DE3342334A1 - Analogsignalvergleichsschaltung unter verwendung einer digitalen schaltung - Google Patents
Analogsignalvergleichsschaltung unter verwendung einer digitalen schaltungInfo
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- 230000000052 comparative effect Effects 0.000 title 1
- 101100337782 Arabidopsis thaliana GRF6 gene Proteins 0.000 claims description 12
- 101100108309 Saccharomyces cerevisiae (strain ATCC 204508 / S288c) AFT1 gene Proteins 0.000 claims description 12
- 101150016699 AFT2 gene Proteins 0.000 claims description 8
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 8
- 241000597033 Dietes Species 0.000 claims 1
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 claims 1
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 description 7
- 238000003786 synthesis reaction Methods 0.000 description 7
- 238000013016 damping Methods 0.000 description 4
- 239000013078 crystal Substances 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 230000000737 periodic effect Effects 0.000 description 2
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 description 1
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 1
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 1
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 1
- 230000005669 field effect Effects 0.000 description 1
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 1
- 210000005036 nerve Anatomy 0.000 description 1
- 230000001953 sensory effect Effects 0.000 description 1
- 238000000926 separation method Methods 0.000 description 1
- 230000003068 static effect Effects 0.000 description 1
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 1
Classifications
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
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-
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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- H03K7/08—Duration or width modulation ; Duty cycle modulation
-
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- H03K5/22—Circuits having more than one input and one output for comparing pulses or pulse trains with each other according to input signal characteristics, e.g. slope, integral
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Description
-7-
RCA 77522 Sch/Vu
U.S. Ser. No. 444,165
vom 24. November 1982
U.S. Ser. No. 444,165
vom 24. November 1982
RCA Corporation, New York, N.Y. (V.St.A.)
Analogsignalvergleichsschaltung unter Verwendung
einer digitalen Schaltung t,
Die Erfindung bezieht sich auf die Ableitung eines Schaltlogik-Schwellspannungspegels
oder eines Mehrfachen hiervon entweder an einem Eingang oder einem Ausgang einer Digitalschaltung.
Die Schaltlogik-Schwellspannung V. ist ein solcher Spannungswert, daß eine kleinere Spannung, die einem Eingang
einer Digitalschaltung zugeführt wird, als eine logische "0" angesehen wird, während eine größere Spannung als
logische "1" interpretiert wird. Beispielsweise wird der logische Schwellspannungspegel V, einer Digitalschaltung,
wie etwa einem Mikroprozessor, vom Hersteller zwischen 0,8 und 2,0 Volt angegeben. Normalerweise spezifiziert
oder prüft der Hersteller den Mikroprozessor nicht auf einen genaueren Logikschwellwert-Spannungspegel, und daher
konnten Digitalschaltungen bisher nicht unmittelbar benutzt werden, um Amplitudenvergleiche zwischen einer Analogspannung
und einer Bezugsspannung durchzuführen.
Wenn eine Digitalschaltung oder ein Mikroprozessor eine logische Entscheidung aufgrund des Ergebnisses eines Vergleichs
einer Analogspannung mit einem Bezugspegel geben mußte, dann mußte dieser Vergleich bisher stattdessen unter
Verwendung einer Analogvergleichsschaltung durchgeführt werden. Die analoge Spannung und die Vergleichsspannung
wurden der Vergleichsschaltung zugeführt, die an ihrem Ausgang entweder eine logische "1" oder eine logische "0"
lieferte. Das Ausgangssignal der Vergleichsschaltung wurde dann einem Eingang der Digitalschaltung zugeführt.
Ein Merkmal der Erfindung liegt in der Erzeugung eines genauen Logik-Schwellwertspannungspegels V. am Eingang
einer Digitalschaltung, wie eines Mikroprozessors, ohne daß von vornherein der Wert dieser Spannung bekannt wäre.
Nach Erzeugung der Spannung V, kann diese Spannung dann als Vorspannung in einer digitalen Vergleichsschaltung benutzt
werden.
Ein Mikroprozessor oder eine andere digitale Schaltung prüft wiederholt den logischen Schaltzustand an einem Eingang,
und je nach dem Ergebnis dieser Überprüfung schaltet sie den Zustand am Ausgang auf denjenigen, der dem Zustand
am Eingang entgegengesetzt ist. Die Ausgangsspannung wird auf den Eingang zurückgeführt, so daß dort eine Spannung
entsteht, die den Mittelwert der Ausgangsspannung darstellt.
Die wiederholte Prüfung der Eingangsspannung und das Schalten der Ausgangsspannung führt dazu, daß der Mittelwert
der Ausgangsspannung ein Vielfaches des logischen Schwellwertspannungspegels V ist.
Fig. 1 zeigt eine bekannte Anordnung mit einem kurzgeschlossenen Inverter, welcher den Eingang einer Digitalschaltung
auf eine Spannung vorspannt, welche gleich dem zu dieser Schaltung gehörigen logischen Schwellwertspannungspegel
ist;
BAD ORlGfNAL
• «
-9-
Fig· 1A zeigt die Verwendung einer Widerstandsdämpfungsschaltung,
welche die Eingangslogikspannung auf denjenigen Pegel dämpft, der notwendig ist, wenn ein logischer
Vergleich der Analogspannung mit einer Bezugsspannung versucht werden soll;
Fig. 2 zeigt eine mikroprozessorgesteuerte Digitalschaltung gemäß der Erfindung, welche eine Analogspannung mit
einer Bezugsspannung vergleicht;
Fig. 3 und 3A zeigen Flußdiagramme zur Erläuterung der Betriebsweise des in Fig. 2 gezeigten Mikroprozessors;
Fig. 4 zeigt eine andere Digitalschaltung gemäß der Erfindung, welche eine Analogspannung mit einer Bezugsspannung
vergleicht; und
Fig. 5 zeigt ein mikroprozessorgesteuertes digitales Abstimmsystem
für automatischen Scharfabstimmungs-Diskriminatorbetrieb mit Hilfe eines digital abgeleiteten Vergleichs,
der gemäß einem Gesichtspunkt der Erfindung an den Eingängen des Mikroprozessors durchgeführt wird.
Es ist im Stande der Technik bekannt, eine Spannung zu erzeugen, die gleich der logischen Schwellwertspannung V.
ist, und zwar mit Hilfe einer Schaltung, die einen kurzgeschlossenen Inverter enthält. Diese Schaltung kann dann
als digitale Vergleichsschaltung für ein Wechselspannungssignal benutzt werden, also für ein Signal ohne Gleich-Spannungskomponente.
Gemäß Fig. 1 ist der Ausgang eines Inverters 22 an einen Eingang 21 angeschlossen, welcher
eine Trennstelle zwischen einer digitalen und einer analogen Schaltung bildet. Die digitale Schaltung enthält einen
Inverter 22 und ein logisches Tor 24, das mit anderen, in Fig. 1 nicht veranschaulichten Elementen zusammengeschaltet
ist, welche für die Zwecke der Erfindung nicht er-
-ΙΟΙ läutert zu werden brauchen. Zur Ableitung eines Schaltlogik-Schwellwertspannungspegels
V, der Digitalschaltung nach Fig. 1 wird der Ausgang des Inverters 22 mit dem Eingang
über eine Leitung 23 verbunden. Im Ruhezustand des Inverters 22, wenn also dem Eingang 21 kein analoges Eingangssignal
zugeführt wird, ist die Spannung am Ausgang des Inverters 22 gleich der Schaltllogik-Schwellwertspannung
V,.
