DE3209994A1 - Photoelektrischer rauchfuehler - Google Patents

Description

Hochiki Kabushiki Kaisha (Hochiki Corporation) 10-43, Kamiosaki 2-chome, Shinagawa-ku, Tokyo, Japan

Photoelektrischer Rauchfühler

Die Erfindung bezieht sich auf einen photoelektrischen 5- Rauchfühler, der das durch in eine Raucherkennungskammer einströmenden Rauch zerstreute Licht abtastet und ein Feueralarmsignal an eine zentrale Signälstation überträgt. Die Erfindung bezieht sich insbesondere auf einen photoelektrischen Rauchfühler dieser Art, der zur Erreichung 10- einer hohen Zuverlässigkeit, einer Herabsetzung des Stromverbrauches und einer Verminderung der Herstellungs-

kosten geeignet ist.

Es ist eine erste Aufgabe der Erfindung/ einen photor elektrischen Rauchfühler zu schaffen, der zum unmittelbaren Erhalten eines grossen Photoausgangswertes durch 5- Verwendung einer Photodiode geeignet ist, die eine Verbindungskapazität von 10OpF oder weniger als ein photoelektrisches Mittel aufweist, das pulsierendes Licht von einer lichtstrahlenden Diode empfängt, welches durch Rauch zerstreut ist, und welche ferner geeignet ist zur Verein-

10- fachung der Schaltungsanordnung einer Vergleicherschaltung, zur Verbesserung der Zuverlässigkeit des Fühlers und zur Verminderung des Stromverbrauches, durch Vergleichen der Photoausgangswerte unmittelbar mittels des Komperators ohne Verstärkung des Photoausgangswertes mit einem hohen

15- Verstärkungsfaktor.

Es ist eine weitere Aufgabe der Erfindung , einen photoelektrischen Rauchfühler zu schaffen, der zur beachtlichen Verbesserung des S/N- Verhältnisses durch unmittelbares Erhalten eines grossen Photoausgangswertes von einer 20- Photodiode geeignet ist, um dadurch die Notwendigkeit eines Abschirmgehäuses zu vermeiden und die Herstellkosten zu senken.

Es ist schliesslich eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen photoelektrischen Rauchfühler zu schaffen, in dem ein Ausgangswert eines Vergleicherkreises, der synchron mit dem lichterzeugenden Impuls erhalten wird, 5- als Eingangswert eines Flip-Flops im Zeitpunkt eines Abfalls des lichterzeugenden Impulses ( die hintere Kante des Impulses) eingegeben wird, um die Stabilität der Dateneingabeoperation zum Zeitpunkt der unterbrochenen SpannungsZulieferung zu verbessern, um den Stromverbrauch 10- zu vermindern und um die Schaltungsanordnung zu vereinfachen .

Die Lösung dieser Aufgabe ergibt sich aus den kennzeichnenden Merkmalen des Patentanspruches 1.

Die Erfindung ist nachfolgend anhand des Standes der Technik 15- und anhand zweier Ausführungsbeispiele photoelektrischer Rauchfühler näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines Ausführungsbeispieles eines herkömmlichen photoelektrischen Rauchfühlers,

20- Fig. 2 bis 4 Schaltungsanordnungen mehrerer

Zwei- Spannungsquellen - Vergleicherkreise bei den herkömmlichen photoelektrischen Rauchfühlern,

Fig. 5 eine Schaltungsanordnung des ersten

Ausführungsbeispieles des erfindungsgemässen photoelektrischen Rauchfühlers,

Fig. 6 und 7 Zeitdiagramme der Arbeitsweise des 5- photoelektrischen Rauchfühlers gemäss

Fig. 5,

Fig. 8 ein Schaltungsdiagramm eines zweiten Ausführungsbeispieles des erfindungsgemässen photoelektrischen Rauchfühlers,

10- Fig. 9 ein Zeitdiagrairan der Arbeitsweise des

elektrischen Rauchfühlers gemäss Fig. und

Fig. 10 eine vergrösserte Darstellung eines Teils des Diagramms von Fig. 9.

15- Die Fig. 1 zeigt ein Blockschaltbild eines herkömmlichen photoelektrischen Rauchfühlers mit einer Diodenbrückenschaltung 1, die einen Ausgangswert einer gewünschten Polarität unabhängig von einer Änderung in der Verbindungspolarität der Spannungs- und Signalleitungen I₁, 1„ er-

20- möglicht, die zu einer zentralen Signalstation führen.

Der Diodenbrückenschaltung 1 sind nachstehende Schaltungs-

— Q —

elemente nachgeschaltet:

Ein Schaltstromkreis 2 mit einem Thyristor, der die Spannungsund Signalleitungen 1 , 1 kurzschliesst, um ein Feueralarmsignal nach dem Anzeigen eines Feuers zu übertragen; 5-ein Konstantspannungstromkreis 3 mit der Funktion eines Strombegrenzers ;

ein Schwingkreis 4 mit einem Impulssteuerstromkreis ; eine Licht ausstrahlende Diode 5, die in Bezug auf ein Impulssignal des Schwingkreises 4 intermittierend angesteuert ist ;

10- eine Photodiode 7, die entgegengesetzt geschaltet ist und die nach dem Empfang von Licht, das durch in eine Raucherkennungskammer 6 einströmenden Rauch zerstreut ist , leitend wird ; ein Vergleicherkreis 8, der ein Ausgangssignal erzeugt, sobald eine Photoispannung erhalten wird, nachdem die

15- Photodiode 7 leitfähig geworden ist; ein Speicherstromkreis 9,der ein Feuererkennungssignal abgibt, um den Schaltstromkreis 2 zu erregen, sobald zwei aufeinanderfolgende Ausgangssignale vom Vergleicherstromkreis 8 angefallen sind .

20- Die beschriebene Schaltungsanordnung gehört zum Standard bei photoelektrischen Rauchfühlern. Bei dieser Schaltungsanordnung wird zur Verminderung des Stromverbrauches nicht nur die Licht abstrahlende Diode 5 intermittierend durch Impulse gesteuert , sondern der Vergleicherstromkreis 8

25- wird ebenfalls intermittierend mit Spannung vom Schwingkreis

synchron mit dem Betrieb der lichtstrahlenden Diode 5 beliefert, um. den Vergleicherstromkreis 8 nur während derjenigen Periode zu betreiben, wenn ein Lichtimpuls ausgestrahlt -wird . Es werden CMOS als Einrichtungen in 5-den Schaltungen gebraucht, um den gesamten Stromverbrauch des photoelektrischen Rauchfühlers zu schmälern.

In diesem Zusammenhang wird bemerkt, dass der Strom, der am meisten in der Schaltungsanordnung gemäss Fig. 1 verbraucht wird, ein Strom ist, der zum Betrieb der licht-10-strahlenden Diode 5 gebraucht wird. Dieser erreicht 50% des insgesamt verbrauchten Stromes.

Deshalb ist es sehr effektiv, den Betriebsstrom' der lichtstrahlenden Diode 5 zu vermindern, um den gesamten Stromverbrauch zu verringern. Wenn jedoch der Betriebsstrom ver-15- mindert wird, wird das Streulicht, das auf die Photodiode von der Rauchwahrnehmungssektion 6 einfällt, ebenfalls vermindert und die Photospannung ist herabgesetzt.

um dieses Problem zu lösen,ist als Vergleicherstromkreis ein Vergleicherstromkreis benutzt worden, der in Fig. 2 20- dargestellt ist und in welchem ein Lastwiderstand R_Q von einigen Hundert Kilo - Ohm in Reihe mit der Photodiode geschaltet ist, welche in Bezug auf die Spannungsquelle entgegengesetzt, geschaltet ist,und eineSpa nnung, die durch

den Lastwiderstanc. R_Q durch einen Photostrom erzeugt wird, welcher dann fliesst, wenn die Photodiode 7 das vom Rauch zerstreute Licht abtastet, wird durch einen Verstärker 11 verstärkt, der einen Operationsverstärker oder einen Tran-5- sistorverstärkerStromkreis einschliesst, der einen Verstärkungsgrad so hoch wie 500 - lOOOfach aufweist, um einen Transistor einschalten zu können, wenn die Verstärkerspannung die Basis-Emitter-Spannung des Transistors Tr um etwa 0,6V· überschreitet; ein weiterer Vergleicher-

10- Stromkreis 8 ist in Fig. 3 dargestellt, in welchem ein Lastwiderstand R_Q von einigen Hundert Kilo- Ohm parallel zur Photodiode 7 geschaltet ist. Die Photospannung, die nach der Abtastung des durch Rauch gestreuten Lichtes erhalten wird, wird in Form.der Spannung ermittelt, die

15- durch den . Lastwiderstand R_Q auf tritt,, und verstärkt durch einen Verstärker 11, der einen Operationsverstärker oder eine Transistorverstärkungsschaltung mit einem Verstärkungsfaktor ebenso hoch wie 500 - lOOOfach umfasst , um einen TransistorTr anzuschalten, wenn die Verstärkerspannung

20- die Basis-Emitter-Spannung des Trans^ors Tr uim etwa 0,6 V. übersteigt; oder schliesslich eine Vergleicherschaltung 8 gemäss Fig. 4,in welcher ein Vergleicher 12 verwendet wird, der die Ausgangsspannung des Verstärkers 11 mit einer Referenzspannung Vr vergleicht.

