Einheit benutzt, wenn es bei Zuführung eines bekannten Eingangssignals zu der Algorithmus-Einheit erwünscht ist, ein Ausgangssignal von der Algorithmus-Einheit nahezu augenblicklich zu erhalten, ohne dabei die Verarbeitung"dieser Information in der Algorithmus-Einheit auf das Auftreten von Impulsen von dem Übertragungsimpulsverteiler her abwarten zu müssen. Ein derartiges' Steuereingangssignal bewirkt, daß die Feldeffekttransistoren F1 und F2 eingeschaltet werden. Für die Überführung der Steuervorrichtung in den Festhaltebetrieb muß ein Steuereingangssignal außerdem der Torelektrode eines dritten Feldeffekttransistors F3 zugeführt werden, um diesen Feldeffekttransistor F3 einzuschalten und dadurch den Eingang des Feldeffekttransistors F2 zu erden. Dadurch wird ein Null-Zustand in den Abtastpufferspeicher eingegeben. Ein Transistor T3 wird dabei so betrieben, daß er in dem Festhaltebetrieb eingeschaltet wird, so daß ein

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Einschalten des Feldeffekttransistors T1 verhindert ist« Dadurch ist im übrigen verhindert, daß die Algo^rithmus-

Einheit während des Festhaltebetriebs Eingabedaten aufnimmt.

Der Ausgang des Abtastpufferspeichers ist mit dem Eingang der ersten Spannungsspeicherstufe(Fig. 7) verbunden und außerdem mit dem a -Konstanten-Einstellpotentiometer (Fig.5).

Fig. 7 zeigt eine der sechs gleichen Stufen, die einander in Reihe geschaltet den Spannungsspeicher der Algorithmus-Einheit bilden. Wie noch ersichtlich werden wird, ist jede Speicherstufe der sechs Speicherstufen dem oben beschriebenen Abtastpufferspeicher gleich; eine Ausnahme hiervon bildet jedoch die Tatsache, daß der in dem Abtastpufferspeicher vorgesehene Transistor T3 und der ebenfalls im Abtastpufferspeicher vorgesehene Feldeffekttransistor F3 in den sechs Spannungsspeicherstufen keine Rolle spielen. Die sechs Spannungsspeicherstufen wirken in derselben Weise wie zuvor bezüglich des Abtastpufferspeichers erläutert worden ist, weshalb dieselben Betrachtungen bezüglich des Abfalls der Speicherladung und der genauen Signallieferung auf die Speicherstufen anwendbar sind. Mit Rücksicht auf die vorstehende Beschreibung des AbtastPufferspeichers sei darauf hingewiesen, daß im Festhaltebetrieb die in den Abtastpufferspeicher infolge Einschaltens des Feldeffekttransistors F3 eingegebene Null sich schnell über alle sechs Speicherstufen verteilt, da sämtliche durch Feldeffekttransistoren gebildete Zwischenstufenschalter gleichzeitig auf das Festhalte-Befehlssignal hin eingeschaltet werden, das der Basis des Transistors T1 in dem der jeweiligen Stufe zugeordneten Spannungspegelumsetzer zugeführt wird. Für einen Endwert-Zustand gelten die gleichen

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Betrachtungen, wobei jedoch eine Ausnahme dadurch vorhanden ist, daß das Dateneingangssignal des Abtastpufferspeichers nicht zu Null wird.

In der vereinfachten Form sind die doppelten Feldeffekttransistor-Torelektroden des Pufferspeichers und des Speichers durch einzelne Feldeffekttransistor-Torelektroden ersetzt, die durch Spannungspegel-Umsetzer gesteuert werden, welche durch integrierte Schaltungen gebildet sind» Der Verstärker jedes Speichers kann vollständig integriert sein»

Kons tanteneins tellung

Wie oben bereits erwähnt, wird eine Konstanteneinstellung, d.h. die Einstellung der Konstanten a-^, a_Q, a.j , a_g ... ag und b.j, b₂ .... bg , durch Einstellung von Potentiometern bewirkt, wobei ein Potentiometer jeweils für eine Konstante vorgesehen ist. Da jede Konstante genau einstellbar sein sollte, müssen die entsprechenden Potentiometer genau einstellbar sein. Dies kann dadurch erreicht werden, daß ein Präzisionspotentiometer für jede Konstante vorgesehen wird. Eine andere und wirtschaftlichere Möglichkeit zur Erzielung einer genauen Einstellung besteht jedoch darin, nur ein Präzisionspotentiometer vorzusehen, das innerhalb sehr enger Toleranzen eingestellt werden kann, und die Anordnung so zu treffen, daß jedes andere Potentiometer mit dem Präzisionspotentiometer verglichen werden kann, so daß nominell eine Einstellung mit zumindest demselben Genauigkeitsgrad erzielbar ist wie bei dem Präzisionspotentiometer. Obwohl in den Zeichnungen nichts näher dargestellt ist, umfaßt die beschriebene Steuervorrichtung Schalteinrichtungen, durch die jedes Konstanten- Einstellpotentiometer mit einem hochgenauen Potentiometer in einer einfachen Brückenschaltung zusammenschaltbar ist, und zwar zum Zwecke des

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Vergleichs der Einstellung des Konstanten-Einstellpotentiometers mit der Einstellung des Prazisionspotentiometers. Fig. 8 zeigt einen Konstanten-Einstell-Vergleicher, der unter Zugrundelegung einer schaltung der Firma Texas Instruments, Nr. SN 741P aufgebaut worden ist und der so ausgelegt ist, daß er ein Eingangssignal von dem Schleifer eines ausgewählten Konstanten-Einstellpotentiometers und ein weiteres Eingangssignal von dem Schleifer des Prazisionspotentiometers her aufzunehmen vermag, das entsprechend der gewünschten Einstellung des betreffenden Konstanten-Einstellpotentiometers eingestellt ist. Der Vergleicher ist im übrigen so ausgelegt, daß er ein Ausgangssignal abgibt, das kennzeichnend ist für die Differenz zwischen seinen beiden Eingangssignalen. Dieses Ausgangssignal wird einer Detektorschaltung zugeführt, die aus den Transistoren T4, T5, T6 und T7 besteht. Diese Transistoren sind so angeordnet, daß sie Groß-, Klein- und Ausgleich-Anzeigen liefern.

In der einfachen Ausführungsform ist die Konstantenein stellung erheblich eingeschränkt, da die Konstanten a, b durch bevorzugte Werte von festverdrahteten Widerständen her geliefert werden können. Die z.B. für die Konstanten a-^, tv vorgesehenen Potentiometer können mit individuellen Analogskalen versehen sein, welche die Forderung nach' einer Vergleichsbrückenschaltung vermeiden. Diese Potentiometer können zusammen mit den Einrichtungen zur Änderung des Vorzeichens der übrigen Konstanten eine hinreichende Flexibilität in dem Steuerlogarithmus einführen, um die gängigsten Fälle zu berücksichtigen, in denen die Steuervorrichtung zu benutzen ist.

Sofern erwünscht, können manuell betätigbar Schalter vorgesehen sein, um individuell Miikopplungs- oder Rückkopplungs-

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Signale aus den Speichern auszuschalten, so daß die

Einstellung der Algorithmuseinheit für bestimmte Anwendungsfälle vereinfacht ist„

Zeitsteuereinheit

Fig. 8 und 9 zeigen im einzelnen eine Schaltung der Zeitsteuereinheit, wobei der Zeitintervall-Impulsgeneratorteil der ZeitSteuereinheit zum Teil in Fig. 8 und zum Teil in Fig. 9 dargestellt ist, und wobei der SpeichezUibertragungsimpulsverteilerteil der Zeitsteuereinheit vollständig in Fig. 9 dargestellt ist.