Es sei angenommen, daß am Anschluß 29 der Digitalschaltung ein Taktsignal 25 erzeugt werden soll, welches mit
einem externen Analogsignal, wie etwa einem sinusförmigen Wechselsignal ν . , das in Fig. 1 als Kurvenform 26 veran-
SXy
schaulicht ist, synchronisiert ist. Die Spannung ν . ist zu Veranschaulichungszwecken einem Gleichspannungspegel
VDC überlagert. Das gesamte analoge Eingangssignal VS,
welches an einem Anschluß 27 entsteht, wird dem Eingang 21 über einen Gleichspannungsblockkondensator 28 zugeführt.
Die am Eingang 21 entstehende Spannung V. enthält daher die Kombination des Wechselsignals ν . mit der Vorspannung
Der Eingang ist mit dem Eingang eines Logiktores 24 gekoppelt, dessen Ausgang mit dem Anschluß 29 gekoppelt ist.
Liegt die Wechselsignalspannung ν . oberhalb des Null-
s ig
spannungspegels der Wechselspannung, dann liegt die Spannung
V. am Eingang 21 oberhalb des Schaltlogik-Schwellspannungspegels V,. Die Ausgangsspannung des Tores 24 hat
daher den Logikzustand HOCH, oder anders ausgedrückt nimmt die Ausgangsspannung V . den oberen Spannungspegel V
ein. Wenn die Wechselspannung ν . unterhalb des Nullspannungspegels der Wechselspannung liegt, dann liegt die Eingangsspannung
Vin unterhalb des Schaltlogik-Schwellspannungswertes
V.. Das Ausgangssignal des Logiktores 24 hat daher den Logikzustand NIEDRIG oder die Spannung V_L des
niedrigeren Pegels. Auf diese Weise wird ein digitales Taktsignal 25 der Frequenz f aus einem sinusförmigen Ein-
BAD ORIGINAL
gangssignal v . gleicher Frequenz erzeugt.
Die digitale Vergleichsschaltung mit dem kurzgeschlossenen
Inverter gemäß Fig. 1 kann jedoch nicht verwendet werden, wenn ein Vergleich eines analogen Spannungssignals
mit einem Bezugsgleichspannungspegel, der von Null verschieden ist, durchgeführt werden soll. Es werde beispielsweise
angenommen, daß die analoge Eingangsspannung VS mit dem Gleichspannungspegel des Signals V „ von beispielsweise
+10 Volt verglichen werden soll und daß ein Vergleich der Gleichspannung VS mit dem Bezugsgleichspannungspegel
+10 Volt mit Hilfe der in Fig. 1A veranschaulichten Dämpfungsschaltung zur Erzeugung eines digitalen
Taktsignals durchgeführt werden soll.
" Wie bereits gesagt wurde, kann der Schaltllogik-Schwellspannungspegel
V einer Digitalschaltung von 0,8 bis 2,0 Volt von Schaltung zu Schaltung schwanken. Es sei angenommen,
daß das Eingangssignal VS gemäß Fig. 1A lediglich mit Hilfe einer Widerstandsschaltung 18 und 19 gedämpft werden
soll, wie veranschaulicht, um den Vergleichspegel von 10 V der mittleren Spannung von 1,4 Volt innerhalb des Unsicherheitsbereichs
von 1,2 Volt entsprechen zu lassen. Dann liegen die Grenzen des Spannungsbereichs, bei dem
Vergleiche möglicherweise durchzuführen sind, am Eingang 21 zwischen 5,7 und 14,3 Volt. Ein solch großer Unsicherheitsbereich
von Spannungen, bei denen ein Vergleich durchzuführen ist, könnte dazu führen, daß am Ausgang des
Tores 24', also am Anschluß 29', kein digitales Taktsignal
erzeugt wird.
Eine weniger als befriedigende Lösung des Problems, einen genauen reproduzierbaren Vergleich einer Analogspannung
mit einer Bezugsgleichspannung durchzuführen, läge in der Verwendung eines einstellbaren Widerstandes für die Dämpfung
des Eingangssignals VS zur Kompensierung des tatsächlichen Wertes des Schwellwertspannungspegels V. für die im einzel-
nen benutzte Digitalschaltung. Eine nach der Justierung auftretende Drift der Schwellenspannung V würde dennoch
zu unsicheren Vergleichen führen.
Gemäß einem Gesichtspunkt der Erfindung lassen sich Unsicherheiten
bei einem genauen Vergleich vermeiden, wenn die Digitalschaltung selbst so ausgebildet ist, daß sie
an einem Ausgang eine Spannung erzeugt, die ein Vielfaches des Logik-Schwellwertspannungspegels V. ist, ohne daß man
von vornherein den tatsächlichen Wert des Schwellwertspannungspegels V kennen müßte. Dann kann ein Widerstandsspannungsteiler
die AusgangsSpannung dämpfen, um einen Vergleichseingang auf den Logik-Schwellwertspan- '
nungspegel V. vorzuspannen. Die analoge Eingangsspannung
und die Bezugsspannung können dann am Vergleichseingang unter Verwendung einer einfachen Widerstandsspannungsteilerschaltung
summiert werden. Wenn die Eingangsspannung die Bezugsspannung übersteigt, dann übersteigt die
Spannung am Vergleichseingang den Schwellwertpegel V , so daß am Anschluß ein logischer "1"-Zustand entsteht,
und wenn die analoge Eingangsspannung unter der Bezugsspannung liegt, dann ist die Spannung am Vergleichseingang
kleiner als der Schwellwertpegel, so daß am Anschluß ein Zustand einer logischen "0" vorliegt.
Bei der in Fig. 2 veranschaulichten Ausführungsform der
Erfindung ist eine digitale Steuerschaltung 30, in diesem Falle ein Mikroprozessor, vorgesehen, die einen Ausgang
OP, einen Eingang IP und einen Fühleingang SI hat, an dem ein Vergleich einer Analogspannung ν mit einer Be-
SGXi 56
zugsgleichspannung der Größe V ~ durchzuführen ist. Die
digitale Schaltung, also der Mikroprozessor 30, benutzt dann das logische Ergebnis dieses Vergleichs zur Durchführung
einer Operation, wie sie zu Veranschaulichungszwecken mit Bezug auf die Schaltung gemäß Fig. 5 zu beschreiben
sein wird.
BAD ORIGINAL
Die Digitalschaltung 30 erzeugt am Ausgang OP eine impulsbreitenmodulierte
Spannung V , Kurvenform 31, die zwischen einem Pegel V. niedrigerer Spannung und einem Pegel V2
höherer Spannung umschaltet. Bei der Mikroprozessorausführung der Digitalschaltung 30 gemäß Fig. 2 wird eine
impulsbreitenmodulierte Spannung V mit Hilfe eines Programms (software) erzeugt, wenn ein Unterprogramm A ausgeführt
wird, wie es das Flußdiagramm gemäß Fig. 3 zeigt.
Zwischen den Ausgang OP und den Eingang IP ist ein Filter 32 geschaltet, das einen Spannungsteiler aus Widerständen
r1 und r2 und einem Kondensator C aufweist. Die Wider-
stände r1 und r2 haben Werte kr bzw. r. Die Spannung Vnp
wird durch das Teilerverhältnis 1:(1+k) des Filterspannungsteilers herabgeteilt. Diese Spannung wird dann vom
Kondensator C zu einer Gleichspannung am Eingang IP gefiltert, die proportional der mittleren Spannung V
äVCj
der impulsbreitenmodulierten Ausgangsspannung ν_ρ ist.
Um die Spannung V. am Eingang IP zu erhalten, führt der Mikroprozessor 30 das Unterprogramm A während der Ausführung
des Hauptprogramms wiederholtermaßen, wenn auch nicht mit irgendeiner festgelegten periodischen Rate, aus.