25- Alternativiwie es im US-Patent 4.186.390 beschrieben ist,

wird eine Photodiode zwischen einer wechselrichtenden Anschlußklemme und einer nicht-wechselrichtenden Anschlußklemme eines Operationsverstärkers verbunden, um mit hohem Verstärkungsfaktor einen Photostrom zu verstärken, der durch dazwischen 5- .erfolgendes Kurzschliessen erhalten wird; eine Transistorschaltung ist vorgesehen, um zu entscheiden, ob der Ausgangswert des Operationsverstärkers ein Niveau erreicht, das einer vorher bestimmten Rauchdichte entspricht; eine Alarmschaltung wird durch eine logische 10- schaltung betätigt, die Flip-Flops umfasst.

Bei diesen Anordnungen, die in den Figuren 2 und 3 dargestellt sind und in dem US- Patent 4.186.309 beschrieben sind, wird ein geringwertiger, Zwei - Spannungsquellen-Operationsverstärker oder eine zwei oder drei Transistoren

15- einschliessende Transistor - Verstärkerschaltung verwendet. Um den Stromverbrauch des Verstärkers zu vermindern, wird ein Mikrospannungstyp eines Zwei Spannungsquellen- Operationsverstärkers im Falle der Benutzung des Operationsverstärkers verwendet. Die Tran-

20- sistoren mit einer hohen Gleichstromverstärkung sind gemäss Darlington verbunden. Der Widerstand auf der Seite des Kollektors oder des Emitters des Transistor ist hoch, um einen Kollektorstrom auf eine Normalbedingung zu vermindern, im Falle dass ein Transistorverstärkerstromkreis

25- verwendet wird.

Schliesslich kann auch ein herkömmlicher Operationsverstärker verwendet werden, das ist ein Operationsverstärker , dessen Stromverbrauch einige Milli- Ampere beträgt.In diesem Falle wird zur Verminderung des Strom-5- Verbrauches durch den Verstärker die Spannungsquelle mit dem Operationsverstärker etwa einige Milli- Sekunden vor dem Betrieb der lichtstrahlenden Diode verbunden, so dass die lichtstrahl ende Diode nach der Betätigung des Operationsverstärkers betätigt wird und in einen stabilen Zustand 10- gerät. Die Spannungsquelle wird abgeschaltet, sobald der Betrieb der lichtstrahlenden Diode beendet ist. Dieser Gedanke ist beispielsweise in dem US-Patent 4.1-98.627 beschrieben.

Mit diesen besonderen Anordnungen zur Herabsetzung des 15- Stromverbrauches haben die herkömmlichen photoelektrischen Rauchfühler erfolgreich eine Verminderung des durchschnittlichen Stromverbrauches des gesamten Systemes bei normalen Überwachungsbedingungen erreicht ( eine Bedingung, bei der kein Feueralarmsignal erzeugt wird) von etwa 100μΑ. Die 20- Spezifikationen des Stromverbrauches sind wie folgt:

a) Konstantspannungsstromkreis 3 etwa 2 bis 5 μΑ

b) Betriebsstrom der lichtabstrahlenden Diode 5 etwa 40 bis 60 μΑ

c) Schwingkreis 4 etwa 5 bis 10μΑ 25- d) Verstärker 11 des Vergleicherstromkreises 8 etwa 15μΑ

e) Speicherkreis 9 etwa 5 bis 1ΟμΑ

f) Stromverlust der Vorrichtung etwa 5 bis 10μΑ.

Im Falle eines Systemes, wie es in Fig. 2 dargestellt ist und in welchem eine Photospannung von einigen Milli- Volt 5- durch einen Verstärker verstärkt wird/ erzeugt der Vergleicherstromkreis 8 jedoch einen wechselgerichteten Ausgangswert und bewirkt eine Fehlbetätigung durch ein Geräusch von etwa 1 mV, das gelegentlich . durch elektromagnetische Induktion oder elektrostatische Induktion

10- erzeugt wird. Im Falle eines Systemes, in welchem ein Zwei- Spannungsquellen-Operationsverstärker verwendet wird, wird die Quellenspannung durch eine Zenerdiode oder einen Trennwiderstand geteilt, um ein Mittelpunktspotential zu erhalten. Um den Stromverbrauch durch die Zenerdiode·

15- oder den Trennwiderstand gering zu halten, sollten diese von grosser Induktivität sein,und das Potential ist Schwankungen durch Geräusche unterworfen, welche möglicherweise eine fehlerhafte Betätigung bewirken.

Aus diesem Grunde ist die gesamte Schaltung der herkömmlichen 20- photoelektrischen Rauchfühler in einem .Abschirmgehäuse 10 untergebracht, wie es in gestrichelten Linien in Fig. 1 dargestellt ist, um eine fehlerhafte Betätigung durch äussere Geräuscheinflüsse zu vermeiden.

Aber , sogar wenn die Schaltung vollkommen durch das Abschirmgehäuse 10 abgeschirmt ist, können irrtümliche Betätigungen nicht immer verhindert werden und diese werden gelegentlich auch durch ein Induktionsgeräusch bewirkt, 5- das in den Kraft- und Signalleitungen 1 ,!_ überlagert ist, weil die Schaltung mit der zentralen Signalstation über die Kraft- und Signalleitungen I₁,1_, verbunden ist. Hinzukommt, dass ein Abschirmgehäuse, welches einen ausreichenden Abschirmeffekt besitzt, sehr teuer ist. 10- Folglich ist noch kein photoelektrischer Rauchfühler hergestellt worden, welcher allen Erfordernissen entspricht , wie hohe Zuverlässigkeit, herabgesetzter Stromverbrauch und verminderte Herstellkosten.

Demgegenüber zeigt die Fig.5 die Schaltungsanordnung des 15- ersten Ausführungsbeispieles eines photoelektrischen Rauchfühlers gemäss der vorliegenden Erfindung.

Im Stromkreis des photoelektrisehen Rauchfühlers gemäss Fig. 5 ist eine Diodenbrückenschaltung 14 mit Spannungsund Signalleitungen I₁Zl₂ verbunden, die zu einer nicht 20- dargestellten zentralen Signalstation führen. Diese Diodenbrückenschaltung 14 ist so ausgebildet, dass diese eine Spannung einer gewünschten Polarität abgibt, unabhängig von den Anschluss- Polaritäten der Spannungs- und Signal-

leitungen 1 ,I₂, und dass diese eine Spannung zu einem Schaltstromkreis 27, mit einem Schaltelement, ζ B. in Form eines Thyristors 28, zu einer Zenerdiode ZD₁. zur überlastsicherung und zu einem Kostantspannungsstromkreis 5- liefert. Die Zenerdiode ZD₁ hat die Funktion eines Überspannungs-Aufnahme- Elementes und schützt den Schaltstromkreis 27 vor einem Geräusch, das in den Spannungs- und Signalleitungen 1-,1_ induziert wird, und vor einem Überspannungsgeräusch .

10- Eine nicht dargestellte Feueralarmanzeigelampe ist mit den Spannungs- und Signalleitungen I₁Zl₂ ^v®^rk^unäen, die zu der zentralen Signalstation führen,und zwar an der Eingangsseite der Diodenbrückenschaltung 14. Der Feueralarmanzeigelampenstromkreis dient zur Zündung bzw.

15- Beleuchtung einer Feueralarmanzeigelampe, die in jedem der Feuerdetektoren vorgesehen ist,und zwar sobald ein Feueralarmsignal übertragen worden 1st.

Der Konstant- Spannungsstromkreis 15 regelt dia Ausgangsspannung der Diodenbrückenschaltung 14, z.B. von .etwa 20- Volt bis etwa 13 Volt, durch eine Konstantspannungssteuerungsfunktion mittels eines TransistorsTr«, basierend auf einer durch eine Zenerdiode ZD₂ bestimmten Bezugsspannung. Ein Strombegrenzungskreis 16 mit einem Transistor Tr₁ begrenzt den dann fliessenden Laststrom, wenn eine Spannungsquelle

angeschlossen ist, so dass dieser beispielsweise 160μΑ nicht überschreitet.

Ein elektrolytischer Kondensator C₁ ist mit einem Ausgang des Strombegrenzungskreises 16 über eine Diode D₁ ver-5- bunden. Der elektrolytische Kondensator C₁ liefert Spannung zu den Stromkreisen in den nachfolgenden Abschnitten.

Die Stromkreise, die mit Spannung vom Kondensator C₁ gespeist werden, sind ein Lichtstrahlungs-SteuerStromkreis 17 zum intermittierenden Betrieb einer lichtstrahlenden

10- Diode 18, ein Referenzspannungseinstellkreis 19 zum Einstellen einer Vergleichsbezugsspannung Vr, ein Differential Steuer- Stromkreis 21 zur Differenzierung eines Ausgangssignales einer Photodiode 20, ein Vergleicherstromkreis 22 zum Vergleich des Ausgangssignales der Photodiode 20, das

15- über den Differenzierungsstromkreis 21 erhalten wird, mit der Referenzspannung Vr, ein Schwingkreis 23 zur Abgabe rechteckförmiger Impulse, die einen Abgabezyklus von 50% mit Perioden von etwa 4 bis 6 see aufweisen, ein Impulssteuerstromkreis 24 zur Ausgabe, in Bezug auf die oszillierenden

20- Impulse, von Lichtstrahlungssteuerimpulsen einer vorher bestimmten Impulsbreite zu dem Lichtstrahlungs-Steuerstromkreis 17 durch eine Verzögerungsschaltung 25, und ein Speicherkreis 26 zur Erzeugung eines Hoch-Niveau -Ausgangssignales ( nachfolgend als H-Niveau-Ausgangssignal bezeichnet)

für den Schaltkreis 27, wenn zwei H-Niveau-Ausgangssignale aufeinanderfolgendvom Vergleicherstromkreis 22 erhalten werden.