Im folgenden sei zunächst Fig. 8 näher betrachtet. Der Grundzeitgenerator für die Steuervorrichtung ist ein aus einzelnen Bauelementen aufgebauter Bipolartransistor-Multivibrator (siehe die obere linke Ecke in Fig. 8), der um die Transistoren T1 und T2 herum aufgebaut ist. Der Multivibrator enthält hochgenaue Bauelemente und relativ hohe Speisespannungen, um eine Schwingung hoher Stabilität zu erzeugen. Um eine Einstellung der von der Zeitsteuereinheit gelieferten Grundzeitintervalle innerhalb eines gewünschten Bereichs von acht Sekunden bis 128 Sekunden zu ermöglichen, ist eine Seite des Multivibrators mit einem veränderbaren bzw. einstellbaren Widerstand VR1c verbunden, dessen Einstellung die Impulswiederholungsfrequenz des Multivibrator-Ausgangssignals zu ändern gestattet, ohne die Ausgangsimpulsbreite dabei zu ändern. Wie oben im Zusammenhang mit der Signalaufbereitungs- und Signalfiltereinheit bereits erwähnt, ist der einstellbare Widerstand VR1c mit den einstellbaren Widerständen VR1a und VR1b in dem Analog-Filter gekuppelt (siehe Fig. 3), so daß die Grenzfrequenz des Analog-Filters mit der Impulswiederholungsfrequenz des

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Multivibrators verbunden bzw. gekuppelt ist. Wie weiter unten noch näher ersichtlich werden wird, stellt die Einstellung des Widerstands VR1a die Fein-Zeitsteuerung der ZeitSteuereinheit dar; die Grob-Zeitsteuerung wird dadurch erhalten, daß zwischen verschiedenen Ausgängen der Binärteilerkette umgeschaltet wird»

Das Ausgangssignal des Multivibrators wird über einen den Transistor T3 umfassenden Spannungspegelumsetzer zu einer durch eine integrierte Schaltung gebildeten Schmitt-Triggerschaltung hin geführt (Texas Instruments S N7413N), Diese Schmitt-Triggerschaltung bewirkt eine Versteilerung der MuItivibrator-Ausgangs impulse.

ten
Dxe versteile^AMultivibrator-Ausgangsimpulse werden dem Eingang einer Binärteilerkette zugeführt, die aus drei in Reihe geschalteten Binärzählern (Texas Instruments, Type SN7493N) besteht. Die ersten beiden Binärzähler der drei in Reihe geschalteten Binärzähler sind einfach als eine Untersetzung um den Faktor 16 bewirkende Stufen geschaltet, und der dritte Binärzähler ist so geschaltet, daß er eine zusätzliche wählbare Untersetzung um 4, um 8 oder um 16 vorzunehmen gestattet. Der dritte Binärzähler ist in Fig. 9 dargestellt, auf die im folgenden näher eingegangen werden wird. Die Ausgänge des dritten Binärzählers sind mit Hilfe eines Schalters SW1G auswählbar, der die Grob-Zeitsteuerung der Zeitsteuereinheit bildet. Dieser Schalter ist mit den Schaltern SW1A bis SW1F in der in Fig. 3 dargestellten Analog-Filterstufe gekuppelt, und zwar ebenfalls zur Korrelation der Grenzfrequenz des Analog-Filters mit dem in der Zeitsteuereinheit eingestellten Grundzeitintervall.

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Das von der dritten Binärzählerstufe jeweils ausgewählte Ausgangssignal wird über den Schalter SW1G einer Verknüpfungsschaltung DIC5 (Texas Instruments SN74OON) zugeführt, die auf die Vorderflanke des jeweiligen Zählerausgangsimpulses anspricht und an den Verbindungspunkt 2 eines binärcodierten DezimalZählers DIC9 (Texas Instruments, Type S N7490N) einen Freigabeimpuls abgibt und die gleichzeitig an die Klemmen 3 und 4 einer monostabilen Kippschaltung DIC7 (Texas Instruments SN74121N) ein Freigabeeingangssignal abgibt. Die monostabile Kippschaltung DIC1 nimmt an der Klemme 5 ein Tasteingangssignal von der Klemme 11 des eine Teilung um den Faktor 16 bewirkenden Decadenzählers DIC6 her auf, der von einem freischwingenden Oszillator DIC1 (siehe Fig. 8) her angesteuert wird. Dieser Oszillator ist um eine Schmitt-Triggerschaltung (Texas Instruments SN7413N) herum aufgebaut, so daß die monostabile Schaltung DIC 7 auf ihre Freigabe hin eine Reihe von Impulsen erzeugt, deren Impulswiederholungsfrequenz durch die Impulswiederholungsfrequenz des Oszillators DIC1 bestimmt ist« Die Impulsbreite dieser Impulse hängt von'den Bauelementen der monostabilen schaltung DIC 7 ab. Der Q-Ausgang der monostabilen Schaltung DIC 7 ist mit dem Eingang des binärcodierten Dezimalzählers DIC 9 verbunden, der auf seine Freigabe durch das Ausgangssignal der Flankendetektorschaltung DIC 5 hin mit der Zählung fortfährt. Ein eine Umcodierung von einer binärcodierten Dezimalform in eine Dezimalform vornehmender Decoder DIC (Texas Instruments SN 7442N) ist so geschaltet, daß er die Ausgangssignale des binärcodierten DezimalZählers DIC 9 aufnimmt und diese Ausgangssignale in Ausgangsimpulse auf zehn gesonderten Leitungen umsetzt, entsprechend den Klemmen 1 bis 11, von denen die Klemme 8 ausgenommen ist. Das an der Klemme 1 auftretende Ausgangssignal wird dem Flankendetektor DIC 5 zurückgeleitet, so daß dem

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betreffenden Plankendetektor am Ende jedes Zyklus ein Sperrsteuersignal zugeführt wird, was bedeutet, daß der Flankendetektor DIC 5 ein Sperrsignal dann aufnimmt, wenn der Wandler DIC 10 ein Ausgangssignal an der Klemme 1 abgibt, und zwar nach Abgabe einer Reihe von Ausgangssignalen an den Klemmen 2 bis 7 und 9 bis 11. Das dem Flankendetektor DIC 5 von dem Wandler DIC 10 her zugeführte Sperrsignal veranlaßt die Sperrung der monostabilen Schaltung DIC 7, bis der nächste Zeitsteuerimpuls in den Flankendetektor von der Binärteilerkette her eintritt. Die an den Klemmen bis 7 und 9 bis 11 des Decoders DIC 10 auftretenden Ausgangssignale werden der Spannungsspeicher-Übertragungsimpulsverteilereinheit zugeführt, die, wie dies aus Fig. hervorgeht, aus einer Vielzahl von Invertern und NAND-Gliedern (Texas Instruments: Inverter-SN7404N, NAND-Glieder-SN7400N) besteht. In der Pulsverteilereinheit werden die Ausgangssignale des Decoders DIC 10 mit dem Q-Ausgangssignal der monostabilen Schaltung DIC 7 derart getastet, daß auf neun gesonderten Ausgangsleitungen eine Reihe von Impulsen auftritt, deren jeder eine bestimmte Dauer besitzt, die zu der Aufnahmezeit der Spannungsspeicherstufen (Fig. 7) paßt. Die betreffenden Impulse sind voneinander entsprechend einer bestimmten geeigneten Zeitspanne getrennt, so daß eine Setzzeit für die Speicherstufen erhalten wird. Der Bestimmungsort der durch den Verteiler erzeugten Impulse ist in der betreffenden Zeichnungsfigur jeweils angegeben; er wird aus einer Betrachtung der Fig. 1 ersichtlich werden.

Eine Betrachtung der Fig. 9 zeigt auf der linken Seite unterhalb des Zählers DIC 4 und oberhalb des Zählers DIC ein Verknüpfungsglied bzw. Gatter DIC 8, das Teil einer Schaltung des Typs SN 74OON (Texas Instruments) bildet.

