JPS6091425A - 定電圧電源回路 - Google Patents
定電圧電源回路Info
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- JPS6091425A JPS6091425A JP58200260A JP20026083A JPS6091425A JP S6091425 A JPS6091425 A JP S6091425A JP 58200260 A JP58200260 A JP 58200260A JP 20026083 A JP20026083 A JP 20026083A JP S6091425 A JPS6091425 A JP S6091425A
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- JP
- Japan
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- base
- collector
- voltage
- circuit
- power supply
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-
- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F3/00—Non-retroactive systems for regulating electric variables by using an uncontrolled element, or an uncontrolled combination of elements, such element or such combination having self-regulating properties
- G05F3/02—Regulating voltage or current
- G05F3/08—Regulating voltage or current wherein the variable is dc
- G05F3/10—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics
- G05F3/16—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices
- G05F3/20—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations
- G05F3/26—Current mirrors
- G05F3/265—Current mirrors using bipolar transistors only
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- Engineering & Computer Science (AREA)
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- Physics & Mathematics (AREA)
- Nonlinear Science (AREA)
- Electromagnetism (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Radar, Positioning & Navigation (AREA)
- Automation & Control Theory (AREA)
- Control Of Electrical Variables (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
く技術分野〉
本発明ハいわゆるバンドギャップタイプの定電圧電源回
路に関するものである。
路に関するものである。
（１）
〈従来技術〉
第１図に示す従来回路Ｉでは、最低動作電圧を２．０ｖ
以下に下げることができないし、また利得が低いため、
電源電圧変動による出力電圧の変動が大きい。
以下に下げることができないし、また利得が低いため、
電源電圧変動による出力電圧の変動が大きい。
第２図に示す従来回路■では、出力電流が変化したとき
Ｑ５のベース電流がそれに連動して変化し、そのためＱ
ｌ とＱ２のコレクタ電流にアンバランスを生じ、結果
として出力電圧の変化を招く。
Ｑ５のベース電流がそれに連動して変化し、そのためＱ
ｌ とＱ２のコレクタ電流にアンバランスを生じ、結果
