DE3336434C2 - Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer Bezugsspannung - Google Patents

Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer Bezugsspannung

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Abstract

Die erfindungsgemäße Schaltung zur Erzeugung einer Bezugsspannung enthält eine ein Spannungssignal erzeugende Schaltung, einen Differentialverstärker (4) und einen Emitterfolgerkreis (5). Die das Spannungssignal erzeugende Schaltung enthält einen ersten Reihenkreis (Q3, R4, R5) zur Lieferung eines ersten Spannungssignals (Vc), einen zweiten Reihenkreis (Q4, R6) zur Lieferung eines zweiten Spannungssignals (Vd) und eine Konstantstromquelle (IA) zur Steuerung der beiden Reihenkreise. Der Differentialverstärker (4) arbeitet in der Weise, daß er die Pegel der beiden Spannungssignale jeweils gleich groß einstellt, und er steuert den den Emitterfolgerkreis (5) bildenden Transistor (Q9) (an). Der Emitter des den Emitterfolgerkreis bildenden Transistors (Q9) liefert eine Bezugsspannung (VOUT).

Description

und wobei ein erstes Spannungssignal an einem Knotenpunkt (c) zwischen dem ersten und dem zweiten Widerstand (R 4, R 5) und ein zweites Spannungssignal an einen-. Knotccipunkt (d) zwischen dem zweiten NPN-Tranjis'.or (R 4) und dem dritten Widerstand (R 6) erzeugbar sint
— mit einem Differenzverstärker (4) und
— mit einem Emitterfolgerkreis,
dadurch gekennzeichnet,
— daß zwischen die erste Klemme (2) und die Basis des zweiten NPN-Transistors (Q4) eine erste Konstantstromquelle (U) zur Lieferung eines konstanten Stroms zu den Basiselektroden der beiden NPN-Transistoren (Q3, Q4) geschaltet ist,
— daß der Differenzverstärker (4) einen ersten Differenzeingang-PNP-Transistor (QS), der an seiner Basis das erste Spannungssignal abnimmt, einen zweiten Differenzeingang-PNP-Transistor (Q 6), der an seiner Basis das zweite Spannungssignal abnimmt, eine zweite Konstantstromquelle (Ib). die zwischen die erste Klemme und die Emitter des ersten und des zweiten Differenzeingang-PNP-Transistors (Q 5, Q6) geschaltet ist, und eine Stromspiegelschaltung zwischen den Kollektoren des ersten und zweiten Differenzeingang-PNP-Transistors (Q 5, Q 6) und der zweiten Klemme (3) umfaßt, und
— daß der Emitterfolgerkreis (5) einen dritten PNP-Transistor (Q 9) aufweist, der an seiner Kollektor-Emitter-Strecke zwischen die Basiselektroden des ersten und des zweiten NPN-Transistors (Q3, Q 4) und die zweite Klemme (3) geschaltet und an seiner Basis mit dem Ausgang des Differenzverstärkers (4) verbunden ist, um am Emitter des dritten Transistors (Q 9) die
Bezugsspannung (VOut) zu liefern.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromspiegelschaltung einen vierten NPN-Transistor (Q 7), der an seiner Kollektor-Emitter-Strecke zwischen den Kollektor des ersten Differenzeingang-Transistors (Q 5) und die zweite Klemme (3) geschaltet und an seiner Basis mit seinem Kollektor verbunden ist, und einen fünften NPN-Transistor (Q 8), dessen KoIIektor-Emitier-Strecke zwischen den Kollektor des zweiten Differenzeingang-Transistors (Q 6) und die zweite Klemme (3) geschaltet, dessen Basis an die Basis des vierten Transistors angeschlossen und dessen Kollektor mit dem Emitterfolgerkreis (5) verbunden ist, aufweist
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Differenzverstärker weiterhin einen zwischen den Emitter des ersten Differenzeingang-Transistors (Q 5) und die zweite Konstantstromquelle (Ib) geschalteten vierten Widerstand (R 7) sowie einen zwischen den Emitter des zweiten Differenzeingang-Transistors (Q 6) und die zweite Konstantstromquelle (Ib) geschalteten fünften Widerstand (R 8) aufweist.
4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß ein sechster Widerstand (R 9) zwischen dem Emitter des dritten Transistors (Q9) und der Bezugsspannung (Vom) angeordnet ist.
Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer Bezugsspannung nach dem Oberbegriff des Patentanspruches 1 (DE-WO 81/02 348).