Wie das Flußdiagramm gemäß Fig. 3 zeigt, wird das Unterprogramm A an irgendeinem günstigen Unterbrechungspunkt
in die Hauptprogrammschleife L eingefügt, die zur Verarbeitung abgefühlter Information oder anderer Daten benutzt
wird. Nach Ausführung des Unterprogrammes A wird zur Durchführung des restlichen Hauptprogramms wieder in
die Schleife L eingetreten.
Zur Ableitung einer Schaltlogik-Schwellenspannung V am
Eingang IP prüft oder fragt der Mikroprozessor 30 den Eingang IP mit Hilfe einer Interface-Schaltung IF ab, wie
sie generell in Fig. 2 als Feldeffekttransistorschaltung in Sourcegrundschaltung veranschaulicht ist. Wird erstmalig
in das Unterprogramm A eingetreten, so bestimmt es,
: . .". *. J ok Ιό
-14-
ob am Eingang ein hoher Logikzustand "1" oder ein niedrigerer Logikzustand "0" vorliegt. Diese Bestimmung hängt davon
ab; ob die tatsächliche Spannung VTp oberhalb oder
unterhalb der Schwellwertspannung V liegt. 5
Wird festgestellt, daß am Eingang IP ein hoher Logikpegel liegt, dann schaltet das Unterprogramm A den Ausgang auf
einen niedrigen Logikpegel. Wird dagegen festgestellt, daß am Eingang ein niedriger Logikpegel liegt, dann schaltet
das Unterprogramm A den Ausgang auf den hohen Logikpegel. Nach Durchführung dieser Anweisungen wird das Unterprogramm
A verlassen und die Anweisungen des restlichen Hauptprogramms werden ausgeführt.
Eine wiederholte Durchführung des Unterprogramms A gemäß dem Flußdiagramm nach Fig. 3 führt zum Zustand einer negativen
Rückkopplung, in dem die Ausgangsspannung Vnp zum
Eingang IP zurückgeführt wird, um die Spannung VTp gleich
dem Schaltlogik-Schwellwertspannungspegel V. abzuleiten.
Eine wiederholte Durchführung des Unterprogramms A führt dazu, daß die Spannung am Eingang IP auf den Schaltlogik-Schwellwertspannungspegel
V zu konvergiert, weil das Unterprogramm bewirkt, daß die impulsbreitenmodulierte
Ausgangsspannung Vnp in ihrem Tastverhältnis verändert
wird, so daß eine mittlere Ausgangsspannung V\ „^ erzeugt
3. VCJ
wird, die ein Vielfaches (k+1) des Schwellspannungswertes
V, ist, wie er durch das Teilerve:
derstände r1 und r2 bestimmt ist.
derstände r1 und r2 bestimmt ist.
V, ist, wie er durch das Teilerverhältnis 1:(k+1) der Wi-
Sollte die Spannung am Eingang IP über genaue Toleranzgrenzen hinaus von der Schwellwertspannung V. abweichen,
dann führt die Durchführung des Unterprogramms A dazu, daß die Ausgangsspannung V p denjenigen Logikzustand,
HOCH oder NIEDRIG, also denjenigen Spannungspegel V1 oder
V2, welcher der Abweichung entgegengesetzt ist. Diese
Tendenz Abweichungen entgegenzuwirken, führt zur notwendigen Modulation des Tastverhältnisses der Impulse VQp, die
-15-
erforderlich ist, um den Mittelwert der Spannung VQp auf
einem Vielfachen des Schwellwertspannungspegels Vfc zu halten.
Obgleich das Tastverhältnis der Spannung V durch den
tatsächlichen Schwellwertspannungspegel Vfc und das Teilerverhältnis
des Filters 32 bestimmt wird, wird die Wiederholrate oder Periode eines Zyklus der impulsbreitenmodulierten
Spannung V durch die RC-Zeitkonstante des FiI-ters 32, durch die Häufigkeit der Wiederholung des Unterprogrammes
A und durch die Systemtoleranzen bestimmt, die von Einflußgrößen wie der Genauigkeit der Werte der Filterkomponenten
und Einflüssen elektrischer Störungen (Rauschen) abhängen.
Es wurde bereits gesagt, daß das in Fig. 3 als Flußdiagramm veranschaulichte Unterprogramm A nicht mit einer
streng periodischen Rate ausgeführt werden muß. Das Unterprogramm
muß seine Funktion genügend oft ausführen, damit das Tiefpaßfilter 32 die Spannung V1p soweit glättet, daß
sie innerhalb der für den erzeugten Wert V gewünschten Toleranzen liegt.
Ist die Spannung am Anschluß OP ein Vielfaches des logisehen
Schwellwertspannungspegels, dann kann die Digitalschaltung 30 als Vergleichsschaltung für eine analoge
Spannung mit einer Bezugsgleichspannung V ^ benutzt werden. Der Vergleichseingang SI, an dem der logische Vergleich
vorgenommen wird, muß erst auf den Schaltlogik-Schwellwertspannungspegel
V, vorgespannt werden.
Zur Herstellung dieser Vorspannung wird eine Widerstandssummierschaltung
mit Widerständen r3, r4, r5 zwischen den Ausgang OP und den Fühleingang SI geschaltet. An diesem
Eingang SI wird auch ein Filterkondensator C, angekoppelt, damit man eine gefilterte Gleichspannung erhält. Durch geeignete
Bemessung der Widerstände r3 bis r5 untereinander
und im Hinblick auf die Widerstände r1 und r2 wird die
Spannung VQp durch dasselbe Spannungsteilerverhältnis
1:(k+1) dividiert, welches durch die Spannungsteilerwiderstände r1 und r2 bestimmt ist. Auf diese Weise wird auch
die Mittelwertspannung V der impulsbreitenmodulierten
i avg
Spannung VQp vom Wert (k+1) V. am Anschluß OP auf den
Wert V. am Anschluß SI herabgeteilt. Auf diese Weise wird die Vorspannung des Vergleichseingangs SI auf den Schaltlogik-Schwellwertspannungspegel
V. bewirkt.
Die an einem Anschluß 33 erzeugte Fühleingangsspannung
ν und die Vergleichsbezugsgleichspannung der Größe V f, die am Anschluß 34 entsteht, werden dem Vergleichseingang SI über jeweils die Widerstände r4 und r5 der
Summierschaltung r3 bis r5 zugeführt. Die Spannungen und -Vf werden durch das Verhältnis 1:(k+1) heruntergeteilt.
Damit ist die kombinierte Spannung am Fühleingang SI gleich
VSI = l>sense " V ref>/(k+1)] +
SI = l>sense V ref>/(k+1)] + V
20
Liegt die analoge Fühlspannung ν oberhalb der Bezugsspannung Vf, dann führt ein Abfragen des Logikschaltzustandes
am Vergleichseingang SI durch den Mikroprozessor 30 mit Hilfe der Interface-Schaltung IF zu der Feststellung,
daß am Eingang ein hoher Logikzustand vorliegt, und wenn die analoge Fühlspannung v___„ unter der Bezugsspannung
V _ liegt, dann führt ein Abfragen zu der Feststellung, daß am Eingang SI der andere, also niedrige Logikschaltzustand
herrscht.
Es sei darauf hingewiesen, daß durch die Verwendung der erfindungsgemäßen
Anordnung nach Fig. 2 eine Digitalschaltung, nämlich der Mikroprozessor 30, einen Vergleich einer
Analogspannung mit einer Bezugsgleichspannung durchführt, um eine logische Feststellung ohne Verwendung analoger Vergleichsschaltungen
oder Operationsverstärkern getroffen wird, und ohne daß von vornherein der tatsächliche Schalt-
BAD ORIGINAL
logik-Schwellspannungspegel V. bekannt ist.