として出力電圧の変化を招く。
また両回路１．Ｈともに起動回路を別に必要とする。例
えば従来回路ｌでは、これだけでは起動できず、たとえ
ばＱ３のベースとＧＮＤとの間に高抵抗Ｒ１１を挿入す
る必要がある。また定常状態における動作に悪影響をお
よぼさない様に、起動後は起動回路を切り離さなければ
ならない。第３図はその回路構成例である。
えば従来回路ｌでは、これだけでは起動できず、たとえ
ばＱ３のベースとＧＮＤとの間に高抵抗Ｒ１１を挿入す
る必要がある。また定常状態における動作に悪影響をお
よぼさない様に、起動後は起動回路を切り離さなければ
ならない。第３図はその回路構成例である。
〈発明の目的〉
末完Ｆ３Ａハ、いわゆるバンドギャップタイプにあって
、低い電源電圧（１，７Ｖ程度）まで動作し、且つ電源
電圧変動に対し出力電圧の変化が小さくまた起動専用の
回路を備えることなく簡単な回路構成で実現できる定電
圧電源回路を提供するものである。
、低い電源電圧（１，７Ｖ程度）まで動作し、且つ電源
電圧変動に対し出力電圧の変化が小さくまた起動専用の
回路を備えることなく簡単な回路構成で実現できる定電
圧電源回路を提供するものである。
〈実施例〉
第４図に本発明の一実施例における回路図を示す。
図において、Ｑ、とＱ２ 、 Ｑ３ とＱ４はそれぞれ
ベースを共通に接続したトランジスタで、ＱｌとＱ３の
コレクタ同志、Ｑ２とＱ４のコレクタ同志を接続してい
る。また、Ｑｓはそのベースとコレクタを結線してダイ
オード接続としている。
ベースを共通に接続したトランジスタで、ＱｌとＱ３の
コレクタ同志、Ｑ２とＱ４のコレクタ同志を接続してい
る。また、Ｑｓはそのベースとコレクタを結線してダイ
オード接続としている。
トランジスタＱ３とＱ４のパターンを同一とすると５ベ
ース・エミッタ間電圧が等しいから、１１とＩ２に等し
い電流が流れる。従ってトランジスタＱ１とＱ２は同一
のコレクタ電流か流れる。ここで、Ｑ、のエミッタ面積
はＱ２のそれの１０倍吉すると、Ｑｌのベース・エミッ
タ接合における（３００°Ｋ）において、バンドギヤ・
ツブΔＶ Ｂ Ｅ−２６ｉｎ Ｉ Ｏ−６０（ｍ Ｖ
）（ただし２６＝旦、Ｔ＝３００°Ｋ） だけ低い値となる。
ース・エミッタ間電圧が等しいから、１１とＩ２に等し
い電流が流れる。従ってトランジスタＱ１とＱ２は同一
のコレクタ電流か流れる。ここで、Ｑ、のエミッタ面積
はＱ２のそれの１０倍吉すると、Ｑｌのベース・エミッ
タ接合における（３００°Ｋ）において、バンドギヤ・
ツブΔＶ Ｂ Ｅ−２６ｉｎ Ｉ Ｏ−６０（ｍ Ｖ
）（ただし２６＝旦、Ｔ＝３００°Ｋ） だけ低い値となる。
すると、Ｑｌのコレクタ電流（はとんどエミッタ電流に
等しい）は下式て与えられる。
等しい）は下式て与えられる。
の電流が流れ、Ｒ２の両端の電圧は
０．１２Ｒ２
１
となる。今、上記したＲ１とＲ２の抵抗値の比Ｒ２／Ｒ
１＝５とすると、この電圧は０．６Ｖとなる。
１＝５とすると、この電圧は０．６Ｖとなる。
上記のＲ１は（ｈ とＱ２のエミッタ間に接続された抵
抗、Ｒ２はＱ２のエミッタ（上記Ｒ１とＱ２との接続点
）とＧＮＤ （接地レベル）間に接続された抵抗である
。
抗、Ｒ２はＱ２のエミッタ（上記Ｒ１とＱ２との接続点
）とＧＮＤ （接地レベル）間に接続された抵抗である
。
−４、Ｑ２のベースーエミ・ｙり間型圧は通常のＩＣ内
の電流レベルでは約０．６ｖで与えられる。
の電流レベルでは約０．６ｖで与えられる。
従って、出力電圧Ｖ。ＵＴはＲ２の両端の電圧にＱ２の
ベース−エミッタ間電圧を加えたものになるからこれま
での計算から約１．２ｖの定電圧で出力されることとな
る。
ベース−エミッタ間電圧を加えたものになるからこれま
での計算から約１．２ｖの定電圧で出力されることとな
る。
しかし、この定電圧出力は上記回路において。
１□と１２が等しくなる様に回路全体が／〈ランスを保
つことか必要である。Ｑ５〜Ｑ９のトランジスタはこれ
を行なうもので、特にＱ５．Ｑ６により帰還ループを形
成している。
つことか必要である。Ｑ５〜Ｑ９のトランジスタはこれ
を行なうもので、特にＱ５．Ｑ６により帰還ループを形
成している。
Ｑ２とＱ４のコレクタ接続点にＱ５のベースを接続し、
Ｑ５のコレクタをＱ６のベースに、またＱ６のコレクタ
をＱｌ及びＱ２のベースに接続している。トランジスタ
Ｑｙ −Ｑｓ 、 Ｑ９− ダイオードＤｌ＊ ０２
ｍ抵抗Ｒ５，Ｒ６は周知の定電流回路を構成する。
Ｑ５のコレクタをＱ６のベースに、またＱ６のコレクタ
をＱｌ及びＱ２のベースに接続している。トランジスタ
