DE3615467C2

DE3615467C2 -

Info

Publication number: DE3615467C2
Application number: DE3615467A
Authority: DE
Inventors: Berthold Dr.-Ing. 6100 Darmstadt De Eiberger
Original assignee: BTS Broadcast Television Systems GmbH
Current assignee: Philips GmbH
Priority date: 1986-05-07
Filing date: 1986-05-07
Publication date: 1992-06-11
Also published as: DE3615467A1; JP2604373B2; US4789908A; JPS62285588A

Description

Die Erfindung geht aus von einer Schaltungsanordnung zur Entzerrung bei der Wiedergabe von auf Magnetband aufge zeichneten breitbandigen, insbesondere von digital codierten Videosignalen nach der Gattung des Hauptanspruchs.

Bei der magnetischen Speicherung digital codierter Videosignale haben wegen des breitbandigen Charakters der übertragenen Signale die wiedergabeseitigen Signalaufbereitungsmaßnahmen wesentlichen Einfluß auf die Qualität der Signalübertragung, d. h. auf die erzielbare Bitfehlerrate.

Während bei der magnetischen Speicherung von Video signalen in analoger Technik zur Eliminierung von Gleichspannungswerten diese als frequenzmodulierte Signale mit ca. 14 MHz Bandbreite und einer unteren Grenzfrequenz von etwa 500 KHz aufgezeichnet werden, liegen bei der Verarbeitung digital codierter Videosignale die Anforderungen an die Bandbreite des Übertragungskanals bedeutend höher. So beträgt bei dem derzeitigen Aufzeichnungsstandard das Verhältnis von oberer zu unterer Grenzfrequenz ca. 300, die Signalbreite pro Aufzeichnungskanal 50 MHz. Daraus ergibt sich eine untere Grenzfrequenz von 166 kHz. Einschließlich etwaiger Reserven bedeutet dies die Notwendigkeit einer Signalaufbereitung über drei Frequenzdekaden hinweg.

Es ist in der Technik der Aufzeichnung breitbandiger Signale auf magnetische Aufzeichnungsträger, beispielsweise auf Magnetband, seit langem bekannt, daß sowohl die Amplitude als auch die Phase des wiedergegebenen Signals in Abhängigkeit von der Signalfrequenz schwankt. Diese Erscheinungen werden als Amplitudenfrequenzgang bzw. als Phasenfrequenzgang bezeichnet. Zum Erhalt eines Signals vom magnetischen Aufzeichnungsträger, das möglichst genau dem aufgezeichneten Signal entspricht, ist es notwendig, den Einfluß der Amplituden- und der Phasenschwankungen auszugleichen. Dies geschieht im allgemeinen in Entzerrernetzwerken, von denen eine große Anzahl bekannt sind, die, dem Wiedergabemagnetkopf nachgeschaltet, durch reziproken Frequenzgangverlauf die Signalkennlinie einebenen. Die Bedingung der besonderen Breitbandigkeit bei der Verarbeitung digital codierter Videosignale verschärft die Anforderungen für anzuwendende Entzerrstrukturen.

Bei der Wiedergabe von Signalen von einem magnetischen Aufzeichnungsträger mittels eines flußänderungsempfindlichen Magnetkopfes erfolgt theoretisch ein Anstieg der Signalspannung mit 20 dB je Frequenzdekade. In der Praxis wird dieser grundsätzliche Verlauf der Amplitudenkennlinie beeinflußt durch die Spaltfunktion des verwendeten Magnetkopfes, den Effekt der Selbstentmagnetisierung, Kopf-Band-Justierfehler und schließlich Abstandsverluste durch unzureichenden Band-Kopf-Kontakt. Der resultierende Amplitudenfrequenzgang zeigt einen Anstieg von der unteren Grenzfrequenz mit etwa 20 dB/Frequenzdekade, danach wirken sich die verschiedenen Verlustfaktoren derart aus, daß sich der Anstieg verlangsamt und ein Maximum der Signalspannung erreicht wird. Danach fällt die Signalspannung zunächst mit etwa 20 dB und zu höheren und höchsten Frequenzen hin mit 60 dB je Frequenzdekade. Den grundsätzlichen Verlauf der resultierenden Signalspannungskurve zeigt Fig. 1.