Jeder der Stromkreise, der mit Spannung vom Kondensator C₁ gespeist wird, wird nun im Detail näher beschrieben.

5- Der Oszillator - Stromkreis oder Schwingkreis 23 umfasst einen astabilen Mehrfach- Vibrator mit drei Stufen von Invertern a..,a₂ und a_, gebildet/CMOS IC. Der Stromverbrauch des Inverters a. wirdldurch einen Widerstand R_-., beschränkt, so dass der Stromverbrauch des gesamten Schwingkreises 23 10- auf etwa 10μΑ gehalten wird. Die Schwingperiode des Schwingkreises 23 beträgt etwa 2.2R .· C₂ = 4 bis 6 see , welche durch einen Widerstand R₁₄ und einen Kondensator C~ bestimmt ist.

Der Impulssteuerstromkreis 24 ist ein monostabiler Mehr-15-fach-Vibrator, welcher zwei Inverter b.. .und b₂ , die aus CMOS IC gebildet sind, und ferner Widerstände R₁₅ und R ₆ und Kondensatoren C . und C_ umfaßt.Dieser monostabile Mehrfach- Vibrator hat als Aufgabe, eine Schwankung in der Ausgangsimpulsbreite zu kompensieren , 20- welche möglicherweise auf einen Unterschied in der Schwellspannung zwischen den verwendeten CMOS IC zurückzuführen ist. Der monostabile Mehrfach- Vibrator wird durch den

Anstieg des Impulsausgangssignales vom Schwingkreis 23 getriggert und gibt am Ausgang des Inverters b. einen Steuerimpuls ab, der eine Impulsbreite ( weniger als 200^sec) aufweist, die durch eine Zeitkonstante von 5- etwa 1.55R₁,- · C- bestimmt wird.

Die Verzögerungsschaltung 25 ist aus einem Inverter b₃ aus einem CMOS IC , einem Widerstand R₁₇ und einem Kondensator Cg gebildet. Diese Verzögerungsschaltung 25 legt an die Lichtstrahlungs.-Steuerschaltung 17 die Aus-10- gangsimpulse vom Impulssteuerkreis 24 an und zwar nach einer Verzögerung, entsprechend einer Zeitkonstanten von etwa 0,69 R₁₇ · C_g.

Die Lichtstrahlungs - Steuerschaltung 17 umfasst Transistoren Tr-. und Tr., die durch einen Ausgangs impuls von

15- der Verzögerungsschaltung 25 angesteuert - werden. Die Lichtstrahlungsdiode 18 ist mit dem Kollektor des Tran-, sistors Tr- über einen Widerstand R^ verbunden. Der Lichtstrahlungs - Steuerstromkreis 17 betreibt die'Lichtstrahlungsdiode 18 und liefert gleichzeitig Spannung zum

20- Referenzspannungseinstellstromkreis 19 und zum Vergleicherstromkreis 22. Als Lichtstrahlungs-Diode 18 wird eine herkömmliche ,Infrarot-Lichtstrahlung erzeugende Diode mit einem hohen Lichterzeugungswirkungsgrad verwendet.

Die Photodiode 20, welche durch Rauch zerstreutes Licht bzw. Streulicht empfängt, das in einen nicht dargestellten Raucherkennungsabschnitt eintritt, wenn das pulsierende Licht von der lichtstrahlenden. Diode 18 in den Rauch-5- erkennungsabschnitt einfällt , ist entgegengesetzt geschaltet, in^dem diese in Reihe mit einem Widerstand R_Q von hohem Widerstandswert verbunden ist. Die Photodiode 20 hat in

* bevorzugter Weise eine Verbindungskapazität von 10OpF oder

weniger. Als Photodiode 20 mit einer Verbindungskapazität 10- von 10OpP oder weniger wird bevorzugt eine Photodiode vom PIN Typ verwendet. Die Verbindungskapazität der PIN - Typ-Photodiode ist ebenso gering wie 20bis60 pF. Der Photostrom, der dann fliesst, wenn die Photodiode Licht empfängt, ist gewöhnlich von einigen Zehn Nano- Sekunden.

* junction capacity

15- Um eine hohe Spannung Vin durch den oben beschriebenen Stromkreis dann zu erhalten, wenn Licht empfangen wird, kann der Widerstandswert des Widerstandes R_Q, der mit der Photodiode 20 verbunden ist,im allgemeinen erhöht werden.Im Falle, dass ein pulsierendes Licht empfangen wird, entspricht die

²⁰~ Anstiegszeit-KonstarlilfSer Spannung Vin einer Zeitkonstanten, die durch die Verbindungskapazität der Photodiode 20 und den Widerstandswert des Widerstandes R_Q bestimmt wird. Wenn.folglich die Dauer des pulsierenden Lichtes kürzer ist als etwa 200μ3βσ oder weniger, kann die Spannung Vin

²⁵~ nicht genügend innerhalb der Impulsbreite des Lichtes im

Falle einer Photodiode mit einer Verbindungskapazität von 10OpF oder mehr ansteigen, es sei denn, der Lastwider stand R₀ hat einen Widerstandswert von einigen Kilo Ohm. Aus diesem Grunde, wenn die Photodiode eine 5- Verbindungskapazität von 10OpF oder mehr aufweist, ist die Spannung Vin so gering wie einige Milli-Volt, weil der Widerstandswert des Widerstandes R₀ in herkömmlichen Systemen nicht so gross ist. In Obereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung hat der Widerstandswert des Wider-10- Standes R₀ einen Wert von einigen Mega-Ohm, z.B. grosser als 1Mega-Ohm bis 5 Mega-Ohm durch Verwendung einer Photodiode mit einer Verbindungskapazität von 10OpF oder weniger. Im Ergebnis kann die Spannung Vin auf mehr als einige 10 Milli- Volt anwachsen.

15- Der Referenzspannungseinstellkreis 19 trennt etwa 0,6 Volt der Vorwärtsspannung der Diode D₂ durch einen einstellbaren Widerstand VR ,um die Referenzspannung Vr zu erhalten. Der Referenzspannungseinstellkreis 19 wird mit Spannung beliefert, um die Referenzspannung VR nur dann zu erzeugen, wenn der

20- Transistor Tr_ des Lichterzeugungs-Steuerstromkreisesi 7 eingeschaltet ist. Der Grund, warum die Vorwärtsspannung der Diode D₂ abgeteilt wird, um die Bezugsspannung Vr zu erhalten, ist,, dass ein Wechsel in der Charakteristik der lichterzeugenden Diode 18 und Photodiode 20 ausgeschaltet wird, der durch

25- eine Schwankung in der Umgebungstemperatur bewirkt wer den könnte.

Insbesondere haben die lichtstrahlende Diode 18 und die Photodiode 20 jeweils Temperaturcharakteristiken, die durch die Charakteristiken der angewendeten Einrichtungen bestimmt werden. Die Temperaturcharakteristiken der licht-5-strahlende Diode 18 und der Photodiode 20 sind entgegengesetzt zueinander und heben sich miteinander auf, was auf deren Verbindungspolaritäten zurückzuführen ist. Jedoch ist die Schwankung in der Charakteristik der lichtstrahlenden Diode 18 grosser als diejenige der Photodiode 20.

10- Folglich ist das Ausgangssignal der Photodiode 20 verringert , sobald die Temperatur höher ist, und es_: ist erhöht, wenn die Temperatur geringer ist. Wenn, die Bezugsspannung Vr festgelegt ist, wird die Empfindlichkeit des Rauchfühlers vermindert , wenn die Temperatur ansteigt. Aus diesem Grunde

15- wird die Bezugsspannung Vr durch die Diode D„ vermindert, wenn die Temperatur ansteigt, um immer die gewünschte Empfindlichkeit sicherzustellen. Ein Widerstand R_g ist vorgesehen, um die Schärfe des variablen Widerstandes VR zu verbessern, aber dieser kann auch,, weggelassen werden .

20- Der Vergleicherstromkreis 23 umfasst einen Komperator oder Vergleicher Aw der ein H-Niveau-Ausgangssignal erzeugt, sobald eine Photospannung Vin¹ (differenzierte Spannung von Vin), die über die Differenzierungsschaltung 21 erhalten wird,

grösser ist als die Differenzspannung Vr. Es ist notwendig, dass der Vergleicher A1 eine genügend hohe Eingangsimpedanz mit Bezug auf den Widerstand R_Q aufweist, welcher als Last für die Photodiode 20 dient, und dass die Eingangs-Offset-5-Spannung und der Eingangs- Offset- Strom genügend gering sind mit Bezug auf ein Eingangssignal und dass der Vergleicher A₁ durch eine einzige Spannungsquelle wirksam werden kann. Es genügt, dass der Verstärkungsgrad des Vergleichers A₁ grosser als 100 -fach ist, welches ein gewöhnlicher 10- Verstärkungsfaktor eines sehr einfachen Operationsverstärkers ist. Tatsächlich wird ein Operationsverstärker verwendet, der einen MOS-FET in der Eingangsstufe und eine hohe Ausgangsimpedanz hat.