Ｑｙ −Ｑｓ 、 Ｑ９− ダイオードＤｌ＊ ０２
ｍ抵抗Ｒ５，Ｒ６は周知の定電流回路を構成する。
１１が先にめた様に０．０６／Ｒｔのみの値をとるとき
、１１とＩ２に等しい電流が流れ５回路全体のバランス
が保たれる。
、１１とＩ２に等しい電流が流れ５回路全体のバランス
が保たれる。
１□が０．０６／Ｒ１の値より少ないときには、Ｑｌの
コレクタ電流がＱ２のコレクタ電流よりも多くなる。な
ぜなら、Ｒ１の両端の電圧か６０ｍＶよりも小さいから
である。すると、Ｑ４のコレクタからはＱ２が吸い込む
電流よりも多くの電流が流れ出してくるから、Ｑ５のベ
ース電位は高くなり、Ｑ５のコレクタ電流は減少する。
コレクタ電流がＱ２のコレクタ電流よりも多くなる。な
ぜなら、Ｒ１の両端の電圧か６０ｍＶよりも小さいから
である。すると、Ｑ４のコレクタからはＱ２が吸い込む
電流よりも多くの電流が流れ出してくるから、Ｑ５のベ
ース電位は高くなり、Ｑ５のコレクタ電流は減少する。
すると、Ｑ６のベース電位が低くなり、Ｑ６のコレクタ
電流は減少する。Ｑ７からは一定の電流が流れ出してい
るので、Ｑ６のコレクタ電位、言い換えればＱｌ。
電流は減少する。Ｑ７からは一定の電流が流れ出してい
るので、Ｑ６のコレクタ電位、言い換えればＱｌ。
Ｑ２のベース電位が上り、１１が増加する。
１１が０．０６／Ｒ１の値より多いときは、Ｑｌのコレ
クタ電流がＱ２のコレクタ電流より少ない。
クタ電流がＱ２のコレクタ電流より少ない。
すると、Ｑａのコレクタ電流よりもＱ２のコレクタ電流
の方が多くなり、Ｑ５のベース電位は低くなりＱ５のコ
レクタ電流が増加し、Ｑ６のベース電位が高くなりＱ６
のコレクタ電流は増加し、Ｑｌ、Ｑ２のベース電位は下
り１１は減少する。
の方が多くなり、Ｑ５のベース電位は低くなりＱ５のコ
レクタ電流が増加し、Ｑ６のベース電位が高くなりＱ６
のコレクタ電流は増加し、Ｑｌ、Ｑ２のベース電位は下
り１１は減少する。
以上の様な動作により、Ｉｌは０．０６／Ｒ１に保持さ
れ、出力電圧Ｖ ＯＵＴとして約１，２Ｖの定電圧を得
る。先に説明した様に、出力電圧を導く過程で電源電圧
の項がなく、この出力電圧は電源電圧Ｖｃｃには無関係
である。
れ、出力電圧Ｖ ＯＵＴとして約１，２Ｖの定電圧を得
る。先に説明した様に、出力電圧を導く過程で電源電圧
の項がなく、この出力電圧は電源電圧Ｖｃｃには無関係
である。
なお上記において、Ｑｌ とＱ２のコレクタ電流の不揃
いをできるだけ少なく、また、これに流れるコレクタ電
流とのバランスを吉るため、Ｑ５ ｕＱ３あるいけＱ４
のパターンの２個並列パターンとし、かつＱ５とＱ６の
コレクターベース接続点とＱ６のエミッタ間に接続する
抵抗Ｒ２の値を。
いをできるだけ少なく、また、これに流れるコレクタ電
流とのバランスを吉るため、Ｑ５ ｕＱ３あるいけＱ４
のパターンの２個並列パターンとし、かつＱ５とＱ６の
コレクターベース接続点とＱ６のエミッタ間に接続する
抵抗Ｒ２の値を。
Ｑ５のコレクタ電流がＱｌあるいはＱ２のコレクタ電流
の２倍となる様に設定するのが適当である。
の２倍となる様に設定するのが適当である。
第４図の回路例では１．７ｖの低い電源電圧Ｖｃｃまで
動作可能である。トランジスタのベース・エミッタ間電
圧を０．６Ｖ、出力電圧ｖｏｔｒ’ｒを１．２ｖとする
。トランジスタが線形動作可能な範囲とはベースからコ
レクタへ流れる電流が無視できる様ナレベルにある範囲
と言える。これは一般のＩＣ内のトランジスタにおいて
は、ベース電位がコレクタ電位よりも０．２ｖ程度高い
ところが限界である。
動作可能である。トランジスタのベース・エミッタ間電
圧を０．６Ｖ、出力電圧ｖｏｔｒ’ｒを１．２ｖとする
。トランジスタが線形動作可能な範囲とはベースからコ
レクタへ流れる電流が無視できる様ナレベルにある範囲
と言える。これは一般のＩＣ内のトランジスタにおいて
は、ベース電位がコレクタ電位よりも０．２ｖ程度高い
ところが限界である。
余裕をみて、ベース電位がコレクタ電位より０．１ｖ高
いところとすると、出力電圧が１．２ｖでＱｌ、Ｑ２の
ベース電位も１．２■であるので、Ｑｌ＞５１２．Ｑ２
のコレクタ電位は１．ｌＶの電位分布となる。
いところとすると、出力電圧が１．２ｖでＱｌ、Ｑ２の
ベース電位も１．２■であるので、Ｑｌ＞５１２．Ｑ２
のコレクタ電位は１．ｌＶの電位分布となる。
１、・ＩＡ
、−１・、結局これに、Ｑ３のベースｅエミッタ電圧０
．６ｖあるいはＱ５のベース・エミッタ電圧０．６Ｖを
加えた電圧１．７Ｖが、電源電圧Ｖｃｃとしてトランジ
スタを線形動作させる限界となる。定電流側においても