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Diese Verknüpfungsschaltung wird im Festhaltebetrieb der Steuervorrichtung durch abnormale Anlagenbedingungen veranlaßt, ein Sperrsignal für die Abgabe an die Binärteilerkette zu erzeugen, die durch die Zähler DIC 2, DIC 3 und DIC 4 gebildet ist. Dadurch wird die Teilerkette für (zumindest) ein Zeitintervall nach Verschwinden des Festhaltezustands gesperrt, wodurch die Steuervorrichtung in den Stand versetzt ist, in einen Zustand zurückzukehren, der kennzeichnend ist für die normalen Anlagenbedingungen, Wenn mehr als ein Zeitintervall nach einem Festhalte-Zustand erforderlich ist, um der Steuervorrichtung zu ermöglichen, in einen normalen Zustand zurückzukehren, dann könnte ein Digitalzähler vorgesehen werden, der "n" Zeitintervalle vor Verschwinden des Sperrsignals von der Teilerkette zählt·

In der vereinfachten Ausführungsform der ZeitSteuereinheit ist der Grund-Abtastzeitintervallgenerator dem in Fig. 8 dargestellten Generator ähnlich. Die von dem Generator im Pegel durch einen Transistor angehobenen und durch einen Schmitt- Trigger versteuerten Spannungsimpulse werden einer Frequenzteilerschaltung zugeführt, die aus drei +16 integrierten Schaltungen besteht.·. Dabei ist keine Vorkehrung zur Änderung des Abtastintervallbereichs durch Umschaltung zwischen den Ausgängen der drei integrierten Schaltungen getroffen, und zwar im Gegensatz zu der Anordnung nach Fig. 9. Eine Verknüpfungsschaltung ermittelt die Vorderflanke des Abtastzeitintervallimpulses, um ein Freigabesignal für die +16 Frequenzteilerschaltung zu liefern sowie die übertragung eines Steuersignals von einem Oszillator entsprechend dem in Fig. 8 dargestellten Oszillator zu ermöglichen. Die von den Teilern herkommenden Impulse werden einem binärcodierten Zähler zugeführt.

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Die Impulse von dem binäreοdierten Zähler werden in einem Decoder in Dezimalform umcodiert. Ein in Form einer Reihe aufeinanderfolgender Impulse , die von den Ausgängen des Decoders abgegeben werden, auftretendes Steuersignal dient dazu, die Speicher und Ausgabewandler entsprechend anzusteuern. ·

Ausgangsspannung—Impulsbreite-Wandler

Das am Ausgang des Mitkopplungs-Summierverstärkers vorhandene Signal ist durch eine Spannung gebildet, die kennzeichnend ist für die Auswertung des Algorithmus, wenn die Zeitbeziehung genau aufrechterhalten bleibt. Eine genaue Zeitinformation kommt in Form eines Ausgangsimpulses (Impuls P2) von der Zeitsteuereinheit her und bewirkt eine Befehlssteuerung des Ausgangswandlers, und zwar zum Zwecke der Erzeugung eines Ausgangssignals auf der Grundlage der Signalamplitude, die während der Zeitspanne des Befehlsimpulses auftritt.

Der Betrieb des Ausgangswandlers zentriert sich um einen Operations-Integrator mit einem Abtasteingang und einen Polarxtätsdetektor, der das Ausgangssignal des Integrators überwacht. Während der Dauer des oben erwähnten "Wandlerbefehl "-Impulses ist der Integratoreingang direkt mit dem Ausgang des Mitkopplungs-Summierverstärkers der Algorithmus-Einheit verbunden. Dies bewirkt, daß das Ausgangssignal des Integrators linear ansteigt, da nämlich die Eingangsspannung nahezu konstant ist während der Abtastdauer. Am Ende dieser Periode erhält der Integrator ein weiteres Eingangssignal in Form einer konstanten Spannung, deren Polarität von der Polarität des Ausgangssignals des Integrators abhängt. Das Integrator-Ausgangssignal beginnt dann linear anzusteigen, und zwar von dem zuvor erreichten positiven oder negativen Spannungspegel aus zu einer Null-Ausgangs-

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spannung hin. Betrachtet man die Zeitspanne, während der das Integrator-Ausgangssignal nicht Null ist, und sorgt man dafür, daß die Abtastperiode subtrahiert wird, dann ist die betreffende Zeitspanne direkt proportional der Wandlereingangsspannung. Für einen Operations-Integrator kann dies wie folgt mathematisch ausgedrückt werden:

Γ¹V. dt =

CR J₀ ¹ CR

V = Γ¹V. dt = V.

° J₀ ^{1 X}

Hierin bedeuten V die Integrator-Ausgangsspannung, V- die konstante Integrator-Eingangsspannung und CR die Integrator-Zeitkonstante.

Wenn der Einfachheit halber die Abtastperiode gleich _{v T} CR gemacht wird, d.h. t=T_s=CR, dann ist V_Q = ¹^

Um eine Rückkehr des Integrator-Ausgangssignals zu Null zu ermöglichen, wird nunmehr ein weiteres Eingangssignal, V (eine Konstante), dem Integrator zugeführt. Nunmehr

_V T1

kann -V = — gesetzt werden, wobei T1 die Zeit-

CR

spanne bedeutet, die das Integrator-Ausgangssignal braucht, um zu Null zurückzukehren.

Damit gelten

V T1 V T1CR T1

v = —Z V₁ = -^- = ν

S S

= —Z V₁ = = ν

° CR V CE T_n . ^c T

V und T sind jedoch Konstanten, was dazu führt, daß

T1 V^ ist. Die Zeitkonstante des Integrators wird, wenn

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das zweite Eingangssignal (zu der konstanten Spannung V ) aufgenommen wird, in sechs verschiedene Bereiche in den Wandler untersetzt; dies führt zu einem weiten Bereich von Ausgangsverstärkungen zwischen 0,1 sec/Volt und 4 sec/Volt, Zum Zwecke der Erzielung einer einfachen Schaltung in dem Polaritäts-Detektor folgt dem Integrator ein eine hohe Verstärkung besitzender Begrenzungsverstärker, der ein im Sättigungsbereich auftretendes Ausgangssignal entgegengesetzter Polarität bezogen auf das Integratorausgangssignal abgibt, wenn das Integratorausgangssignal etwa 5mV überschreitet. Ein aus diskreten Bauelementen aufgebauter Spezialzweck-Detektor ist über einen Spannungsteiler mit dem Ausgang des Begrenzungsverstärkers verbunden. Diese Schaltung liefert ein Verknüpfungssignal mit einem Nennwert von +15 V auf einer von zwei Ausgangsleitungen, wenn eine positive oder negative Spannung am Ausgang des Begrenzungsverstärkers vorhanden ist, die größer ist als etwa 2 Volt. Wenn eine Spannung festgestellt wird, die kleiner ist als 2 Volt, dann führen beide Verknüpfungssignalausgänge etwa Erdpotential.

Im folgenden wird unter Bezugnahme auf Fig_a 10 der Aufbau des Ausgangsspannungs-Impulsbreite-Wandlers beschrieben. Die Schaltung ist so aufgebaut, daß sie die folgenden drei Hauptoperationen gleichzeitig auszuführen vermag: a) Ein lineares Ansteigen der Integrator-Ausgangsspannung von Null weg während der Dauer des von der Zeitsteuereinheit abgegebenen Impulses P2, sodann einen linearen Verlauf der Integrator-Ausgangsspannung zu der Null-Spannung zurück, und zwar unter dem Einfluß einer konstanten spannung V die von einem Polaritäts-Detektor dem Integrator-Eingang zugeführt wird. Die Zeitspanne für die Rückführung der Integrator-Ausgangsspannung zu Null Volt legt die Breite

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des Ausgangsimpulses fest; diese ist, wie gezeigt worden ist, der Algorithmus-Ausgangsspannung proportional,

b) Eine mit dem Eingang und Ausgang des Integrators verbundene Feldeffekttransistor-Klemmschaltung ist während des Betriebs des Integrators gesperrt bzw. unwirksam, d.h. während der Dauer des von der Zeitsteuereinheit abgegebenen Impulses P2 und während der Dauer der durch den Polaritätsdetektor ausgelösten und beendeten Ausgangsimpulse. Zu diesem Zweck wird die Torelektrode des die Klemmschaltung bildenden Feldeffekttransistors durch ein DTL-NOR-Glied gesteuert, welches Signale von der Zeitsteuereinheit und dem Polaritäts-Detektor her aufnimmt.

c) Erzeugung eines Ausgangsimpulses während des linearen Verlaufs der Integrator-Ausgangsspannung zu einem Null-Spannungspegel zurück, nachdem der Impuls P2 von der Zeitsteuereinheit her beendet ist.