Weiterhin ist aus der DE 31 06 901 C2 eine Bildsignal-Verstärkerschaltung für Vorrichtungen zur magnetischen Bildaufzeichnung und -wiedergabe bekannt, bei der ein Trägersignal in Abhängigkeit von einem Bildsignal nach in einer Anhebungsschaltung erfolgter Anhebung der höherfrequenten Komponenten desselben frequenzmoduliert und anschließend auf einem Aufzeichnungsmedium aufgezeichnet wird und bei der Wiedergabe die genannte Anhebung durch eine Entzerrung des demodulierten Signals kompensiert wird. Dabei wird das wiedergegebene frequenzmodulierte Signal über zwei in Kaskade zueinander angeordneten Resonanzschaltungen geleitet. Die Resonanzfrequenz einer ersten Resonanzschaltung liegt in der Nähe einer Frequenz, die dem maximalen Weißpegel des in der Anhebungsschaltung angehobenen Bildsignals entspricht. Dagegen liegt die Resonanzfrequenz einer zweiten Resonanzschaltung unterhalb der zuerst genannten Resonanzfrequenz. Die Frequenzamplituden-Kennlinien der beiden Resonanzschaltungen sind so eingestellt, daß die kombinierte Kennlinie im Frequenzbereich zwischen den beiden Resonanzfrequenzen im wesentlichen flach verläuft. Diese zur Vermeidung von Träger-Inversionen eingesetzte bekannte Bildsignal-Verstärkerschaltung ist jedoch zur Entzerrung von breitbandigen, digital codierten Videosignalen nicht geeignet.

Der vorliegenden Erfindung liegt demgegenüber die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung nach der eingangs genannten Art anzugeben, welche hinsichtlich ihrer Entzerrerstruktur die geforderte breitbandige Signalentzerrung bewirkt und gleichzeitig den Signal/Rausch-Abstand nicht nennenswert verschlechtert.

Diese Aufgabe wird durch die im kennzeichnenden Teil des Patentanspruchs 1 angegebenen Merkmale gelöst.

Durch die in den Unteransprüchen aufgeführten Maßnahmen sind vorteilhafte Weiterbildungen und Verbesserungen der im Patentanspruch 1 angegebenen Schaltungsanordnung möglich.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in der Zeichnung dargestellt und in der nachfolgenden Beschreibung näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 den Verlauf des resultierenden Amplitudenfrequenzganges am Ausgang des Wiedergabevorverstärkers,

Fig. 2 das Bode-Diagramm zur Bestimmung der verbleibenden Amplitudenentzerrung,

Fig. 3 als Blockschaltbild die Schaltungsanordnung zur Signalaufbereitung,

Fig. 4 das elektrische Ersatzschaltbild des Wie dergabe-Magnetkopfes und des Wiedergabe-Vorverstärkers, den Verlauf des Amplitudenfrequenzganges und der Gruppenlaufzeit der entzerrenden Übertragungsfunktion,

Fig. 5 schematisch den Verlauf des Amplitudenfrequenzganges und der Gruppenlaufzeit der entzerrenden Übertragungsfunktion H₃₂(f),

Fig. 6 schematisch eine Schaltungsanordnung zur Gruppenlaufzeitentzerrung nach dem Wiedergabevorverstärker,

Fig. 7 ein anderes Ausführungsbeispiel einer Schaltungsanordnung zur Gruppenlaufzeitentzerrung,

Fig. 8 die konkrete Schaltung der Anordnung nach Fig. 7.