、Ｄ、のアノードあるいｕＱ９のベースが１．２ｖで、
Ｑ９のコレクタが１．１ｖの電位分布となり、Ｑａのベ
ース・エミッタ電圧０．６Ｖを加えて１．７ｖの電源電
圧Ｖｃｃが算出される。
．６ｖあるいはＱ５のベース・エミッタ電圧０．６Ｖを
加えた電圧１．７Ｖが、電源電圧Ｖｃｃとしてトランジ
スタを線形動作させる限界となる。定電流側においても
、Ｄ、のアノードあるいｕＱ９のベースが１．２ｖで、
Ｑ９のコレクタが１．１ｖの電位分布となり、Ｑａのベ
ース・エミッタ電圧０．６Ｖを加えて１．７ｖの電源電
圧Ｖｃｃが算出される。
第１図の従来回路ＩでＬ／ｉ、Ｑ５のエミッタからＱ４
のエミッタにいたる電圧経路（最も大きい値となる）が
動作電源電圧の下限を決める。出力電圧Ｖ ＯＵＴを同
じ１．２ｖとすると、Ｑ５のベース・エミッタ電圧０．
６Ｖ、Ｑ、はほとんど飽和状態となりその飽和電圧０．
２ｖを加えると、２．ＯＶの下限動作電源電圧にしかな
らない。ちなみに、電源電圧Ｖｃｃが２．０７時の電位
分布は第１図に図示したとおりである。
のエミッタにいたる電圧経路（最も大きい値となる）が
動作電源電圧の下限を決める。出力電圧Ｖ ＯＵＴを同
じ１．２ｖとすると、Ｑ５のベース・エミッタ電圧０．
６Ｖ、Ｑ、はほとんど飽和状態となりその飽和電圧０．
２ｖを加えると、２．ＯＶの下限動作電源電圧にしかな
らない。ちなみに、電源電圧Ｖｃｃが２．０７時の電位
分布は第１図に図示したとおりである。
ところで前述したように、出力電圧ＶＯＵＴは論理的に
は電源電圧Ｖｃｃに無関係である。しかしＱ５ （帰還
ループ形成）はいわゆるエミッタホロワで、電圧利得は
ｌである。また従来回路Ｉの電源電圧変動については、
上記の利得が低い他に次のような問題点がある。
は電源電圧Ｖｃｃに無関係である。しかしＱ５ （帰還
ループ形成）はいわゆるエミッタホロワで、電圧利得は
ｌである。また従来回路Ｉの電源電圧変動については、
上記の利得が低い他に次のような問題点がある。
バンドギャップタイプの定電圧電源回路において、これ
まで述べてきた様に１１と１２が等しくなることを前提
としている。これをささえる回路がＱ３とＱ４からなる
いわゆるカレントミラー回路である。これは原理的には
同一の電流を流す回路であるか、現実の回路では誤差が
あり、この誤差の原因の一つがトランジスタの出力抵抗
である。
まで述べてきた様に１１と１２が等しくなることを前提
としている。これをささえる回路がＱ３とＱ４からなる
いわゆるカレントミラー回路である。これは原理的には
同一の電流を流す回路であるか、現実の回路では誤差が
あり、この誤差の原因の一つがトランジスタの出力抵抗
である。
これはベース−エミッタ間電圧が一定であってもコレク
タ・エミッタ間電圧によってコレクタ電流が変わるとい
うことである。これは物性論的にはベース幅変調と呼ば
れるもので、実効的なベース幅が変化することによる。
タ・エミッタ間電圧によってコレクタ電流が変わるとい
うことである。これは物性論的にはベース幅変調と呼ば
れるもので、実効的なベース幅が変化することによる。
第１図の従来回路ｒｉこおいて１通常の電源電圧ｖｃｃ
においてけＱ３のコレクタ・エミッタ間電圧よりもＱ４
のコレクタ・エミッタ間電圧の方が高いので、Ｑ３のコ
レクタ電流よりもＱ４のコレクタ電流の方が多くなり、
この傾向は電源電圧Ｖｃｃが高くなる程著しくなる。
においてけＱ３のコレクタ・エミッタ間電圧よりもＱ４
のコレクタ・エミッタ間電圧の方が高いので、Ｑ３のコ
レクタ電流よりもＱ４のコレクタ電流の方が多くなり、
この傾向は電源電圧Ｖｃｃが高くなる程著しくなる。
これに対して、第４図の本発明における回路例では、Ｑ
５．Ｑ６よりなるエミッタ接地増幅回路があり、利得は
高い。またＱ３とＱ４のコレクターエミッタ間はＱ５の
接続により、いずれもベース・エミッタ間電圧に等しく
、電源電圧Ｖｃｃに影響されない。
５．Ｑ６よりなるエミッタ接地増幅回路があり、利得は
高い。またＱ３とＱ４のコレクターエミッタ間はＱ５の
接続により、いずれもベース・エミッタ間電圧に等しく
、電源電圧Ｖｃｃに影響されない。
なおＱ６のエミッタに接続した抵抗Ｒ４は利得が上がり
過ぎて発振しないように挿入されたものである。
過ぎて発振しないように挿入されたものである。
第２図の従来回路■は、利得が高く、かつ動作電源電圧
Ｖｃｃを低く（たとえば本発明の実施例と同様１．７Ｖ
）することができる。しかし、この従来回路■では、出
力電流が変化したとき出力電圧Ｖ ＯＵＴも変動すると
いう欠点がある。この回路の場合、出力電流はＱ５から