Als Bezugsspannungs-Erzeugun^sschaltung wird bei der Herstellung eines bipolaren integrierten Schaltkreises üblicherweise eine sog. Bandabstand-Bezugsspannungsschaltung verwendet. F i g. 1 veranschaulicht in einem Schaltbild das Prinzip einer solchen Bandabstand-Bezugsspannungsschaltung. Die Schaltung nach F i g. 1 umfaßt einen NPN-Transistor Q 1, dessen Kollektor-Emitter-Strecke über Widerstände R 1 und R 2 zwischen Bezugsspannungs- Plus- und -Minusausgangsklemmen geschaltet ist und dessen Basis an den Kollektor angeschlossen i.st, sowie einen NPN-Transistor Q 2, dessen Emitter-Kollektor-Strecke über einen Widerstand R 3 zwischen die Bezugsspannungs-Plus- und -Minusausgangklemmen geschaltet ist, während seine Basis mit dem Kollektor verbunden ist. In Operationsverstärker 1 ist an der invertierenden Eingangsklemme (»—«) mit einem Knotenpunkt a zwischen den Widerständen Ri und /?2, an der nicht-invertierenden Eingangsklemme (» + «) mit einem Knotenpunkt b zwischen dem Widerstand R 3 und dem Kollektor des Transistors Q 2 und an der Ausgangsklemme mit der Bezugsspannungs-Ausgangsklemme (» + «) und einer Verzwei-
6ö gung zwischen den Widerständen R 1 und R 3 verbun-'den.
Der Operationsverstärker 1 gemäß F i g. 1 arbeitet in der Weise, daß die Potentialpegel an den Knotenpunkten a und b gleich groß sind. Wenn die Widerstandswerte der Widerstände R 1 und R 3 gleich groß gewählt sind und die Emitterfläche des Transistors Q1 größer eingestellt ist als die des Transistors Q 2, ist die Basis-Emitter-Spannung V/jE\ des Transistors Q 1 kleiner als die Basis-
Emitter-Spannung Vbe2 des Transistors Q 2, wobei eine Differenzspannung Vbei— VbE\ über dem Widerstand R 2 erscheint Wenn insbesondere VBe2 gleich 0,7 V ist, ■st die Basis-Emitter-Spannung Ybe ι des Transistors Q 1 kleiner als 0,7 V, und an der nicht-invertierenden Eingangsklemme des Operationsverstärkers 1 liegt eine Spannung von 0,7 V an. Wenn das Widerstandswertverhältnis der Widerstände R 1 und R 2 so gewählt ist, daß der Spannungsabfall über den Widerstand R 1 etwa 0,7 V beträgt, erscheint zwischen positiver und negativer Bezugsspannungs-Ausgangsklemme eine Bezugsoder Ausgangsspannung Vout von etwa 1,2 V, weil die Spannungspegel an nicht-invertierender und invertierender Eingangsklemme des Operationsverstärkers 1 gleich groß sind.
Die Schaltung nach F i g. 1 liefert zwar eine Bezugsoder Ausgangsspannung Vourmit kleinem Temperaturkoeffizienten, ist jedoch mit den folgenden Mangeln behaftet: Im Operationsverstärker 1 erfolgen die Schaltvorgänge mit hoher Geschwindigkeit, so daß die Bezugsspannung Vout eine pulsierende Wellenform besitzt, die eine Wechselspannungskomponente enthält. Im Operationsverstärker muß daher ein Kondensator zur Phasenkompensation vorgesehen sein, um ein Schwingen des Operationsverstärkers infolge dieser Wechselspannungskomponente zu verhindern. Die Kapazität dieses Phasenkompensier-Kondensators ist klein, d. h. sie liegt in der Größenordnung von 30 pF. Dieser Kondensator wirft jedoch, wenn er in einem integrierten Schaltkreis ausgebildet wird, ein Problem auf, weil er eine große Fläche auf dem Chip benötigt Dies bedeutet daß dieser Kondensator der Verbesserung der Integrationsdichte entgegensteht
Aus der DE-WO 81/02 348 ist eine Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer Bezugsspannung der eingangs genannten Art bekannt. Bei dieser Schaltungsanordnung kann jedoch die Eingangsspannung relativ hoch sein, so daß keine niedrige Bezugsspannung gewonnen werden kann.
Weiterhin ist aus »Philips Technische Rundschau«, 32. Jahrgang. 1971/72, Nr. 1, Seiten 8,9, ein Differenzverstärker mit einem unsymmetrischen Ausgang bekannt, bei dem zwei PNP-Transistoren über ihre Basis-Elektroden und ihre Emitterelektroden miteinander gekoppelt sind, während die Kollekto-elektroden dieser Transistoren an die Kollektorelektroden von zwei weiteren, emittergekoppelten Transistoren angeschlossen sind. Außerdem sind die Emitter dieser weiteren Transistoren mit einer Stromquelle verbunden.
