DE3443600C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf einen optischen Entfernungsmesser gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.

Bisher gab es einen ersten optischen Entfernungsmesser, bei dem ein infraroter Lichtstrahl zu einem Objekt gesendet wurde und die Intensität des reflektierten Lichtstrahls gemessen wurde, und einen zweiten optischen Entfernungsmesser, bei dem ein infraroter Lichtstrahl zu dem Objekt gesendet wurde, um trigonometrische Messungen durchzuführen.

Der obenerwähnte erste Entfernungsmesser ist vorteilhaft, da er weder eine aufwendige Anordnung von photoelektrischen Elementen noch eine große Länge einer Grundlinie erfordert. Aber das obenerwähnte Entfernungsmeßsystem erfordert eine konstante Intensität des ausgesendeten Lichtstrahls und auch eine große Intensität des Lichtstrahls, um eine große Entfernung mit hoher Genauigkeit messen zu können. Dies kommt daher, daß das System die Intensität des reflektierten Lichtes messen muß, welches von einem Lichtstrahl erzeugt wird, der mit einer genau gesteuerten konstanten Intensität ausgesendet wird. Daher muß, um eine solche genaue Steuerung des gesendeten Lichtstrahls zu erreichen, große Sorgfalt aufgewendet werden in der Auswahl des lichtsendenden Teils und der Energieversorgung und dem Aufbau.

Aus der DE 28 52 623 A1 ist eine Anordnung zum Warnen vor Fahrzeugkollisionen bekannt, bei der ein pulsmodulierter Lichtstrahl von einer Lichtsendeanordnung ausgesandt und nach einer Reflexion an einem Objekt einer Empfangsansordnung zugeführt wird. Die Empfangsanordnung enthält Filter für Frequenzen des Lichts, die von der Pulsfrequenz des gesendeten Lichts verschieden sind und eine Demoduliereinrichtung für die Erzeugung eines der Stärke des empfangenen Lichtstrahls zugeordneten Entfernungssignals. Die Demoduliereinrichtung benutzt Bezugssignale, die von einer zwischen dem Lichtsender und dem Objekt angeordneten weiteren Empfangsanordnung empfangen werden und einen Verstärker steuern.

Die DE 31 10 773 A1 offenbart einen optischen Entfernungsmesser, bei dem für die Demodulation ebenfalls ein Bezugssignal verwendet wird. Dieses Bezugssignal entspricht dem Ansteuersignal für eine Lichtquelle der Lichtsendeanordnung. Ein Filter ist bei diesem bekannten optischen Entfernungsmesser in der Empfangsanordnung nicht vorgesehen.

Um einen Entfernungsmesser anzugeben, der die Messung einer beträchtlichen Entfernung mit einem Lichtstrahl von kleiner Energie ermöglicht, d. h. die Wirksamkeit beim Lichtempfang verbessert, wurde in der DE 33 46 419 A1 die Verwendung der Pulsmodulation des gesendeten infraroten Lichtstrahls mit einer vorgegebenen Modulationsfrequenz vorgeschlagen und der Empfang des pulsmodulierten infraroten Lichtstrahls mit einem Empfänger vorgeschlagen, der einen Resonator aufweist, dessen Resonanzfrequenz bei der vorgeschlagenen Modulationsfrequenz liegt.

Trotz der Verwendung des obengenannten Systems gibt es noch die Schwierigkeit, daß die Resonanzfrequenz mit einer gewissen Wahrscheinlichkeit infolge der Abweichungen der elektrischen Konstanten und Temperaturabhängigkeit abweicht und daß die Resonanzfrequenz genau abgestimmt werden muß, um ein Empfangssignal mit einer hohen Empfindlichkeit zu erreichen.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen optischen Entfernungsmesser anzugeben, der eine hohe Empfindlichkeit aufweist und der dennoch eine genaue Abstimmung der Resonanzfrequenz der Abstimmanordnung erfordert.

Erfindungsgemäß wird die Aufgabe bei dem optischen Entfernungsmesser der eingangs genannten Art durch die im Patentanspruch 1 angegebenen Merkmale gelöst.

Der optische Entfernungsmesser gemäß der Erfindung ist geeignet, eine beträchtliche Entfernung durch das Senden eines pulsmodulierten infraroten Lichtstrahtl zu einem Objekt und durch Empfangen des reflektierten Lichts in einem hochempfindlichen Empfänger zu messen.

Der optische Entfernungsmesser gemäß der vorliegenden Erfindung enthält einen Lichtsender zum Senden von infrarotem Licht an das Objekt, eine Lichtsendeanordnung zum Durchführen einer Pulsmodulation des infraroten Lichtes mit einem Modulationssignal, das eine Frequenz hat, die durch Überstreichen eines vorgegebenen Frequenzbereiches verändert wird, eine Lichtstrahlempfangsanordnung, um das reflektierte Licht von dem Objekt zu empfangen und es in ein elektrisches Signal unzusetzen, eine Abstimmanordnung, um eine Resonanz des elektrischen Signals mit einer Resonanzfrequenz zu erreichen, die innerhalb des vorgegebenen Frequenzbereichs ausgewählt wird, um ein Ausgangssignal mit hoher Spannung zu erzeugen und einen Entfernungssignalgenerator zum Erzeugen eines Entfernungssignals, das dem Ausgangssignal mit der hohen Spannung entspricht.

Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen.

Der optische Entfernungsmesser gemäß der vorliegenden Erfindung wird im folgenden anhand von Ausführungsbeispielen näher erläutert. Es zeigt

Fig. 1 ein Blockschaltbild zum Erläutern des optischen Entfernungsmessers gemäß der Erfindung;

Fig. 2 einen elektrischen Schaltkreis, der eine Ausführungsform eines optischen Entfernungsmessers gemäß der Erfindung zeigt;

Fig. 3 ein Zeitdiagramm einer Signalwellenform aus verschiedenen Punkten in dem in Fig. 2 gezeigten Schaltkreis;

Fig. 4 ein elektrisches Schaltbild der lichtsendenden Seite einer anderen Auführungsform eines optischen Entfernungsmessers gemäß der Erfindung;

Fig. 5 ein elektrisches Schaltbild einer lichtsendenen Seite einer weiteren Ausführungsform eines optischen Entfernungsmessers gemäß der Erfindung,

Fig. 6 einen elektrischen Schaltkreis, der lichtempfangenen Seite derselben Ausführungsform.

Fig. 7a, 7b und 7c zeigen die Aufladespannung eines Kondensators 23, den Ausgang eines Oszillatorschaltkreises 11 und einen Frequenzverlauf eines Lichtsenders 1 von einem Zeitpunkt t₁, wenn ein Startschalter 27 betätigt wird, bis zu einem Zeitpunkt t₂, wenn sowohl der Transistor 18 als auch der Transistor 19 volleitend gesteuert sind, in der Ausführungsform, wie sie in den Fig. 2, 5 und 6 dargestellt ist.

Fig. 8 zeigt ein elektrisches Schaltbild, das eine andere Ausführungsform eines optischen Entfernungsmessers gemäß der Erfindung zeigt,

Fig. 9 ein Signalbild an verschiedenen Punkten des in Fig. 8 dargestellten Schaltkreises,

Fig. 10 ein elektrisches Schaltbild, das eine weitere Ausführungsform des optischen Entfernungsmessers gemäß der Erfindung zeigt.