Ist erst einmal eine logische Entscheidung durch den Vergleich am Eingang SI getroffen worden, dann verarbeitet
der Mikroprozessor 30 diese Information in der Weise, wie sie im Flußdiagramm nach den Fig. 3und 3A für den allgemeinen
Fall veranschaulicht ist. An einer passenden Stelle innerhalb des Hauptprogramms, entweder vor Ausführung
des Unterprogramms A oder, wie Fig. 3 zeigt, nach Durchführung des Unterprogramms A, veranlaßt das Hauptprogramm
die Durchführung eines Unterprogramms B, welches die Information über den Vergleich von ν mit einer Bezugsgleichspannung
V ^ verarbeitet.
Der Algorithmus des Programms B ist"der folgende. Beim
Eintreten in das Unterprogramm B erhält der Mikroprozessor die Anweisung, den Logikzustand des Vergleichseingangs
SI einzugeben. Der Zustand am Eingang SI wird dann abgefragt oder geprüft. Handelt es sich um einen hohen
Zustand, oder um eine logische "1", dann wird der Befehlssatz X ausgeführt, um eine Operation vorzunehmen. Hat der
Eingang SI den niedrigen Logikpegel, oder'den Logikzustand "0", dann wird der Befehlssatz Y ausgeführt, um eine
andere Operation vorzunehmen. Das Unterprogramm B wird dann verlassen, und der Rest des Hauptprogramms wird ausgeführt.
Fig. 4 veranschaulicht eine nicht auf Mikroprozessorbasis arbeitende digitale Steuerschaltung 530 gemäß der Erfindung.
Teile, die in den Fig. 2 und 4 in gleicher Weise bezeichnet sind, arbeiten auch ähnlich oder bezeichnen
gleiche Größen oder Elemente. Zur Vorspannung des Eingangs IP nach Fig. 4 auf den Schaltlogik-Schwellwertspannungspegel
V. wird der Logikschaltzustand am Eingang wiederholt mit Hilfe eines Tores 513 und dem C,D-Eingangsteil
eines Datenflipflops 512 überprüft. Der Eingang des Tores 513 ist mit dem Anschluß IP verbunden, und der Aus-
gang ist mit dem D-Eingang des Flipflops 512 verbunden. Ist die Spannung am Eingang IP größer als der Logik-Schwellwertspannungspegel
V , dann wird zum D-Eingang des Flipflops 512 eine logische "1" übertragen. Ist die Spannung
am Eingang IP kleiner als der logische Schwellwertspannungspegel V., dann gelangt zum Eingang D eine logische
"0".
Der Q-Ausgang des Flipflops 512 ist an einen Eingang OP der Steuerschaltung 530 angeschlossen. Zur wiederholten
Überprüfung des Logikzustandes am Eingang IP liefert ein Taktgeber 511 einen Taktimpuls an den C-Eingang des Flipflops 512. Bei jedem Taktimpuls hängt das Ausgangssignal
Q vom logischen Schaltzustand und damit der Spannung am Eingang IP ab.
Herrscht am Eingang IP ein Logikzustand "1", liegt also
die Spannung am Eingang IP oberhalb des Logik-Schwellspannungspegels
V., dann liegt am Ausgang Q ein niedriges Signal, also es herrscht der Logikzustand "0". Liegt am
Eingang IP der Logikzustand "0", dann herrsch^ am Ausgang Q der Logikzustand "1". Die Spannung OP wird über das
Filter 32 zum Eingang IP zurückgekoppelt. Auf diese Weise entsteht eine impulsbreitenmodulierte Spannung Vp, Kurvenform
531, am Ausgang OP mit einem Mittelwert, der ein Vielfaches, (k+1), des Logik-Schwellwertspannungspegels
V. annimmt.
Zur Durchführung eines logischen Vergleichs der Spannung ν mit einer Bezugsspannung der Größe V £ wird der
Fühleingang SI auf den Schwellwertspannungspegel V. zugeführt, indem der Ausgang OP über einen Widerstand r3 einer
Dämpfungsschaltung r3 bis r5 auf den Eingang SI gekoppelt wird. Durch geeignete Wahl der Widerstände der Dämpfungsschaltung
wird die Spannung Vop herabgeteilt, so daß man
nach Filterung durch den Kondensator C, am Fühleingang SI eine Gleichspannung der Größe V. erhält. Auf diese
BAD ORIGINAL
Weise wird die Fühlspannung ν mit einer Bezugsspannung der Größe V f verglichen, und es entsteht am Ausgang
des Tores 514 eine logische "1", wenn die Spannung vsense oberhalk der Bezugsspannung der Größe V f liegt,
dagegen eine logische "0", wenn die Spannung ν unter-
S6nS6
halb der Bezugsspannung mit der Größe V ~ liegt. Das Ergebnis
dieses logischen Vergleichs wird dann durch den in Fig. 4 mit 515 bezeichneten Logikblock der Regelschaltung
530 weiterverwendet, um eine logische Funktion oder eine Operation durchzuführen, welche die Ergebnisse des am
Eingang SI vorgenommenen Vergleichs berücksichtigt.
Fig. 4 zeigt eine Ausführungsform der Erfindung im Zusam-■
menhang mit der Durchführung der nützlichen Funktion einer automatischen Scharfabstimmung eines Fernsehempfängers.
Gemäß Fig. 5 wird ein Fernseh-HF-Signal für einen ausgewählten Kanal mit auf einem Trägersignal modulierter
Bild- und Toninformation durch eine HF-Stufe 35 selektiert, Das Ausgangssignal der HF-Stufe 35 wird einem Frequenzumsetzer
oder Mischer 36 zugeführt, welcher die von der HF-Stufe 35 selektierten HF-Signale mit einem von einem
Geräteoszillator 41 erzeugten Oszillatorsignal überlagert, um die im HF-Signal enthaltene Information in ein
moduliertes Zwischenfrequenzsignal umzusetzen. Das Zwischenfrequenzsignal wird von einem ZF-Verstärker 37 verstärkt,
und das Ausgangssignal des ZF-Verstärkers 37 wird über verschiedene Signalleitungen 51 bis 54 zur Verarbeitung
durch weitere Stufen des Fernsehempfängers, wie die Ton-, Bild-, Synchronisier- und Verstärkungsregelstufen,
weitergeleitet.
Ein Ausgang des ZF-Verstärkers 37 führt auch über eine Signalleitung 55 zu einer Diskriminatorschaltung AFT 38
für eine übliche automatische Scharfabstimmung, wozu auf einer Leitung 40 eine Scharfabstimmspannung V _ erzeugt
wird, welche durch die Kurve 39 in Fig. 5 veranschaulicht ist. Die Spannung V„_ wird in der noch zu beschreibenden
Weise zur automatischen Scharfabstimmung der Bildträger-ZF benutzt, die normalerweise die Frequenz fQ hat.
Die HF-Stufe 35 und der Geräteoszillator 41 werden durch eine Frequenzsynthese-PLL-Schleife 50 gesteuert. Der Betrieb
dieser PLL-Schleife 50 richtet sich nach Einfluß- ' größen wie Kanalwahl und automatischer Scharfabstimmung
durch einen Mikroprozessor 130. Die Betriebsweise der Frequenzsynthese-PLL-Schleife 50 und die Programmausführung,
Steuerung sowie Entscheidungsfindungsfunktionen des Mikroprozessors 130 sind bekannt und beispielsweise
im Aufsatz "A Microcomputer Controlled Frequency
Synchtesizer for TV" von T. Rzeszewski u.a. in den IEEE Transactions on Consumer Electronics, Band CE-24, Nr. 2,
vom Mai 1978, Seiten 145-153 und im'US-Patent 4 302 778
(Erfinder A. Tanaka, Titel "AFT-Wide Automatic Frequency Control System and Method") beschrieben.
