CH655192A5 - Detecteur de fumee photoelectrique. - Google Patents

Description

La présente invention concerne un détecteur de fumée photoélectrique comprenant une diode émettrice de lumière commandée pour

émettre de la lumière de manière intermittente et l'irradier dans, une chambre de détection de fumée, une diode photoélectrique destinée à recevoir la lumière dispersée par la fumée entrant dans la chambre et à convertir la lumière reçue en un signal électrique, un comparateur 5 alimenté en puissance en synchronisme avec la commande de la diode émettrice de lumière et recevant un signal de sortie de la diode photoélectrique à l'une de ses bornes d'entrée à travers un circuit différentiateur, et un circuit d'ajustement (19) d'une tension de référence délivrant une tension prédéterminée de référence en synchro-io nisme avec la commande de la diode émettrice de lumière sur l'autre borne d'entrée, le comparateur produisant un signal de sortie lorsque le signal délivré par le circuit différentiateur atteint et dépasse la tension de référence, un circuit de mémorisation pour mémoriser le niveau de sortie du comparateur et produire un signal de 15 sortie lorsqu'il reçoit deux signaux de sortie successifs du comparateur et un circuit interrupteur qui, dans l'état conducteur, court-circuite des bornes d'entrée du détecteur, destinées à être reliées à une station centrale par des lignes d'alimentation et de signalisation pour transmettre un signal d'alarme d'incendie sur lesdites lignes. 20 Le détecteur du type décrit ci-dessus a une haute fiabilité, il diminue la consommation de courant et il est d'un prix de revient bas.

Un tel détecteur de fumée photoélectrique a déjà été utilisé dans la pratique et il est illustré dans le schéma-bloc de la flg. 1. 25 En flg. 1, la référence 1 désigne un circuit redresseur en pont délivrant une tension de sortie de polarité indépendante de celle de la tension à ses bornes d'entrée sur les lignes de puissance et de signal 1, et U reliant le circuit à une station centrale de signal. Le circuit 1 est relié à un circuit interrupteur 2 comprenant un thyristor qui 30 court-circuite les lignes 1; et 12 pour transmettre un signal d'incendie lorsque le détecteur détecte la présence d'un incendie. Le détecteur comprend une source de tension constante 3 ayant une fonction de limitation du courant, un circuit oscillateur 4 comprenant un circuit de commande d'impulsions, une diode émettrice de lumière 5 com-35 mandée de manière intermittente par un signal impulsionnel reçu du circuit oscillateur, une diode photoélectrique ou photodiode 7 polarisée en sens inverse et conduisant, lorsqu'elle reçoit la lumière dispersée par la fumée entrant dans une partie détectrice de fumée 6, un circuit comparateur 8 produisant un signal de sortie produit par la 40 conduction de la diode 7 et un circuit de mémorisation 9 qui délivre un signal d'incendie pour commander le circuit interrupteur 2 lorsque deux signaux de sortie sont délivrés successivement par le circuit comparateur 8.

Le circuit décrit ci-dessus est devenu classique dans le domaine 45 des détecteurs de fumée photoélectriques. Dans ce circuit, et pour diminuer la consommation de courant, non seulement la diode émettrice 5 est commandée de manière intermittente par des impulsions, mais encore le circuit comparateur 8 est alimenté en puissance de manière intermittente par l'oscillateur 4 en synchronisme avec la so commande de la diode émettrice 5 de sorte qu'il ne fonctionne que dans les intervalles de temps pendant lesquels la lumière est émise. Les circuits électroniques sont en technologie CMOS pour diminuer encore la consommation générale de courant de détecteur de fumée.

En rapport avec ce qui précède, il faut mentionner que la plus 55 forte consommation de courant du circuit de la flg. 1 provient de la commande en courant de la diode émettrice de lumière 5 et que ce courant représente 50°o de la consommation totale.

En conséquence, il est particulièrement efficace de réduire la consommation de courant de la diode émettrice 5 afin de diminuer la en consommation générale de courant. Toutefois, si le courant de commande de la diode 5 est réduit, la lumière dispersée produite par la partie détectrice de fumée et tombant sur la photodiode 7 est aussi diminuée et la tension produite par cette photodiode est plus faible.

Pour éviter ce désavantage, on utilise un circuit comparateur 8 65 tel que celui de la fig. 2 dans lequel une résistance de charge Ro de plusieurs centaines de kiloohms est connectée en série avec la photodiode 1 qui est polarisée en sens inverse par une source de puissance et il se produit une tension aux bornes de la résistance Ro lorsque un

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courant coule dans la photodiode quand celle-ci détecte la lumière dispersée par de la fumée. La tension aux bornes de la résistance Ro est amplifiée dans un amplificateur 11 comprenant un amplificateur opérationnel ou un circuit à transistor avec un gain de 500 à 1000 pour commander un transistor Tr lorsque la sortie du circuit 11 dépasse environ 0,6 V. On peut atissi utiliser un circuit comparateur tel que celui de la fig. 3 dans lequel une résistance de charge Ro de plusieurs centaines de kiloohms est connectée en parallèle avec la photodiode 7, la tension délivrée par cette diode lors de la détection de la lumière dispersée par la fumée se trouvant sur la résistance Ro et étant amplifiée par un amplificateur 11 formé d'un amplificateur opérationnel ou d'un circuit amplificateur à transistor avec un gain de 500 à 1000 pour commander le transistor Tr lorsque la sortie du circuit 11 dépasse 0,6 V. Il est enfin aussi possible d'utiliser un circuit comparateur tel que celui de la fig. 4 dans lequel un comparateur 12 compare la sortie de l'amplificateur 11 avec une tension de référence Vr.

Comme alternative, et comme indiqué dans le brevet US N° 4186390, une photodiode est connectée entre une borne qui inverse et une borne directe d'un amplificateur opérationnel pour amplifier avec un haut gain un courant de la photodiode, un circuit à transistors étant prévu pour détecter si le signal de sortie de l'amplificateur opérationnel atteint un niveau correspondant à une densité prédéterminée de fumée et un circuit d'alarme étant activé par un circuit logique formé de flip-flops.

Dans les circuits des fig. 2 et 3, qui sont décrits dans le brevet US N° 4186390, un amplificateur opérationnel à bas prix alimenté par deux sources d'alimentation ou un circuit d'amplification à transistors comprenant deux ou trois transistors est utilisé. Pour réduire la consommation de courant de l'amplificateur, on utilise soit un amplificateur opérationnel de très faible puissance à deux sources, soit des transistors avec un fort gain en continu connectés en Darlington et une résistance de forte valeur dans le collecteur ou l'émetteur du transistor pour réduire le courant collecteur à une valeur acceptable.

Il est aussi possible d'utiliser un amplificateur opérationnel habituel dont la consommation de courant est de plusieurs milliampères. Dans ce cas, pour réduire la consommation de courant de l'amplificateur, une source de puissance est connectée à ce dernier plusieurs millisecondes avant la commande de la diode émettrice de lumière de sorte que cette diode est commandée après que le fonctionnement de l'amplificateur est devenu stable et la source de puissance est déconnectée lorsque la commande de la diode émettrice est terminée. Cette idée est décrite par exemple dans le brevet US N° 4198627.