Fig. 11a und 11b zeigen elektrische Schaltbilder, die eine weitere Ausführungsform eines Steuerschaltkreises zeigen, wie er mit dem Bezugszeichen 20 in jeder Ausführungsform dargestellt ist,

Fig. 12a und 12b elektrische Schaltbilder, die noch eine weitere Ausführungsform eines Steuerschaltkreises zeigen, der durch das Bezugszeichen 20 in jeder Ausführungsform dargestellt ist.

Fig. 13 zeigt ein Blockschaltbild, das eine weitere Ausführungsform des optischen Entfernungsmessers gemäß der Erfindung zeigt,

Fig. 14 ein Signaldiagramm zum Erläutern, daß die Anzahl der Pulssignale, die innerhalb einer vorgegebenen Zeitdauer in einem Pulssignalzug erzeugt werden, wobei die Frequenz in analoger Weise in dem niedrigen Frequenzbereich verändert wird, verschieden ist von der in dem hohen Frequenzbereich,

Fig. 15 ein Zeitdiagramm von Signalwellenformen an verschiedenen Punkten in einer in Fig. 13 dargestellten Ausführungsform,

Fig. 16 ein Blockschaltbild, das eine noch weitere Ausführungsform des optischen Entfernungsmessers gemäß der Erfindung zeigt,

Fig. 17 ein Signaldiagramm, das ein Beispiel des Ausgangszustandes eines Digitalanalogumsetzers in der in Fig. 16 dargestellten Ausführungsform zeigt.

Fig. 1 ist ein Blockbild zum Erläutern des Prinzips des Entfernungsmeßverfahrens und in der Darstellung ist mit dem Bezugszeichen 1 ein Lichtsender bezeichnet, der einen infraroten Lichtstrahl Y zu einem Objekt X sendet. Das Bezugszeichen 2 bezeichnet eine Lichtsendeanordnung, die das Senden des Lichtes durchführt und dabei die Pulsfrequenz der Pulsmodulation des vom Lichtsender 1 ausgesendeten Lichtes innerhalb eines vorgegebenen Frequenzbereichs verändert, der eine größere Breite des Bereiches hat, als die Breite der Veränderung einer Resonanzfrequenz eines Resonanzkreises, die durch Streuung der Konstanten der elektrischen Bauteile und ähnlichem erzeugt wird. Im Nachfolgenden wird die "Pulsfrequenz der Pulsmodulation des gesendeten Lichts" aus Gründen der Einfachheit als "Frequenz des gesendeten Lichts" bezeichnet. Das Bezugszeichen 3 bezeichnet eine Lichtempfangsanordnung, die einen Lichtstrahl Z des vom Objekt X reflektierten infraroten Lichtstrahls Y empfängt. Das Bezugszeichen 4 bezeichnet eine Abstimmanordnung, welcher ein Lichtempfangssignal von der Lichtempfangsanordnung zugeführt wird, das ebenfalls eine Frequenz hat, die mit einer beliebigen Frequenz, welche innerhalb des oben genannten vorgegebenen Frequenzbereichs als eine Resonanzfrequenz in Resonanz tritt und die Intensität des empfangenen Lichts des oben genannten Lichtempfängers ermittelt.

In dem Blockschaltbild in Fig. 1 führt der Lichtsender 1 unter der Annahme, daß die Lichtsendeanordnung 2 arbeitet, einen Lichtsendevorgang durch, bei dem der infrarote Lichtstrahl Y ausgesendet wird, wobeii die Frequenz der Pulsmodulation desselben sich kontinuierlich oder in Stufen schrittweise innerhalb eines vorgegebenen Frequenzbereichs verändert, wobei die pulsmodulierte Frequenz des gesendeten Lichtstrahls durch die Lichtsendeanordnung 2 bestimmt wird.

Anschließend wird der oben genannte infrarote Lichtstrahl Y durch das Objekt X reflektiert und der reflektierte Lichtstrahl Z wird durch den Lichtempfänger 3 empfangen. An seinem Ausgang wird ein Lichtempfangssignal erzeugt, das ein Signal ist, das der Frequenz der Modulationsimpulse innerhalb des oben erwähnten Frequenzbereichs zugeordnet ist. Demgemäß weist eine Resonanz- oder Abstimmanordnung 4, der das Lichtempfangssignal des Lichtempfängers 3 zugeführt wird mit einem Teil des Lichtempfangssignals, dessen Frequenz innerhalb des oben erwähnten Frequenzbereichs sich verändert eine Resonanz auf.

Es ist hier, bei der Betrachtung des Ausgangssignals der oben erwähnten Abstimmanordnung 4 nicht erforderlich, zu erwähnen, daß sowohl das Signal, das keine Resonanz aufweist als auch das Signal, das eine Resonanz aufweist, einen Pegel aufweist, das der Entfernung des Objektes X entspricht.

Das heißt, der Pegel beider Signale verändert sich in Abhängigkeit zur Entfernung der Objektes X. Schließlich kann die Umsetzung in ein gewünschtes Entfernungssignal dadurch durchgeführt werden, daß das Ausgangssignal der oben beschriebenen Abstimmanordnung 4 beispielsweise einer geeigneten Anordnung zum Erzeugen eines Entfernungssignals zugeführt wird.

In der vorliegenden Ausführungsform kann diese beispielsweise sehr einfach dadurch gebildet werden, daß ein Spitzendetektor vorgesehen wird, und daß ein eine Resonanz aufweisende Ausgangssignal als Ausgangssignal der Abstimmanordnung 4 verwendet wird, um das oben erwähnte gewünschte Entfernungssignal zu erzeugen. Demgemäß kann die Entfernungsmessung bis zu einer großen Entfernung mit einer guten Genauigkeit selbst dann durchgeführt werden, wenn die Lichtenergie gering ist.

Weiterhin wird bei dem Entfernungsmeßverfahren gemäß der Erfindung selbst dann, wenn die Eigenschaften beim Lichtsenden oder bei der abgestimmten Frequenz durch eine Streuung innerhalb der Lichtsendeanordnung in Folge der Veränderung der geseneten Lichtfrequenz innerhalb eines vorgegebenen Frequenzbereichs verändert wird, der Resonanzvorgang bei einer von der ursprünglich eingestellten Frequenz verschiedenen Frequenz sicher durchgeführt, beispielsweise wenn die Resonanzfrequenz der Abstimmanordnung 4 auf eine Frequenz in der Nähe der Mitte des oben genannten Frequenzbereichs eingestellt wird in dem Fall, in dem der primäre Resonanzvorgang verwendet wird. Mit anderen Worten, es ist bei der Erfindung überhaupt nicht erforderlich, derart auf die Anpassung der Frequenzen zu achten wie in üblichen Fällen und der Vorteil des Systems bei dem die Lichtintensität wie eingangs beschrieben ermittelt wird, kann wirksam ausgenutzt werden.

Im Nachfolgenden wird eine Ausführungsform eines optischen Entfernungsmessers beschrieben, der das oben genannte Meßverfahren gemäß der Erfindung durchführt.

Das in Fig. 2 dargestellte elektrische Schaltbild zeigt eine Ausführungsform des optischen Entfernungsmessers gemäß der Erfindung und in diesem Schaltbild werden für entsprechende Teile dieselben Bezugszeichen wie in Fig. 1 verwendet. Zusätzlich ist diese Ausführungsform eine Ausführungsform, bei der die Frequenz des gesendeten Lichts kontinuierlich veränderbar ist.

Das Bezugszeichen 5 bezeichnet eine Energiequelle, das Bezugszeichen 6 bezeichnet eine Leistungsschaltung und das Bezugszeichen 7 bezeichnet eine LED (lichtemittierende Diode), die als der Lichtsender 1 ein infrarotes Licht aussendet.