Die PLL-Schleife 50 enthält einen Kristalloszillator 57 zur Erzeugung eines Signals stabiler Bezugsfrequenz. Das
Ausgangssignal des Kristalloszillators 57 wird auf eine niedrigere Bezugsfrequenz mit Hilfe eines Bezugsteilers
58 heruntergeteilt und dann einem Eingang einer Phasenvergleichsschaltung 59 zugeführt.
Das Geräteoszillatorsignal, entweder ein VHF-Signal auf
einer Signalleitung V oder ein UHF-Signal auf einer Signal leitung U, je nach dem gewählten Band, wird einem Vorteiler
42 zur festen Frequenzteilung und dann einem programmierbaren Geräteosζillatorteiler 56 zur Vornahme der
restlichen Frequenzteilung zugeführt, welche die Phasenvergleichsschaltung 59 benötigt zum Vergleich des herabgeteilten
Geräteoszillatorsignals mit dem herabgeteilten Bezugssignal .
Wenn das herabgeteilte Signal vom Geräteoszillator 41 die gleiche Frequenz wie das herabgeteilte Signal vom
BAD ORIGINAL
-21-
Kristalloszillator 57 hat, dann ist das Ausgangssignal der Phasenvergleichsschaltung 59 Null, wobei Auswirkungen
irgendwelcher statischer Phasenfehler vernachlässigt sind. Unterscheiden sich die beiden herabgeteilten Signale in
der Frequenz, dann erzeugt die Phasenvergleichsschaltung 59 ein Fehlersignal in Form sich ändernder Impulse, welches
dann von einem Filter 44 tiefpaßgefiltert wird und als Abstimmgleichspannung dem Geräteoszillator 41 zur Veränderung
von dessen Frequenz im Sinne einer Angleichung der beiden herabgeteilten Signale zugeführt wird.
Die Frequenzsynthese-Vergleichsschaltung 43 wird in ihrem Betrieb durch digitale Signale gesteuert, die auf einer
Signalleitung 61 vorliegen und vom Mikroprozessor 130 geliefert werden. Der Mikroprozessor 130 erhält auf der
Datenleitung 64 Fühleingangssignale, wie etwa Vertikalsynchronsignale,
Verstärkungsregelsignale und Signale von den Bild- und Tonträgerdemodulatoren. All diese Fühleingangssignale
sind als von einem Block 47 erzeugt veranschaulicht. Diese Eingangssignale informieren den Mikroprozessor
über das Vorhandensein eines Trägersignals. Daraufhin steuert der Mikroprozessor 130 das Frequenzsynthese-Abstimmsystem
so, daß es sich genau auf den Träger ab s t immt.
Die Information über die Kanalnummernwahl erhält der Mikroprozessor
von einem Kanalwähler 48 über eine Datenleitung 62. Der Mikroprozessor 130 liefert dann eine Kanalzahlinformation
auf einer Datenleitung 63 an eine Anzeigeeinheit 46 des Fernsehempfängers.
Zur Abstimmung des gewählten Kanals steuert der Mikroprozessor 130 die Frequenzsynthese-Vergleichsschaltung 43
derart, daß die Frequenz des Geräteoszillators 41 auf diejenige des gewählten Kanals gebracht wird. Dies wird
bewirkt durch Veränderung des Zählwertes des Geräteoszillatorteilers 56 oder des Zählstandes des Frequenzteilers
58 oder der Zählstände beider Teiler.
Wegen Einflußgrößen wie eines HF-Trägerfrequenzversatzes, die auftreten können, wenn das HF-Signal von einem Kabelfernsehsystem
geliefert wird, wird eine automatische Feinabstimmung vorgenommen. Um diese durchzuführen, verändert
der Mikroprozessor 130 aufgrund der vom Scharfabstimmdiskriminator
gelieferten Information, die von der Scharfabstimm-Vergleichsschaltung
60 gemäß der Erfindung stammt, den richtigen Teilerzählwert um kleine Beträge, damit das
zu erzeugende Signal eine Zwischenfrequenz hat, die im wesentlichen gleich der nominalen Zwischenfrequenz f„ ist.
Zur Durchführung der automatischen Scharfabstimmregelung
muß der Mikroprozessor aus der in der Scharfabstimmdiskriminatorspannung
V-™, enthaltenen Information bestimmen,
ob der Geräteoszillator 41 so abgestimmt ist, daß er innerhalb eines schmalen Frequenzbereiches des selektierten
ankommenden HF-Signals schwingt. Eine solche schmale Abstimmung wird dadurch angezeigt, daß die Scharfabstimmspannung
einen Wert hat, bei dem die Frequenz innerhalb eines schmalen Frequenzbereiches Af um die nominale Zwischenfrequenz
fQ liegt. Der Mikroprozessor 130 muß auch
bestimmen, in welcher Richtung der Geräteoszillator 41 abgestimmt werden muß, um ihn exakt auf die HF-Trägersignalfrequenz
des gewählten Kanals zu bringen.
Um diese Entscheidungen vorzunehmen, führt der Mikroprozessor 130 an jedem der drei Fühleingänge AFT1 bis
AFT3 einen Vergleich der analogen Diskriminatorspannung VAFT mit der geeigneten der drei Bezugsspannungen, welche
die Größen V^, V, und Vß haben, durch. Die Spannung V„
stellt die Diskriminatorspannung am unteren Ende des Frequenzbereichs Af dar, die Spannung V_ die Diskriminatorspannung
am oberen Ende des Frequenzbereichs und die Spannung V, die Diskriminatorspannung für die Soll-Zwischenfrequenz
fß, wie dies alles durch die Kurve 39 veranschaulicht
ist.
BAD ORIGINAL
Λ
O β ··
-23-
Zur Durchführung eines Vergleichs der Analogspannung mit der Bezugsgleichspannung wird jeder der Eingänge AFT1
bis AFT3 auf den Schaltlogik-Schwellwertspannungspegel Vfc
des Mikroprozessors 130 vorgespannt. Zur Erzeugung der logischen Schwellwertspannung V. wird ein Ausgang OP des
Mikroprozessors 130 mit einem Eingang IP über einen Widerstand r1 der Spannungsteilerwiderstände r1 und r2 gekoppelt.
Mit dem Eingang IP ist auch ein Filterkondensator C gekoppelt. Zur Erzeugung eines logischen Schwellwertspannungspegels
V. am Eingang IP und zur Erzeugung eines Vielfachen davon am Ausgang OP ist der Mikroprozessor
mit einem Unterprogramm programmiert, wie es in Fig. 3 für das als Flußdiagramm dargestellte Unterprogramm A veranschaulicht
ist. Das Unterprogramm A kann an irgendeiner Stelle innerhalb des vom Mikroprozessor 130 gesteuerten
Hauptprogramms eingefügt werden, sofern das Hauptprogramm wiederholt auf diesen Punkt zurückläuft. Ist das für die
Scharfabstimmung benutzte Hauptprogramm ähnlich einem der in dem Aufsatz von Rzeszewski angegebenen Flußdiagramm,
dann liegt ein günstiger Punkt zur Einfügung des Unterprogramms A unmittelbar nach dem Zusammenlaufen der drei
Schleifen L1 bis L3 gemäß Fig. 8 dieses Aufsatzes.