Durch den Impuls P2 und durch von dem Polaritäts-Detektor abgegebene Spannungen werden zwei Dioden-UND-Glieder, die an zwei Ausgangsleitungen angeschlossen sind, derart gesteuert, daß Ausgangsimpulse erzeugt werden. Ein auf einer Leitung auftretender Ausgangsimpuls entspricht einem Anhebe-Befehl, und ein auf der anderen Leitung auftretender Ausgangsimpuls entspricht einem Absenk-Befehl.

Bezugnehmend auf Fig. 1 sei bemerkt, daß der zweite Impuls P2 von dem Speicherübertragungsimpulsverteiler 18 her dem Spannungs-Impulsbreite-Wandler 23 über eine monostabile Kippschaltung zugeführt wird, die den Impuls P2 von 100 ms auf 25 ms verkürzt (siehe Fig. 8, DIC 16). Durch ein Verknüpfungsglied wird die Übertragung des Impulses in dem Festhaltebetrieb gesperrt. Unter Bezugnahme auf Fig. 10 dürfte ersichtlich sein, daß der Impuls P2 drei Funktionen entsprechend den drei oben angegebenen Operationen ausführt:

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a) Ein Feldeffekttransistor-Schalter wird eingeschaltet (der Impuls P2 ist positiv^ so daß die Ausgangsspannung von der Algorithmus-Einheit an die erste Stufe des Wandlers angelegt werden kann. Die erste Stufe enthält einen Integrator R1, C1, A1 (National Semiconductor LM3O8). Die Zeitkonstante RICI des Integrators ist so gewählt, daß das Ausgangssignal 'der Integratorsägezahnspannung sich (bei nahezu konstanter Eingangsspannung) während der Dauer des Impulses P2 linear auf einen Wert ändert, der in der Größe gleich der Eingangsspannung, in der Polarität jedoch entgegengesetzt dazu ist.

b) Der Impuls P2 wird über eine Diode D20 einem ODER-Glied D18, D19, D20 zugeführt, um einen normalerweise eingeschalteten Transistor T7 auszuschalten. Es dürfte ersichtlich sein, daß die Dioden D18 bis D20 und der Transistor T7 ein njTL-NOR-Glied bilden. Wenn der Transistor T7 ausgeschaltet ist, wird der Torelektrode des eine Klemmschaltung bildendenden Feldeffekttransistors F2 eine negative Spannung zugeführt. Der betreffende Feldeffekttransistor liegt dabei zwischen dem Eingang und Ausgang des Integrators. Dadurch vird der betreffende Feldeffekttransistor ausgeschaltet, wodurch die Sägezahnspannung während der Dauer des Impulses P2 unwirksam gemacht wird. Die Sägezahnspannung wirkt während der unwirksamen Perioden des Wandlers dahingehend, daß die Möglichkeit einer unerwünschten Umsetzung durch nichtgewünschte Signale oder Störsignale vermindert ist und daß außerdem sichergestellt ist, daß bei jeder Umsetzung der Integrator von einer Null oder nahezu Null Volt betragenden Sägezahnspannung aus beginnt zu arbeiten. Wenn der Integrator ohne wirksame Klemmschaltung zurückgelassen wäre, würde das Ausgangssignal abwandern, da nämlich der Integrator seinen eigenen Eingangsstrom, so klein dieser auch ist, integrieren würde.

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Der Impuls P2 schaltet einen Transistor T6 ein, wodurch negative Eingangssignale an den Kathoden der Dioden D6, D8 auftreten, welche die Eingänge der Dioden-UND-Glieder D5, D6 und D7» D8 bilden. Die Spannungen an den Verbindungspunkten der Widerstände R25» R26 und R28, R29 sind daher negativ, und die in den Ausgangsleitungen liegenden Dioden D22, D23 werden in Sperrichtung vorgespannt. Dadurch ist die Übertragung von Ausgangssignalimpulsen verhindert. Der Zweck dieser Anordnung wird weiter unten noch näher erläutert werden.

Zurückkommend auf die unter a) aufgeführte Funktion und Betriebsweise sei bemerkt, daß das Ausgangssignal des Integrators der zweiten Stufe des Integrators zugeführt wird, einem eine hohe Verstärkung besitzenden Begrenzungsverstärker A2 (Texas Instruments SN741P), der ein im Sättigungsbereich liegendes Ausgangssignal entgegengesetzter Polarität zu der des Integrator-Ausgangssignals abgibt, wenn das Integrator-Ausgangssignal etwa 5 mV überschreitet, d.h. grob gesagt dann, wenn das Integrator-Aus gangs signal nicht Null istο Dieser Schwellwert von etwa 5 mV, bei dem es sich effektiv um eine "Totzone" handelt, kann bei der Anwendung ohne weiteres geändert werden; er kann erhöht werden, wenn Störungen oder Verschiebungen störend werden. Das Ausgangssignal des Begrenzungsverstärkers wird dem Eingang einer Detfiktoreinheit zugeführt, d.h. den Basis-Emitter-Strecken der Transistoren T1, T2. Die Transistoren T1, T2 könnten durch komplementäre Transistoren ersetzt werden, und das Ausgangssignal des Begrenzungsverstärkers könnte deren Basen zugeführt werden. Da das Ausgangssignal des Begrenzungsverstärkers entweder im positiven oder negativen Sättigungsbereich während des Betriebs des Wandlers auftritt, wird einer der

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Transistoren T1, Τ2 eingeschaltet sein, während der andere Transistor ausgeschaltet sein wird.

Im folgenden sei zunächst der Fall einer positiven Sättigung betrachtet, d_oh„ das Auftreten einer positiven Ausgangsspannung von der Algorithmus-Einheit mit der damit verbundenen Einschaltung des Transistors T2« Dies führt dazu, daß der Transistor T4 eingeschaltet wird, wodurch der eine Klemmschaltung bildende Feldeffekttransistor F2 unwirksam bleibt, da eine positive Spannung über die Diode D19 des ODER-Gliedes (Cf. Betrieb b)) gelangt, was zur Folge hat, " daß ein Transistor T11 eingeschaltet wird. Dadurch wird eine entsprechende Anzeigelampe in einem Steuerfeld zum Aufleuchten gebracht. Eine einen Eingang des Dioden-UND-Gliedes D7, D8 (Betrieb c)) bildende Diode D7 wird in Sperrichtung vorgespannt» Die Diode D7 ist normalerweise in Durchlaßrichtung vorgespannt, und zwar in dem den Widerstand R27 und den Widerstand R22 umfassenden Stromkreis. Dadurch ist der Ausgangsspannungspegel des UND-Gliedes negativ. Die Diode D22 in der Ausgangsleitung sollte in Sperrichtung vorgespannt sein, so daß kein Ausgangssignal abgegeben werden kann. Wenn die Dioden D7 und D8 in Sperrichtung vorgespannt sind, d.h. dann, wenn der Transistor T4 eingeschaltet ist und der Impuls P2 nicht vorhanden ist (Funktion c) des oben beschriebenen Impulses P2), dann sind beide Eingangssignale des UND-Gliedes positiv, wodurch das betreffende UND-Glied ein positives Ausgangssignal abgibt. Die in der Ausgangsleitung liegende Diode wird in Durchlaßrichtung vorgespannt, und ein positives Ausgangsspannungssignal wird solange abgegeben, solange die Dioden D7, D8 in Sperrichtung vorgespannt bleiben.