Weiterhin bezeichnet das Bezugszeichen 8 einen Treiberschaltkreis, der eine erste Konstantstromquelle und einen Transistor 10 enthält und ein Lichtsender 1 mit Energie der Energiequelle 5 als Lichtsendeenergie versorgt. Das Bezugszeichen 11 bezeichnet einen Oszillatorschaltkreis, der aus einem astabilen Multivibrator gebildet wird, der die Widerstände 12, 13, 14 und 15, die Kondensatoren 16 und 17 und die Transistoren 18 und 19 enthält und den Treiberschaltkreis 8 mit einem Pulsmodulationssignal versorgt, dessen Pulsfrequenz innerhalb eines Frequenzbereichs kontinuierlich verändert wird, der eine wesentlich größere Breite hat, als die Breite der Frequenzveränderung, die durch die Streuung der elektrischen Bauteile oder ähnlichem erzeugt wird. Das Bezugszeichen 20 bezeichnet einen Steuerschaltkreis, der aus einer zweiten Konstantstromquelle 21, einem Transistor 22, einem Kondensator 23, Widerständen 24, 25 und 26 und einem Startschalter 27 gebildet wird und die Pulsfrequenz des Oszillatorschaltkreises 11 kontinuierlich verändert und der Treiberschaltkreis 8, der Oszillatorschaltkreis 11 und der Steuerschaltkreis 20 bilden die Lichtsendeanordnung 2, die die Frequenz des gesendeten Lichts des Lichtsenders 1 innerhalb des vorgegebenen Frequenzbereichs verändert, wie es im Zusammenhang mit Fig. 1 beschrieben ist.

Das Bezugszeichen 28 bezeichnet einen Lichtsensor, der den von dem Objekt X reflektierten infraroten Lichtstrahl empfängt und den Lichtempfänger 3 in Fig. 1 bildet.

Das Bezugszeichen 29 bezeichnet eine Spule und das Bezugszeichen 30 bezeichnet einen Kondensator, der parallel zu der Spule 29 angeordnet ist und beide bilden einen Resonanzkreis, der eine willkürliche Resonanzfrequenz aufweist und die Abstimmanordnung 4 in Fig. 1 bildet.

Das Bezugszeichen 31 bezeichnet einen Verstärkerteil, der aus einem Verstärker 32 oder ähnlichem gebildet wird und ein Ausgangssignal von der oben beschriebenen Abstimmanordnung 4 verstärkt.

Das Bezugszeichen 33 bezeichnet einen Entfernungssignalgenerator, der aus einer Mehrzahl von Vergleichern 34, 35 und 36 einer Zehnerdiode 37 und Widerständen 38, 39, 40, 41 und 42 gebildet wird und aus dem Ausgangssignal des Verstärkerteils 31 ein gewünschtes Entfernungssignal erzeugt.

Nachfolgend wird die Arbeitsweise einer Ausführungsform des optischen Entfernungsmessers gemäß der Erfindung, welche wie oben beschrieben ausgebildet ist, unter Bezugnahme auf eine in Fig. 3 gezeigte Darstellung von Wellenformen von Signalen an verschiedenen Punkten in Fig. 3 beschrieben.

Zunächst erscheint, wenn der Leistungsschalter 6 zu einem beliebigen Zeitpunkt t₀ eingeschaltet wird, wie es in einem Signalbild a in Fig. 3 dargestellt ist, eine Spannung +V der Energiequelle 5 an einem Punkt A in Fig. 2 und diese Spannung wird dem Treiberschaltkreis 8, dem Oszillatorschaltkreis 11, dem Steuerschaltkreis 20 usw. zugeführt und jeder Schaltkreis wird in seinen Betriebszustand versetzt.

Jedoch bleibt in dem oben genannten Zustand in dem Steuerschaltkreis 20 der Transistor 22 in einem nichtleitenden Zustand, da der Startschalter 27 ausgeschaltet ist und demgemäß wird dem Kondensator 23 von der zweiten Konstantstromquelle 21 kein Strom zugeführt.

Demzufolge sind die Transistoren 18 und 19 in dem Oszillatorschaltkreis 11 in einen Zustand versetzt, bei dem ihre Basen durch die Widerstände 14, 15 und 24 an Massepotentialen anliegen, bzw. den nichtleitenden Zustand annehmen und es ist überfüssig, zu erwähnen, daß kein Schwingungsvorgang ausgeführt wird.

Durch das Halten des Transistors 18 in dem Oszillatorschaltkreis 11 in einem nichtleitenden Zustand nimmt, wie es aus Fig. 2 ersichtlich ist, die Spannung an der Basis des Transistors 10 des Treiberschaltkreises 8, d. h. die Spannung an einem Ausgangsanschluß D des Oszillatorschaltkreises, wie später beschrieben werden wird, in Folge des Einschaltens des Leistungsschalters 6 einen hohen Spannungswert an und demgemäß wird dieser Transistor 10 nicht in einen leitenden Zustand versetzt und daher wird die LED 7 des Lichtsenders 1 nicht mit einem Strom von der ersten Konstantstromquelle 9 versorgt.

Das heißt, in dem Schaltkreis, wie er in Fig. 2 dargestellt ist, wird kein infraroter Lichtstrahl vom Lichtsender 1 nur durch das Einschalten des Leistungsschalters 6 ausgesendet.

Wenn zu einem beliebigen Zeitpunkt t₁ nach dem Zeitpunkt t₀, wenn sich der oben erwähnte Zustand eingestellt hat, der Startschalter 27 betätigt wird, um einen Entfernungsmessungsvorgang durchzuführen, fällt die Spannung an einem Punkt B in Fig. 2, die einen hohen Wert nach dem Zeitpunkt t₀ eingenommen hat, wie es durch die Signalformb in Fig. 3 gezeigt ist und deshalb wird der Transistor 22, der bis zu diesem Zeitpunkt einen nichtleitenden Zustand angenommen hat, in einen leitenden Zustand übergeführt.

Wenn der Transistor 22 in einen leitenden Zustand gesteuert wird, wird der Kondensator 23 durch eine konstante Menge eines Stroms aufgeladen, der von der zweiten Konstantstromquelle 21 über den Transistor 22 zugeführt wird und die Spannung am Punkt C in Fig. 2 steigt nach dem Zeitpunkt t₁ in der Weise an, wie es durch das Signalbild c in Fig. 3 dargestellt ist.

Somit liefert der Steuerschaltkreis 20, wenn der Startschalter 27 eingeschaltet wird, eine Spannung, wie sie durch die Signalform c in Fig. 3 dargestellt ist.

Nun wird die Ladespannung des oben erwähnten Kondensators 23, wie es aus Fig. 2 zu ersehen ist, den Basen der Transistoren 18 und 19 des Steuerschaltkreises 4 zugeführt.

Aus diesem Grund leitet einer der oben erwähnten Transistoren 18 und 19 zuerst einen Strom und danach wird ein Schwingungsvorgang gestartet, bei dem wechselweise der leitende und der nichtleitende Zustand wiederholt wird. Wie bereits oben beschrieben, wird der Oszillatorschaltkreis 11 aus einem astabilen Multivibrator gebildet und es ist überflüssig, zu erwähnen, daß die Kondensatoren 16 und 17 über die Widerstände 12, 13, 14 und 15 und die Transistoren 18 und 19 in beiden Richtungen geladen werden und dadurch ein Schwingungsvorgang durchgeführt wird.