Ces dispositions spéciales ont permis de réduire effectivement à 100 |iA la consommation de courant moyenne du détecteur de fumée connu dans son état normal de supervision (état dans lequel aucun signal d'incendie n'est produit). Les consommations de courant des différents circuits de la fig. 1 sont les suivantes :

a) circuit de tension constante 3 environ 2 à 5 |iA

b) courant de commande de la diode

émettrice de lumière 5 environ 40 à 60 |tA

c) circuit oscillateur 4 environ 5 à 10 pA

d) amplificateur 11 du circuit comparateur 8 environ 15 |iA

e) circuit de mémorisation 9 environ 5àl0pA 0 courant de perte du dispositif environ 5 à 10 ftA

Toutefois, dans le cas d'un circuit tel que celui illustré en fig. 2 dans lequel une tension de la photodiode de plusieurs millivolts est amplifiée par un amplificateur, le circuit comparateur 8" délivre une sortie inversée et il peut donner lieu à un fonctionnement entaché d'erreurs si un bruit parasite même aussi faible que 1 mV est produit occasionnellement par induction électromagnétique ou électrostatique. Dans le cas d'un circuit dans lequel un amplificateur opérationnel à deux sources est utilisé, une tension d'alimentation est divisée par une diode Zener ou par un diviseur résistif pour obtenir un potentiel de point intermédiaire. Pour diminuer la consommation de courant de la diode Zener ou du diviseur résistif, ces derniers doivent avoir une haute impédance et le potentiel intermédiaire est alors soumis à des fluctuations dues au bruit, ce qui peut donner lieu à un fonctionnement erroné du détecteur.

Pour cette raison, dans les détecteurs de fumée habituels, le circuit entier est incorporé dans une boîte de blindage 10 comme indiqué par la ligne en traitillé de la fig. 1, afin d'éviter un mauvais fonctionnement dû au bruit extérieur.

Toutefois, même si le circuit est entièrement blindé par un blindage 10, un fonctionnement erroné ne peut pas toujours être évité, ce fonctionnement erroné pouvant être produit par un bruit induit dans les lignes lj et 12 d'alimentation de puissance et de signal. En outre, une boîte de blindage avec un effet de blindage suffisamment efficace est trop chère. Il n'existe donc pas de détecteur de fumée répondant à toutes les exigences de haute fiabilité, de faible consommation de courant et de bas prix de revient.

En conséquence, le but de la présente invention est de réaliser un détecteur de fumée photoélectrique présentant une haute fiabilité, une faible consommation de courant et un bas prix de revient.

Pour atteindre ce but, le détecteur selon la présente invention est caractérisé en ce que la diode photoélectrique a une capacité de jonction égale ou inférieure à 100 pF et est connectée en série avec une résistance ayant une valeur d'au moins 1 Mfì et en ce qu'une tension apparaissant sur la résistance est délivrée comme signal de sortie de la diode photoélectrique au comparateur à travers le circuit différentiateur.

Le détecteur selon la présente invention est capable de délivrer une forte tension de la photodiode en utilisant une photodiode avec une capacité de jonction de 100 pF ou moins recevant de la lumière puisée, dispersée par de la fumée, d'une diode émettrice de lumière et permettant de simplifier la configuration d'un circuit comparateur, ce qui augmente la fiabilité et diminue la consommation de courant du détecteur par le fait que le signal de sortie de la photodiode est directement délivré au comparateur, sans nécessiter d'amplification préalable à haut gain.

En outre, le détecteur selon la présente invention améliore considérablement le rapport S/N (signal/bruit) par le fait qu'il délivre un signal de haut niveau de la photodiode, de sorte qu'un blindage n'est pas nécessaire, ce qui réduit le prix de revient.

Dans le détecteur selon la présente invention, la sortie du comparateur est obtenue en synchronisme avec les impulsions de lumière produites par la diode émettrice de lumière puisée, ce signal de sortie du comparateur étant mémorisé par des flip-flops lors de l'apparition du flanc arrière des impulsions de lumière, ce qui augmente la stabilité de mémorisation de ce signal, diminue la consommation de courant et simplifie la configuration du circuit.

L'invention va être décrite ci-après, à titre d'exemple et à l'aide du dessin dans lequel:

la fig. 1 est un schéma-bloc d'un détecteur de fumée photoélectrique habituel;

les fig. 2 à 4 sont des schémas montrant des variantes de circuits comparateurs à deux sources utilisés dans le détecteur de la fig. 1 ;

la fig. 5 est un schéma d'une première forme d'exécution du détecteur selon la présente invention;

les fig. 6 et 7 sont des diagrammes d'impulsions permettant la compréhension du fonctionnement du détecteur de la fig. 5;

la fig. 8 est un schéma d'une deuxième forme d'exécution du détecteur selon la présente invention;

la fig. 9 est un diagramme d'impulsions permettant la compréhension du fonctionnement du détecteur de la fig. 8, et la fig. 10 montre un détail agrandi du diagramme de la fig. 9. La fig. 5 montre le circuit d'une première forme d'exécution du détecteur de fumée photoélectrique selon la présente invention.

Le circuit comprend un pont redresseur à diode 14 connecté aux lignes de puissance et de signal lj et 12 reliant le détecteur à une station centrale de signal (non représentée). Le redresseur 14 délivre une tension de polarité désirée indépendamment de la polarité de la tension entre les lignes 1[ et 12 et il alimente en puissance un circuit interrupteur 27 comprenant un élément de commutation tel qu'un thyristor 28, une diode Zener ZD1 de protection contre les surchar5

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ges et un circuit de tension constante 15. La diode Zener ZD1 permet d'absorber les transitoires et de protéger le circuit interrupteur 27, etc., contre le bruit induit dans les lignes lx et 12 et contre les transitoires.

Un circuit de commande d'une lampe d'alarme incendie (non représenté) est connecté aux lignes de puissance et de signal lx et 1, à l'entrée du circuit redresseur 14. Le circuit de commande de la lampe d'alarme incendie commande l'allumage de cette lampe lorsqu'un signal d'incendie est transmis.

Le circuit de tension constante 15 stabilise la tension de sortie du redresseur 14, par exemple de 22 V à 13 V à l'aide d'un transistor Tr2 et d'une tension de référence délivrée par une diode Zener ZD2. Un circuit de limitation de courant 16 avec un transistor.Tri limite le courant de charge de la source de puissance pour que celui-ci ne dépasse pas 160 [iA par exemple.

Un condensateur électroiytique Cl est connecté à une sortie du limiteur de courant 16 à travers une diode Dl. Le condensateur Cl délivre la puissance nécessaire à l'alimentation des circuits suivants.