Fig. 3 stellt das Blockschaltbild der Signalaufbereitung eines aus dem Video-Wiedergabemagnetkopf und dem Wiedergabevorverstärker bestehenden Systems 31 dar. Die notwendige Signalentzerrung erfolgt dreistufig in den Entzerrerstufen 32, 33 und 34. Dabei erfolgt in der ersten, dem Vorverstärker unmittelbar nachgeschalteten Stufe 32 die Entzerrung der Gruppenlaufzeit des Systems 31, in der nachfolgenden Stufe 33 die Amplitudenentzerrung durch Integration mit damit verbundener 90°-Phasendrehung und in der letzten Stufe 34 die abschließende Amplitudenentzerrung.

Der Vorstellung der Ankopplung des Wiedergabe- Magnetkopfes an den Wiedergabevorverstärker liegt das elektrische Ersatzschaltbild nach Fig. 4 zugrunde. Wie in der Literatur, z. B. Zeitschrift Frequenz, Jg. 38 (1984), Heft 12, S. 306 bis 312, bereits ausführlich dargestellt, läßt sich in der Ersatzschaltung der Wiedergabemagnetkopf 41 als gedämpfter Parallel-Schwingkreis, bestehend aus der in Reihe mit der Signalquelle U_S liegenden Induktivität L_H, dem ebenfalls in Reihe dazu liegenden Widerstand R_H und der parallel zu dieser Reihenschaltung aus U_S, L_H und R_H liegenden Wicklungs- und Schaltkapazität C_H, auffassen. Der Wiedergabevorverstärker 42 ist durch seine Eingangsimpedanz mit dem Eingangswiderstand R_i und der parallel dazu liegenden Eingangskapazität C_i sowie dem Verstärkungsfaktor A_V vollständig beschrieben. Mit U_S1 ist die Signalspannung am Ausgang des Wiedergabevorverstärkers 42 bezeichnet.

Die Verstärkung des Systems 31 (Fig. 3) entsprechend Wiedergabemagnetkopf mit Wiedergabevorverstärker 41, 42, (Fig. 4) kann dann beschrieben werden mit

Dabei lassen sich die Werte von 25 bis 35 dB für die Verstärkung A_V über die gesamte benötigte Bandbreite von 50 MHz mit einer einzigen rauscharmen Transistorstufe erzielen.

In der ersten Stufe 32 der dreistufigen Wiedergabeentzerrerstruktur nach Fig. 3 läßt sich das verstärkte Signal U_S1 auf minimale Phasenfehler entzerren, wenn für deren entzerrende Übertragungsfunktion H₃₂(f) gilt:

Damit ist gewährleistet, daß alle Phasenfehler optimal entzerrt werden, die durch die Ankopplung des Wiedergabemagnetkopfes 41 mit seiner komplexen Impedanz an den Eingang des Wiedergabevorverstärkers 42 entstehen. Darüber hinaus ergibt sich durch diesen Entzerrungsschritt eine gewisse Amplitudenanhebung. In einem untersuchten Fall tritt eine Amplitudenanhebung von ca. 10 dB zwischen der unteren und der oberen Bandgrenze auf, bei einer gleichzeitigen Gruppenlaufzeitentzerrung von 11,4 ns innerhalb des interessierenden Frequenzbereiches. Fig. 5 stellt den Verlauf des Amplitudenfrequenzganges und der Gruppenlaufzeit der ersten Entzerrerstufe 32 dar.

Fig. 6 stellt schematisch eine Schaltungsanordnung zur Phasenentzerrung entsprechend Entzerrerstufe 32 (Fig. 3) dar, die nach der oben beschriebenen Analyse des zu entzerrenden Wiedergabesystems entworfen wurde. Dabei entspricht das Ersatzschaltbild des Video-Wiedergabemagnetkopfes 61 mit dem angekoppelten Wiedergabevorverstärker 62 dem der Fig. 4.