Im einzelnen wird während des oben erwähnten Schwingungsvorganges zuerst in einen Ladevorgang der Kondensatoren 16 und 17 über die Widerstände 12 und 13 immer durch einen Ladestrom, der konstant ist, ein Ladevorgang durchgeführt, da als Quelle für die Versorgungsspannung die Energiequelle 5 vorgesehen ist.

Andererseits nimmt während des Ladevorganges der Kondensatoren über die Widerstände 14 und 15 die Kennlinie des zugeführten Ladestromes allmählich zu, da die Engergiequelle die Ausgangsspannung des oben erwähnten Steuerschaltkreises 20 ist, d. h. die Ladespannung des Kondensators 23 wie er in der Signalform c in Fig. 3 dargestellt ist.

Demgemäß läuft der oben erwähnte Schwingungsvorgang in dem Oszillatorschaltkreis 11 derart ab, daß sich dessen Schwingungsfrequenz kontinuierlich von der niedrigen Frequenz zu der hohen Frequenz verändert und am Punkt D in Fig. 2, welcher ein Ausgangsanschlußpunkt ist, wird ein Schwingungsausgangssignal, wie es durch eine Signalform d in Fig. 3 dargestellt ist, d. h. Pulse, deren Frequenz sich innerhalb der Zeitspanne verändert, werden nach dem Zeitpunkt t₂ abgegeben, welches der Zeitpunkt ist, bei dem einer der beiden Transistoren leitend gesteuert ist.

Zusätzlich entspricht der Zustand, der durch die Signalform d in Fig. 3 dargestellt ist dem Fall, bei dem der Transistor 18 zuerst den leitenden Zustand annimmt und es ist überflüssig zu erwähnen, daß die oben erwähnte Oszillatorfrequenz, beispielsweise dann, wenn die Ladespannung des Kondensators 23 einen Sättigungsbereich erreicht, einen festen Wert annimmt und ein derartiger Zustand ist vom Zeitpunkt t₄ an in Fig. 3 bis zu dem Zeitpunkt t₅, bei dem der Startschalter 27 geöffnet wird, dargestellt.

Jedoch ist es überflüssig, zu erwähnen, daß es nicht erforderlich ist, sicherzustellen, daß der Sättigungsbereich erreicht wird.

Nun ist der Punkt D, der der Ausgangsschlußpunkt des oben erwähnten Oszillatorschaltkreises 11 ist, mit der Basis des Transistors 10 in dem Treiberschaltkreis 8 über einen Widerstand verbunden, der nicht mit einem Bezugszeichen versehen ist und demgemäß ist der Transistors 10 leitend oder nicht leitend entsprechend dem Zustand an dem oben erwähnten Punkt D, d. h. entsprechend einem Spannungssignal, wie es durch die Signalform d in Fig. 3 dargestellt ist.

Während der Transistor 10 leitend oder nichtleitend gesteuert ist, wird während des leitenden Zustandes ein kostanter Strom von der ersten Konstantstromquelle 9 an die LED 7 des Lichtsenders 1 angelegt und daher sendet der Lichtsender 1 einen infraroten Lichtstrahl aus, der mit der Frequenz der Spannungswellenform entsprechend dem Signalbild d in Fig. 3 zum Obfekt X.

Wenn ein infraroter Lichtstrahl, bei dem die Frequenz des gesendeten Lichtes verändert wird, zu dem Objekt X vom Lichtsender 1 gesendet wird, wird anschließend der durch das Objekt X reflektierte Lichtstrahl durch den Fotosensor 28 des Lichtempfängers 3 empfangen und der Fotosensor 28 führt der Abstimmanordnung 4 einen empfangenen Lichtstrom zu, der der Menge des empfangenen reflektierten Lichtes entspricht.

Es ist allgemein bekannt, daß die Abstimmanordnung 4 eine vorgegebene Resonanzfrequenz hat, die durch die Kennwerte der Spule 29 und des Kondensators 30 bestimmt wird. Auch wird, wie oben beschrieben, bei der vorliegenden Erfindung diese Resonanzfrequenz derart eingestellt, daß sie eine Resonanz aufweist bei einer bestimmten Frequenz, die innerhalb des Frequenzbereichs liegt, innerhalb dem die Frequenz des von dem Lichtsender 1 gesendeten Lichtes veränderbar ist. Demgemäß wird durch die Zuführung des empfangenen Lichtsignals, wie oben beschrieben, eine Ausgangsspannung mit einer maximalen Amplitude an einem Punkt E in dem Schaltbild zu einem Zeitpunkt abgegeben, wenn die Frequenz des vom Lichtsender 1 gesendeten Lichts eine Frequenz aufweist, die in Resonanz ist mit der Resonanzfrequenz der Abstimmanordnung 4. Zusätzlich ist ein Beispiel der Signalwellenform am Punkt E durch das Signalbild e in Fig. 3 gezeigt und, beispielsweise wird ein Signal mit einer extrem hohen Amplitude zum Zeitpunkt t₃ abgegeben, wenn die Frequenz des gesendeten Lichts eine Frequenz aufweist, die in Resonanz mit der Resonanzfrequenz der Abstimmanordnung 4 ist.

Weiterhin entspricht das Ausgangssignal der oben erwähnten Abstimmanordnung dem empfangenen Lichtstrom, der durch den Fotosensor 28 zugeführt wird und schließlich entspricht die Amplitude zum Zeitpunkt t₃, wie es durch das Signalbild e in Fig. 3 gezeigt ist, der Entfernung zum Objekt X wenn der oben beschriebene Vorgang durchgeführt wird.

Demgemäß wird in dem oben angegebenen Beispiel das Entfernungssignal zum Objekt X durch eine geeignete Verarbeitung der Amplitude zum Zeitpunkt t₃ erreicht und im Nachfolgenden wird dieser Zeitpunkt kurz beschrieben.

Bei einer Ausführungsform, wie sie in Fig. 2 beschrieben ist, wird das Ausgangssignal, wie es durch das Signalbild e in Fig. 3 dargestellt ist am Punkt E, welcher der Ausgangsanschlußpunkt der Abstimmanordnung 4 ist, jeweils einem Eingangsanschluß einer Mehrzahl von Vergleichern 34, 35 und 36 des Entfernungssignalgenerators 33 über dem Verstärkerteil 31 mit dem Verstärker 32 zugeführt.

Andererseits werden den anderen Eingangsanschlüssen der Vergleicher 34, 35 und 36 Bezugsspannungen zugeführt, welche durch die Zehnerdiode 37 und die Widerstände 38, 39, 40, 41 und 42 festgelegt werden.

Demgemäß wird, wenn der oben erwähnte Vorgang durch Einschalten des Leistungsschalters 6 und anschließendes Betätigen des Startschalters 27 durchgeführt wird, das Signal, das das verstärkte Ausgangssignal der Abstimmanordnung 4 ist, mit den Referenzspannungen verglichen und was das Ausgangssignal der oben erwähnten Abstimmanordnung 4 betrifft, wird der Zustand im Hinblick auf die Entfernung untersucht und die Verhältnisse werden mittels der Vergleicher auf elektrische Weise durch die Ausgangszustände der Vergleicher ermittelt, so daß beispielsweise ein Ansprechen des Vergleichers 34 0,7 Meter und ein Ansprechen des Komparators 35 3 Meter anzeigt.