Der Vergleicher A₁ von diesem Typ kann verwendet werden, was 15- darauf zurückzuführen ist, dass die vom Widerstand Rq erhaltene Photospannung Vin so hoch ist wie einige 10-Milli-VoIt. Mit anderen Worten ist es im Unterschied zu konventionellen Rauchfühlern, welche eine Photospannung von nur einigen Milli- Volt erhalten,nicht notwendig , zwei Spannungs-20- quellen auf der Basis des Mittelpunktspotentials zu benutzen. Aus diesem Grunde kann die Schaltungsanordnung vereinfacht werden und der Betriebszustand der Schaltung ist stabiler. Daneben kann ein Offset- Einstellstromkreis zur Verbesserung des Auflösungsvermögens des Vergleichers weggelassen 25- werden.

Die Differenzierungsschaltung 21 trennt einen Ausgangswert durch einen Dunkelstrom Id von der Photodiode 20 ab. Wenn z.B. der Dunkelstrom Id = 1nA und der Widerstandswert des Widerstandes R_Q = 1Mega-Ohm beträgt, erscheint eine Spannung 5- von 1mV parallel zum Widerstand R_Q, und dieser Spannungsausgangswert wird von der Differenzierungsschaltung 21 abgetrennt und erscheint nicht am Eingang des Vergleicherstromkreises 22.

Der Speicherkreis 26 umfasst zwei Stufen von D- Flip-Flops

10- FF₁ und FF „ und einen Inverter b. aus einem CMOS IC. Der Ausgangsimpuls des Impulssteuerkreises 24 ist Eingangswert zu Zeitanschlüssen CL des jeweiligen d- Flip- Flops · FF₁ und FF„. Der Ausgang des Komparators A₁ des Vergleicherstromkreises 22 ist mit dem Anschluss D des D- Flip- Flops

15- FF₁ verbunden, so dass dieser Eingang hierzu ist. Der Anschluss Q des D- Flip- Flops FF₁ ist mit dem . Anschluss D des D- Flip- Flops FF₂ der zweiten Stufe verbunden. Der Anschluss Q des D- Flip- Flops FF₂ ist mit dem Schaltkreis 27 über die Zenerdiode ZD- zum Schutz gegen irrtümliche

20- Betätigung verbunden. Dieser Speicherkreis 26 ist so ausgebildet, dass nur dann, wenn zwei aufeinanderfolgende H-Niveau-Ausgangssignale vom Vergleicherstromkreis 22 synchron, mit ,den Ausgangsimpulsen des Impulssteuerkreises 24 erhalten werden, der Anschluss Q des Flip-Flops in das H- Niveau

25- gebracht wird, um den Thyristor 28 des Schaltkreises 27

leitfähig zu machen. Obwohl der Anschluss Q der ersten Stufe des Flip- Flops FF₁ mit dem Anschluss R ( Ruheanschluss) der zweiten Stufe des Flip- Flops FF₂ über den Inverter B₄ in der Stromkreisanordnung gemäss Fig. 5 5- verbunden ist, kann der Anschluss Q der ersten Stufe des Flip-Flops FF₁ auch direkt mit dem Anschluss R des nachfolgenden Flip- Flops FF„ verbunden sein.

Ein Kondensator C₃ und der Widerstand R₁Q/ der mit dem Speicherkreis 26 verbunden ist, bilden eine Verzögerungs-10- schaltung. Wenn der Anschluss Q der zweiten Stufe des Flip-Flops FFp leitend wird, wird die erste 'Stufe des Flip-Flops FF₁ nach einer vorher^bestimmten Verzögerungszeit ausgelöst.

Die Zenerdiode ZD., ist vorgesehen, um den Anschluss Q des D-Flip- Flops FF ~ davor zu schützen, unter instabilen Be-

15- dingungen unmittelbar nach der Spannungszulieferung leitend zu werden, so dass es zu keiner irrtümlichen Betätigung des Thyristors 28 kommt. Die Zenerdiode ZD₃ schaltet den Ausgang des Speicherkreises 26 solange ab, bis .eine normale Spannungsfunktion des. Speicherkreises 26 entsprechend der

20- Zenerspannung der Zenerdiode ZD₃ erhalten wird.

Die Funktion des in Fig. 5 dargestellten Rauchfühlers wird nachstehend näher beschrieben.

Zunächst wird unter Bezugnahme auf das Zeitdiagramm gemäss Fig. 6 der Betrieb des Rauchfühlers von der Spannungszulieferung bis zur nomalen Uberwachungsfunktion beschrieben

Vorausgesetzt, dass die zentrale Signalstation zu einem 5- Zeitpunkt t.. mit elektrischer Leistung beliefert wird, liegt die Spannung einer Stromquelle über die Spannungsund Signalleitungen I₁,1„ an den Stromkreisen an,und der Kondensator C₁ wird über die Diodenbrückenschaltung 14 und den Konstantspannungskreis 15 mittels eines Stromes 10- aufgeladen, der durch den Strombegrenzerkreis 16 bestimmt wird.

Wenn die Spannung an den Anschlussklemmen des Kondensators C. zum Zeitpunkt t einen vorher·'be stimmten Wert erreicht, z. B. etwa 13VoIt, welcher durch den Konstantspannungs-

15- Stromkreis 15 bestimmt wird, wird der Schwingkreis 23 betätigt, um Rechteckimpulse mit einem Leistungszyklus von etwa 50% bei einer Schwingungsperiode T_Q= 3,5sec an den Impulssteuerkreis 24 abzugeben. .Der Impulssteuerkreis 24 wird synchron mit einem Anstieg der oszillierenden Im-

20- pulse auf das H- Niveau getriggert, und nach einer Verzögerungszeit , die einer Zeitkonstanten von etwa 1,55 R₁₅-entspricht, welche durch den Kondensator G- und den Widerstand R₁J. bestimmt wird, wird ein Steuerimpuls mit einer Impulsbreite von 200μ3βσ oder weniger an der Ausgangsseite

des Inverters b.. ( Wechselrichter zur Umformung von Gleichstrom in ein- oder mehrphasigen Wechselstrom) erzeugt. Die Verzögerungsschaltung 25 legt den Steuerimpuls an die Basis des Transistors Tr₃ des Lichtstrahlungs-Steuer-5- kreises 17 nach einer Zeitverzögerung entsprechend einer Zeitkonstanten von etwa 0,69R₁- · C_g, um die Transistoren Tr₃ und Tr₄.zu schalten . Der Steuerimpuls wird weiterhin direkt an die Anschlussklemmen CL der jeweiligen D-Flip-Flops FF. und FF» des Speicherkreises 26 angelegt.

10- Sobald der Transistor Tr₃ des Lichtstrahlungs-Steuerkreises 17 angeschaltet ist, fliesst ein Betriebsstrom zur lichtstrahlenden Diode 18, um die Diode 18 zu zünden und um pulsierendes Licht auszustrahlen, das eine vorherbestimmte Periode mit einer Lichtausstrahlungsdauer von

15- 200μεβσ oder weniger aufweist.

Andererseits wird nach der Leitfähigkeit des Transistors Tr^, Spannung zum Referenzspannungserzeuger-Stromkreis 19 und zum Vergleicherstromkreis 22 geliefert, um die Referenzspannung während der Periode zu erzeugen, in welcher der 20- Transistor Tr _ leitfähig ist, so dass der Komparator A₁ des Vergleicherstromkreises 22 ausgelöst wird, um die Vergleicherfunktion durchzuführen. Der Komparator A₁ hat eine Verzögerung von etwa öOjJisec zwischen der Zeit, in der die Spannung angeliefert wird, und der Zeit, in der der Komparator 1 in die

gewünschte Betätigungsfunktion gebracht wird, und somit kann die Impulsbreite der Lichtstrahlungsimpulse zu oder mehr ausgewählt werden.

Zu dieser Zeit fällt, wenn kein Rauch in die Raucherkennungs-5-kammer eintritt, kein durch Rauch gestreutes Licht auf die Photodiode 20,und das Licht erreicht die Photodiode 20 nur nach einigen Reflektionen gegen eine Wand der Raucherkennung skammer. Im Ergebnis fliesst ein Photostrom so gering wie einige Nano-Ampere ,welcher auf eine geringe Menge

10- von reflektiertem Licht zurückzuführen ist, das auf die Photodiode 20 einfällt und auf einen Dunkelstrom. Wenn aber der Widerstandswert des Widerstandes R_Q 1 Mega-Ohm erreicht, wird eine Spannung von nur einigen Milli- Volt am Widerstand R_Q erzeugt. Da diese Spannung genügend gering

15- ist, verglichen mit der Bezugsspannung Vr, d.h. einige 10- Milli- Volt, wird die Ausgangsleistung des Komperators A₁ gering gehalten.

Der an den Speicherkreis 26 angelegte Steuerimpuls bringt die Zeitanschlüsse CL der D-Flip- Flops FF₁ und FF„ in 20- H- Niveau, um den Speicherkreis 26 zu befähigen, Datenwerte einzugeben, d.h. zu erzeugen. Da aber eine H- Niveau-Ausgangsleistung vom Vergleicherstromkreis 22 während.der Zeit, in der die Anschlussklemmen CL auf H- Niveau sind,nicht angelegt ist, werden die D- Flip- Flops FF:, FF _ wieder·

zurückgestellt und die Ausgangsleistung vom Speicherkreis 26 gering gehalten.

Die Fig. 7 zeigt ein Zeitdiagramm zur Darstellung einer Peuererkennungsbetätigung zusätzlich zur Betätigung 5- während der Zeitpunkte t und t_o gemäss Fig. 6.