供給されるため、出力電流の変動に応じてＱ５のベース
電流ＩＢも変化すると、Ｑ３のコレクタ電流１１１とＱ
ｌのコレクタ電流１１の配分が変化し、結果として出力
電圧Ｖ ＯＵＴが変化する。
Ｖｃｃを低く（たとえば本発明の実施例と同様１．７Ｖ
）することができる。しかし、この従来回路■では、出
力電流が変化したとき出力電圧Ｖ ＯＵＴも変動すると
いう欠点がある。この回路の場合、出力電流はＱ５から
供給されるため、出力電流の変動に応じてＱ５のベース
電流ＩＢも変化すると、Ｑ３のコレクタ電流１１１とＱ
ｌのコレクタ電流１１の配分が変化し、結果として出力
電圧Ｖ ＯＵＴが変化する。
第４図の本発明の回路例ではＱ７のコレクタより出力電
流が供給されるため、上記したようなことはない。そし
てこのＱ７を含む、出力電流を供給するＱ７〜Ｑｓ 、
Ｒｓ −Ｒｅ 、Ｑｌ、Ｄ２からなる定電流回路が同時
に起動回路としての機能を達成する。
流が供給されるため、上記したようなことはない。そし
てこのＱ７を含む、出力電流を供給するＱ７〜Ｑｓ 、
Ｒｓ −Ｒｅ 、Ｑｌ、Ｄ２からなる定電流回路が同時
に起動回路としての機能を達成する。
すなわち、電源投入から出力が所定の電圧をこ上昇する
まで、Ｑ６はオフしており、Ｑ７のコレクタから供給さ
れる電流によりＱｌとＱ２のベース電流をまかなうこと
かできる。もちろん、出力電圧Ｖ ＯＵＴが所定の電圧
まで上昇した後も、（ｈとＱ２のベース電流はＱ７のコ
レクタ電流でまかなわれ、起動板にこれを切り離す必要
はない。
まで、Ｑ６はオフしており、Ｑ７のコレクタから供給さ
れる電流によりＱｌとＱ２のベース電流をまかなうこと
かできる。もちろん、出力電圧Ｖ ＯＵＴが所定の電圧
まで上昇した後も、（ｈとＱ２のベース電流はＱ７のコ
レクタ電流でまかなわれ、起動板にこれを切り離す必要
はない。
第３図に示す様な従来回路では、起動専用の回路が必要
で、起動電流を流すトランジスタＱｌｌと起動回路を切
り離すトランジスタＱ１２を設けなければならない。
で、起動電流を流すトランジスタＱｌｌと起動回路を切
り離すトランジスタＱ１２を設けなければならない。
〈発明の効果〉
ρ
で、低い電源電圧まで動作し、また電源電圧変動に対し
て出力電圧の変化が小さいものであって、非常に有用な
定電圧電源回路が提供できる。
て出力電圧の変化が小さいものであって、非常に有用な
定電圧電源回路が提供できる。
第１図は従来回路ｌを示す回路図、第２図は従来回路■
を示す回路図、第３図は起動回路を含む従来回路ｌを示
す回路図、第４図は本発明の一実施例を示す回路図であ
る。 Ｑ１〜Ｑ９・・・トランジスタ、Ｒ１−Ｒ６・・・抵抗
、Ｄ１ｓＤ２・・・ダイオード（Ｑｓ 、Ｑｓ・・・帰
還ループ形成、 Ｑｙ〜Ｑｇ＋矧５ ＊ Ｒ，６、ＤＩ
＊ Ｄ２・・・定電流回路）。 ・ 代理人 弁理士 福 士 愛 彦（他２名）α９ １９
を示す回路図、第３図は起動回路を含む従来回路ｌを示
す回路図、第４図は本発明の一実施例を示す回路図であ
る。 Ｑ１〜Ｑ９・・・トランジスタ、Ｒ１−Ｒ６・・・抵抗
、Ｄ１ｓＤ２・・・ダイオード（Ｑｓ 、Ｑｓ・・・帰
還ループ形成、 Ｑｙ〜Ｑｇ＋矧５ ＊ Ｒ，６、ＤＩ
＊ Ｄ２・・・定電流回路）。 ・ 代理人 弁理士 福 士 愛 彦（他２名）α９ １９
Claims (1)
- １、 同一のコレクタ電流を流すように働くトランジス
タＱ３とＱ４、該Ｑ３及びＱ４とそれぞれコレクタ同志
を接続し、各ベース・エミッタ間電圧にバンドギャップ
ΔＶＥＥを生じさせるトランジスタＱｌ とＱ２を有し
てなり、トランジスタＱｓ 、Ｑｓ よりなるエミッタ
接地増幅回路より、前記コレクタ接続点とＱｌ 、Ｑ２
のベース間に帰還ループを形成するとともに、Ｑａのコ
レクタに定電流回路を接続し、起動時および通常動作時
の０１．Ｑ２のベース電流を前記定電流回路より供給す
る構成としたことを特徴とする定電圧電源回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58200260A JPS6091425A (ja) | 1983-10-25 | 1983-10-25 | 定電圧電源回路 |
| US06/912,167 US4675593A (en) | 1983-10-25 | 1986-09-26 | Voltage power source circuit with constant voltage output |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58200260A JPS6091425A (ja) | 1983-10-25 | 1983-10-25 | 定電圧電源回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6091425A true JPS6091425A (ja) | 1985-05-22 |