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Die Einschaltung des Transistors T4 bewirkt ferner, daß der Transistor T5 eingeschaltet wird, daß die Diode D4 in Sperrichtung vorgespannt wird und daß außerdem eine negative spannung von etwa -1 V an dem Verbindungspunkt der Widerstände R20 und R21 in einer Spannungsteileranordnung (Operation a)) auftritt. Diese negative spannung wird über einen Widerstand r2 dem Eingang des integrators zurückgeführt. Die Spannung ist unwirksam, wenn der Feldeffekttransistor-schalter F1 durch den Impuls P2 eingeschaltet gehalten wird, da nämlich der Eingang des Integrators auf der konstanten Ausgangsspannung der Algorithmus-Einheit gehalten wird, es sei hier daran erinnert, daß in dem betrachteten Fall die Ausgangsspannung der Algorithmus-Einheit positiv ist« Wenn der Feldeffekttransistor F1 in den Aus-Zustand übergeführt wird, wird die Kapazität C1 über die widerstände R1 und R2 entladen, die einen wert von verschiedenen werten besitzen, und zwar durch Anlegen einer negativen spannung. Der widerstand R2 bestimmt die Entladegeschwindigkeit des Kondensators C1 und damit die Verstärkung des Wandlers. Das Integratorausgangssignal steigt somit linear von einer spannung aus an, die gleich der Ausgangsspannung der Algorithmus-Einheit ist, aber mit entgegengesetztem Vorzeichen auftritt, und zwar bis zu Null hin. Die Zeitspanne, die das Ausgangssignal braucht, um den wert Null zu erreichen, ist proportional der Ausgangsspannung der Algorithmus-Einheit bzw. der Algorithmus-Ausgangsspannung. Wenn die Integrator-Ausgangsspannung den wert Null erreichtest das Ausgangssignal des Verstärkers A2 auf Null herabgesetzt, der Transistor T2 ist ausgeschaltet, und das Ausgangssignal des Spannungsteilers, welches dem Integratoreingang zurückgeführt worden ist, ist auf Null vermindert} außerdem ist der eine Klemmschaltung bildende Feldeffekttransistor F2 eingeschaltet, und die durch den Transistor 11 gesteuerte Anzeigelampe ist ausgelöscht, schließlich kehrt die

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Diode D7 in ihren normalen Durchlaß-Vorspannungszustand zurück, in welchem eine Verbindung mit dem Ausgangssignalleitung hergestellt ist. Die Dauer des Ausgangsimpulses ist daher gleich der Zeitspanne, die die Integrator-Ausgangsspannung benötigt, um von einem Spannungspegel, der in der Größe der Ausgangsspannung der Algorithmus- Einheit ist, linear zu Null hin sich zu ändern. Damit ist die betreffende Dauer proportional der Ausgangsspannung der Algorithmus-Einheit. Der wandler verbleibt in diesem Ruhezustand solange, bis der nächste Impuls P2 von dem speicherübertragungs-lmpulsverteiler 16 her auftritt.

in dem oben betrachteten Fall war die Ausgangsspannung der Algorithmus-Einheit positiv. Nunmehr sei der Fall betrachtet, daß eine negative Ausgangsspannung der Algorithmus-Einheit dem integrator zugeführt wird. Die Ausgangsspannung des Verstärkers AZ wird negativ sein, wodurch die Transistoren T1 und T3 eingeschaltet werden. Der als Klemmschaltung wirkende Feldeffekttransistor F2 wird durch eine positive spannung, die über die Diode D18 des ODER-Gliedes zugeführt wird, ausgeschaltet gehalten. Eine durch den Transistor T10 gesteuerte Steuerfeldlampe wird zum Aufleuchten gebracht, die Diode D3 wird in sperrichtung vorgespannt, und eine positive Spannung von etwa +1 V tritt an dem Verbindungspunkt der widerstände R19 und R21 in der Spannungsteileranordnung auf. Eine Diode D5 in einem zweiten UND-Glied D5, D6 nimmt ein positives Eingangssignal von dem Polaritäts-Detektor her auf. Wenn die Diode D6 ebenfalls ein positives Eingangssignal aufnimmt, d.h. dann, wenn der Impuls P2 beendet ist und wenn der Transistor T6 ausgeschaltet ist, sind beide Eingangssignale des UND-Gliedes positiv, wodurch die Abgabe eines positiven Impulses auf einer zweiten Ausgangsleitung ausgelöst wird. Der Betrieb des Wandlers setzt sich dann in einer zu der vorstehend beschriebenen

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analogen Weise fort.

Bezüglich der wirkung der Ausgangsspannung der Algorithmus-Einheit auf den Impulsbreite-Wandler läßt sich zusammenfassend feststellen, daß ein Impuls p2 die Abgabe der Ausgangsspannung der Algorithmus-Einheit an den Eingang des Integrators ermöglicht, der so ausgelegt ist, daß seine Ausgangsspannung von einer Null-spannung aus auf einen Spannungspegel linear ansteigt, der gleich der Algorithmus-Spannung ist, aber entgegengesetzt zu dieser Spannung, und zwar während der Dauer des Impulses P2. Der gleiche aber entgegengesetzte Spannungspegel ist dabei selbstverständlxch lediglich der Einfachheit halber gewählt worden. Es sei bemerkt, daß irgendein anderer bestimmter Pegel verwendet werden könnte, sodann wird eine konstante spannung entgegengesetzter Polarität zu der der 'Algorithmus-Spannung von einem Polaritäts-Detektor an den

Eingang des Integrators angelegt, um dessen Ausgangsspannung linear auf eine Null-Spannung wieder zurückzuführen. Der Impuls P2 und ein signal von dem Polaritäts-Detektor werden UND-Gliedern zugeführt, so daß mit Beendigung des Impulses P2 ein Ausgangssignalimpuls von dem Wandler auf einer von zwei Leitungen abgegeben wird, und zwar in Abhängigkeit von der Polarität der Algorithmus-Ausgangsspannung. Ein auf einer Ausgangsleitung auftretender Ausgangsimpuls entspricht dabei einem Anhebe-Befehl, und ein auf der anderen Ausgangsleitung auftretender Ausgangsimpuls entspricht einem Absenk-Befehl. Der Ausgangsimpuls wird umgeschaltet, wenn das Ausgangssignal des Integrators wieder einen Null-spannungspegel erreicht. Die Breite des Ausgangsimpulses ist daher proportional der Größe der Algorithmus-Ausgangsspannung. Der Wandler verbleibt dann in einem Ruhezustand, bis ein weiterer Impuls p2 aufgenommen wird.

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Bei einer weiteren Ausführungsform des Ausgangsspannungs-Impulsbreite-wandlers gemäß Fig. 11 ist die generelle

der.
Anordnung und Betriebsweise der/in Fig. 10 dargestellten Anordnung weitgehend ähnlich.

Der lineare Operations-integrator gemäß Fig. 10 ist hier jedoch durch einen Kanal- und sägezahn-integrator IC10,

C10, r83 ersetzt. Das Ausgangssignal des Integrators folgt dem Ausgangssignal der Algorithmus-Einheit , solange ein durch einen Feldeffekttransistor T20 gebildetes Eingangsgatter geschlossen ist (das Gatter wird durch einen Spannungsimpuls von der Zeitsteuereinheit her gesteuert). Wenn das betreffende Gatter jedoch offen ist, geht das Ausgangssignal des Integrators linear auf Null zurück, und zwar unter dem Einfluß einer konstanten spannung mit ent-

der
gegengesetzter Polarität zu der/Ausgangsspannung der Algorithmus-Einheit, die dem Eingang des Integrators zugeführt wird, während dieses Integrator-Ausgangsspannungsverlaufs wird ein Ausgangsimpuls auf der Anstiegs-Leitung oder Absenk-Leitung erzeugt, wie oben gezeigt, ist die Breite des betreffenden Impulses proportional der Ausgangsspannung der Algorithmus-Einheit.