Zum Erhalt eines dem Phasenfrequenzgang der aus dem Wiedergabemagnetkopf 61 und dem angekoppelten Wiedergabevorverstärker 62 bestehenden Anordnung reziproken Frequenzganges ist der invertierende Eingang eines Differenzverstärkers 63 über eine Nachbildung der Eingangsimpedanz des Wiedergabevorverstärkers 62 an dessen Ausgang angeschlossen. Diese Eingangsimpedanz besteht entsprechend Fig. 4 aus der Parallelschaltung des Eingangswiderstandes R_i und der Eingangskapazität C_i. Weiter ist der Ausgang des Differenzverstärkers 63 auf den invertierenden Eingang rückgekoppelt. Der Rückkoppelzweig besteht aus einer Nachbildung des Eingangskreises des elektrischen Ersatzschaltbildes nach Fig. 4, im dargestellten Ausführungsbeispiel aus der Reihenschaltung des Verlustwiderstandes R_H und der Induktivität L_H des Wiedergabemagnetkopfes und einer Parallelschaltung aus dem Eingangswiderstand R_i des Wiedergabevorverstärkers mit der Summenkapazität der Schalt- und der Eingangskapazität C_H und C_i. Der nichtinvertierende Eingang des Differenzverstärkers 63 liegt auf festem Potential. Die Verstärkung A_V2 der Schaltungsanordnung zur Signalentzerrung beträgt A_V21.

Der Wert des Verlustwiderstandes R_H ändert sich frequenzabhängig.

Deshalb sollte die Schaltungs anordnung zur Signalentzerrung gemäß Fig. 7 folgendermaßen abgewandelt werden. Darin erfolgt die Ankopplung des Differenzverstärkers 73 an den Ausgang des Wiedergabevorverstärkers in der gleichen Weise wie die des Differenzverstärkers 63 in Fig. 6, auch liegt dessen nichtinvertierender Eingang auf festem Potential wie in Fig. 6. Der Rückführungszweig vom Ausgang des Differenzverstärkers 73 zu dessen invertierendem Eingang weist eine Reihenschaltung aus zwei Parallelschaltungen auf. In einer ersten Parallelschaltung liegen in gleicher Weise wie in der Schaltungsanordnung nach Fig. 6 eine Nachbildung des Eingangswiderstandes R_i des Wiedergabevorverstärkers und die Summenkapazität C_H und C_i. In der zweiten Parallelschaltung ist der Verlustwiderstand (R_H in Fig. 6) durch einen in Serie zur Induktivität L_H des Wiedergabemagnetkopfes liegenden Teilwiderstand R_HS und einen parallel zu dieser Serienschaltung liegenden Teilwiderstand R_HP nachgebildet. Die Induktivität L_H wird dabei vorteilhaft durch eine verlustarme Spule realisiert.

Die Schaltungsanordnung nach Fig. 8 entspricht in ihrem elektrischen Verhalten der nach Fig. 7, jedoch trägt die Realisierung als Verstärker ohne Gegenkopplung zur Stabilität der Schaltung bei.

Der als Eingangsteil wirkende Differenzverstärker besteht aus zwei NPN-Transistoren 81, 82, deren Emitter jeweils mit einer Spannungsquelle -U_B verbunden sind. Die Basis des Transistors 81 ist über den Koppelkondensator 83 mit dem Schaltungseingang 84, d. h. mit dem Ausgang des (nicht dargestellten) Wiedergabevorverstärkers verbunden. Die Basen beider Transistoren 81, 82 liegen über die Basiswiderstände 85 bzw. 86 an Masse. Der Emitter des Transistors 81 liegt direkt an der Speisespannung +U_B, während der Emitter des Transistors 82 zur Verwirklichung des gewünschten Kennlinienverlaufs über eine Schaltungsanordnung aus passiven Bauelementen, die genau der Reihenschaltung aus zwei Parallelschaltungen im Rückkopplungszweig des Differenzverstärkers 73 in Fig. 7 entspricht, mit der positiven Spannungsquelle +U_B verbunden ist. Die genannte Reihenschaltung aus zwei Parallelschaltungen besteht aus einem ersten parallelen Zweig, in dem die Summenkapazität C_H+C_i sowie der Verlustwiderstandsteil R_HP enthalten ist, während der zweite Zweig die Nachbildung des Eingangswiderstandes R_i sowie der Kopfinduktivität L_H und den zweiten Teil des Verlustwiderstandes R_HS aufweist. Zwischen dem Widerstand R_i und der Induktivität L_H sowie zwischen der Summenkapazität C_H+C_i und dem Teilwiderstand R_HP sind die beiden parallelen Zweige zur Realisierung der Serienschaltung der beiden parallelen Zweige miteinander verknüpft.