Les circuits qui sont alimentés par le condensateur Cl sont un circuit de commande d'émission de lumière 17 commandant de manière intermittente une diode émettrice de lumière 18, un circuit d'ajustement 19 d'une tension de référence Vr, un circuit différentiateur 21 pour différencier le signal de sortie d'une diode photoélectrique ou photodiode 20, un circuit comparateur 22 pour comparer le signal de sortie de la photodiode délivré par le circuit différentiateur 21 avec la tension de référence Vr, un circuit oscillateur 23 délivrant des impulsions rectangulaires avec un rapport d'impulsion de 50% et une période de répétition de 4 à 6 s, un circuit de commande d'impulsions 24 délivrant, en réponse aux impulsions de l'oscillateur, des impulsions de commande d'émission de lumière d'une largeur prédéterminée au circuit de commande d'émission de lumière 17 à travers un circuit de retard 25 et un circuit de mémorisation 26 produisant un signal de sortie de haut niveau (ci-après désigné par niveau de sortie H) pour commander un circuit interrupteur 27 lorsque deux niveaux de sortie H sont délivrés successivement par le comparateur 22.

Chacun des circuits alimentés par le condensateur Cl est décrit en détail ci-après. L'oscillateur 23 comprend un multivibrateur astable de trois étages inverseurs al, a2 et a3 formés de circuits intégrés en technologie CMOS. La consommation de courant de l'inverseur al est limitée par une résistance RI3 de manière que la consommation totale du circuit oscillateur soit d'environ 10 jiA. La période d'oscillation du circuit 23 est d'environ 4 à 6 s selon la relation: période = 2.2R14 • C2. Cette période est donc déterminée par la résistance R14 et le condensateur C2.

Le circuit de commande d'impulsions 24 est un circuit monostable comprenant les inverseurs bl et b2 formés de circuits intégrés en technologie CMOS, les résistances RI5 et RI6 et les condensateurs C6 et C7. Ce monostable est prévu pour compenser une variation de la largeur de l'impulsion de sortie de l'oscillateur qui pourrait se produire en raison d'une différence entre les niveaux de tension entre les circuits intégrés CMOS utilisés. Le monostable est commandé par le flanc montant de l'impulsion de sortie de l'oscillateur 23 et il délivre à la sortie de l'inverseur bl une impulsion de commande ayant une largeur (plus petite que 200 |is) déterminée par la constante de temps 1.55R15 • C7.

Le circuit de retard 25 comprend un inverseur b3 en circuit intégré CMOS, une résistance RI7 et un condensateur C8. Ce circuit de retard 25 délivre au circuit de commande d'émission de lumière 17 une impulsion du circuit de commande d'impulsions 24 après un retard correspondant à une constante de temps 0,69R17 • C8.

Le circuit de commande d'émission de lumière 17 comprend les transistors Tr3 et Tr4 rendus conducteurs par l'impulsion de sortie du circuit de retard 25. La diode émettrice de lumière 18 est connectée au collecteur du transistor Tr3 à travers une résistance R3. Le circuit de commande d'émission de lumière 17 commande la diode émettrice de lumière 18 et il alimente en même temps le circuit d'ajustement 19 de la tension de référence et le comparateur 22. La diode émettrice 18 est une diode habituelle émettrice de lumière infrarouge avec un haut rendement d'émission.

La photodiode 20, qui reçoit la lumière dispersée par la fumée entrant dans une partie de détection de fumée (non représentée) lors-5 que la lumière puisée de la diode émettrice 18 entre dans la partie de détection, est polarisée en sens inverse par une résistance en série Ro de forte valeur. La photodiode 20 a une capacité de jonction de 100 pF ou moins. Une telle diode est par exemple du type PIN. La capacité de jonction d'une diode PIN est de 20 a 60 pF. Le courant io coulant dans cette photodiode, lorsque celle-ci reçoit de la lumière, est normalement de quelques dizaines de nanoampères.

Pour obtenir une tension Vin élevée délivrée par le circuit décrit ci-dessus lorsque de la lumière est reçue, la résistance Ro en série avec la photodiode 20 doit en général être de valeur élevée. Toute-15 fois, lorsque de la lumière puisée est reçue, la montée de la tension Vin correspond à une constante de temps déterminée par la capacité de jonction de la photodiode 20 et la valeur de la résistance Ro. En conséquence, lorsque la période de la lumière reçue est aussi courte qu'environ 200 us ou moins, la tension Vin ne pourrait pas croître 20 suffisamment à l'intérieur de la durée de l'impulsion lumineuse si la photodiode avait une capacité de jonction de 100 pF ou plus, sauf si la résistance de charge Ro avait une valeur de plusieurs kiloohms. Pour cette raison, lorsque la photodiode utilisée a une capacité de jonction de 100 pF ou plus, la tension Vin n'est que de plusieurs mil-25 livolts par le fait que, dans les circuits habituels, la valeur de la résistance Ro n'est pas suffisamment élevée. Selon la présente invention, la valeur de la résistance Ro peut être de plusieurs mégohms, par exemple de 1 à 5 M£2 en utilisant une photodiode avec une capacité de jonction de 100 pF ou moins. Cela permet d'augmenter la tension 30 Vin à une valeur de plusieurs dizaines de millivolts.

Le circuit d'ajustement 19 de la tension de référence est un circuit qui divise une tension d'environ 0,6 V de polarisation en sens direct d'une diode D2 à l'aide d'une résistance variable VR et qui délivre la tension de référence Vr. Le circuit d'ajustement 19 est alimenté de 35 manière à ne délivrer la tension de référence Vr que lorsque le transistor Tr3 du circuit de commande d'émission de lumière 17 est conducteur. La raison pour laquelle une tension de conduction en sens direct d'une diode est divisée pour obtenir la tension de référence est de compenser une variation des caractéristiques de la diode émet-40 trice de lumière et de la photodiode 20 qui pourrait être produite par un changement de la température ambiante. Plus particulièrement, la diode émettrice 18 et la photodiode 20 ont chacune une caractéristique de température propre. Les caractéristiques de température de la diode émettrice 18 et de la photodiode 20 sont opposées et leurs 45 effets s'annulent en raison de leurs polarisations de signes opposés. Toutefois, la variation de la caractéristique de la diode émettrice 18 est plus grande que celle de la photodiode 20.

En conséquence, le signal de sortie de la photodiode 20 diminue lorsque la température augmente et il augmente lorsque la tempéra-50 ture baisse. Pour une tension déterminée de référence Vr, la sensibilité du détecteur de fumée est diminuée lorsque la température augmente. Pour cette raison, la tension de référence Vr est diminuée par la diode D2 lorsque la température augmente afin d'assurer toujours la même sensibilité désirée. Une résistance R9, qui peut également 55 être omise, est prévue pour améliorer la résolution de la résistance variable VR.