Die zweite stufe des Wandlers ist, wie aus Fig. 10 hervorgeht, ein Detektor mit einem eine hohe Verstärkung besitzenden Begrenzungsverstärker, der im Sättigungsbereich ein Ausgangssignal abgibt, im Betrieb bewirkt das "gesättigte " Ausgangssignal je nach seiner Polarität die Einschaltung des Transistors T10 oder des Transistors T11 in dem polaritäts-Detektor, der die dritte stufe des Wandlers bildet. Die Einschaltung des Transistors T10 oder des Transistors T11 bewirkt eine speisung eines Relais D oder β» wodurch Anhebe- oder Absenk-signaüe auf entsprechenden Ausgangsleitungen erzeugt werden.

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Gleichzeitig wird eine konstante Spannung an dem Verbindungspunkt der widerstände R94_t R95 erzeugt. Diese Spannung wird dem Eingang des Integrators über einen Widerstand der widerstände R96 bis R101 zurückgeführt. Sofern erwünscht, kann eine nichtlineare schaltung in den Rückkopplungsweg eingesetzt sein, um Nichtlinearitäten in einer durch den Wandler angesteuerten Ausgangseinrichtung auszugleichen. Die nichtlineare schaltung kann eine Anpassungsschaltung für die Ausgangseinrichtung enthalten; die Anpassungsschaltung weist dabei eine inverse Kennlinie zu der Kennlinie der Ausgangseinrichtung auf, bei der es sich z.B. um eine einem quadratischen Gesetz genügende Kennlinie handeln kann.

Die Anpassungsschaltung wird durch ein von der Ausgangseinrichtung geliefertes Rückkopplungssignal gesteuert. Das Ausgangssignal der Anpassungsschaltung wird mit der durch den polaritäts-Detektor gelieferten Entladespannung multipliziert. Die Multiplizierschaltung kann einen Feldeffekttransistor enthalten, dessen Torelektrode durch das Anpassungssignal gesteuert wird und der das signal des Polaritäts-Detektors über seine Quelle-Senke-Strecke leitet.

Der polaritäts—Detektor wird in seinem Betrieb gehindert, während der integrator dem Ausgangssignal der Algorithmus-Einheit folgt bzw. nachläuft, und zwar dadurch, dai3 ein Transistor T9 für die Dauer des Steuerimpulses von der Zeitsteuereinheit her eingeschaltet ist.

Eine durch einen Feldeffekttransistor gebildete Klemmschaltung für den integrator ist während des Betriebszyklus des Wandlers gesperrt, und zwar durch Ansteuerung von einem Transistor-ODER-Glied T7t T12 her.

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Festkörper-Wechselstromnetzschalter

Die Ausgangssignale können dazu herangezogen werden, Thyristoren oder Triacs zu steuern. Diese Elemente weisen jedoch einen bedeutenden Leckstrom auf. Die Kent-steuereinheit vom " Elektroschritt"-Typ benötigt jedoch nur einen Eingangsstrom von etwa 10 mA. Die in Pig« 10 dargestellten Schaltbrückenschaltungen weisen vernachlässigbare Leckströme auf. In jeder Brücke ist ein Transistor über eine Brückendiagonale geschaltet, und die andere Brückendiagonale ist in Reihe mit einer 24V—Wechselspannungsquelle mit einer Frequenz von 50 Hz geschaltet, wenn der Transistor auf das Auftreten eines

Ausgangsimpulses von dem wandler 23 her eingeschaltet wird, fließt ein Wechselstrom durch die Dioden und den Transistor zu der Steuereinheit hin. Eine Brücke nimmt Anstiegs—Befehlsimpulse auf und führt einen Wechselstrom, der auf die Steuereinheit entsprechend wirkt, und die andere Brücke nimmt Absenk-Befehlsimpulse auf und leitet einen wechselstrom, der auf die Steuereinheit entsprechend wirkt. In dem Festhaltebetrieb ist der schalter zwischen dem wandler 23 und dem Festkörper-wechselstromnetzschalter geöffnet, wodurch der betreffende schalter 24 unwirksam ist.

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Claims (20)

Patentansprüche

1.)Abtastdaten-Steuervorrichtung mit signaleingabeeinrich- -J einer

tungen, mit Signalausgabeeinrichtungen und mit/Algorithmus-Einheit, die einen Algorithmus der Form

j= n

^ -j

D = ■— = ■ zu realisieren

¹ 1 + έ b_±«z~^J

imstande ist, wobei a_Q, a^ ... a_n und b_ie...b_n Konstanten sind, wobei z~ ein z-Transformationsoperator von Verzögerungen bedeutet, und wobei E_Q(z) und Ε.:(ζ) das Ausgangssignal bzw. Eingangssignal der Algorithmus-Einheit bedeuten, dadurch gekennzeichnet,

a) daß Einrichtungen (18,20) vorgesehen sind, die auf die Ableitung einer gesteuerten Variablen von einem Bezugswert hin ein die Größe Ej_(z) darstellendes Fehlersignal abgeben,

b) daß Einrichtungen (18) vorgesehen sind, die das Eingangssignal zur Unterdrückung von Eingangssignalkomponenten mit der Datenabtastfrequenz zum zwecke der Verhinderung von Frequenzstörungen filtern,

c) daß die Algorithmus-Einheit eine Summierschaltung (14) enthält, die das Fehlersignal E- (z) aufzunehmen imstande ist und die dieses signal mit einem in der Algorithmus-Einheit erzeugten Eückkopplungssignal summiert,

d) daß mit dem Ausgang der summierschaltung (14) ein Abtastpufferspeicher (7) verbunden ist, der so ausgelegt ist, daß er auf einen Abtastbefehl hin das Summensignal in der Summierschaltung (14) abtastet und den abgetasteten wert festhält,

e) daß eine Vielzahl von in Reihe geschalteten Speicherstufen (1 bis 6) vorgesehen ist, deren

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jede eine Halte-Funktion nullter Ordnung auszuführen imstande ist, wobei der Ausgang jeder Speicherstufe (1 bis 6) mit dem Eingang der jeweils nächsten Speicherstufe verbunden ist, wobei die erste Speicherstufe (1) so geschaltet ist, daß sie ein Eingangssignal von dem Abtastpufferspeicher (7) her aufnimmt, und wobei die Anordnung der speicherstufen (1 bis 6) so getroffen ist, daß die übertragung von gespeicherten Daten aus der jeweiligen Speicherstufe an die in der Reihenfolge jeweils nachfolgende Speicherstufe während jeder Abtastperiode ermöglicht ist,

f) daß mit der Vielzahl von Speicherstufen (1 bis 6) Einrichtungen (8,9) verbunden sind, die aus den in den Speicherstufen (1 bis 6) gespeicherten Signalen Mi tkopplungs- und Rückkopplungssignale erzeugen, welche das in einer bestimmten Speicherstufe gespeicherte Signal, das mit einer entsprechenden Mitkopplungs-Konstante -&_n multipliziert ist, bzw. das in einer entsprechenden speicherstufe gespeicherte signal, das mit einer entsprechenden Rückkopplungs-Konstante ^b_n multipliziert ist, enthalten, wobei die betreffenden Einrichtungen (8,9) ferner aus dem in dem Abtastpufferspeicher (7) gespeicherten signal ein Mitkopplungs-Signal zu erzeugen gestatten, welches 'das in dem Abtastpufferspeicher (7) gespeicherte, mit ia_Q multiplizierte signal umfaßt,

g) daß Einrichtungen (11) vorgesehen sind, die die Mitkopplungs-signale zwecks Gewinnung eines signals E (z) summieren und die die Rückkopplungs-signale zwecks Gewinnung eines signals für die Summierung mit dem Eingangssignal E-(z) in der Summierschaltung (14) summieren,