Die Erfindung geht von der Aufgabe aus, eine einfach aufgebaute Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer temperaturkompensierten Bezugsspannung mit kleinen Spannungswerten zu schaffen.
Diese Aufgabe wird bei einer Schaltungsanordnung nach dem Oberbegriff des Patentanspruches 1 erfindungsgemäß durch die in dessen kennzeichnenden Teil enthaltenen Merkmale gelöst.
Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich aus den Patentansprüchen 2 bis 4.
Bei der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung wird durch die erste Konstantstromquelle und die Verwendung von PNP-Transistoren im Differenzverstärker und im Emitterfolgerkreis auf einfache Weise eine temperaturstabilisierte kleine Bezugsspannung an der ersten und zweiten Klemme gewonnen.
Im folgenden sind bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung im Vergleich zum Stand der Technik anhand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigt
F i g. 1 ein Blockschaltbild einer bisherigen Schaltungsanordnungzur Erzeugung einer Bezugsspannung, F i g. 2 ein Schaltbild einer Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer Bezugsspannung gemäß der Erfindung,
Fig.3 eine graphische Darstellung der Beziehung zwischen der Bezugsspannung und der Temperatur bei der Schaltungsanordnung nach F i g. 2 und
F i g. 4 ein Schaltbild einer anderen Ausführungsform
ίο der Erfindung.
F i g. 1 ist eingangs bereits erläutert worden.
Gemäß F i g. 2 sind zwei Reihenschaltungen zwischen eine positive und eine negative (Potential-)-KIemme 2 bzw. 3 geschaltet die ihrerseits mit einer nicht dargestellten Gleichspannungsquelle verbunden sind. Die erste Reihenschaltung umfaßt einen ersten NPN-Transistor Q 3, einen ersten Widerstand R 4 und einen zweiten Widerstand R 5, die miteinander in Reihe geschaltet sind. Der Kollektor des ersten Transistors ist mit der positiven Klemme 2 verbunden. 'Ce zweite Reihenschaltung umfaßt einen zweiten NPN Transistor Q 4 und einen mit diesem in Reihe geschalteten dritten Widerstand R 6. Der Kollektor des zweiten Transistors Q 4 ist an die Klemme 2 angeschlossen. Erster und zweiter Transis:or Q 3 bzw. QA sind an den Basiselektroden zusammengeschaltet. Eine erste Konstantstromquelle Ia ist zwischen die Basiselektroden der beiden Transistoren und die Klemme 2 geschaltet. Die beiden Reihenschaltungen und die erste Konstantstromquelle U bilden gemeinsam eine ein Spannungssignal erzeugende Schaltungseinrichtung. Ein erstes Spannungssignal Vc wird an einem Knotenpunkt c zwischen den beiden Widerständen /?4 und R 5 erhalten. Ein zweites Spannungssignal Vd ist an einem Knotenpunkt d zwischen dem zweiten Transistor Q 4 und dem dritten Widerstand R 6 abnehmbar. Ein Differenzverstärker 4 umfaßt einen ersten und einen zweiten PNP-Transistor Q 5 bzw. Q 6, eine zweite Konstantstromquelle Ib und eine Stromspiegelschaltung. Die zweite Konstantstromquel-Ie Λ? ist zwischen die Klemme 2 und die Emitter der Transistoren Q 5 und Q 6 geschaltet. Das erste Spannungssignal Vc wird an die Basis des Transistors Q 5 angelegt, während das zweite Spannungssig!;al Vd der Basis des Transistors Q 6 aufgeprägt w:rd. Die Stromspiegelschaltung enthält einen vierten NPN-Transistor Q7, der am Kollektor mit dem Kollektor des Transistors Q 5, am Emitter mit der negativen Klemme 3 und an der Basis mit seinem Kollektor verbunden ist, sowie einen fünften N PN-Transistor Q 8, der am Kollektor mit dem Kollektor des Transistors ζ>6, am Emitter mit der Klemme 3 und an der Basis mit der Basis des vierten Transistors Q 7 verbunden ist. Ein Emitterfolgerkreis 5 ei.thäit einen dritten PNP-Transistor Q9, der am Emitter mit der Basis des zweiten Transistors Q 4, am ICoI-lektor mit der Klemme 3 und an der Basis mit dem Kollektor des Transistors Q 6 verbunden ist. Der Emitter des Transistors C 9 ist an eine Bezugsspannungs-Ausgangsklemme 1Om angeschlossen.