Es wird beispielsweise angenommen, dass ein Feuer ausgebrochen ist und der Rauch in die Raucherkennungskammer zwischen den Zeitpunkten t₃ und t₄ einzudringen beginnt, wenn die Ausgangsleistung des Schwingkreises 23 auf ein 10- H- Niveau ansteigt und die Rauchintensität zum Zeitpunkt t. das vorher bestimmte Niveau erreicht, das dem Niveau entspricht, bei welchem ein Feueralarm gegeben wird.

Unter diesen Bedingungen wird der Ausgang des Schwingkreises 23 zum Zeitpunkt t. auf das H- Niveau gebracht, um den

15- Impulssteuerkreis 24 auszulösen, und ein Steuerimpuls wird über die Verzögerungsschaltung 25 zum Zeitpunkt t, ' an den Lichtstrahlungs-Steuerkreis -17 angelegt. Nach Erreichen der Leitfähigkeit der Transistoren Tr. und Tr₃ wird die Lichterzeugungsdiode 18 so betrieben, dass das in die

20- Raucherkennungskammer eintretende und diffus durch Rauchteilchen reflektierte Streulicht auf die Photodiode-20 einfällt, um diese in den leitfähigen Zustand zu bringen.

Das Streulicht wird während einer Periode von 200μ8βσ oder weniger empfangen/ wenn die lichtstrahlende Diode 18 angesteuert ist. Im Falle, dass die Verbindungskapazität der Photodiode 20 2OpF und der Widerstandswert des Widerstandes 5- R 1 Mega- Ohm beträgt, beträgt die Zeitkonstante tr zum Anstieg der am Widerstand R_Q erzeugten Photospannung

1 Mega- Ohm χ 2OpF = 20 \isec. Wenn die Kapazität des Kondensators C₁- der Differenzierungsschaltung 21 0,001 \xF und der Widerstandswert des Widerstandes R₁ 4,7 M- Ohm 10- betragen, ist in diesem Falle die Zeitkonstante T der Differenzierungsschaltung 21 4,7 millisec. Eine Änderung in der Photospannung Vin, die am Widerstand R_Q erzeugt wird, erscheint folglich parallel zum Widerstand R.. der Differenzierungsschaltung 21, und zwar, so wie diese ist, d.h. ohne 15- dass diese abgeschwächt wird, und wird an den Vergleicherstromkreis 22 angelegt.

Die Steuer- oder Betriebszeit der lichtstrahlenden. Diode 18 kann folglich auf 20μ3βσ verkürzt werden. Zuvor jedoch werden etwa 60μεβο für den Komparator A₁ benötigt, um diesen

20- nach dessen Spannungsbelieferung in stabile Betriebslage zu bringen. Die Steuerzeit der lichtstrahlenden Diode 18 sollte folglich mindestens 80|isec betragen, was auf eine solche Verzögerung in der Betätigung zurückzuführen_ist, um den Stromkreis in praktischen Gebrauch zu überführen. Ob-

25- wohl die Breite der Steuerimpulse für die lichtstrahlende

Diode 18 von 200μεβσ auf 80μεεσ vermindert werden kann, wird die Breite bei der Schaltung gemäss der vorliegenden Ausführungsform auf etwa Ιδδμεεο gewählt, welcher Wert etwa das Doppelte von ΘΟμεβσ mit einer genügenden Toleranz beträgt. 5- Wenn der Widerstandswert des Widerstandes R_Q zwischen

1 und 5 Mega- Ohm gewählt wird, wird andererseits im allgemeinen ein Photostrom von einigen Nano- Ampere mittels der Photodiode 20 erhalten. Und.es werden einige 10- Millivolt an Photospannung Vin erhalten, wenn der Widerstands-10-wert des Widerstandes R„ 1 Mega-Ohm beträgt. Jedoch hat der Belastungswiderstandswert eine Grenze, weil die Ausgangsleistung nicht stetig mit dem Erhöhen des Belastungswiderstandswertes in einen Sättigungsbereich des Photodetektors 20 ansteigt.

15- Die Photospannung Vin ist - im wesentlichen so wie sie ist die Eingangsleistung des Vergleicherstromkreises 22 über die Differenzierungsschaltung 21 und ist dem Vergleich mit der Referenzspannung Vr unterworfen. Wenn die Referenzspannung Vr 5OmV beträgt und Verstärkungsverhältnis des Komperators A₁

20- das Tausendfache ist, beträgt die H- Niveau - Ausgangsleistung des Komperators A₁ ( Vin - Vr) χ 1_o000 = 10 V, wenn die Photospannung Vin 60 mV beträgt. Folglich kann die wechselricntende Ausgangsleistung höher als das Schwellwertniveau (1/2 der Quellenspannung) der CMOC logischen Schaltung

25- direkt erhalten werden.

Wenn der Vergleicherstromkreis 22 eine H-Niveau-AüsgangsLeistung zum Zeitpunkt t ' erzeugt, ist der D- Flip- Flop FF des Speicherkreises eingestellt, um eine H- Niveau-Ausgangsleistung an der Anschlussklemme Q durch einen 5- Anstieg des Steuerimpulses ( Ausgangsleistung von b*) zum Zeitpunkt t, " zu erzeugen und zwar unmittelbar vor dem Ende der Lichtausstrahlung durch die lichtstrahlende Diode 18. Der so eingestellte D-Flip- Flop FF. behält seine derart eingestellte Funktion bei, es sei denn, dass ein 10- Rückstell- Eingangswert oder ein Zeitsignal hieran angelegt werden, wenn die Anschlussklemme D sich in einem L- Niveau befindet.

Wenn eine H- Niveau-Ausgangsieistung vom Vergleicherstromkreis 22 zu den Zeitpunkten t,-, t,-' erzeugt wird,und die

15-Zeitanschlussklemmen CL auf das H- Niveau durch den Steuer-, impuls ( Ausgangsleistung von b ) im Zeitpunkt t,-¹¹ ansteigen und zwar unmittelbar vor dem Ende der Lichtaustrahlung der lichtstrahlenden Diode 18, wird der D- Flip-Flop FF₂ erregt und eineH-Niveau -Ausgangsleistung von dessen An-

20-schlussklemme Q wird an den Schaltkreis 27 über die Zenerdiode ZD angelegt, um den Thyristor 28 leitend zu machen.

Nach.Erreichen der Leitfähigkeit des Thyristors 28 werden die Spannungs- und Signalleitung⁶¹!. ,1- kurzgeschlossen du] den Feueralarmanzeigelampenstromkreis 13und die Dioden-

brückenschaltung 14. Im Ergebnis wird der durch die Spannungs- und Signalleitungen I₁ »l? fliesende Strom erhöht, so dass ein Feueralarmsignal zur zentralen Signal>"station übertragen werden kann. Wenn der Q- Aus-5- gang des D- Flip- Flops FF ~ auf ein hohes Niveau kommt/ wird der Kondensator CU über den Widerstand R aufge--

•j 18

laden. Wenn die Spannung, die sich durch den Kondensator C₃ entwickelt, die Hälfte der Quellenspannung erreicht, wird der D- Flip- Flop FF₁ ausgelöst. Gleichzeitig

10- wird der D- Flip- Flop FF₂ durch eine H- Ausgangsleistung vom Inverter b. ausgelöst. Folglich sind die D- Flip-Flops FF₁ und FF₂ in ihre ursprünglichen Zustände zurückgestellt. Folglich wird die Zeit, während welcher der D- Flip- Flop FF„ eine H- Niveau- Ausgangsleistung erzeugt,

15- durch eine Zeitkonstante von etwa 0,69 R₁₈ · C bestimmt, und diese Zeit kann besipielsweise etwa 78msec betragen, welche ausreichend ist, um den Thyristor 28 zu steuern.

Wenn andererseits der D- Flip-Flop FF₁ des Speicherkreises 26 zu einem Zeitpunkt zwischen t. und t." eingestellt 20- wird, und der Vergleicherstromkreis 22 während der Zeit zwischen t₅ und t '' eine H- Niveau- Ausgangsleistung erzeugt, befindet sich die Anschlussklemme D des D-Flip- Flops FF₁ auf einem L-Niveau, wenn der Steuerimpuls (Ausgangsleistung von b..) im Zeitpunkt t ' ' ansteigt und der D- Flip-

Flop FF₁ die L- Niveau- Eingangsleistung eingibt, so dass die Anschlußklemme Q des Flip- Flops FF. in ein L- Niveau gebracht wird. Der Q- Ausgang des L- Niveaus liefert in der Folge eine hohe Ausgangsleistung des Inver-5-ters b. und stellt das D- Flip-Flop FF _ zurück. Folglich ist die Speicherung gelöscht.

Die Verminderung des Stromverbrauches, welche durch die vorliegende Ausführungsform ermöglicht wird, wird nun beschrieben unter Bezugnahme auf den Vergleicherstromkreis 10- sowie den Referenzspannungseinstellkreis 19 .

Wenn die Quellenspannung Vcc 12V beträgt , beträgt der Strom, der durch den Referenzspannungseinstellkreis 19 und den Vergleicherstromkreis 22 verbraucht wird, 8,45mA, weil der Stromverbrauch des Operationsverstärkers, der 15- den Komperator A₁ bildet, 3mA beträgt und der Stromverbrauch des Referenzspannungseinstellkreises 19 5,45mA beträgt ( gleich 12 V/2,2KOhm), bestimmt durch den Widerstandswert (2, 2KOhm ) des Widerstandes R₀. In diesem Zu-

sammenhang wird bemerkt, dass der Referenζspannungsein-20-stellkreis 19 und der Vergleicherstromkreis 22 intermittierend einmal pro 3,5 see betätigt werden. Folglich ist der durchschnittliche Stromverbrauch wie folgt: 8,45 mA/ Ρ,δεεσ/ΐδδμββσ) = 0,37μΑ.