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h) daß eine Zeitsteuereinheit (15) vorgesehen ist, deren Befehlsausgänge mit den speicherstufen (1 bis 6) der Vielzahl von speicherstufen (1 bis 6) verbunden sind sowie mit dem Abtastpufferspeicher (7),und zwar zur Koordinierung der Datenabtastung durch den Abtastpufferspeicher (7) unter übertragung der Daten zwischen aufeinanderfolgenden speicherstufen der Vielzahl von Speicherstufen (1 bis 6), wobei die Zeitsteuereinheit (15) so ausgebildet ist, daß sie eine kontinuierliche Änderung des Abtastintervalls ermöglicht, und

i) daß die Signalausgabeeinrichtungen (23) auf das von der Algorithmus-Einheit abgegebene Mitkopplungs-signal hin ein steuersignal bereitstellen, das zur Einstellung der variablen zum zwecke der Verminderung einer vorhandenen Abweichung dient»

2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die zeitsteuereinheit einen zeitintervall-lmpulsgenerator (15) enthält, der eine Multivibratorschaltung aufweist, die eine schwingung hoher Stabilität auszuführen imstande ist, daß mit dem Ausgang des Multivibrators eine Binärteilerkette (DIC1, DIC2, DIC3) verbunden ist, daß die Impülswiederholungsfrequenz des Multivibrators inerhalb eines bestimmten Bereichs kontinuierlich änderbar ist, daß das Teilungsverhältnis des Binärteilers wählbar ist und daß ein speicher-übertragungsimpulsverteiler (16) auf das Ausgangssignal der Binärteilerkette anspricht.

3. Vorrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der speicher-übertragungsimpulsverteiler (16) einen auf einer festen Frequenz freischwingenden Impulsgenerator enthält, dessen Ausgangssignal eine

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monostabile Kippschaltung steuert, die so ausgelegt ist, daß sie mit Hilfe eines signals getastet wird, das von dem zeitintervall-lmpulsgenerator (15) ^mit der Auslösung des jeweiligen Zeitintervallimpulses abgegeben wird, daß ein binärcodierter Dezimalzähler (DIC9) vorgesehen ist, der Impulse von dem impulsgenerator her aufnimmt, die durch die monostabile Schaltung getastet sind, und daß ein Decoder (DIC1O) vorgesehen ist, der eine umwandlung binärcodierter Dezimalzahlen in Dezimalzahlen vornimmt und diese auf gesonderten Ausgangsleitungen insbesondere an die Vielzahl von Speicherstufen (1 bis 6) als Übertragungsbefehle abgibt.

4. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Algorithmus-Einheit ein analoges Ausgangssignal abzugeben imstande ist und daß Einrichtungen (23) vorgesehen sind, die das analoge Ausgangssignal in ein pulsbreitenmoduliertes Signal umsetzen.

5. Vorrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß zur umsetzung des analogen Ausgangssignals in ein pulsbreitenmodulierte-s signal ein integrator (A1) vorgesehen ist, der so geschaltet ist, daß er das Ausgangssignal der Algorithmus-Einheit während einer bestimmten Ausgangssignal-Abtastperiode aufnimmt, und daß Einrichtungen vorgesehen sind, die von dem integrierten Ausgangssignalpegel ausgehend ein auf einen bestimmten Basis-Bezugspegel mit einer bestimmten Geschwindigkeit ansteigendes signal abgeben, wobei die Dauer des Anstiegs dem Ausgangssignal entspricht·

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6. Vorrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß an dem Ausgang des Integrators (A1) ein Polaritäts-Detektor (t1,T2) angeschlossen ist, der die Polarität des .Ausgangssignals ermittelt, und zwar zur Bestimmung der Richtung eines Sägezahnsignalverlaufs.

7. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Signaleingabeeinrichtungen auf Auslenkungen des Eingangssignals über die normalen Betriebsgrenzen ansprechen, und zwar zur Einstellung eines Betriebszustands, in welchem keine Ausgangssignaländerungsforderungen entstehen, und daß in der Algorithmus-Einheit gespeicherte signale auf Null setzbar sind.

8. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,

daß die Algorithmus-Einheit analoge signale zu verarbeiten imstande ist, daß die Summierschaltung (14) eine Analog-Summiereinrichtung enthält, daß der Abtastpufferspeicher (7) und die Vielzahl der in Reihe geschalteten speicherstufen (1 bis 6) jeweils eine Analog-Abtast-und-Halte-Stufe enthalten, daß Konstanten-Multipliziereinrichtungen (12,13) vorgesehen sind,die Analogschaltungen enthalten, und daß die Mitkopplungs- und Rückkopplungs-Summiereinrichtungen (10,11) entsprechende Analog-Summiereinrichtungen enthalten.

9. Analog-Abtastdaten-Steuervorrichtung, insbesondere nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß eine Vergleichereinrichtung vorgesehen ist, die auf ein Analog-signal, welches kennzeichnend ist für eine zu steuernde Variable, und auf ein Bezugssignal anspricht, und zwar zur Ableitung eines analogen

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Fehlersignals, daß eine analoge Eingangssummierschaltung (14) vorgesehen ist, die das analoge Fehlersignal mit einem Rückkopplungssignal summiert, daß ein Abtastpufferspeicher (7) in Form einer analogen Abtast-und-Halte-schaltung vorgesehen ist, die mit dem Ausgang der analogen Eingangssummierschaltung (14) verbunden ist und die so ausgelegt ist, daß sie auf einen Abtastbefehl hin das Summensignal abtastet und den abgetasteten wert festhält, daß eine Vielzahl von in Reihe geschalteten analogen Speicherstufen (1 bis 6) vorgesehen ist, deren jede die Form einer analogen Abtast-und-Halte-Schaltung aufweist, die so ausgelegt ist, daß sie eine Haltefunktion nullter Ordnung auszuführen imstande ist, daß der Ausgang jeder Speicherstufe mit dem Eingang der jeweils nachfolgenden Speicherstufe verbunden ist, wobei die erste speicherstufe an ihrem Eingang das ausgangssignal des Abtastpufferspeichers (7) aufnimmt, daß eine Vielzahl von analog arbeitenden Rückkopplungs-Konstanten-Multipliziereinrichtungen (9) vorgesehen ist, die jeweils mit der Vielzahl von speicherstufen (1 bis 6) verbunden sind und die jeweils das in der jeweiligen Speicherstufe gespeicherte Signal mit einer Rückkopplungs-Konstante zu multiplizieren imstande sind, daß eine analog arbeitende Rückkopplungs-Summiereinrichtung (11) vorgesehen ist, die die Signale von den Rückkopplungs-Konstanten-Multipliziereinrichtungen (9) aufzunehmen vermag und die diese Signale zur Ableitung eines signals summiert, welches der analogen Eingangssummierschaltung (14) zugeführt wird, und zwar zur summierung mit dem analogen Fehlersignal, daß eine Vielzahl von analogen Mitkopplungs-Konstanten-Multipliziereinrichtungen (8) vorgesehen ist, die jeweils

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mit der Vielzahl von Speicherstufen (1 bis 6) verbunden sind und deren eine mit dem Abtastpufferspeicher (7) verbunden ist, wobei jede dieser Multipliziereinrichtungen (8) das in der entsprechenden speicherstufe (1 bis 6) oder in dem Abtastpufferspeicher (7) gespeicherte signal mit einer Mitkopplungs-Konstante zu multiplizieren imstande ist, daß eine analoge Mxtkopplungs-Summiereinrichtung (10) vorgesehen ist, die die signale von den Mitkopplungs-Konstanten-Multipliziereinrichtungen (8) aufnimmt und diese signale unter Abgabe eines Ausgangssignals summiert, daß Steuereinrichtungen vorgesehen sind, die auf das Ausgangssignal hin die Variable einstellen, daß Zeitsteuereinrichtungen' mit einem zeitintervall-impulsgenerator (15) und einem von diesem her steuerbaren Speicher-tibertragungsimpulsverteiler (16) vorgesehen sind, daß'der Zeitintervall-impulsgenerator (15) dazu dient, das Abtastintervall festzulegen, und daß der Speicher-übertragungsimpulsverteiler (16) dazu dient, Befehlsimpulse an den Abtastpufferspeicher (7) und an die Vielzahl von Speicherstufen (1 bis 6) abzugeben, derart, daß während jedes Abtastintervalls der Abtastpuff erspeicher (7) veranlaßt wird, den abgetasteten Wert des signals von der analogen Eingangssummierschaltung abzutasten und festzuhalten, anschließend einer Ausgabeschaltung zu ermöglichen, das Ausgangssignal an die steuereinrichtung abzugeben, und schließlich das in der jeweiligen Speicherstufe der speicherstufen (1 bis 6) gespeicherte signal in die nächstfolgende speicherstufe zu übertragen, wobei das in dem Abtastpufferspeicher (7) gespeicherte signal schließlich in die erste speicherstufe (1) übertragbar ist.