Obwohl in diesem Fall keine ausführliche Beschreibung erforderlich ist, ist es notwendig, daß eine sogenannte Spitzenwertsteigerung durchgeführt wird, da das Signal, wenn der Resonanzvorgang durchgeführt wird, als Ausgangssignal der Abstimmungsordnung 4 verwendet wird, beispielsweise wird der Ausgangszustand der Vergleicher 34, 35 und 36 beibehalten oder es wird, was den Ausgang des Verstärkerteils 31 betrifft ein Maximum des Ausgangssignals der Abstimmanordnung 4 verstärkt und beibehalten usw.

Weiterhin ist es überflüssig, zu erwähnen, daß der Entfernungssignalgenerator 33 nicht darauf beschränkt ist, das Entfernungssignal unter Verwendung von drei Vergleichern 34, 35 und 36, wie sie in Fig. 2 dargestellt sind, zu erzeugen, und beispielsweise kann die Einstellung derart gemacht werden, daß eine große Anzahl von Entfernungssignalen jeweils für 10 cm durch verschiedene Einstellungen der Referenzspannungen ausgegeben werden kann.

Wie es von der oben erwähnten Beschreibung offensichtlich ist, wird beispielsweise selbst dann, wenn die Schwingungsfrequenz des Oszillatorschaltkreises 11 und die Resonanzfrequenz der Abstimmanordnung in Folge der Streuungen von Teilen oder ähnlichem verändert werden, die Einstellung derart gemacht, daß die Frequenz des gesendeten Lichts durch den Steuerschaltkreis 20 innerhalb eines Bereichs verändert wird, der wesentlich größer ist als der mögliche Bereich der Veränderung und daher wird der Zeitpunkt t₃, welcher der Resonanzpunkt ist, wie in dem vorhergehenden Beispiel erklärt wurde, nur ein wenig in Richtung auf den Zeitpunkt t₂ oder in Richtung auf die Seite des Zeitpunktes t₄ verschoben und der Schwingungsvorgang selbst geht niemals verloren und demgemäß ist bei der vorliegenden Erfindung eine Betrachtung der Anpassung der Frequenzen, welche extrem schwierig ist, überhaupt nicht erforderlich.

Die Fig. 4 zeigt eine weitere Ausführungsform des optischen Entfernungsmessers gemäß der vorliegenden Erfindung, bei dem die Frequenz des gesendeten Lichts in ähnlicher Weise wie bei der in Fig. 2 dargestellten Ausführungsform verändert wird und die Fig. 4 ist lediglich ein elektrisches Schaltbild der Lichtsendeseite.

In dem Schaltbild bezeichnet ein Teil mit demselben Bezugszeichen wie in Fig. 2 dasselbe Teil, und das Bezugszeichen 43 bezeichnet einen Transistor als Schaltelement, das parallel zu dem Lichtsender 1 angeschlossen ist und das einen Strom steuert, der von der ersten Konstantstromquelle 9 dem Lichtsender 1 zugeführt wird und das einen Teil des Treiberschaltkreises 8 bildet.

Eine derartige Ausführungsform ist für den Fall geeignet, bei dem die Energiequelle 5 in der Ausführungsform, wie sie in Fig. 2 gezeigt ist, beispielsweise gemeinsam mit anderen elektrischen Schaltkreisen benutzt wird, wie es durch gestrichelte Linien dargestellt ist.

Somit wird in der Ausführungsform wie sie in Fig. 2 gezeigt ist ein dem Lichtsender 1 zugeführter Strom durch das Leiten und das Nichtleiten des Transistors 10 gesteuert und daher gibt es die Fälle des Vorhandenseins und der Abwesenheit, wenn es von der Energiequelle 5 aus gesehen wird und demgemäß erzeugt der Entfernungsmessungsvorgang in der oben erwähnten Ausführungsform entsprechend Fig. 2 eine große Veränderung in der Last der Energiequelle 5 und erzeugt eine Veränderung in der Versorgungsspannung, wenn der Transistor 10 umgeschaltet wird. Daher ist sie Wirkung der oben erwähnten Schwankung sehr groß, wenn die Energiequelle 5 gemeinsam mit anderen Schaltkreisen verwendet wird, wie es in Fig. 2 der Fall ist, und mit dem Auftreten von Störungen oder ähnlichem muß gerechnet werden und eine Ausführungsform, wie sie in Fig. 4 gezeigt ist, verhindert die oben erwähnten Schwankungen.

Im Nachfolgenden wird die Arbeitsweise der in Fig. 4 dargestellten Ausführungsform beschrieben.

Wie es aus der Zeichnung ersichtlich ist, sind die Arbeitsweisen des Oszillatorschaltkreises 11 und des Steuerschaltkreises 12 selbst dieselben wie in der Ausführungsform nach Fig. 2.

Jedoch sind die Basen der Transistoren 10 und 43 des Treiberschaltkreises 8 mit einem Punkt B bzw. mit einem Ausgangsanschluß des Oszillatorschaltkreises 11 in Fig. 2 verbunden. Demgemäß wird in der in Fig. 4 gezeigten Ausführungsform, wenn der Startschalter 27 in einem Zustand eingeschaltet ist, in dem der Leistungsschalter 6 eingeschaltet ist, der Transistor 10 sofort in seinen leitenden Zustand versetzt, während der Transistor 43 wechselweise durch das Ausgangssignal des Oszillatorschaltkreises 11 leitend oder nichtleitend ist, wie es durch das Signalbild d in Fig. 3 gezeigt ist.

Folglich fließt ein Strom, der dem Lichtsender 1 von der ersten Konstantstromquelle 9 zugeführt wird, kontinuierlich durch den Lichtsender und den Transistor 43, solange der Startschalter 27 eingeschaltet ist.

Somit fließt von der ersten Konstantstromquelle 9 ein Strom durch den Lichtsender 1, wenn der Transistor 43 nichtleitend ist und er fließt durch den Transistor 43, wenn der Transistor 43 leitend ist. Somit steuert eine derartige Ausführungsform den Lichtsendevorgang des Lichtsenders 1 mittels einer Umleitung oder einer Nichtumleitung des zugeführten Stroms.

Demgemäß verändert sich die Frequenz des vom Lichtsender 1 ausgesendeten Lichts, wie es oben beschrieben ist, kontinuierlich innerhalb eines vorgegebenen Frequenzbereichs in ähnlicher Weise wie bei der Ausführungsform entsprechend Fig. 2, da die leitenden und die nichtleitenden Zustände des Transistors 43 durch den Ausgang des Oszillatorschaltkreises 11 gesteuert werden.

Jedoch geht, im Gegensatz zur Ausführungsform gemäß Fig. 2, selbst dann, wenn die Frequenz des vom Lichtsender 1 ausgesendeten Lichts verändert wird, kein Strom von der ersten Konstantstromquelle 9, der dem Lichtsender 1 zugeführt wird, verloren und demgemäß findet auf der Versorgungsleitung keine Schwankung statt.

Wie oben beschrieben, fließt in der Ausführungsform, die in Fig. 4 gezeigt ist, ein Strom, der von der ersten Konstantstromquelle 9 zugeführt wird, entweder durch den Lichtsender 1 oder den Transistor 43, während der Startschalter 27 eingeschaltet ist und daher wird sichergestellt, daß die auf der Versorgungsleitung erzeugten Schwankungen verhindert werden.