Zur Vorspannung der Vergleichseingänge AFT1 bis AFT3 auf den Schaltlogik-Schwellwertspannungspegel V. wird der Ausgang
OP mit je einem der drei Vergleichseingänge gekoppelt, und zwar über je einen der Widerstände Rt1 bisRt3 einer
Widerstandssummierschaltung mit den Widerständen Rt1 bis Rt3, Rd1 bis Rd3 und Rr1 bis Rr3. Die Scharfabstimm-Diskriminatorspannung
VAF„ wird den drei Vergleichseingängen
über jeweils einen der Widerstände Rd1 bis Rd3 zugeführt. Die jeweils richtigen der Bezugsgleichspannungen der Größe
V , V, und V wird je einem der Vergleichseingänge durch Ankoppeln dieses Eingangs über jeweils einen der Widerstände
Rr1 bis Rr3 mit dem Verbindungspunkt der zwei richtigen Widerstände der Spannungsteilerwiderstände RV1 bis RV4
zugeführt, welche zwischen Spannungsanschlüssen B+ und B-
J J4Z J J
liegen. Zur Filterung der Gleichspannungen an den Anschlüssen AFT1 bis AFT3 sind an diese Filterkondensatoren C, ..
bis C, , gekoppelt.
Durch geeignete Wahl der Werte der Summierungsschaltungswiderstände
im Bezug auf die Werte der Widerstände r1 und r2, ergeben sich die Spannungen V1 bis V3 an den Anschlüssen
AFT1 bis AFT3 nach den Gleichungen
vi = vt + (vAFT - vA)/(k+D.
V2 = Vt + (
V3 = Vt + (
Wählt man beispielsweise k gleich 2, dann ist r1 gleich 2 χ r2. Der Mittelwert der Spannung am Ausgang OP ist
3V. . Sind die Ausgangsimpedanzen der Scharfabstimmstufe
38 und der Be zugs spannungsteilerwiderstände RV1, RV2·, RV3
und RV4 vernachlässigbar, dann können alle Widerstände Rt1 bis Rt3, Rd1 bis Rd3 und Rr1 bis Rr3 gleich groß gewählt
werden. In diesem Fall ist die Spannung V1 beispielsweise V1 = Vt + (vAFT - VA)/3.
Zur Ableitung der Scharfabstimminformation, welche vom
Mikroprozessor 130 zur Steuerung der Scharfabstimmung benutzt wird, die ihrerseits von der Frequenzsynthese-Vergleichsschaltung
43 ausgeführt wird, fragt der Mikroprozessor 130 die Logikschaltzustände an den Scharfabstimm
Fühleingängen AFT1 bis AFT3 ab. Um eine Frequenzfensterinformation
zu erhalten, prüft der Mikroprozessor 130 die Logikschaltzustände der Eingänge AFT1 und AFT3. Liegt
am Eingang AFT3 ein logischer "1"-Zustand vor, weil die Scharfabstimmspannung ν größer als die Bezugsspannung
5 der Größe Vn ist, dann ist der Geräteoszillator 41 zu
niedrig abgestimmt, so daß die Frequenz des Zwischenfrequenzsignals unterhalb des Fensters Af um die Soll-Zwi-
BAD ORIGINAL
-25-
schenfreguenz f« herum liegt. Herrscht am Eingang AFT1 der
logische Zustand "0", dann ist der Geräteoszillator 41 zu hoch abgestimmt.
Ist der Geräteoszillator 41 erst einmal so abgestimmt, daß die Frequenz des Zwischenfrequenzsignals innerhalb des
Fensters Af liegt, dann läßt sich durch Abfragen des Eingangs AFT2 entscheiden, ob der Geräteoszillator 41 leicht
über oder leicht unter die Soll-Frequenz fQ abgestimmt
TO ist. Eine logische "1" am Eingang AFT2 bedeutet eine Abstimmung
unterhalb der Soll-Frequenz, und eine logische "0" am Eingang AFT2 bedeutet eine Abstimmung oberhalb der
Nominalfrequenz fQ. Der Mikroprozessor 130 veranlaßt dann
die Frequenzsynthese-Vergleichsschaltung 43 zu einer Veränderung der Frequenz des Geräteoszillators 41 im Sinne
einer Mittenabstimmung.
Claims (13)
- DR. DIETE*R*V*BEZOLD*DIPL. ING. PETER SCHÜTZ DIPL. ING. WOLFGANG HEUSLERMAR1A-THERESIA-STRASSE 22 POSTFACH 86 02 60D-8OOO MUENCHEN 86RCA 77522 Sch/Vu
U.S. Ser. No. 444,165
vom 24. November 1982RCA Corporation, New York, N.Y. (V.St.A.)Patentansprüche■O■ 1J/ Anordnung zur Erzeugung einer Spannung an einem
Anschluß einer digitalen Steuerschaltung, wobei die Spannung ein Maß für einen in der von der Steuerschaltung benutzten Digitalschaltung auftretenden logischen Schwellwert spannungspege 1 für das Umschalten von einem logischen Schaltzustand in einen anderen logischen Schaltzustand
ist, dadurch gekennzeichnet, daßdie Anordnung eine Logikschaltung (30,530,130) mit einem
ersten Eingang (IP) und einem Ausgang (OP), zur Überprüfung des logischen Schaltzustandes am Eingang (IP) und entsprechend dieser Überprüfung Umschalten des Zustandes
am Ausgang (OP) auf den entgegengesetzten Zustand, wie er am Eingang (IP) herrscht, und daß die Anordnung fernereiner Einrichtung (32,c1,r2,Ca) zur Ableitung einer Spannung am Eingang als Maß für den Mittelwert der am AusgangBAD ORIGINAL(OP) entstehenden Spannung enthält, wobei dieser Mittelwert den logischen Schwellwertspannungspegel (Vt) darstellt. - 2) Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung (32) zur Ableitung der den Mittelwert darstellenden Spannung einen Spannungsteiler (r1,r2), der mit einem ersten Anschluß an den Ausgang (OP) und mit einem zweiten Anschluß an den Eingang gekoppelt ist, sowie einen mit dem Eingang (IP) gekoppelten Filterkondensator (Ca) enthält.
- 3) Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannung am Ausgang (OP) eine impulsbreitenmodulierte Spannung umfaßt, deren Mittelwert proportional dem logischen Schwellwertspannungspegel ist.
- 4) Anordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß mit dem Eingang (IP) und dem Ausgang (OP) ein Spannungsteiler (r1,r2) gekoppelt ist, dessen Teilerverhältnis (1/[r+1]) das Tastverhältnis der impulsmodulierten Spannung bestimmt.
- 5) Anordnung nach Anspruch 1 in einer digitalen Vergleichsschaltung für eine analoge Größe, dadurch gekennzeichnet, daß die Logikschaltung einen zweiten Eingang (S-I,AFT 1 ,AFT2,AFT3) aufweist, mit dem der Ausgang (OP) zur Vorspannung des zweiten Eingangs (SI) auf eine Spannung gekoppelt ist, die den logischen Schwellwertspannungspegel (Vt) darstellt, daß zur Ableitung einer analogen Fühlspannung mit dem zweiten Eingang (SI) eine Einrichtung (r3,r5, Cb) derart gekoppelt ist, daß dann, wenn die analoge Fühlspannung außerhalb eines vorgegebenen Spannungspegels liegt, die Spannung am zweiten Eingang (SI) die Vorspannung an diesem Eingang übersteigt zur Feststellung, daß am zweiten Eingang (SI) ein erster logischer Schaltzustand vorliegt.BAD ORIGINAL
- 6) Anordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß mit dem ersten Eingang (IP) und dem Ausgang (OP) ein Widerstandsspannungsteiler (r1,r2) mit einem Teilerverhältnis von 1:(k+1) gekoppelt ist, wobei k so gewählt ist, daß der Mittelwert der Spannung am Ausgang (OP) den Wert (k+1)V. annimmt, wobei V, der logische Schwellwertspannungspegel ist.