Le circuit comparateur 22 comprend un comparateur Al qui délivre un niveau de sortie H lorsque la tension Vin' (tension Vin diffé-rentiée) de la photodiode délivrée par le différentiateur 21 est plus 60 grande que la tension de référence Vr. Il est nécessaire que le comparateur Al ait une impédance d'entrée suffisamment élevée par rapport à la résistance Ro qui est une charge de la photodiode 20, que la tension d'offset d'entrée et le courant d'offset d'entrée soient suffisamment faibles par rapport au signal d'entrée et que le compara-65 teur Al soit capable de fonctionner avec une source unique d'alimentation. Il suffit que le gain d'amplification du comparateur Al soit supérieur à 100, cette valeur étant courante dans les amplificateurs opérationnels habituels. En pratique, un amplificateur opéra

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tionnel avec un transistor MOS-FET dans l'étage d'entrée et avec une impédance d'entrée élevée est utilisé.

Un comparateur A1 de ce type peut être utilisé en raison du fait que la tension Vin de la photodiode qui se développe sur la résistance Ro est de plusieurs dizaines de millivolts. En d'autres termes, à la différence des détecteurs habituels qui ne produisent qu'une tension de plusieurs millivolts, il n'est pas nécessaire d'utiliser deux sources d'alimentation par rapport au potentiel intermédiaire. Pour cette raison, le circuit peut être simplifié et son fonctionnement est plus stable. En outre, un circuit d'ajustement d'offset pour améliorer la résolution du comparateur peut être omis.

Le circuit différentiateur 21 permet d'éliminer un signal de sortie de la photodiode 20 produit par un courant d'obscurité Id. Par exemple, lorsque le courant d'obscurité Id = 1 nA et la résistance Ro = 1 MC2, une tension de 1 mV apparaît aux bornes de la résistance Ro et cette tension de sortie est éliminée par le circuit différentiateur 21, de sorte qu'elle n'est pas délivrée au comparateur 22.

Le circuit de mémorisation 26 comprend deux étages formés chacun d'un flip-flop de type D et un inverseur b4 en circuit intégré CMOS. L'impulsion de sortie du circuit de commande d'impulsions 24 est délivrée comme impulsion d'horloge à l'entrée d'horloge CL des flip-flops respectifs FF1 et FF2. La sortie du comparateur Al est connectée à une borne d'entrée D du flip-flop FF1 et une borne Q de FF1 est connectée à une borne D du flip-flop FF2. Une borne Q de FF2 est connectée au circuit interrupteur 27 à travers la diode Zener ZD3 de protection contre un fonctionnement erroné. Ce circuit de mémorisation 26 est tel qu'il ne délivre un niveau de sortie H sur la sortie Q de FF2, pour enclencher le thyristor du circuit interrupteur 27, que lorsque deux niveaux H successifs sont délivrés par le comparateur 22 en synchronisme avec l'impulsion de sortie du circuit de commande d'impulsions 24. Bien que, dans la fig. 5, la borne Q de FF1 soit connectée à une borne R (remise à zéro) de FF2 à travers l'inverseur b4, cette borne Q de FF1 peut aussi être connectée directement à la borne R de FF2.

Un condensateur C3 et une résistance RI 8 connectés au circuit de mémorisation 26 forment un circuit de retard et, lorsque la borne Q de FF2 passe au niveau H, le flip-flop FF1 est remis à zéro après un temps de retard prédéterminé.

La diode Zener ZD3 a pour but d'éviter que la borne Q de FF2 passe à un niveau H dans des conditions de fonctionnement instable immédiatement après l'application de l'alimentation, afin d'éviter tout fonctionnement intempestif du thyristor. La diode Zener ZD3 coupe la sortie du circuit de mémorisation 26 jusqu'à ce qu'une tension normale de fonctionnement délivrée par le circuit de mémorisation 26 et correspondant à la tension Zener de cette diode soit obtenue.

Le fonctionnement du détecteur de fumée de la fig. 5 est décrit ci-après.

Le fonctionnement du détecteur de fumée dans sa fonction de supervision normale est décrit en premier à l'aide de la fig. 6.

En admettant que la station centrale de signal soit mise en service au temps tl, une tension d'alimentation est appliquée aux circuits par les lignes d'alimentation et de signal 1, et 12 et le condensateur Cl commence à se charger à travers le circuit redresseur en pont 14 et le circuit de tension constante 15 par un courant déterminé par le circuit limiteur de courant 16.

Si la tension sur le condensateur Cl atteint au temps t2 une certaine valeur, par exemple environ 13 V, déterminée par le circuit 15, l'oscillateur 23 délivre au circuit de commande d'impulsions 24 des impulsions rectangulaires avec un rapport d'impulsion d'environ 50% et une période To = 3,5 s. Le circuit 24 est commandé en synchronisme avec le flanc montant des impulsions de l'oscillateur et, après un temps de retard correspondant à une constante de temps de 1,55R15 • C7 déterminée par le condensateur Cl et la résistance RI5, une impulsion de commande d'une largeur de 200 jxs ou moins est produite à la sortie de l'inverseur bl. Le circuit de retard 25 délivre l'impulsion de commande à la base du transistor Tr3 du circuit de commande d'émission de lumière 17 après un temps de retard de 0.69R17 • C8 pour rendre conducteurs les transistors Tr3 et Tr4. L'impulsion de commande est aussi délivrée aux bornes CL des flip-flops FF1 et FF2 du circuit de mémorisation 26.

Lorsque le transistor Tr3 du circuit 17 est conducteur, un cou-5 rant de commande coule dans la diode émettrice de lumière 18 qui produit de la lumière puisée d'une période prédéterminée et avec une durée d'émission de 200 |is ou moins.

D'autre part, lorsque le transistor Tr3 est conducteur, de la puissance est délivrée au circuit de tension de référence 19 et au compa-■° rateur 22, afin de produire la tension de référence pendant la période de conduction du transistor Tr3, de sorte que le comparateur Al du circuit comparateur 22 est mis en service pour effectuer l'opération de comparaison. Le comparateur Al est affecté d'un retard d'environ 60 j-is entre le moment où la puissance est délivrée et le temps où 15 il est en condition désirée de fonctionnement, de sorte que la durée d'émission de la lumière puisée peut être choisie de 60 [is ou plus.

A ce moment, et puisque aucune fumée ne pénètre dans la chambre de détection de fumée, il ne se produit pas de lumière dispersée par la fumée tombant sur la photodiode 20 et la lumière n'atteint 20 cette photodiode 20 qu'après plusieurs réflexions sur la paroi interne de la chambre. Il en résulte que le courant dans la photodiode, produit par une faible quantité de lumière incidente, n'est que de quelques nanoampères, c'est-à-dire un courant d'obscurité. Si la valeur de la résistance Ro est de 1 Mfì, une tension faible, de quelques mil-25 livolts, se produit sur la résistance Ro. Puisque cette tension est suffisamment faible en comparaison de la tension de référence Vr de plusieurs dizaines de millivolts, la sortie du comparateur Al est maintenue à un bas niveau.