Weiterhin wird in den in den Fig. 2 und 4 gezeigten Ausführungsformen die Ladespannungen des Kondensators 23, der durch die zweite Konstantstromquelle 21 des Steuerschaltkreises 20 aufgeladen wird, als eine Energiequelle für die Veränderung der Schwingungsfrequenz des Oszillatorschaltkreises 11 verwendet, d. h. als eine Spannungsquelle, deren Spannungswert sich zeitlich verändert aber vom Standpunkt der Aufgabe und der Arbeitsweise der vorliegenden Erfindung wie sie bisher beschrieben ist, d. h. der Ermittlung der Intensität des empfangenen Lichts mittels eines Resonanzvorganges durch Veränderung der Frequenz des vom Lichtsender 1 ausgesendeten Lichts, ist es unnötig zu erwähnen, daß die Klemmenspannung beim Entladevorgang des Kondensators für die oben erwähnte Energiequelle des Oszillatorschaltkreises 11 verwendet werden kann.

Das heißt beispielsweise, wie es in einer geänderten Ausführungsform in Fig. 5 dargestellt ist, daß der Kondensator 23 mit dem Energieversorgungsteil verbunden ist, welcher aus der Energiequelle 5 und dem Leistungsschalter 6 gebildet wird und über einen Umschalter 44 und einen Widerstand 45 mit dem Oszillatorschaltkreis und ein Kontaktstück 44 a des Umschalters 44 ist ständig mit einem Kontakt 44 b in Verbindung und das erwähnte Kontaktstück 44 a wird zu einem Kontakt 44 c umgeschaltet, wenn eine Entfernungsmessung stattfindet und dabei kann die Entladungsspannung des Kondensators 23 auf einfache Weise als Energiequelle für den Oszillatorschaltkreis 11 verwendet werden und es ist überflüssig zu erwähnen, daß eine Ermittlung der Intensität des empfangenen Lichts durch einen Resonanzvorgang erwartet werden kann.

Auch wird in Ausführungform, wie sie in den Fig. 2 und 4 gezeigt ist, die zweite Konstantstromquelle 21 oder eine ähnliche als Energiequelle zum Aufladen des Kondensators 23 des Steuerschaltkreises verwendet, um einen linearen Verlauf der Ladekennlinie zu erreichen, d. h. die Frequenz des gesendeten Lichts verändert sich im Verhältnis zu Ladezeit des Kondensators 23 aber es ist klar ersichtlich vom Standpunkt der Aufgabe und der Arbeitsweise der vorliegenden Erfindung, daß die Ladekennlinie dieses Kondensators 23 nicht auf die oben erwähnte lineare Kennlinie beschränkt ist und eine allgemein bekannte RC-Ladekennlinie, die durch das Ersetzen der oben erwähnten zweiten Konstantstromquelle 21 durch einen einfachen Widerstand oder durch Verbindung des Kondensators 23 mit dem Leistungschalter durch den Startschalter 27 und einen vorgegebenen Widerstand erzeugt wird, kann ebenfalls verwendet werden.

Weiterhin sind in der Fig. 2 gezeigten Ausführungsform der Lichtempfänger 3 und die Abstimmanordnung 4 im Bezug auf die Seite der Energiequelle 5 mit hohem Potential in Serie angeordnet und ein Signal am Punkt E in Fig. 2 wird dem Verstärkerteil 31 zugeführt.

Demgemäß wird, wenn die Energiequelle 5 eine Spannungsänderung aufweist, deren Wirkung sofort in den Verstärkerteil 31 eingespeist und im Hinblick auf die praktische Verwendung hat eine derartige Ausführungsform eine große Beschränkung darin, daß die Spannungsveränderung der Energiequelle 5 auf das kleinste beschränkt werden muß. Zusätzlich kann als Engergiequelle für den Verstärker 32 des Verstärkerteils 31 eine positive und negative Energiequelle +V und -V an Stelle der Energiequelle 5 im Hinblick auf die oben erwähnte Verbindung und Spannungsveränderung vorgesehen sein, jedoch führt dies zu einem unübersichtlichen teuren Gerät und deshalb wird es vorgezogen, daß eine Energiequelle 5 gemeinsam benutzt werden kann.

Die Fig. 6 zeigt ein elektrisches Schaltbild mit einer anderen Ausführungsform, bei der das oben erwähnte Problem berücksichtigt wurde. Es ist überflüssig, zu erwähnen, daß die Schaltkreise der Lichtsendeseite, wie der Lichtsender 1 oder ähnliche, weggelassen wurde.

Wie es aus Fig. 6 ersichtlich ist, enthält diese Ausführungsform einen Verstärker 32, der die Energiequelle 5 als eine Treiberquelle benutzt und sieht auch beispielsweise eine Bezugsspannungsquelle 46 vor, die eine Bezugsspannung V _ref ohne Spannungsschwankungen erzeugt und die auf sehr einfache Weise mittels eines integrierten Schaltkreises unter Verwendung der Spannung der Energiequelle 5 erzeugt wird, und auch die Art der Verbindung des Lichtempfängers 3 und der Abstimmanordnung 4 zu der Seite mit hohem Potential der oben erwähnten Bezugsspannungsquelle 46, die ein Teil der Energiequelle der Lichtsendeseite ist, ist umgekehrt im Vergleich zu der in Fig. 2 gezeigten Ausführungsform.

Als Folge davon arbeitet der Verstärker 32 mit einer mittig angeordneten Bezugsspannung V _ref , d. h. er wird mit einer Bezugsspannung V _ref betrieben, die offensichtlich auf einen Nullwert eingestellt ist und deshalb tritt beispielsweise, wenn die Bezugsspannung V _ref auf etwa die Hälfte der Energiequelle 5 eingestellt ist, kein Problem in bezug auf die Veränderung der Spannung der Energiequelle 5 auf. Somit wird die Lichtempfangsseite in der dargestellten Form, wenn die Spannung der Energiequelle 5 3 Volt beträgt, durch Einstellung der Bezugsspannung V _ref auf ungefähr 1,2 Volt bis 1,5 Volt überhaupt nicht beeinflußt, wenn die erwähnten 3 Volt beispielsweise auf 2,7 Volt verändert werden.

Wie oben beschrieben wurde, wird bei einer Ausführungsform des Entfernungsmeßverfahrens und des optischen Entfernungsmessers gemäß der vorliegenden Erfindung die Frequenz des gesendeten Lichts eines zu einem Objekt gesendeten infraroten Lichtstrahls kontinuierlich innerhalb eines vorgegebenen Frequenzbereichs verändert und auch ein Lichtempfangssignal des Lichtempfängers entsprechend dem vom Objekt reflektierten Licht verarbeitet, wobei die Abstimmanordnung Frequenzen wie eine Resonanzfrequenz aufweist, die geeignet ist, mit einer beliebigen Frequenz innerhalb des oben erwähnten vorgegebenen Frequenzbereichs eine Resonanz durchzuführen. Und daher kann der Resonanzvorgang sehr wirkungsvoll ohne die Erfordernis einer komplizierten Frequenzanpassung zwischen der Lichtsendeseite und der Lichtempfangsseite verwendet werden und hat daher die große Wirkung, daß die Entfernung mit großer Genauigkeit bis zu einer großen Entfernung selbst dann gemessen werden kann, wenn die Energie des gesendeten Lichts gering ist, beispielsweise wie das Licht von einer LED.

Mit anderen Worten durch die Anwendung der vorliegenden Ausführungsform kann eine große Wirkung in der praktischen Anwendung erwartet werden, derart, daß in der Entfernungsmeßanordnung in dem die Intensität des empfangenen Lichts ermittelnden Systems beispielsweise die LED, die eine sehr allgemeine Quelle für infrarotes Licht ist und klein und wirtschaftlich ist und eine geringe Lichtenergie aussendet, praktisch verwendet werden kann, d. h. eine praktische Verwendung ohne Fehler kann durch die Verwendung der LED erreicht werden.