| JPH0522929B2 JPH0522929B2 (ja) | 1993-03-31 |
Family
ID=16421392
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58200260A Granted JPS6091425A (ja) | 1983-10-25 | 1983-10-25 | 定電圧電源回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4675593A (ja) |
| JP (1) | JPS6091425A (ja) |
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|---|---|---|---|---|
| JPS6379115A (ja) * | 1986-09-22 | 1988-04-09 | Toko Inc | 定電圧回路 |
| JPH04313109A (ja) * | 1991-03-29 | 1992-11-05 | Mitsubishi Electric Corp | 基準電圧回路 |
| JPH11134043A (ja) * | 1997-10-30 | 1999-05-21 | Sharp Corp | 直流安定化電源回路 |
Families Citing this family (8)
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| US4795918A (en) * | 1987-05-01 | 1989-01-03 | Fairchild Semiconductor Corporation | Bandgap voltage reference circuit with an npn current bypass circuit |
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| JPH03185506A (ja) * | 1989-12-14 | 1991-08-13 | Toyota Motor Corp | 安定化定電圧回路 |
| NL9002392A (nl) * | 1990-11-02 | 1992-06-01 | Philips Nv | Bandgap-referentie-schakeling. |
| DE69212889T2 (de) * | 1991-05-17 | 1997-02-20 | Rohm Co Ltd | Konstantspannungsschaltkreis |
| US5410241A (en) * | 1993-03-25 | 1995-04-25 | National Semiconductor Corporation | Circuit to reduce dropout voltage in a low dropout voltage regulator using a dynamically controlled sat catcher |
| US9522650B1 (en) * | 2014-07-10 | 2016-12-20 | Vasil W. Turjancik | Micro motion warning device with none false alarm systems |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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1986
- 1986-09-26 US US06/912,167 patent/US4675593A/en not_active Expired - Lifetime
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US4675593A (en) | 1987-06-23 |
| JPH0522929B2 (ja) | 1993-03-31 |
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