L'impulsion de commande appliquée au circuit de mémorisa-30 tion 26 met les bornes d'entrée d'horloge CL des flip-flops FF1 et FF2 à un niveau H, ce qui permet au circuit 26 de lire les données, c'est-à-dire d'être positionné. Toutefois, puisque aucun niveau H n'est délivré par le circuit comparateur 22 pendant l'intervalle de temps pendant lequel les bornes CL sont à un niveau H, les flip-35 flops FF1 et FF2 sont remis à zéro et la sortie du circuit 26 est maintenue à un bas niveau.

La fig. 7 est un diagramme d'impulsions montrant l'opération de détection d'incendie en plus de l'opération entre les temps tl et t2 de la fig. 6.

40 II est admis par exemple qu'un incendie se déclare et que de la fumée commence à entrer dans la chambre de détection d'incendie entre les instants t3 et t4, lorsque le signal de sortie de l'oscillateur 23 passe à un niveau H et que la densité de la fumée atteint, au temps t4, le niveau prédéterminé correspondant au niveau de génération d'un 45 signal d'incendie.

Dans ces conditions, la sortie de l'oscillateur 23 est à un niveau H au temps t4, ce niveau commandant le circuit de commande d'impulsions 24, et une impulsion de commande est délivrée au circuit de commande d'émission de lumière 17 à travers le circuit de 50 retard 25 au temps t4'. La diode émettrice 18 est commandée par les transistors conducteurs Tr3 et Tr4, de sorte que de la lumière dispersée réfléchie de manière diffuse par les particules de fumée entrant dans la chambre tombe sur la photodiode et produit la conduction de cette dernière.

55 La lumière dispersée est reçue pendant l'intervalle de temps de 200 us ou inférieur, lorsque la diode émettrice 18 est commandée. Si la capacité de jonction de la photodiode 20 est de 20 pF et que la résistance Ro est de 1 Mfl, la constante de temps tr déterminant la montée de la tension de la photodiode sur la résistance Ro est de 60 1 M£2 x 20 pF = 20 |is. Dans ce cas, si la capacité du condensateur C5 du circuit différentiateur 21 est de 0,001 jaF et que la résistance RI 1 est de 4,7 Mfi, la constante de temps du circuit 21 est de 4,7 ms. En conséquence, la tension Vin sur la résistance Ro apparaît sur la résistance RI 1 sans atténuation et elle est appliquée au circuit 65 comparateur 22.

Le temps de commande de la diode émettrice de lumière 18 peut donc être raccourci à 20 |is. Toutefois, puisque le comparateur Al nécessite un temps de 60 us pour être en condition de fonctionne

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ment stable après l'application de sa puissance d'alimentation, le temps de commande de la diode émettrice 18 doit être au moins de 80 |is en pratique. Bien que la largeur de l'impulsion lumineuse peut être réduite de 200 à 80 |is, sa largeur effective dans la forme d'exécution décrite est choisie d'environ 155 us, c'est-à-dire environ le double de 80 (is, ce qui donne un bon facteur de sécurité.

D'autre part, lorsque la résistance Ro est choisie de manière générale de 1 à 5 M£i, un courant de la photodiode de plusieurs dizaines de nanoampères est obtenu de la photodiode 20. Une tension Vin de plusieurs dizaines de millivolts est aussi obtenue sur la résistance Ro si la valeur de celle-ci est de 1 M£2. Cependant, la valeur de la résistance de charge Ro a une limite par le fait que le signal de sortie n'est pas substantiellement augmenté par une augmentation de la valeur de cette résistance dans la zone de saturation du photodétecteur.

La tension Vin est délivrée sans changement appréciable au circuit de comparaison 22 à travers le circuit de différentiation 21 et comparée à la tension de référence Vr. Si la tension de référence Vr est de 50 mV et que le gain du comparateur Al est de 1000, le niveau de sortie H du comparateur Al est (Vin—Vr) x 1000, soit 10 V lorsque la tension Vin est de 60 mV. Ainsi, une sortie inversée d'un niveau supérieur au niveau de seuil ( Vi de la tension d'alimentation) du circuit logique CMOS peut être obtenue directement.

Lorsque le circuit de comparaison 22 produit un signal de sortie de niveau H au temps t4', le flip-flop FF1 du circuit de mémorisation 26 est positionné et il délivre un signal de sortie H sur sa borne Q lors de la montée de l'impulsion de commande (sortie de bl) au temps t4", immédiatement avant la fin de l'émission de lumière par la diode émettrice 18. Le flip-flop FF1 maintient son niveau de sortie H jusqu'à ce qu'une impulsion de remise à zéro soit délivrée ou qu'un signal d'horloge soit délivré lorsque sa borne D est à un niveau bas L.

Lorsqu'un niveau de sortie H est produit par le circuit 22 au temps t5, t5' et que les bornes d'entrée d'horloge CL passent au niveau H par l'application de l'impulsion de commande (sortie de bl) au temps t5", immédiatement avant la fin de l'émission lumineuse de la diode 18, le flip-flop FF2 est positionné à un niveau de sortie H sur sa borne de sortie Q, ce signal étant délivré au circuit interrupteur 27 à travers la diode Zener ZD3, ce qui rend le thyristor 28 conducteur.

Lorsque le thyristor 28 est conducteur, les lignes de puissance et de signal lj et 12 sont court-circuitées à travers un circuit de commande de la lampe d'alarme incendie (non représenté) et le redresseur en pont 14. En conséquence, le courant coulant dans les lignes lj et 12 est augmenté de manière à transmettre un signal d'alarme d'incendie à la station centrale de signal. Lorsque la sortie Q de FF2 passe au niveau H, le condensateur C3 est chargé à travers la résistance RI8. Lorsque la tension développée aux bornes du condensateur C3 dépasse la moitié de la tension d'alimentation, le FF1 est remis à zéro. Au même moment, le FF2 est aussi remis à zéro par un niveau de sortie H de l'inverseur b4. Ainsi, les flip-flops FF1 et FF2 sont remis dans leurs conditions initiales et le temps pendant lequel le FF2 produit un niveau sortie H est déterminé par une constante de temps de 0,69R18 • C3, ce temps étant par exemple de 78 ms, ce qui est suffisant pour faire conduire le thyristor 28.

D'autre part, si le FF1 du circuit 26 est positionné entre les temps t4 et t4" et que le circuit comparateur 22 ne produit pas un niveau de sortie H entre les temps t5 et t5", la borne D de FF1 est à un niveau L (bas niveau) lorsque l'impulsion de commande délivrée par bl passe au niveau H au temps t5" et le FF1 lit ce niveau L, de sorte que sa borne de sortie Q est portée au niveau L. Le niveau de sortie L sur la borne Q de FF1 met à son tour la sortie de l'inverseur b4 à un haut niveau et remet à zéro le FF2. Ainsi, la mémorisation est annulée.

La diminution de la consommation de courant dans la première forme d'exécution du détecteur selon l'invention est expliquée ci-après en rapport avec le circuit de comparaison 2 et le circuit d'ajustement de la tension de référence 19.