Dieser Wert ist geringer als 1/40 des Stromverbrauches ( 15μΑ) beim konventionellen Vergleicherkreis und Verstärker ..

Hinzukommt, dass einige Milli -Sekunden beim konventio-5-nellen Komperator benötigt werden, der eine Verstärkung mit einem Verstärkungsgrad von etwa 500 bis 1000fach durch eine pulsierende Spannungsquelle bewirkt, um in einen stabilen Arbeitszustand nach der Spannungszulieferung zu kommen. Dies erfordert, dass die Spannung zum Verstärker

10- vor der Zündung der Steuerung der lichtstrahlenden Diode zugeliefert wird. Im Gegensatz werden gemäss der vorliegenden Erfindung nur 155usec für den Vergleicherstromkreis der vorliegenden Erfindung benötigt, um in einen stabilen Zustand zu gelangen, und der Steuerstrom für die lichtstrahl-

15- lende Diode 18 kann im Vergleich mit dem der konventionellen Stromkreise erheblich reduziert werden. Folglich kann der Stromverbrauch des gesamten Systems sehr erheblich vermindert werden.

Während die Photo- Ausgangsleistung, die an dem in Reihe 20- mit der Photodiode beim konventionellen Rauchfühler verbundenen Widerstand erzeugt wird, etwa einige Millivolt beträgt, ist ferner die Photo- Ausgangsleistung,' die mit der vorliegenden Erfindung erhalten wird, so hoch wie einige Zehn- Milli- Volt bis einige Hundert-25- Milli - Volt. Dies ermöglicht eine bedeutsame Weg-

lassung von Offset-Einstellungen und eine bemerkenswerte Verbesserung im S/N -Verhältnis. Mit anderen Worten genügt es, während die Verstärkung mit einem hohen Verstärkungsgrad im Vergleicherstromkreis des 5- konventionellen Rauchfühlers bewirkt wird, um eine Ausgangsleistung von 0,5 bis 1V zu erhalten, bei der vorliegenden Erfindung, die Photo- Ausgangsleistung mit einem geringen Verstärkungsverhältnis von etwa dem 5 bis 10fachen zu verstärken, um eine H- Niveau- Aus-

10- gangsleistung von 0,5 bis 1,0V zu erhalten. Folglich kann das Verstärkungsverhältnis des Verstärkers vermindert werden auf 1/10 bis 1/100 im Vergleich mit dem konventionellen Rauchfühler. Dies zeigt, dass, wenn ein Geräusch appliziert wird , ein Fehler von 10 bis 100%

15- bewirkt wird, der möglicherweise ein Feueralarmsignal beim konventionellen Rauchfühler übertragen könnte, aber beim Gegenstand der vorliegenden Erfindung wird nur ein Fehler von 1 bis 10 % bewirkt.

Obwohl die Basis- Emitter- Spannung des Transistors als 20- Schwellspannung verwendet wird, um bei oben beschriebenem Ausführungsbeispiel ein Feuersignal zu ermitteln, kann die Folgerung auch für den Fall gezogen werden, in dem ein Operationsverstärker mit einem Verstärkungsverhältnis vom Tausendfachen oder mehr als Komperat.or verwendet 25- wird.

Wie es oben beschrieben worden ist, erzie.lt das konventionelle System insbesondere eine Ausgangsspannung von 0,5 bis 1,0V durch Verwendung eines Verstärkers mit einem Verstärkungsfaktor von 500 bis 100Ofach, und die 5-Grösse des nach der Ermittlung von Rauch erhaltenen Photosignals beträgt etwaimV. Um solch ein geringes Photosignal dem direkten Vergleich durch einen Komperator in der vorliegenden Erfindung zu unterwerfen,müsste, das Auflösungsverhältnis des Komperators einige Mikro- Volt 10- bis einige 10- Mikro -Volt betragen, um einen genauen Vergleich mit der Referenzspannung Vr zu bewirken. Folglich müsste das Verstärkungsverhältnis des Komperators etwa 100.00Ofach sein. Hinzukommt, dass die Eingangs- Offset-Spannung und der Eingangs- Offset- Strom geringer sein ■15- müssen als das Photosignal- Niveau. Da ein irrtümliches Feueralarmsignal durch ein Geräusch von etwa 10μν erzeugt wird, müssten folglich eine komplizierte Geräuschunterdrückungsschaltung und ein äusserst genauer und teurer Komperator verwendet werden.

20- Im Gegensatz hierzu kann gemäss der vorliegenden Erfindung ein gewöhnlicher Komperator mit einem Verstärkungsverhältnis vom lOOOfachen oder mehr, einer Eingangs- Offset-Spannung von einigen MilIi- Volt und einem Eingangs-Off set- Strom/einigen Mikro- Ampere verwendet werden, ohne

25- dass besondere Einstellungen der Offset- Spannung und des

ι) ν ·«

-38-

Offset- Stroitisnotwendig sind und ohne die Bewirkung einer Verschlechterung der Genauigkeit. Folglich kann die vorliegende Erfindung im Vergleich mit den konventionellen Systemen eine grosse Vereinfachung der Schaltungs-5- anordnung, eine Geräuscheliminierung,eine Verminderung der Herstellkosten und eine Einschränkung des Stromverbrauches bewirken. Im Ergebnis kann ein Abschirmgehäuse für die Schaltungen, welches bei konventionellen Rauchfühlern erforderlich ist, weggelassen werden, wo-10- durch das Gerät geringe Abmessungen erhält und die Herstellkosten vermindert werden. Da das Abschirmgehäuse etwa 10% der Herstellkosten des gesamten Gerätes beträgt, kann das Weglassen des Abschirmgehäuses eine grosse Verminderung der Herstellkosten bewirken.

15- Nachstehend wird das zweite Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung näher beschrieben.

Der.Rauchfühler gemäss dem zweiten Ausführungsbeispiel der Erfindung umfasst gemäss Fig. 8 eine .Impulserzeugungsschaltung, welche Rechteckimpulse von schmaler Breite 20- bei gegebenen Perioden für die ununterbrochene Steuerung der Lichterzeugungsdiode abgibt, den Referenz -Spannungseinstellstromkreis und den Vergleicherstromkreis. Ein' Zeitsignal wird synchron mit dem Abfall des Rechteckimpulses den Zeit- Anschlussklemmen des zweistufigen

D- Flip- Flops eingegeben, welcher den SpeicherStromkreis bildet.

Bei der Schaltungsanordnung gemäss dem zweiten Ausführung sbeispiel ist die Diodenbrückenschaltung 14 mit 5- den Spannungsquellen- und Signalleitungen I₁ und 1„ verbunden.Der Ausgang der Diodenbrückenschaltung 14 ist mit dem Schaltkreis 27 mit dem Thyristor 28, mit dem Konstantspannungsstromkreis 15 mit dem Transistor Tr₂/ mit dem Strombegrenzungskreis 16 mit dem Transistor

10- Tr₁ und mit der Zenerdiode ZD₁ zum Schutz vor einer Überspannung verbunden. Der Ausgang des Strombegrenzerkreises 16 ist mit dem elektrolytischen Kondensator C₁ verbunden. Diese Schaltungsausbildung ist mit derjenigen des ersten Ausführungsbeispieles identisch. In den Abschnitten

15- hinter dem Kondensator C. sind als Stromkreise, die mit Spannung vom Kondensator C₁ versorgt werden, eine Impulserzeugungsschaltung 30, die lichtstrahlende Diode 18, der Referenzspannungseinstellkreis 19, die Photodiode 20, der Differenzierungskreis 21, der Vergleicherkreis 22 und

20- ein Speicherkreis 31 angeordnet . Die Teile sind identisch . mit denjenigen des ersten Ausführungsbeispieles, mit Ausnahme der Impulserzeugerschaltung 30 und des Speicherkreises

Der Impulserzeugerstromkreis 30 umfasst einen als Schalter funktionierenden TransistorTr,-, einen Vorspannungsstrom-

kreis hierzu, der Widerstände R und R₃₄ aufweist, einen

Transistor Tr _r, der den Transistor Tr₁. und die Wider-0 3

stände R₃₁ und R„₂ ein- oder ausschaltet, und einen Kondensator C₁₀ zum Einschalten oder Ausschalten des 5- Transistors Tr _fi in vorgegebenen Perioden. Der Widerstand R_. hat einen hohen Widerstandswert, z.B. von 4,7 M-Ohm zur graduellen Aufladung unter Entladung des Kondensators C_1Q. Der Widerstand R₂₂ hat einen geringen Widerstandswert, z. B. von 15 Ohm zur schnellen Aufladung des Kondensators

10- C₁₀ in der dargestellten Polarität. Diese Impulserzeugerschaltung 30 erzeugt Ausgangssignale an den Kollektoren des Transistors Tr _c bzw. des Transistors Tr_c. Der Kollektor des erstgenannten Transistors Tr₅ ist über den Widerstand R₃ mit der lichtstrahlenden Diode 18, dem Referenz-

15- spannungseinstellkreis 19 und dem Spannungsquellenanschluss des Komperators A₁ des Vergleicherstromkreises 22 verbunden, Der Kollektor des letztgenannten Transistors Tr₆ ist mit den Zeitanschlussklemmen CL der Flip- Flops FF, ^u"d FF

31 ■ verbunden, welche den SpeicherStromkreis/bilden, wie es

20- später noch im Detail beschrieben werden wird.