Bisher wurden verschieden Ausführungsformen beschrieben, bei denen die Frequenz des vom Lichtsender gesendeten Lichts in analoger Weise dadurch verändert wird, daß unmittelbar die Lade-/Entladeeigenschaften des Kondensators ausgenutzt wurden. Nun wird die Arbeitsweise des Oszillatorschaltkreises, wie er mit dem Bezugszeichen 11 in der vorhergehenden Ausführungsform gezeigt war, im einzelnen erläutert.

Der Oszillatorschaltkreis 11 in der oben genannten Ausführungsform wird, wie aus der Zeichnung ersichtlich, aus einem astabilen Multivibrator gebildet.

Aus diesem Grund findet, wenn das Potential an dem einen Eingangsanschluß bildenden Punkt C in die Nähe des Potentials kommt, bei dem einer der beiden Transistoren 18 und 19 leitend wird, ein abnormaler Schwingungsvorgang statt.

Beispielsweise wird in der Ausführungsform, bei der die Schwingungsfrequenz beim Ladevorgang des Kondensators 23 gesteuert wird, wie es in Fig. 2 gezeigt ist, das Laden des Kondensators 23 zum Zeitpunkt t₁ gestartet, wenn der Startschalter 27 eingeschaltet wird und die Ladespannung ansteigt und ein abnormaler Schwingungsvorgang findet statt, bevor der Spannungswert, der größer ist als die Durchsteuerspannung des Transistors 18 oder 19, erreicht ist, d. h. vor dem Zeitpunkt t₂, wenn einer der beiden Transistoren leitend gesteuert wird.

Umgekehrt tritt in einer Ausführungsform, die den Entladevorgang des Kondensators benutzt, um die Schwingungsfrequenz zu steuern, derselbe Zustand wie in dem oben erwähnten Fall auf, wenn ein normaler Schwingungsvorgang endet und deshalb ein abnormaler Schwingungsvorgang stattfindet.

Die Zeitdiagramme a, b und c in Fig. 7 zeigen den oben erwähnten abnormalen Schwingungsvorgang zwischen dem Zeitpunkt t₁ und dem Zeitpunkt t₂ in der Fig. 2 gezeigten Ausführungsform stark vergrößert.

Erscheint, wenn die Ladespannung des Kondensators 23, wie in Fig. 7a gezeigt, dem Punkt C in der Ausführungsform gemäß Fig. 2 zugeführt wird, ein Signal, wie es in Fig. 7 b gezeigt ist, am Punkt D des Ausgangsanschlusses des Schwingungsschaltkreises 11 vor dem Zeitpunkt t₂, wenn das Potential V₁, bei dem einer der beiden Transistoren 18 oder 19 leitend gesteuert wird, erreicht wird und zu diesem Zeitpunkt wird der Verlauf der Schwingungsfrequenz derart, wie es in dem Zeitdiagramm c in Fig. 7 gezeigt ist.

Hierzu ist es unnötig, zu erwähnen, daß in der Ausführungsform, die den Entladevorgang des Kondensators verwendet, nach dem normalen Schwingungsvorgang ein Vorgang stattfindet, der völlig entgegengesetzt zu dem in Fig. 7 dargestellten ist.

Nun ist, wie durch Merkmale in Fig. 7 erklärt wurde, der oben erwähnte abnormale Schwingungsvorgang ein Vorgang, der schnell von dem hohen Frequenzbereich zu dem niedrigen Frequenzbereich abfällt und eine Frequenz, die mit der Resonanzfrequenz der Abstimmanordnung eine Resonanz aufweist, kann dabei auftreten, was eine ungünstige Wirkung auf den Entfernungsmeßvorgang hat, nämlich kann der Fall auftreten, daß ein Signal, das nicht der Entfernung zu dem Objekt X entspricht, ermittelt wird und deshalb ist es wünschenswert, Vorkehrungen gegen den oben erwähnten abnormalen Schwingungsvorgang zu treffen, wenn die vorstehend beschriebene Ausführungsform in die Praxis umgesetzt wird.

Die Fig. 8 zeigt ein elektrisches Schaltbild einer anderen Ausführungsform des optischen Entfernungsmessers, der das System für die Ermittlung der Intensität des empfangenen Lichts gemäß der Erfindung verwendet, und bei dem der oben erwähnte abnormale Schwingungsvorgang berücksichtigt wurde, und in dem Schaltbild bezeichnen dieselben Bezugszeichen wie in Fig. 2 die Teile, die dieselbe Funktion ausführen.

In Fig. 8 bezeichnen die Bezugszeichen 47, 48, 49 und 50 Widerstände, das Bezugszeichen 51 bezeichnet einen Transistor als ein Schaltelement und das Bezugszeichen 52 zeigt einen Spitzenwerthaltekreis, der im Zusammenhang mit der Arbeitsweise des Startschalters 27 gesteuert wird, und dieser Spitzenwerthaltekreis 52 speichert einen Spitzenwert des Signals, das vom Entfernungssignalgenerator 33 ausgegeben wird.

Diese in Fig. 8 gezeigte Ausführungsform unterscheidet sich von der in Fig. 2 gezeigten Ausführungsform nur in dem Aufbau des Steuerschaltkreises 20 und der Anordnung des oben erwähnten Spitzenwerthaltekreises 52, der mit dem Startschalter 27 zusammenarbeitet und die grundsätzliche Arbeitsweise beim Messen der Entfernung zu dem Objekt X nämlich die Arbeitsweise zum Erhalten des Entfernungssignals für das Objekt X durch die analoge Veränderung der Frequenz des vom Lichtsender 1 gesendeten Lichts und durch die Verwendung des Resonanzvorgangs in Verbindung mit der Abstimmanordnung 4 ist dieselbe und daher erfolgt die Beschreibung der Arbeitsweise im Nachfolgenden im Zusammenhang mit der Arbeitsweise des Steuerschaltkreises 20 und ähnlichem, soweit diese von jenen in Fig. 2 beschriebenen abweichen.

Nun erscheint, wenn der Leistungsschalter 6 zu einem beliebigen Zeitpunkt t₀ eingeschaltet wird, in ähnlicher Weise wie bei der in Fig. 2 gezeigten Ausführungsform, die Spannung +V der Energiequelle 5 an einem Punkt A in Fig. 8, wie es durch ein Zeitdiagramm a in Fig. 9 gezeigt ist, und diese Spannung wird dem Treiberschaltkreis 8, dem Schwingungsschaltkreis 11 und dem Steuerschaltkreis 20 und ähnlichem zugeführt und diese Schaltkreise werden aktiviert.

Wenn die Spannung +V der Energiequelle 5 an einem Punkt A in Fig. 8 erscheint, wird der Transistor 22, im Gegensatz zu der in Fig. 2 gezeigten Ausführungsform, in den leitenden Zustand gebracht, und der Transistor 51 wird ebenfalls in einen leitenden Zustand versetzt.