Si la tension d'alimentation Vcc est de 12 V, le courant consommé par les circuits 19 et 22 est de 8,45 mA, composé d'un courant de 3 mA consommé par l'amplificateur opérationnel formant le comparateur Al et d'un courant de 5,45 mA (correspondant à 12 V, 2,2 kfì) consommé par le circuit 19 et déterminé par la valeur de 2,2 kfi de la résistance R8. Sous ce rapport, il faut noter que le circuit 19 d'ajustement de la tension de référence et le circuit de comparaison 22 fonctionnent de manière intermittente, étant mis en service une fois toutes les 3,5 s. En conséquence, le courant moyen consommé est de:

8.45 mA/(3,5 s/155 (is) = 0,37 |xA

Cette valeur est plus faible que Ao de la consommation (15 (iA) d'un circuit comparateur amplificateur habituel.

En outre, dans un comparateur habituel avec un gain de 500 à 1000, commandé par une source d'alimentation puisée, il faut attendre plusieurs millisecondes avant que la condition de fonctionnement stable soit atteinte. Cela demande que l'alimentation en puissance de l'amplificateur soit fournie à ce dernier avant le début de la commande de la diode émettrice de lumière. Par comparaison, et selon la présente invention, il ne faut attendre que 155 jxs pour atteindre la condition de fonctionnement stable du circuit de comparaison et le courant de commande de la diode émettrice 18 peut être largement réduit en comparaison du circuit habituel. Ainsi, la consommation de courant du détecteur peut être fortement réduite.

En plus, alors que la tension produite sur la résistance en série avec la photodiode du détecteur de fumée habituel est de plusieurs millivolts, cette tension est de plusieurs dizaines à plusieurs centaines de millivolts dans le détecteur selon la présente invention. Cela permet d'économiser un réglage d'offset et donne lieu à une importante amélioration du rapport S/N. En d'autres termes, alors que l'amplification à grand gain est effectuée dans le circuit de comparaison du détecteur de fumée habituel pour obtenir un signal de sortie de 0,5 à 1 V, il suffit, dans la présente invention, d'amplifier la tension Vin avec un faible gain de 5 à 10 pour obtenir un niveau de sortie H de 0,5 à 1 V. Ainsi, le gain de l'amplificateur peut être diminué de 10 à 100 fois en comparaision de celui d'un détecteur habituel. Cela signifie que, lorsqu'un bruit est présent, une erreur de 10 à 100% est produite dans le détecteur habituel, pouvant donner lieu à un signal d'alarme incendie, alors que, dans la présente invention, ce bruit ne produit qu'une erreur de 1 à 10%.

Bien que la tension base-émetteur du transistor soit utilisée comme tension de seuil pour détecter un signal d'alarme incendie dans l'exemple décrit ci-dessus, la conclusion mentionnée s'applique aussi dans le cas où un amplificateur opérationnel avec un gain de 1000 ou supérieur est utilisé comme comparateur.

Plus particulièrement, comme décrit ci-dessus, on obtient dans le système habituel une tension de sortie de 0,5 à 1 V en utilisant un amplificateur avec un gain élevé de 500 à 1000, et le niveau du signal délivré par la photodiode en présence de fumée est d'environ 1 mV. Pour pouvoir comparer directement un si faible signal, la résolution du comparateur devrait être de plusieurs microvolts à plusieurs dizaines de microvolts afin de permettre une comparaison précise avec la tension de référence Vr. En conséquence, le gain du comparateur devrait être d'enviorn 100000. En outre, la tension d'offset d'entrée et le courant d'offset d'entrée devraient être plus faibles que le niveau du signal de la photodiode. En plus, puisqu'un signal erroné d'alarme incendie est produit par un bruit d'environ 10 |iV, un circuit compliqué d'élimination de bruit et un comparateur très précis et très coûteux devraient être utilisés.

En comparaison, dans le détecteur selon la présente invention, un comparateur habituel avec un gain de 1000 ou supérieur, une tension d'offset d'entrée de quelques millivolts et un courant d'offset d'entrée de quelques picoampères peut être utilisé sans réglage spécifique de la tension et du courant d'offset et sans donner lieu à une diminution de la précision. Ainsi, la présente invention permet de simplifier les circuits, d'améliorer l'élimination du bruit, de réduire les coûts de fabrication et de diminuer la consommation de courant en comparaison avec le système habituel. Il en résulte que la boîte de

5

io

15

20

25

30

35

40

45

50

55

60

65

7

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blindage des circuits qui est normalement nécessaire dans les détecteurs de fumée habituels peut être omise, ce qui diminue les dimensions du détecteur et son prix de-revient.

Une deuxième forme d'exécution de l'invention est décrite ci-après.

Le détecteur de fumée de cette deuxième forme d'exécution est illustré en flg. 8 et il comprend un circuit générateur d'impulsions délivrant périodiquement des impulsions rectangulaires de faible largeur pour la commande intermittente de la diode émettrice de lumière, un circuit de tension de référence et un circuit comparateur. Un signal d'horloge, synchrone avec le flanc arrière, descendant, des impulsions rectangulaires, est délivré aux entrées d'horloge de deux étages comprenant des flip-flops de type D qui constituent le circuit de mémorisation.

Dans le circuit de la deuxième forme d'exécution, le pont redresseur à diodes 14 est connecté aux lignes de puissance et de signal lj et 12. La sortie du pont 14 est connectée au circuit interrupteur 27 comprenant le thyristor 28, le circuit de tension constante 15 avec le transistor Tr2, le circuit de limitation de courant 16 avec le transistor Tri et la diode Zener ZD1 de protection contre les surcharges. La sortie du circuit de limitation de courant 16 est connectée au condensateur électrolytique Cl. Cette configuration est identique à celle de la première forme d'exécution. Les circuits qui sont alimentés par le condensateur Cl comprennent un circuit générateur d'impulsions, la diode émettrice de lumière 18, le circuit d'ajustement de la tension de référence 19, la photodiode 20, le circuit différentiateur 21, le circuit comparateur 22 et un circuit de mémorisation 31. Ces circuits sont identiques à ceux de la première forme d'exécution, à l'exception du circuit générateur d'impulsions 30 et du circuit de mémorisation 31.

Le circuit générateur d'impulsions 30 comprend un transistor commutateur Tr5, un circuit de polarisation de ce transistor formé des résistances R23 et R24, un transistor Tr6 de commande du transistor Tr5, des résistances R21 et R22 ainsi qu'un condensateur C10 pour enclencher ou déclencher périodiquement le transistor Tr6. La résistance R21 est de valeur élevée, par exemple de 4,7 Mfi, afin de charger ou de décharger progressivement le condensateur CIO. La résistance R22 est de faible valeur, par exemple de 15 Q, pour permettre une charge rapide du condensateur C10 avec la polarité indiquée. Le circuit générateur d'impulsions 30 délivre des signaux de sortie sur les collecteurs des transistors Tr5 et Tr6. Le collecteur de Tr5 est connecté à travers la résistance R3 à la diode émettrice 18, au circuit d'ajustement de la tension de référence 19 et à la borne d'alimentation du comparateur Al du circuit 22. Le collecteur du transistor Tr6 est connecté aux bornes d'entrée d'horloge CL des flip-flops FF3 et FF4 formant le circuit de mémorisation comme décrit en détail ci-après.