Der Speicherstromkreis 31 umfasst die zweistufigen D-Flip-Flops FF₃ und FF₄. Die Flip- Flops FF₃ und FF₄ erhalten an ihren jeweiligen Anschlussklemmen CL ein Zeitsignal vom Kollektor des Transistor Tr₆, wie es oben 25- beschrieben worden ist. Die Anschlussklemme D der ersten

Stufe des Flip- Flops FF₃ ist mit dem Ausgang des Komperators A. verbunden. Die Anschlussklemme D der zweiten Stufe des Flip -Flops FF. ist über einen Widerstand R₂₅ mit der Anschlussklemme Q der ersten Stufe des_ 5- Flops FF₃ verbunden. Eine Wiedereinstell- Anschlussklemme R des Flip- Flops FF₄ ist mit einer Anschlussklemme Q des Flip- Flops FF- verbunden. Der Widerstand R _2ς und ein Kondesator C₁₁, der mit der Anschlussklemme D des Flip- Flops FF₄ verbunden ist, bilden eine Schaltung 10- zur Verlängerung der Speicherzeit, um die Speicherzeit von 20-30 see. auszudehnen. Die Anschlussklemme Q des D- Flip- Flops PF₄ ist mit dem Schaltkreis 27 über die Zenerdiode ZD₃ zur Vermeidung einer irrtümlichen Betätigung verbunden.

15- Ein Stromkreis, der die Widerstände R^₈ und R₂₇ und den Kondensator C₃ umfasst und die Anschlussklemmen Q der zweiten Stufe des D -Flip- Flops FF. und die Anschlussklemme ersten Stufe .des D-Flip- Flops FF_ verbindet, bildet einen Verzögerungskreis, welcher die erste Stufe JB- Flip- Flop

20- F5*-3 ^t einer Verzögerung von einer vorher bestimmten Dauer einstellt, nachdem die Anschlussklemme Q der zweiten Stufe des Flip- Flops FF₄ ein Η-Niveau erreicht hat.

Die Funktion des Rauchfühlers gemäss dem zweiten Ausführungsbeispiel wird nachfolgend beschrieben.

Wenn bei der Impulserzeugerschaltung 30 die Transistoren Tr _ und Tr,- in nicht leitendem Zustand sind, entlädt sich der Kondensator C₁₀ graduell und wird graduell wieder vom Kondensator C. über den Widerstand R₂₁ aufgeladen. 5- Gleichzeitig sind die Polaritäten der Anschlussklemmen des Kondensators C₁₀ entgegengesetzt zu denjenigen die in Fig. 8 dargestellt sind. Wenn die Spannung am Kondensator 10 einen vorherbestimmten Wert erreicht, wird der Transistor Tr, eingeschaltet.

10- Gleichzeitig ist der Transistor Tr, nicht vollständig leitend, sondern dieser ist nur teilweise leitend geschaltet. Bei diesem Einschalten des Transistors Tr₆ wird der Transistor Tr₅ leitend gemacht. Dann ist der Kondensator C₁₀ schnell mit der Polarität gemäss Fig. 8

15- über die Transistoren Tr₅ und Tr, und den Widerstand R₂₂ aufgeladen. Wenn die quer durch die Anschlussklemmen des Kondensators C₁₀ entwickelte Spannung einen vorherbestimmten Wert erreicht, werden die Transistoren Tr₅ und Tr, abgeschaltet. Folglich wird die Impulserzeuger-

20- schaltung 30 in ihren ursprünglichen Zustand zurückgeführt. Die langsame Entladung und Aufladung über den Widerstand R₂₁ und die schnelle Aufladung über die Transistoren Tr₅ und Tr_g werden wechselweise wiederholt, um Impulse einer vorgegebenen Zeitdauer zu erhalten.

Eines der Ausgangssignale von der Impulserzeugerschaltung 30 wird über den Kollektor des Transistor Tr₅ erhalten, dessen Wellenform in Fig. 9 oben dargestellt ist. Diese Ausgangsleistung wird während der schnellen Aufladung 5- erzeugt und hat eine Breite so schmal wie etwa lOOusec im vorliegenden Ausführungsbeispiel. Die Periode beträgt etwa 2 bis 3 see. Da die Schaltkreise der nachfolgenden Abschnitte mit dem Kondensator C₁ nach der Leitfähigkeit des Transistors Tr₅ direkt verbunden sind, liefert dieser 10- Ausgang eine grosse Spannung und liefert intermittierend Spannung in Form von Impulsen zur lichtstrahlenden Diode 18, zum Referenzspannungseinstellstromkreis 19 und zum Komperator A₁.

Andererseits ist der Ausgangswert des Kollektors des 15- Transistors Tr _g entgegengesetzt in Phase zum Ausgangswert, der vom Kollektor des Transistors Tr₅ erhalten wird, und wird als ein Zeitsignal für die D-Flip- Flops FF₃ und FF. gebraucht. Dieses Ausgangssignal liefert Signale an die D-Flip- Flops FF₃ und FF... synchron mit dem Abfall 20- des Lichtstrahlungsausgangswertes.

Der Speicherstromkreis 31 empfängt die Eingangssignale an der Anschlussklemme D, sobald das Zeitsignal dem Terminal CL eingegeben ist . Mit anderen Worten wird am Ende der Lichtabstrahlung der lichtstrahlenden Diode 18 ein Ausgangswert

des Komperators A. eingegeben, der synchron hiermit abgeschaltet wird, weil, wie es in Fig. 10 dargestellt ist, der Ausgangswert des Komperators A. nicht sofort den Wert 0 erreicht sondern graduell vermindert wird mit einer 5- besonderen Zeitkonstanten, sobald der Komperator A₁ abgeschaltet ist.

Falls die Rauchdichte etwa zur Zeit t₃ ansteigt, steigt auch der Photoausgangswert, d.h. der Eingangswert des KomperatorsA.. an, wie es in den Fig. 9 und 10 dargestellt

10- ist. Gleichzeitig ist jedoch die Rauchdichte nicht ausreichend und nur ein Teil des Eingangswertes des Komperators A1 übersteigt den Schwellwert. Folglich ist die Impulsbreite des Ausgangsimpulses des Komperatois A1 schmal und der Ausgangswert oberhalb des vorher>*bestimmten Wertes

15- wird nicht bis zum Anstieg des Zeiteingangswertes aufrechterhalten und nicht dem D-Flip- Flop FF₁, eingegeben. Zur Zeit t. jedoch erreicht die Rauchdichte den vorherbestimmten Wert, der Ausgangswert des Komperators A1 wird höher aufrechterhalten als das vorher bestimmte Niveau, und dem D-

20- Flip- Flop FF-. eingegeben, um die Anschlussklemme Q in ein H- Niveau zu bringen.

Danach wird der Kondensator C₁₁ mit der Ausgangsleistung dieser Anschlussklemme Q aufgeladen über den Widerstand R₉r ,welche- Eingangswert der Anschlussklemme D der zweiten

Stufe des D- Flip- Flops FF₄ nach einer vorgegebenen Zeitverzögerung, z.B. von 20 bis 3 0 see,ist und eingegeben wird , wenn die Zeitanschlussklemme CL einen Eingangswert erhält' . Um die Verzögerung aufrechtzuerhalten , 5- sollte der Ausgcingswert des Komperators A₁ , welcher . Eingangswert der Anschlussklemme D der ersten Stufe des Flip- Flops FF₃ ist, höher sein, als der vorher bestimmte Wert zu den Zeiten des Eingangs aller Zeitsignale während dieser Periode. Wenn der Ausgangswert einmal unter

10- den vorher bestimmten Wert vermindert ist, wird die Anschlussklemme der. ersten Stufl^lip- Flops FF₃ gering und die Ladung, die im Kondensator C 11 gespeichert ist, wird schnell wieder über den Widerstand R„_ und die Diode D₄ entladen. Mit dieser Anordnung wird ein irr-

15- tümlicher Feueralarm vermieden, der auf die zeitweilige Erhöhung der Rauchdichte beim Rauch von einer Zigarette oder dgl. zurückzuführen ist.

Sobald die Anschlussklemme Q .der zweiten Stufe des Flip-Flops FF. auf das H- Niveau gebracht ist, wird der

20- Thyristor 28 des Schaltkreises 27 über die Zenerdiode ZD₃ zum Schutz gegen eine irrtümliche Betätigung leitfähig, in gleicher Weise wie beim ersten Ausführungsbe.ispiel. Dann wird die I.Stufe des D- Flip- Flop FF₃ nach einer besonderen Zeitverzögerung über die Verzögerungs-

25- schaltung, die aus den Widerständen R.g und R und dem

Kondensator C₃ gebildet ist, wieder ausgelöst und folglich wird die zweite Stufe des D- Flip-Flops FF₄ ausgelöst, um den Speicherstromkreis 31 in die Anfangslage zurückzubringen.