Die Emitter der beiden Transistoren 81, 82 sind jeweils über Emitterwiderstände 87, 88 mit dem negativen Pol der Speisespannungsquelle, also mit -U_B, verbunden. Die Emitter der beiden Transistoren 81, 82 sind ferner durch eine Nachbildung der Eingangsimpedanz des Wiedergabevorverstärkers miteinander verknüpft. Diese Nachbildung der Eingangsimpedanz besteht aus einer Parallelschaltung des Eingangswiderstandes R_i und der Eingangskapazität C_i.

An den Ausgang der aus den beiden Transistoren 81, 82 gebildeten Differenzverstärker-Eingangsstufe ist eine Verstärkerstufe angeschlossen. Dazu ist ein weiterer NPN-Transistor 90 derart an den Kollektor des Transistors 82 angeschlossen, daß die Basis des Transistors 90 mit dem Kollektor des Transistors 82 galvanisch verbunden ist. Weiter ist der Kollektor des Transistors 90 mit der positiven Spannungsquelle +U_B galvanisch verbunden. Der Emitter des Transistors 90 liegt über den Emitterwiderstand 91 an Masse, so daß am Signalausgang 92 das Ausgangssignal von diesem Emitter abgreifbar ist.

Die so erfolgte breitbandige Signalentzerrung zur Beseitigung von Phasenverzerrungen reduziert die nachfolgenden Stufen auf eine Integration des Signals mit damit verbundener Phasendrehung um 90° und eine darauf folgende reine Entzerrung des Amplitudenfrequenzganges.

Fig. 2 stellt den resultierenden Amplitudenfrequenzgang am Meßpunkt MP bzw. die Approximation in der Darstellung dar. Der gestrichelte Kurvenverlauf stellt den inversen Frequenzgang dar, der die Übertragungsfunktion der benötigten Amplitudenentzerrung im verbleibenden Entzerrer andeutet. Die Übertragungsfunktion H_A (f) läßt sich aus Fig. 2 ermitteln.

wobei für die Amplitudenentzerrung mit 90°-Drehung H′₃₃(f)

und die phasenlineare, hochfrequente Anhebung

H′₃₄(f) = (1+bf²) · (1+cf²) (3)

gilt. Bei der Übertragungsfunktion H′₃₃(f) handelt es sich um den benötigten Integrator, der die Differenzierung beim Lesevorgang aufhebt; die Über tragungsfunktion H′₃₄(f) besteht aus zwei nachge schalteten kaskadierten Differenzierentzerrern mit unterschiedlichen Eckfrequenzen.

Wendet man diese Struktur auf die Entzerrung von Breitbandsignalen an, werden sehr hohe Anforderungen an die Realisierung des Integrators mit der Über tragungsfunktion H′₃₃(f) gestellt:

-der Integrator muß etwa über drei Frequenzdekaden amplituden- und phasenrichtig arbeiten,
-der amplitudenmäßige Arbeitsbereich des Integrators muß mehr als 60 dB betragen.

Es ist offensichtlich, daß bei diesen Anforderungen an den Integrator eine Rauschoptimierung der Schaltung erfolgen muß. Ein rauscharmer Breitbandverstärker erreicht eine Leerlaufverstärkung an der unteren Bandgrenze f_u = 50 kHz von günstigstenfalls 40 dB. Damit ergibt sich bei der maximalen Signalfrequenz f_so = 50 MHz eine Amplitudenreduktion von -20 dB, wenn der Integrator über drei Frequenzdekaden arbeitet. Diese integrierende Stufe verschlechtert den bereits nach dem Vorverstärker erreichten Signal-Rauschabstand also wieder.