Le circuit de mémorisation 31 comprend les deux flip-flops FF3 et FF4. Ces flip-flops FF3 et FF4 reçoivent sur leurs bornes CL respectives un signal d'horloge délivré par le collecteur du transistor Tr6 comme décrit ci-dessus. La borne D du premier flip-flop FF3 est connectée à la sortie du comparateur Al. La borne D du second flip-flop FF4 est connectée à travers une résistance R25 à la borne Q du premier flip-flop FF3. La borne de remise à zéro R de FF4 est connectée à la borne Q de FF3. La résistance R25 et un condensateur Cl 1 connecté à la borne D de FF4 constituent un circuit de prolongation du temps de mémorisation pour prolonger ce temps de mémorisation de 20 à 30 s. La borne Q de FF4 est connectée au circuit interrupteur 27 à travers la diode Zener pour prévenir un fonctionnement erroné.

Un circuit comprenant les résistances R18 et R27 et un condensateur C3 est connecté à la borne Q de FF4 et à la borne R de FF3. Ces éléments constituent un circuit de retard qui remet à zéro le flip-flop FF3 avec un retard prédéterminé après que le signal sur la borne Q de FF4 a atteint un niveau H.

Le fonctionnement du détecteur de fumée selon la seconde forme d'exécution est décrit ci-dessous.

Dans le circuit générateur d'impulsions 30, lorsque les transistors Tr5 et Tr6 sont à l'état non conducteur, le condensateur C10 se décharge progressivement et il est progressivement chargé par le condensateur Cl à travers la résistance R21. Dans cet état, la pola-5 rité aux bornes du condensateur C10 est inversée par rapport à celle indiquée en fig. 8. Lorsque la tension aux bornes de C10 atteint une valeur prédéterminée, le transistor Tr6 est rendu conducteur. Le transistor Tr6 n'est toutefois pas rendu entièrement conducteur,

mais il conduit partiellement. Après cet enclenchement partiel du io transistor Tr6, le transistor Tr5 est rendu conducteur. Le condensateur C10 est alors rapidement chargé, à travers les transistors Tr5 et Tr6 et la résistance R22, avec la polarité indiquée en fig. 8. Lorsque la tension aux bornes de C10 atteint une valeur prédéterminée, les transistors Tr5 et Tr6 sont rendus non conducteurs. Ainsi, le cir-15 cuit 30 est remis dans son état initial. La décharge et la charge lente du condensateur C10 à travers la résistance R21 ainsi que la charge rapide de ce condensateur à travers les transistors Tr5 et Tr6 et la résistance R22 se répètent périodiquement, ce qui produit des impulsions de période déterminée.

20 Un des signaux de sortie du circuit 30, sur le collecteur du transistor Tr5, est indiqué en haut de la fig. 9. Ce signal est produit pendant la charge rapide et sa durée est faible, d'environ 100 |is dans l'exemple décrit. La période de répétition est de 2 à 3 s. Puisque les circuits sont alimentés par le condensateur Cl, lors de la conduction 25 du transistor Tr5, ce signal de sortie délivre une forte puissance et il alimente en puissance de manière intermittente et sous forme d'impulsions la diode émettrice 18 et le comparateur Al.

D'autre part, le signal de sortie sur le collecteur du transistor Tr6 est en opposition de phase par rapport au signal sur le collecteur du 30 transistor Tr5 et il est utilisé comme signal d'horloge pour les flip-flops FF3 et FF4. Ce signal est en synchronisme avec la fin de l'émission de lumière.

Le circuit de mémorisation 31 mémorise les données sur la bor-^ ne D lorsque le signal d'horloge est présent sur les bornes CL. En d'autres termes, il mémorise le niveau de sortie du comparateur Al à la fin de l'émission de lumière de la diode 18 par le fait que le comparateur est rendu non conducteur en synchronisme avec la fin de l'émission de lumière et que sa sortie ne tombe pas brusquement à zéro, mais décroît progressivement avec une certaine constante de temps lorsque ce comparateur Al est rendu non conducteur.

Si la densité de fumée augmente au temps t3, le signal de sortie de la photodiode, c'est-à-dire le signal d'entrée du comparateur Al, augmente, comme indiqué dans les fig. 9 et 10. A cet instant, la den-45 sité de fumée n'est toutefois pas suffisante, de sorte que seule une partie du signal d'entrée du comparateur Al dépasse le seuil fixé. En conséquence, la largeur de l'impulsion de sortie du comparateur est faible et le niveau au-dessus de la valeur prédéterminée n'est pas maintenu jusqu'au moment de la montée de l'impulsion d'horloge et 50 n'est pas enregistré par le flip-flop FF3. Au temps t4, la densité de fumée atteint la valeur prédéterminée et le niveau de sortie du comparateur Al est maintenu à une valeur plus élevée que le niveau prédéterminé et ce niveau est enregistré par FF3 dont la borne Q est portée à un niveau H.

55 Ensuite, le niveau de sortie sur cette borne Q charge le condensateur Cl 1 à travers la résistance R25 et ce niveau est délivré à la borne D de FF4 après un temps de retard de par exemple 20 à 30 s et enregistré lors de l'apparition de l'impulsion d'horloge sur la borne CL. Pour maintenir le retard, le niveau de sortie du compara-60 teur Al, délivré à la borne D de FF3, doit être plus élevé que la valeur prédéterminée aux instants d'apparition des signaux d'horloge, pendant cette période de 20 à 30 s. Si le niveau de sortie tombe une fois en dessous de la valeur prédéterminée, le niveau sur la borne Q de FF3 devient bas et la charge emmagasinée dans le condensa-65 teur Cil est rapidement évacuée à travers la résistance R26 et la diode D4. Cette disposition permet d'éviter qu'une fausse alarme soit donnée par une augmentation temporaire de la densité de fumée, due par exemple à de la fumée de cigarette, etc.

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8

Lorsque le signal sur la borne Q de FF4 est porté à un niveau H, le thyristor 28 du circuit 27 est rendu conducteur à travers la diode Zener ZD3, de la même manière que dans la première forme d'exécution. Le flip-flop FF3 est alors remis à zéro après un certain temps dépendant des résistances RI 8 et R27 et du condensateur C3 et le flip-flop FF4 est remis à zéro afin de placer le circuit de mémorisation 31 dans la condition initiale.