- 7) Anordnung nach Anspruch 5, gekennzeichnet durcheine Schaltung zur Ableitung einer Bezugsspannung, wobei der Ausgang (OP), die die analoge Fühlspannung erzeugende Einrichtung (r3,r5,Cb) und die die Bezugsspannung erzeugende Schaltung mit dem zweiten Eingang (SI) über entsprechende Widerstände (r3,r4) gekoppelt sind, die so bemessen sind, daß am zweiten Eingang eine Spannung der Größe erzeugt wirdVt + <vsense " Vref>'(k+1>'wobei ν die analoge Fühlspannung und V - die Bezugsspannung sind.
- 8) Anordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die am Ausgang (OP) erzeugte Spannung eine impulsbreitenmodulierte Spannung (31) mit einem Tastverhältnis ist, bei dem ihr Mittelwert gleich (k+1)V ist.
- 9) Anordnung nach Anspruch 5 in einem automatischen Scharfabstimmsystem für einen Fernsehempfänger unter Verwendung der Anordnung gemäß Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet , daß eine Hochfrequenzstufe (35) zur Lieferung eines Fernseh-HF-Signals mit einem mit Bildinformation modulierten Bildträger, ein spannungsgesteuerter Geräteoszillator (41) zur Erzeugung eines Geräteoszillatorsignals, eine Mischstufe (36) zur Erzeugung eines Zwischenfrequenzsignals durch Überlagerung des HF-Signals mit dem Oszillatorsignal, wobei im Zwischenfrequenzsignalein mit der Bildinformation modulierter Bildträger enthalten ist, eine Schaltung (43) , die in Abhängigkeit von der digitalen Steuerschaltung (130) die Frequenz des Geräteoszillators (41) regelt, und eine Diskriminatorschaltung (38) für die automatische Scharfabstimmung zur Erzeugung der analogen Fühlspannung (VAFT) als Scharfabstimmspannung, welche die Abweichung der Ist-Bildträgerfrequenz des Zwischenfrequenzsignals von seinem Nominalwert darstellt, vorgesehen sind, und daß die Logikschaltung (130) den logischen Schaltzustand am zweiten Eingang (AFT1,AFT2, AFT3) zur Beeinflussung der Betriebsweise des Reglers (43) für die Geräteoszillatorfrequenz im Sinne einer Verringerung dieser Abweichung überprüft.
- 10) Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die digitale Steuerschaltung einen Mikroprozessor (30,530,130) aufweist, der so programmiert ist, daß er den logischen Schaltzustand am Eingang (IP) wiederholtermaßen überprüft und aufgrund dieser überprüfung den Zustand am Ausgang (OP) auf denjenigen Zustand schaltet, der dem Zustand am Eingang entgegengesetzt ist.
- 11) Anordnung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß eine Einrichtung (38) zur Ableitung einer analogen Fühlspannung, eine Einrichtung zur Ableitung einer Bezugsspannung (RV1,RV2,RV3) und ein mit dem Ausgang (OP) gekoppelter zweiter Eingang (AFT1,AFT2,AFT3), der durch die am Ausgang (OP) entstehende Spannung auf den logischen Schwellwertspannungspegel (Vt) vorgespannt wird, vorgesehen sind, daß der zweite Eingang mit der die analoge Fühlspannung erzeugenden Einrichtung und mit der die Bezugsspannung erzeugenden Einrichtung gekoppelt ist, derart, daß dann, wenn die analoge Fühlspannung oberhalb der Bezugsspannung liegt, durch eine Abfragung des logischen Schaltzustandes am zweiten Eingang (AFT1,AFT2,AFT3) durch den Mikroprozessor bestimmt wird, daß am zweiten Eingang ein ersterBAD ORIGINALΙ logischer Schaltzustand herrscht, bzw., wenn die analoge Fühlspannung unterhalb des Bezugsspannungspegels liegt, bestimmt wird, daß am zweiten Eingang der andere logische Schaltzustand vorliegt.
- 12) Anordnung nach Anspruch 11 für ein Scharfabstimmsystem eines Fernsehempfängers, dadurch gekennzeichnet , daß eine Hochfrequenzstufe (35) zur Lieferung eines Fernseh-HF-Signals mit einemTO mit Bildinformation modulierten Bildträger, ein spannungssteuerbarer Geräteoszillator (41) zur Erzeugung eines Geräteoszillator signals, ein Mischer (36) zur Erzeugung .eines Zwischenfrequenzsignals durch Überlagerung des Geräteoszillatorsignals mit dem Hochfrequenzsignal, wobei das Zwischenfrequenzsignal einen mit der Bildinformation modulierten Bildträger enthält, eine Schaltung (43), die unter Steuerung durch die digitale Steuerschaltung die Frequenz des Geräteoszillators regelt, und eine Diskriminatorschaltung (38) für die automatische Scharfabstimmung zur Erzeugung der analogen Fühlspannung als automatische Scharfabstimmspannung vorgesehen sind, welche Abweichungen der Ist-Frequenz des Bildträgers im Zwischenfrequenzsignal von seinem Sollwert darstellt, und daß der Mikroprozessor (130) den logischen Schaltzustand am zweiten Eingang (AFT1, AFT2,AFT3) prüft zur Steuerung des Betriebs der Steuerschaltung (43) für die Geräteoszillatorfrequenz im Sinne einer Verringerung der Abweichung.