5- Diebesonderenvorteile des zweiten Ausführungsbeispieles sind die, dass die Schaltungsanordnung im Vergleich zu derjenigen des ersten Ausführungsbeispieles vereinfacht ist, so dass der Stromverbrauch noch' weiter reduziert ist und die Herstellkosten weiter vermindert sind. Ein anderer

10- Vorteil des zweiten Ausführungsbeipielets ist der , dass das beständige Eingeben der Daten gesichert ist, weil der Ausgangswert des Komperators über den D- Flip- Flop auf den Speicherkreis synchron mit dem Abfall des Lichtemissionsausgangswertes eingegeben wird. In der Anordnung,

15- in welcher die Ausgangsdaten in einer besonderen Zeitverzögerung nach dem Anstieg des Lichtenissionswertes eingegeben werden, ist insbesondere die Eingabezeit schwankend durch eine Änderung mit der :'eit oder eine Temperaturabweichung in der Verzögerungissc.haltung und

20- die Eingabefunktion kann nicht immer stabil bewirkt werden. Im Gegensatz hierzu ist entsprechend der vorliegenden Erfindung die Eingabezeit festgelegt als Abfall des Lichtemissionsausgangswertes, so dass die Einstellzeit nicht durch einen solchen Wechsel mit der Zeit und eine 5- Temperaturänderung bewirkt wird und folglich die

Eingabeoperation beständig bewirkt werden kann.

Obwohl die Impulserzeugerschaltung zur Erzeugung rechteckiger Impulse von schmaler Breite als ein Mittel zur intermittierenden Steuerung der lichtstrahlende Diode, 5- des Referenzspannungseinstellkreises und des Vergleicherkreises im zweiten Ausführungsbeispiel angewendet wird, ist die Anordnung der Impulserzeugerschaltung nicht beschränkt auf die dargestellte Anordnung. Beispielsweise, können der Schwingkreis 23, der Impulssteuerkreis 24 und 10- der lichter zeuge;nde Steuerkreis 17 des ersten Ausführungsbeispieles in Kombination angewendet werden.

Obwohl die lichtemittierende Diode direkt durch die Rechteckimpulse gesteuert wird, die von dem Impulserzeugungskreis des zweiten Ausführungsbeispieles erzeugt werden, 15- können die Impulse auch verwendet werden, um den Lichtemissicnssteuerkreis des ersten Ausführungsbeispieles zur nachfolgenden Steuerung der lichfereittierenden Diode zu steuern.

Der Speicherstromkreis schliesst den Verzögerungskreis 20- zur Verlängerung der Speicherzeit im zweiten Ausführungsbeispiel ein . Jedoch kann dieser Verzögerungskreis auch entfallen. In diesem Falle kann die Anschlussklemme Q der ersten Stufe des D- Flip- Flops direkt mit der

Anschlussklemme D der zweiten Stufe des D- Flip- Flops verbunden werden.

Wie es oben beschrieben worden ist₍wird entsprechend der vorliegenden Erfindung eine Photodiode von geringer 5- Verbindungskapazität verwendet, der Widerstand mit einem hohen Widerstandswert im Bereich von Mega-Ohm ist in Reihe mit der Photodiode verbunden und das am Widerstand auftretende Spannungssignal ist Eingangswert zum Vergleicherkreis über die Differenzierungsschaltung, so

10- dass der Ausgangswert von der Photodiode direkt dem Vergleich mit der Referenzspannung über den Vergleicherkreis unterworfen ist. Mit dieser Anordnung kann ein Verstärker mit hohem Verstärkungsgrad, der Geräusche erzeugt, entfallen und folglich kann auch ein Abschirmgehäuse, dass

15- in den konventionellen Rauchfühlern wesentlich ist, um die Geräusche zu eliminieren, entfallen. Zusätzlich kann der Stromverbrauch beträchtlich vermindert werden, da die lichtstrahlende Diode intermittierend gesteuert wird und die Photoausgangsleistung mit der Referenzspannung synchron

20- mit der Lichtstrahlung durch die lichtstrahlende Diode verglichen wird. Da ein Verstärker mit hohem Verstärkungsfaktor nicht notwendig ist, kann die Schaltungsanordnung weiterhin vereinfacht werden und die Beständigkeit des Schaltkreises kann verbessert werden. Beim bevorzugten

Ausführungsbeispiel gemäss Fig. 8, in welchem ein Zeitsignal an die Speicherschaltung angelegt wird, um den Ausgangswert von der Vergleicherschaltung im Zeitpunkt eines Abfalls der Lichtemissionsimpulse einzugeben, 5- kann weiterhin ein Schaltkreis, wie z.B. ein Verzögerungsschaltkreis, weggelassen werden, der die Eingabezeit einstellt, die auf derjenigen Zeit basiert, die für die Aufwärmzeit des Vergleicherkreises oder des Verstärkers erforderlich ist. Folglich kann die Schaltungsanordnung 10- weiterhin vereinfacht werden und der Stromverbrauch kann weiterhin vermindert werden. Darüberhinaus kann der Einfluss einer Änderung mit dem Alter der Schaltung oder eine Änderung in der Umgebungstemperatur auf diese Schaltungen eliminiert werden, um eine beständige Eingabe-15-funktion sicherzustellen.

Claims (6)

1. Patentansprüche

   / 1 . )Photoelektrisc;her Rauchfühler, bestehend aus -einer lichtstrahlenden Diode, die zur Lichtausstrahlung intermittierend betrieben ist und die das pulsierende Licht zu einer Raucherkennungskammer strahlt, sobald Rauch in die Kammer eindringt,

   -einerPhotodiode, die das durch den in die Raucherkennungskammer eindringenden Rauch zerstreute ..Licht empfängt und das empfangene Licht in ein elektrisches Signal umwandelt,, -einem Vergleicher, der synchron mit dem Betrieb der lichtstrahlenden Diode mit Spannung versorgt wird, der ein Ausgangssignal von der Photodiode an einer seiner Eingangsklemmen über eine Differenzierungsschaltung erhält, der ferner eine vorher bestimmte Bezugspannung an einer anderen

   seiner Eingangsklemmen synchron mit dem Steuern der lichtstrahlenden. Diode empfängt und der schließlich ein Ausgangssignal erzeugt, sobald eine Ausgangsspannung der Differenzierungsschaltung die vorher bestimmte Bezugsspannung erreicht und diese übersteigt,

   -einem Speicherkreis, der das Ausgangs signal des !Comparators speichert und ein Ausgangssignal erzeugt, sobald zwei aufeinanderfolgende Ausgangssignale des Vergleichers eingegeben worden sind,

   -und einem Schaltkreis, der leitend wird, um Spannungs- und Signalleitungen kurzzuschließen , die zu einer zentralen Signalstation führen,und ein Feueralarrasignal überträgt ,
   d-a durch gekennzeichnet, dass die Photodiode (20)eine Verbindungskapazität von bis zu 100 pF ( 100 pF oder weniger ) aufweist und in Reihe mit einem Widerstand(R_Q)mit einem hohen Widerstandswert in der Größenordnung von Mega-Ohm verbunden ist und dass ein am Widerstand (R ) auftretendes Spannungssignal<als Ausgangssignal von der Photodiode(20) in den Vergleicherkreis (22) über den Differenzierungskreis (21) eingegeben wird.
2. 2. Photoelektrischer Rauchfühler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass eine Impulserzeugungsischaltung (24,30) die innerhalb vorher bestimmter Perioden rechteckige Impulse von schmaler Breite abgibt, als ein Mittel zum intermittierenden Betrieb der lichtstrahlenden Diode ■18),eines

   Referenzspannungseinstellkreises (19) und eines Vergleicherkreis (22) synchron miteinander vorgesehen ist, und dass der Speicherkreis(26,31)einen zweistufigen D-FIiP-FlOp(FF₁Z₂ZFF₃ ^) enthält, dessen Zeitanschlüsse mit Zeitsignalen beaufschlagt sind, die mit dem Abfall der Rechteckimpulse synchron sind.
3. 3. Photoelektrischer Rauchfühler nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Speicherkreis (26,31) so ausgebildet ist, dass ein Anschluß (Q) der ersten Stufe des D-Flip-Flop(FF₁ ;FF-.) mit einem Anschluß( D) der zweiten Stufe des D- Flip-Flop( FF^FF,.) verbunden ist, dass ein Anschluß (Q )äer ersten Stufe des D-Flip-Flop (FF₁ ;FF.J mit einem Rückstellanschluß der zweiten. Stufe des D-Flip-Flop (FF₉J¹FF₄) verbunden ist und dass ein Ausgang des Vergleicherkreises ( 22 ) den Eingang zu einem Anschluß(D) der ersten Stufe des D-FIiP-FlOp(FF^FF₃) bildet, und dass der Schaltkreis ( 27 ) durch einen Q-Ausgang der zweiten Stufe des D-Flip-Flop(FF₂JFF₄) aktiviert wird.
4. 4. Photoelektrischer Rauchfühler na'ch Anspruch 3,

   dadurch gekennzeichnet, dass eine die Speicherzeit verlängernde Verzögerungsschaltung mit dem Anschluß( Q) der ersten Stufe des D-FIiP-FlOp(FF₁Z¹FF₃). verbunden ist, der graduell vom Anschluß(Q)belastet wird, sobald dieser Anschluß(Q) auf einem hohen Spannungsniveau liegt und der schnell

   entladen wird zum Anschluß [Q\ sobald dieser Anschluß (Q) auf einem geringen Spannungsniveau liegt, und dass die Lastspannung an der die Speicherzeit verlängernden Verzöger rungsschaltung der Eingangswert des Anschlusses(D) der zweiten Stufe des D-Flip-Flops (FF„;FF-) -ist .
5. 5. Photoelektrxscher Rauchfühler nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet/ dass die Photodiode (20) eine PIN-Photodiode ist.
6. 6. Photoelektrischer Rauchfühler nach einem der Ansprüche 1 bis 4 , dadurch gekennzeichnet, dass der Referenzspannungseinstellkreis ( 19 ) die Referenzspannung durch Teilung einer Vorwärtsspannung einer Diode ( D₂ ) mittels eines variablen Widerstandes ( V_n ) einstellt.