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10«, Vorrichtung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß der zeitintervall-Impulsgenerator (15) der Zeitsteuereinrichtung so gewählt ist, daß er eine kontinuierliche Änderung des Abtastintervalls innerhalb eines bestimmten Zeitbereichs ermöglicht.

11. Vorrichtung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß ein Analog-Filter (18) vorgesehen ist, welches Komponenten des Fehlersignals mit der durch den Zeitintervall-Impulsgenerator (15) eingestellten Datenabtastfrequenz unterdrückt, und daß die Grenzfrequenz des Analog-Filter (18) mit dem Abtastintervall veränderbar ist.

12. vorrichtung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgabeschaltung Einrichtungen (23) zur umsetzung des analogen Ausgangssignals in ein pulsbreitenmodulierten signals enthält.

13. vorrichtung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß zur Umwandlung des analogen Ausgangssignals in ein pulsbreitenmoduliertes signal der Ausgang der Mitkopplungs-summiereinrichtung (10) mit dem Eingang einer Integrierschaltung (A1) während der Dauer eines Freigabe-Ausgangsbefehlsimpulses von dem impulsverteiler her verbunden ist, wobei das Ausgangssignal der integrierschaltung (A1) nahezu linear auf einen von der Amplitude des ausgangssignals der Mitkopplungs-summiereinrichtung (10) abhängigen pegel ansteigt, und daß am Ende dieser Periode eine konstante spannung, deren Polarität

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von der Polarität des Ausgangssignals des Integrators (A1) abhängt, dem Integratoreingang zugeführt wird, derart, daß das Ausgangssignal des Integrators (A1) von dem zuvor erreichten positiven oder negativen pegel aus linear zu einem Grund-Bezugspegel hin sich ändert, wobei die Zeitspanne des Rücklaufs des betreffenden Signals zu dem Grund-Bezugspegel hin die Ausgangsimpulsbreite festlegt.

14. vorrichtung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang der Integrierschaltung (A1) mit einem eine hohe Verstärkung besitzenden Verstärker (A2) verbunden ist, der in dem Fall ein im Sättigungsbereich auftretendes Ausgangssignal abzugeben vermag, das das Integrator-Ausgangssignal einen bestimmten niedrigen Pegel überschreitet, und daß eine polaritäts-Detektorschal— tung (T1> T2) vorgesehen ist, die das betreffende Verstärker-Ausgangssignal aufnimmt und die entsprechend der Polarität des Ausgangssignals eine geeignete konstante spannung an den Eingang der integrierschaltung (A1) abgibt, derart, daß deren Ausgangssignal zu dem genannten Grund-Bezugspegel hin zurückläuft, und daß Einrichtungen (T7) vorgesehen sind, die die Abgabe der betreffenden spannung von der polaritäts-Detektorschal tung (T1»T2) zu dem Eingang der Integrierschaltung (A1) hin während der Periode des Freigabe-Ausgangsbefehlsimpulses verhindern.

15. Vorrichtung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Integrierschaltung (A1) als Kanal- und Sägezahngenerator ausgebildet ist.

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16. Vorrichtung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß eine Detektorschaltung (T1,T2) vorgesehen ist, die auf Auslenkungen des analogen Fehlersignals über normale Betriebspegel hinweg anspricht und die einen sogenannten Pesthaltebetrieb einführt, in welchem keine Ausgangssignaländerungsforderungen auftreten und in welchem die analogen Signale in dem Abtastpufferspeicher (7) und in den Speicherstufen (1 bis 6) alle auf Null setzbar sind.

17. Vorrichtung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß der zeitintervall-lmpulsgenerator (15) einen mit einer Binärteilerkette (DIC1, DIC2, DIC3) verbundenen Multivibrator enthält, daß die Impulswiederholungsfrequenz des Multivibrator-Ausgangssignals kontinuierlich einstellbar ist, daß das Teilerverhältnis der Binärteilerkette derart wählbar ist, daß eine kontinuierliche Änderung des Abtastintervalls innerhalb eines bestimmten Bereichs ermöglicht ist, daß der übertragungs-lmpulsverteiler (16) einen freischwingenden Impulsgenerator enthält, dessen Ausgangssignal mit Auslösung des jeweiligen Zeitintervallimpulses freigegeben wird, daß ein binärcodierter Dezimalzähler (DIC9) Impulse von dem Impulsgenerator her aufzunehmen vermag und daß mit dem binärcodierten Dezimalzähler (DIC9) ein Decoder (DIC1O) verbunden ist, der die binärcodierten Dezimalzahlen in Dezimalzahlen umsetzt und aufeinanderfolgende Ausgangsimpulse auf gesonderten Leitungen abgibt.

18. Abtastdaten-Steuervorrichtung insbesondere nach einem der Ansprüche 1 bis 17,mit einer Algorithmus-Einheit, die den Ausdruck

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Eo(z) a_o- a-, ζ- - a₂z~ - ....- a_nz

= —_ a—- _— _ _ zu reali-

Bi(z) ± ¹ ^ ± ± ⁿ

± ^z"¹ bz"^ ±

sieren imstande ist, wobei a_Q, a.j....a und b.....b Konstanten sind, die im Hinblick auf die Verhältnisse der jeweils zu steuernden Variablen geeignet gewählt sind, wobei z~" ein z-Transformationsoperator von Verzögerungen ist und wobei Ej_(z) und E (z) die Eingangbzw. Ausgangssignale der Algorithmus- Einheit bedeuten, dadurch gekennzeichnet, daß Signaleingangseinrichtungen (18,20) zur Gewinnung eines Eingangssignals E^(z) vorgesehen sind, das kennzeichnend ist für die Abweichung einer gesteuerten variablen von einem gewünschten wert, daß die Signaleingangseinrichtungen dieses Signals an die Algorithmus-Einheit zur Abtastung und Verarbeitung abgeben, daß Signalausgabeeinrichtungen (23) vorgesehen sind, die auf das Ausgangssignal B (ζ) der Algorithmus-Einheit hin, das auf die Zuführung des Eingangssignals E^(z) zu der Algorithmus-Einheit hin erzeugt worden ist, ein Steuersignal zur Abgabe an Steuereinrichtungen abgeben, durch das die Abweichung der gesteuerten Variablen von dem gewünschten Wert herabgesetzt wird, und daß Einrichtungen vorgesehen sind, die eine kontinuierliche Einstellung der Eingangssignal-Abtastfrequenz innerhalb eines bestimmten Bereichs ermöglichen.

19. Vorrichtung nach Anspruch18, dadurch gekennzeichnet, daß Filtereinrichtungen (18) vorgesehen sind, die Eingangssignalkomponenten mit der Abtastfrequenz unterdrücken, und daß die Grenzfrequenz der Filtereinrichtungen (18) mit der Abtastfrequenz einstellbar ist.

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20. Vorrichtung nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, daß Einrichtungen (23) vorgesehen sind, die das Ausgangssignal B (z) der Algorithmus-Einheit in ein pulsbreitenmoduliertes signal für steuerzwecke umzuwandeln gestatten.

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