- 13) Anordnung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durcheine ein Filter enthaltende Einrichtung, die mit dem Ausgang (OP) und dem Eingang (IP) gekoppelt ist, um am Eingang die den Mittelwert der am Ausgang (OP) entstehenden Spannung darstellende Spannung zu erzeugen, daß ferner eine Einrichtung (30,530,130) zur wiederholten Überprüfung des logischen Schaltzustandes am Eingang (IP) , eine in Abhängigkeit von dieser Überprüfung den Schaltzustand amAusgang (OP) auf denjenigen Zustand umschaltende Einrichtung (30,530,130), der dem Zustand am Eingang (IP) entgegengesetzt ist, um am Ausgang (OP) eine Spannung zu erzeugen, deren Mittelwert ein Vielfaches des logischen Schwellwertspannungspegels darstellt, um das Filter am Eingang (IP) eine Spannung erzeugen zu lassen, die im wesentlichen gleich dem logischen Schwellwertspannungspegel ist.BAD ORIGINAL
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US06/444,165 US4503465A (en) | 1982-11-24 | 1982-11-24 | Analog signal comparator using digital circuitry |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE3342334A1 true DE3342334A1 (de) | 1984-05-24 |
DE3342334C2 DE3342334C2 (de) | 1989-09-07 |
Family
ID=23763766
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19833342334 Granted DE3342334A1 (de) | 1982-11-24 | 1983-11-23 | Analogsignalvergleichsschaltung unter verwendung einer digitalen schaltung |
Country Status (13)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4503465A (de) |
JP (1) | JPS59107625A (de) |
KR (1) | KR910006515B1 (de) |
AU (1) | AU2146883A (de) |
CA (1) | CA1197573A (de) |
DE (1) | DE3342334A1 (de) |
DK (1) | DK535483A (de) |
ES (1) | ES527343A0 (de) |
FI (1) | FI78584C (de) |
FR (1) | FR2536552B1 (de) |
GB (1) | GB2130832B (de) |
IT (1) | IT1168972B (de) |
SE (1) | SE8306360L (de) |
Families Citing this family (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
FR2596933B1 (fr) * | 1986-04-08 | 1988-06-10 | Radiotechnique Compelec | Dispositif comportant des circuits accordes sur des frequences donnees |
JP3818694B2 (ja) * | 1996-05-15 | 2006-09-06 | ローム株式会社 | テレビジョン信号の受信回路 |
US6046781A (en) * | 1997-01-07 | 2000-04-04 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Automatic fine tuning of TV receiver for receiving both digital and analog TV signals |
US6211803B1 (en) | 1998-11-12 | 2001-04-03 | Logicvision, Inc. | Test circuit and method for measuring switching point voltages and integral non-linearity (INL) of analog to digital converters |
AU2002348846A1 (en) * | 2001-11-26 | 2003-06-10 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Test machine for testing an integrated circuit with a comparator |
Citations (11)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3970773A (en) * | 1975-08-18 | 1976-07-20 | Rca Corporation | Frequency selective circuit for automatic frequency control and sound signals |
DE2651297A1 (de) * | 1975-11-14 | 1977-05-26 | Rca Corp | Abstimmeinrichtung fuer fernsehempfaenger |
US4239994A (en) * | 1978-08-07 | 1980-12-16 | Rca Corporation | Asymmetrically precharged sense amplifier |
US4263555A (en) * | 1979-06-15 | 1981-04-21 | Rca Corporation | Signal detection system |
US4302778A (en) * | 1980-06-30 | 1981-11-24 | Zenith Radio Corporation | AFT-wide automatic frequency control system and method |
US4339727A (en) * | 1978-03-07 | 1982-07-13 | Nippon Electric Co., Ltd. | Waveform converting circuit |
US4358690A (en) * | 1980-07-18 | 1982-11-09 | Teletype Corporation | Digital voltage comparator |
US4397038A (en) * | 1979-03-26 | 1983-08-02 | Matsushita Electric Corporation Of America | Frequency synthesizer tuning system for television receivers |
US4422096A (en) * | 1975-11-14 | 1983-12-20 | Rca Corporation | Television frequency synthesizer for nonstandard frequency carriers |
DE3331609A1 (de) * | 1982-09-01 | 1984-03-01 | RCA Corp., 10020 New York, N.Y. | Waehrend der vertikalruecklaufintervalle arbeitende automatische digitale feinabstimmeinrichtung |
DE3220219C2 (de) * | 1981-06-01 | 1984-08-23 | Rca Corp., New York, N.Y. | Schaltungsanordnung zur Verhinderung eines Blockierens eines automatischen Scharfabstimmsystems |
Family Cites Families (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3806741A (en) * | 1972-05-17 | 1974-04-23 | Standard Microsyst Smc | Self-biasing technique for mos substrate voltage |
GB1462935A (en) * | 1973-06-29 | 1977-01-26 | Ibm | Circuit arrangement |
DE2823696A1 (de) * | 1978-05-31 | 1979-12-06 | Bosch Gmbh Robert | Schaltungsanordnung fuer cmos-logikbausteine |
-
1982
- 1982-11-24 US US06/444,165 patent/US4503465A/en not_active Expired - Lifetime
-
1983
- 1983-11-14 CA CA000441062A patent/CA1197573A/en not_active Expired
- 1983-11-17 AU AU21468/83A patent/AU2146883A/en not_active Abandoned
- 1983-11-17 FI FI834214A patent/FI78584C/fi not_active IP Right Cessation
- 1983-11-17 SE SE8306360A patent/SE8306360L/ not_active Application Discontinuation
- 1983-11-17 ES ES527343A patent/ES527343A0/es active Granted
- 1983-11-22 KR KR1019830005528A patent/KR910006515B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1983-11-22 GB GB08331137A patent/GB2130832B/en not_active Expired
- 1983-11-23 DE DE19833342334 patent/DE3342334A1/de active Granted
- 1983-11-23 IT IT23842/83A patent/IT1168972B/it active
- 1983-11-23 DK DK535483A patent/DK535483A/da not_active Application Discontinuation
- 1983-11-24 FR FR8318758A patent/FR2536552B1/fr not_active Expired
- 1983-11-24 JP JP58219660A patent/JPS59107625A/ja active Granted
Patent Citations (11)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3970773A (en) * | 1975-08-18 | 1976-07-20 | Rca Corporation | Frequency selective circuit for automatic frequency control and sound signals |
DE2651297A1 (de) * | 1975-11-14 | 1977-05-26 | Rca Corp | Abstimmeinrichtung fuer fernsehempfaenger |
US4422096A (en) * | 1975-11-14 | 1983-12-20 | Rca Corporation | Television frequency synthesizer for nonstandard frequency carriers |
US4339727A (en) * | 1978-03-07 | 1982-07-13 | Nippon Electric Co., Ltd. | Waveform converting circuit |
US4239994A (en) * | 1978-08-07 | 1980-12-16 | Rca Corporation | Asymmetrically precharged sense amplifier |
US4397038A (en) * | 1979-03-26 | 1983-08-02 | Matsushita Electric Corporation Of America | Frequency synthesizer tuning system for television receivers |
US4263555A (en) * | 1979-06-15 | 1981-04-21 | Rca Corporation | Signal detection system |
US4302778A (en) * | 1980-06-30 | 1981-11-24 | Zenith Radio Corporation | AFT-wide automatic frequency control system and method |
US4358690A (en) * | 1980-07-18 | 1982-11-09 | Teletype Corporation | Digital voltage comparator |
DE3220219C2 (de) * | 1981-06-01 | 1984-08-23 | Rca Corp., New York, N.Y. | Schaltungsanordnung zur Verhinderung eines Blockierens eines automatischen Scharfabstimmsystems |
DE3331609A1 (de) * | 1982-09-01 | 1984-03-01 | RCA Corp., 10020 New York, N.Y. | Waehrend der vertikalruecklaufintervalle arbeitende automatische digitale feinabstimmeinrichtung |
Non-Patent Citations (2)
Title |
---|
IEEE, Vol.CE-24, No.2, May 1978, S.145-154, "Microcomputer controlled frequency Synthesizer for TV" * |
Memory Data Book and Designers Guide, 1980, S.37 + 38, Section XIII * |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
ES8506951A1 (es) | 1985-07-16 |
DE3342334C2 (de) | 1989-09-07 |
GB8331137D0 (en) | 1983-12-29 |
AU2146883A (en) | 1984-05-31 |
FI834214A (fi) | 1984-05-25 |
SE8306360D0 (sv) | 1983-11-17 |
FI78584B (fi) | 1989-04-28 |
US4503465A (en) | 1985-03-05 |
JPS59107625A (ja) | 1984-06-21 |
IT8323842A0 (it) | 1983-11-23 |
DK535483A (da) | 1984-05-25 |
ES527343A0 (es) | 1985-07-16 |
GB2130832B (en) | 1986-03-05 |
FI78584C (fi) | 1989-08-10 |
IT1168972B (it) | 1987-05-20 |
GB2130832A (en) | 1984-06-06 |
SE8306360L (sv) | 1984-05-25 |
DK535483D0 (da) | 1983-11-23 |
KR840006892A (ko) | 1984-12-03 |
JPH0475686B2 (de) | 1992-12-01 |
CA1197573A (en) | 1985-12-03 |
FR2536552B1 (fr) | 1989-06-02 |
KR910006515B1 (ko) | 1991-08-27 |
FI834214A0 (fi) | 1983-11-17 |
FR2536552A1 (fr) | 1984-05-25 |
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8127 | New person/name/address of the applicant |
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|
D2 | Grant after examination | ||
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