Aus diesen Gründen werden die benötigten Übertragungsfunktionen H₃₃(f) bzw. H₃₄(f) folgendermaßen realisiert: Es gilt

Eine Umformung für Gleichung (4) ergibt

Die Übertragungsfunktion H₃₃(f) liefert also weiterhin die benötigte 90°-Drehung für den gesamten Übertragungsbereich. Der Unterschied zur Realisierung nach (4) besteht nun darin, daß zum Integrator in Parallelschaltung ein Differenzierer angeordnet ist, dessen Einfluß bei f = schon gleich groß ist wie der des Integrators und zur Bandgrenze weiter ansteigt. Damit sind die Anforderungen an den Integrator vergleichsweise einfach:

-integrierendes Verhalten im Frequenzbereich 50 kHz-10 MHz
-amplitudenmäßiger Arbeitsbereich etwa 46 dB.

Durch eine entsprechend sorgfältige Wahl der Bauelemente und der Schaltungskonzepte läßt sich erreichen, daß der Signal-Rauschabstand des Wiedergabesignals nicht durch den benötigten Integrator bestimmt, sondern eindeutig im Bereich des Vorverstärkers entschieden wird.

Die abschließende Amplitudenentzerrung mit Hilfe der Übertragungsfunktion H₃₄(f) kann entsprechend dem Stand der Technik realisiert werden: die Umformung von (5) liefert

Daraus ergibt sich direkt die Realisierung der gewünschten Übertragungsfunktion: zwei kaskadierte Differenzierstufen jeweils mit der Übertragungsfunktion j · f ergeben zusammen mit der Konstanten eine Anhebung zu hohen Frequenzen.

Claims

1. Schaltungsanordnung zur Entzerrung von auf Magnetband aufgezeichneten breitbandigen, insbesondere von digital codierten Videosignalen bei der Wiedergabe, gekennzeichnet durch eine Kettenschaltung folgender Entzerrerstufen

a) einer ersten Entzerrerstufe (32) am Ausgang des Wiedergabevorverstärkers zur Gruppenlaufzeitentzerrung des Systems Wiedergabemagnetkopf- Wiedergabevorverstärker,
b) eine folgende Stufe (33) zur Amplitudenentzerrung mit verbundener 90°-Phasendrehung,
c) einer abschließenden Stufe (34) zum Ausgleich der hochfrequenten Verluste.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch einen inversen Phasengang zum Phasenfrequenzgang des aus dem Wiedergabemagnetkopf und dem Wiedergabevorverstärker bestehenden Systems (31).

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine Entzerrerstufe (32), bestehend aus einem Differenzverstärker (63), dessen nichtinvertierender Eingang auf festem Potential liegt, dessen invertierender Eingang über eine Nachbildung der Eingangsimpedanz des Wiedergabevorverstärkers (42, 62) mit dessen Ausgang galvanisch verbunden ist und dessen Ausgang über eine Nachbildung der Koppelimpedanz des Systems Wiedergabemagnetkopf-Wiedergabe-Vorverstärker auf seinem invertierenden Eingang rückgekoppelt ist.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Rückkoppelzweig des Differenzverstärkers (63) eine Reihenschaltung aus den Nachbildungen des Verlustwiderstandes R_H und der Induktivität L_H des Wiedergabemagnetkopfes sowie einer Parallelschaltung aus der Nachbildung des Eingangswiderstandes R_i des Wiedergabevorverstärkers und der Summenkapazität C_H+C_i der Einzelkapazitäten des Magnetkopfes und der Eingangskapazität des Wiedergabevorverstärkers aufweist.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß im Rückkopplungszweig des Differenzverstärkers (73) der Verlustwiderstand durch einen in Serie mit der Induktivität L_H liegenden Teil R_HS und einen parallel zu dieser Serienschaltung liegenden Teil R_HP realisiert ist.

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Durchführung der notwendigen 90°- Phasendrehung unter Einsatz einer an sich bekannten Parallelschaltung von einem invertierenden Integrator und einem nichtinvertierenden Differenzierer mit anschließender Signalsummation erfolgt.