Die Schaltung gemäß Fig.2 arbeitet wie folgt: Die drei Widerstände R4—Rb (Fig.2) besitzen Wider- ;standswerte R 4, R 5 bzw. R 6. Die beideii.Spannungssignale Vcund K/werden als Eingangssignale für den Differenzverstärker 4 benutzt. Die Ströme von erster und zweiter Konstantstruinquells IA und IB sind dabei mit IA bzw. Ib bezeichnet Die Basispotentialpegel von erstem und zweitem Transistor Q 3 und Q 4 sind jeweils gleich groß. Der Differenzverstärker 4 arbeitet in der Weise, daß er die Eingangssignale Vc und Vd gleich groß ein-
stellt. Die Summe aus der Spannung Vsa zwischen Basis und Emitter des Transistors Q 3 und dem Spannungsabfall über dem Widerstand R 4 ist daher der Spannung Vbea zwischen Basis und Emitter des Transistors QA gleich. Demzufolge besteht dabei die folgende Beziehung:
+ (R 5/R 4) · VT ■ lnn
VBEi
R4- I3 = VB,
V0 = Vd
Darin bedeutet: I3 = Kollektorstrom des Transistors Q 3. Es sei angenommen, daß der Basis- oder Masse verstärkungsfaktor λ jedes Transistors Q 3 und Q 4 gleich »1«ist und der Basisstrom der Transistoren Q 5 und Q 6 jeweils »0« beträgt. In diesem Fall ist der über den Widerstand R 5 fließende Strom gleich I3, und er entspricht somit dem Kollektorstrom des Transistors O3: der über den Widerstand R 6 fließende Strom entspricht U und ist dem Kollektorstrom des Transistors Q 4 gleich. Die Pegel der Signale Vc und Vd lassen sich daher durch folgende Gleichungen ausdrücken:
Der zweite Ausdruck an der rechten Seite von Gleichung (i 1) gibt eine Spannung an, die allgemein als Δ Vnn bezeichnet ist und einen positiven Temperaturkoeffizienten besitzt. Die Spannung Vbua besitzt einen negativen Temperaturkoeffizienten. Wenn die Bezugsspannung Vout gleich Vg0 (eine Energiebandabstandsspannung von Silizium bei der Temperatur O0K) gesetzt ist, wird der Temperaturkoeffizient der Bezugsspannung Vout auf ein Mindestmaß verringert, und der Pegel von Vbf/rläßt sich ausdrücken durch
Vom
bf4 + AVBE - V-
R5 ■ I3 RS- I4
Wenn der Widerstandswert R 5 gleich n(n — größer als 1), multipliziert mit dem Widerstandswert R 6, ist, ergibt sich folgende Gleichung:
R5 = n- R6
(5)
Durch Umordnen der Gleichungen (3) bis (5) ergibt sich somit
Λ = (Mn) ■ /4
(6)
In einer aktiven Betriebsart bestimmt sich die Kennlinie eines Transistors durch folgende Diodengleichung: Wenn das Verhältnis der Widerstandswerte R 5 und R 6 und ein Emitterflächenverhältnis der Transistoren 03 und 04 so gewählt werden, daß sie der Gleichung (12) genügen, kann der Temperaturkoeffizient der Bezugsspannung Vout auf eine Mindestgröße verringert werden. Bei der beschriebenen Ausführungsform ist es nicht nötig, eine Phasenkompensier-Kapazität zur Verhinderung einer Schwingung der Schaltung zur Erzeugung der Bezugsspannung Vout vorzusehen. Aufgrund dieses Merkmals eignet sich diese Ausführungsform zur Ausbildung als integrierter Schaltkreis.
Die Le°rlaufverstärkung stellt den wichtigsten Faktor bei der Stabilisierung des Betriebs der Schaltungsanordnung dar. Die Leerlaufverstärkung für eine Wechsel-Spannungskomponente ist das Produkt aus dem Verstärkungsgrad des Differenzverstärkers 4 und dem Verstärkungsgrad des Emitterfolgerkreis 5. Der Verstärkungsgrad C des Differenzverstärkers 4 bestimmt sich durch C = gm ■ r0, wobei gm die Steilheit jedes Transistors Q 5 und Q 6 und ro die Ausgangsimpedanz jedes der Transistoren Q 5 und 06 bedeuten. Die Verstärkung des Emitterfolgerkreises 5 beträgt 1, und der Emitterfolgerkreis 5 trägt somit nicht zur Leerlaufverstärkung des Operationsverstärkers 4 bei. Infolgedessen läßt sich die Leerlaufverstärkung Go gemäß F i g. 2
VBE = V7 ■
darin bedeuten:
(7) durch folgende Gleichung ausdrucken:
Go = gm- ro = (1bI2Vt)- ro
Vr = thermische Spannung (etwa 26 mV bei 300° K) ic = Kollektorstrom
Is = Sperrsättigungsstrom.