Le premier avantage de la seconde forme d'exécution est que la configuration du détecteur est simplifiée en comparaison de celle de la première forme d'exécution, de sorte que la consommation de courant est encore diminuée ainsi que le prix de revient. Un autre avantage est la stabilité de la lecture des données assurée par le fait que le signal de sortie du comparateur est lu par le flip-flop du circuit de mémorisation en synchronisme avec la fin de l'émission de lumière. Plus particulièrement, dans un circuit dans lequel les données sont enregistrées un certain temps après le début de l'émission lumineuse, le temps d'enregistrement peut varier en raison d'un changement dans le temps ou d'une variation de température dans le circuit de retard et l'opération d'enregistrement ne peut pas toujours être effectuée de manière stable.

Le circuit générateur d'impulsions rectangulaires de courte durée utilisé pour commander de manière intermittente la diode émettrice, le circuit d'ajustement de la tension de référence et le circuit comparateur de la seconde forme d'exécution ne sont pas limités au circuit illustré. Par exemple, il est possible d'utiliser en combinaison le circuit oscillateur 23, le circuit de commande d'impulsions 24 et le circuit de commande d'émission de lumière 17 de la première forme d'exécution.

Au lieu de commander directement la diode émettrice par les impulsions rectangulaires du circuit générateur d'impulsions, ces impulsions peuvent aussi être utilisées pour commander le circuit de commande d'émission de lumière de la première forme d'exécution, ce dernier circuit commandant alors la diode émettrice.

Dans la seconde forme d'exécution, le circuit de mémorisation comprend le circuit de retard pour prolonger le temps de mémorisation. Ce circuit de retard peut aussi être omis. Dans ce cas, la borne Q du premier flip-flop peut être connectée directement à la borne D 5 du second flip-flop.

Comme décrit ci-dessus, et selon la présente invention, une photodiode avec une faible capacité de jonction est utilisée, la résistance en série avec cette photodiode ayant une valeur élevée de l'ordre de io grandeur de mégohms et la tension apparaissant aux bornes de cette résistance est délivrée au circuit comparateur à travers un circuit différentiateur, de sorte que le signal de sortie de la photodiode est directement comparé à la tension de référence par le circuit comparateur. Cette configuration permet premièrement d'éviter la nécessité 15 d'un amplificateur à haut gain producteur de bruit et d'éviter en conséquence la nécessité du blindage qui est normalement exigé dans les détecteurs de fumée habituels. En outre, puisque la diode émettrice de lumière est commandée de manière intermittente et que le signal de sortie de la photodiode est comparé avec la tension de réfé-20 rence en synchronisme avec l'émission lumineuse, la consommation de courant peut être très fortement réduite. Par le fait qu'un amplificateur à haut gain n'est pas utilisé, la configuration du détecteur peut être simplifiée et sa stabilité est améliorée. Dans la forme d'exécution préférée, illustrée en fig. 8, dans laquelle un signal d'horloge 25 est appliqué au circuit de mémorisation pour lire le niveau de sortie du circuit comparateur au moment de la fin de l'émission lumineuse, un circuit de retard déterminant le temps d'enregistrement en fonction du temps nécessaire pour obtenir un fonctionnement stable du circuit comparateur ou de l'amplificateur peut être omis. Cela per-30 met une simplification supplémentaire du détecteur et la consommation de courant est encore réduite. L'influence du vieillissement ou d'un changement de la température ambiante sur ces circuits est éliminée, assurant une opération d'enregistrement stable.

R

4 feuilles dessins

Claims (6)

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1. Détecteur de fumée photoélectrique comprenant une diode émettrice de lumière (18) commandée pour émettre de la lumière de manière intermittente et l'irradier dans une chambre de détection de fumée, une diode photoélectrique (20) destinée à recevoir la lumière dispersée par la fumée entrant dans la chambre et à convertir la lumière reçue en un signal électrique, un comparateur (22) alimenté en puissance en synchronisme avec la commande de la diode émettrice de lumière (18) et recevant un signal de sortie de la diode photoélectrique (20) à l'une de ses bornes d'entrée à travers un circuit différentiateur (21), et un circuit d'ajustement (19) d'une tension de référence délivrant une tension prédéterminée de référence en synchronisme avec la commande de la diode émettrice de lumière (18) sur l'autre borne d'entrée, le comparateur (22) produisant un signal de sortie lorsque le signal délivré par le circuit différentiateur (21) atteint et dépasse la tension de référence, un circuit de mémorisation (26, 31) pour mémoriser le niveau de sortie du comparateur et produire un signal de sortie lorsqu'il reçoit deux signaux de sortie successifs du comparateur et un circuit interrupteur (27) qui, dans l'état conducteur, court-circuite des bornes d'entrée du détecteur, destinées à être reliées à une station centrale par des lignes d'alimentation et de signalisation (1,, 12) pour transmettre un signal d'alarme d'incendie sur les lignes, caractérisé en ce que la diode photoélectrique (20) a une capacité de jonction égale ou inférieure à 100 pF et est connectée en série avec une résistance (Ro) d'une valeur d'au moins 1 MO, et en ce qu'une tension apparaissant sur la résistance est délivrée comme signal de sortie de la diode photoélectrique (20) au comparateur (22) à travers le circuit différentiateur (21).

2. Détecteur selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comprend un circuit générateur d'impulsions (23, 30) délivrant des impulsions rectangulaires de période prédéterminée, les impulsions commandant de manière intermittente la diode émettrice de lumière (18), les circuits générateur d'impulsion (23, 30), d'ajustement de la tension de référence (19) et le comparateur (22) fonctionnant en synchronisme, et en ce que le circuit de mémorisation (26, 31) est formé de deux flip-flops (FF1, FF2; FF3, FF4) dont les entrées d'horloge (CL) reçoivent des signaux synchronisés avec le flanc arrière, descendant, des impulsions rectangulaires.

2

REVENDICATIONS

3. Détecteur selon la revendication 2, caractérisé en ce que le circuit de mémorisation (31) est tel que la sortie (Q) du premier flip-flop (FF3) est connectée à l'entrée (D) du second flip-flop (FF4), que la sortie inversée (Q) du premier flip-flop (FF3) est connectée à une borne de remise à zéro (R) du second flip-flop (FF4) et que la sortie du comparateur (22) est connectée à l'entrée (D) du premier flip-flop (FF3), et en ce que le circuit interrupteur (27) est commandé par la sortie (Q) du second flip-flop (FF4).

4. Détecteur selon la revendication 3, caractérisé en ce qu'un circuit de retard (R25, Cil) destiné à prolonger le temps de mémorisation est connecté à la sortie (Q) du premier flip-flop (FF3), ledit circuit de retard étant progressivement chargé par la tension à la sortie (Q) lorsque cette tension est à un niveau élevé et rapidement déchargé lorsque la tension sur la sortie (Q) est à un niveau bas, la tension du circuit de retard étant délivrée à l'entrée (D) du second flip-flop (FF4).

5. Détecteur selon l'une des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que la diode photoélectrique (20) est du type PIN.

6. Détecteur selon l'une des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que le circuit d'ajustement de la tension de référence (19) ajuste ladite tension de référence en divisant la tension de conduction d'une diode (D2) par une résistance variable (VR).