Durch Einsetzen von Gleichung (7) in Gleichung (1) ergibt sich:
Vt
= VT
Durch Umordnung der Gleichungen (6) und (8) bezüglich der Ströme /3 und /4 ergibt sich:
/3 = (Un)- I4 = (VtZR 4)- I„n
Die Pegel Vcund Vd der Eingangsstelle Vcund Vd des Differenzverstärkers 4 bestimmen sich nach folgender Gleichung:
Im folgenden ist eine der Schaltung nach Fig.2 entsprechende Versuchsschaltung beschrieben. Dabei betragen die Widerstandswerte R 4, R 5 und R 6 5,9 kQ, 55 kn bzw. 53 kn. Ein nicht dargestellter Widerstand von 75 kn, der als erste Konstantstromquelle Ia dient, ist zwischen die Basiselektroden der Transistoren 03 und Q 4 sowie die positive Eingangsklemme bzw. Plusklemme 2 geschaltet Ein nicht dargestellter Widerstand
(8) von 150 kQ, der als zweite Konstantstromquelle Ib dient, ist zwischen die Emitter der Transistoren 05 und Q^ und die Klemme 2 geschaltet An der Klemme 2 liegt eine Spannung von 2 V an, während an der Klemme 3 eine Spannung von 0 V anliegt Bei dieser Versuchs-
(9) schaltung betragen Ib = 5 μΑ, Vr = 26 mV und ro = 100 ki2, und die Leerlaufverstärkung Go beträgt etwa 9,6. Die Temperaturkennlinie der Bezugsspannung Vout wurde (bei dieser Versuchsschaltung) unter den folgenden Bedingungen gemessen:
Vc
= (R5/R6) ■ V7 ■ l„n
(10)
Der Spannungspegel der Bezugsspannung VOur ist die Summe aus der Basis-Emitter-Spannung Vbea des Transistors 04 und dem Eingangssignal V& und er läßt sich ausdrucken durch
I3= 10 μΑ,
/4 = 100 μΑ,
R5/R6 =n= lOund
Vout = U V.
Die auf diese Weise ermittelte Temperaturkennlinie ist in der graphischen Darstellung von F i g. 3 als Linie 6 dargestellt. Wie ajis Fig.3 hervorgeht, beträgt der Temperaturkoeffizient TC der Kennlinie 6—51 ppm/ 0C, was als ausgezeichnet angesehen werden kann. Außerdern enthält die von der Versuchsschaltung gelieferte Aus^sigsspannung Vout keine Schwingungskomponen te, lincVsie ist sehr stabil.
Die Leerlaufverstärkung Go kann minimiert werden, indem der Stromwert Ig der zweiten Konstantstromquelle Ib auf eine kleine Größe gesetzt wird. Die Steilheit gm der einzelnen Transistoren Q5, Q6 und <?9 kann dadurch klein eingestellt werden, daß Emitterwiderstände RT, RS und R9 auf die in Fig.4 gezeigte Weise in die Emitter dieser Transistoren eingesetzt werden, wodurch die Leerlaufverstärkung Go weiter verkleinert wird.
Hierzu 2 Blatt Zeichnungen
20
25
30
35
50
55
60
65

Claims (1)

Patentansprüche:
1. Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer Bezugsspannung mit:
einer ein Spannungssignal erzeugenden Schaltungseinrichtung
— aus einer ersten Reihenschaltung aus einem ersten NPN-Transistor (Q 3), einem ersten Widerstand (R 4) und einem zweiten Widerstand (R 5), die in Reihe zwischen einer ersten und einer zweiten Klemme (2,3) einer Strom- oder Spannungsquelle geschaltet sind, wobei die eine Seite der Kollektor-Emitter-Strecke des ersten NPN-Transistor (Q 3) an die erste Klemme (2) angeschlossen ist,
— aus einer zweiten Reihenschaltung aus e?nem zweiter· NPN-Transistor (Q 4) und einem dritten Widerstand (R 6). die in Reihe zwischen die erste und die zweite Klemme (2, 3) geschaltet sind, wobei die eine Seite der Kollektor-Emitter-Strecke des zweiten NPN-Transistors (Q 4) an die erste Klemme (2) angeschlossen und die Basis des zweiten NPN-Transistors (Q4) mit der Basis des ersten NPN-Transistors (<?3) verbunden ist,
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