Wenn die Transistoren 23 und 51 leitend gesteuert werden, wird dem Kondensator 23 und dem Widerstand 50 von der zweiten Konstantstromquelle 21 über die Transistoren 22 und 51 ein Strom zugeführt und demgemäß wird der Kondensator 23 auf einen Spannungswert V₁ aufgeladen, der durch den Widerstand 50 und die zweite Konstantstromquelle 21 bestimmt wird und danach wird die Klemmenspannung dort auf dem oben erwähnten Spannungswert V₁ aufrechterhalten, bis ein Punkt B in Fig. 8 den niedrigen Spannungswert aufweist und der Transistor 51 in einen nichtleitenden Zustand versetzt wird, wie es durch ein Zeitdiragramm b in Fig. 9 gezeigt ist, wenn der Startschalter 27 zu einem Schaltpunkt t₁ eingeschaltet wird.

Außerdem ist, wenn der Zeitpunkt beim Erreichen der oben erwähnten Spannung V₁ als t₀′ bezeichnet wird, der Zustand der Klemmenspannung des Kondensators 23 nach dem Zeitpunkt t₀, wenn der Leistungsschalter 6, wie oben beschrieben, eingeschaltet ist, zwischen den Zeitpunkten t₀ und t₁ in einem Zeitdiagramm c in Fig. 9 dargestellt, die das Potential an dem Punkt C in Fig. 8 zeigt.

Wenn also der Startschalter 27 eingeschaltet ist, um den Entfernungsmessungsvorgang zum Zeitpunkt t₁ nach dem Zeitpunkt t₀′ durchzuführen, wenn das Potential am Punkt C auf V₁ gehalten wird, wie es oben beschrieben ist, fällt das Potential des Punktes B in Fig. 8, das nach dem Zeitpunkt t₀ auf einem hohen Wert gehalten wurde, zu dem niedrigen Wert, wie es durch das Zeitdiagramm b in Fig. 9 gezeigt ist, und daher wird der Transistor 51, der in einem leitenden Zustand war, in einen nichtleitenden Zustand gebracht.

Wenn der Transistor 51 in einen nichtleitenden Zustand gebracht wird, wird der Transistor 50 von einem Ladekreis des Kondensators 23 getrennt, und somit wird das Aufladen des Kondensators 23 mit einem konstanten Strom durch einen Strom begonnen, der von der zweiten Konstantstromquelle 21 über den Transistor 22 zugeführt wird, ohne daß er nach dem oben erwähnten Zeitpunkt t₁ durch den Widerstand 50 begrenzt wird.

Dies hat zur Folge, daß die Ladespannung des Kondensators 23, nämlich das Potential des Punktes C in dem Zeitdiagramm nach dem Zeitpunkt t₁, wenn der Startschalter 27 eingeschaltet wird, allmählich von der oben erwähnten Spannung V₁ ansteigt, wie es durch das Zeitdiagramm c in Fig. 9 gezeigt ist.

Andererseits wird die oben erwähnte Ladespannung des Kondensators 23, wie es im Zusammenhang mit Fig. 2 erklärt wurde, dem Oszillatorschaltkreis 11 zugeführt, und steuert dessen Arbeitsweise, und auch die Spannung zwischen den Zeitpunkten t₀ und t₁ der vorliegenden Ausführungsform bildet keine Ausnahme davon.

Folglich wird, beispielsweise wenn der oben erwähnte Spannungswert V₁ in der vorliegenden Ausführungsform auf einen Wert eingestellt ist, der größer ist als die Spannung V₂, bei der die Transistoren 18 oder 19 in dem Oszillatorschaltkreis 11 leitend gesteuert werden, einer der erwähnten Transistoren 18 und 19 zum Zeitpunkt t₂ unmittelbar vor dem Zeitpunkt t₀′ in einen vollständig leitenden Zustand versetzt und danach wird ein Schwingungsvorgang gestartet, bei dem die beiden wiederholt wechselweise leitend und nichtleitend gesteuert sind. Außerdem geht der Zeitpunkt t₂ in Fig. 9 dem Zeitpunkt t₁ voran, jedoch ist er mit derselben Bezeichnung versehen wie der in Fig. 3 wegen des Zeitpunktes wenn einer der beiden Transistoren 18 und 19 leitend gesteuert wird, wie es in Fig. 3 beschrieben ist.

Weiterhin wird gleichzeitig ein abnormaler Schwingungsvorgang durchgeführt, wie er in Fig. 7 beschrieben ist, da nämlich der Schwingungsschaltkreis 11 in der Ausführungsform 2 einen astabilen Multivibrator enthält. Der abnormale Schwingungsvorgang der dann aufgetreten ist, wenn zwischen dem Zeitpunkt t₁, wenn er Startschalter 27 eingeschaltet wurde, bis zu dem Zeitpunkt t₂, wenn einer der beiden Transistoren 18 oder 19 vollständig leitend gesteuert wurden und ein normaler Schwingungsvorgang begonnen hat, hört ebenfalls auf.

Mit anderen Worten, in der in Fig. 8 gezeigten Ausführungsform tritt, wenn der Wert der Ladespannung V₁ des Kondensators 23, der durch das Einschalten des Leistungsschalters 6 aufgeladen wird, beispielsweise auf einen Wert eingestellt ist, der größer ist als der den leitenden Zustand der Transistoren 18 oder 19 erzeugende Spannungswert V₂, ein abnormaler Schwingungsvorgang vor dem Zeitpunkt t₀′ auf, wenn der Ladespannungswert V₁ erreicht, d. h., im Gegensatz zu den in Fig. 2 beschriebenen Ausführungsform vor dem Entfernungsmessungsvorgang, der dem Einschalten des Schalter 27 vorangeht.

Folglich kann, wenn, wie in Fig. 8 gezeigt, die Erzeugung des Entfernungssignals in der Weise gesteuert wird, daß die Arbeitsweise des Spitzenwerthaltekreises 52, der einen Speichervorgang des von den Vergleichern 34, 35 und 36 zugeführten Entfernungssignals durchführt, mit der Arbeitsweise des Startschalters 27 oder dergleichen zusammenarbeitet, ein ungünstiger Effekt in Folge des oben erwähnten abnormalen Schwingungsvorgangs vernachlässigt werden und daher kann eine Arbeitsweise erwartet werden, die für die praktische Verwendung außerordentlich gut geeignet ist.

Weiterhin hat, wenn die wirkliche Arbeitsweise im einzelnen betrachtet wird, der oben erwähnte abnormale Schwingungsvorgang nur einen kleinen Einfluß auf den Entfernungsmeßvorgang, selbst wenn davon ausgegangen wird, daß er während der Entfernungsmeßvorgangs auftritt, wenn dessen Zeitdauer sehr kurz ist. Demgemäß wurde in der obigen Beschreibung ein Fall angenommen, bei dem der Ladespannungswert V₁ des Kondensators 23 auf einen Wert eingestellt wurde, der höher ist als die Spannung V₂, bei der die Transistoren 18 oder 19 leitend gesteuert werden, aber selbst dann wenn der Wert niedriger als V₂ eingestellt wird, wird, wenn der Wert nahe bei V₂ ist, die Zeitdauer vom Einschalten des Startschalters 27 bis zum Erreichen von V₂, um den Entfernungsmeßvorgang zu starten, außerordentlich kurz und daher gibt es in der praktischen Anwendung keine Schwieigkeiten, da der größte Teil des abnormalen Schwingungsvorgangs nicht ausgeführt ist, bevor der Startschalter 27 eingeschaltet ist, und ähnlich wie im vorhergehenden Fall kann eine ungünstige Wirkung in Folge des abnormalen Schwingungsvorgangs ausgeschlossen werden.

Nun wird in dem Schwingungsvorgang des Schwingungsschaltkreises 11, der dem Ladespannungswert des Kondensators 23 zugeordnet ist, ein normaler Schwingungsvorgang unmittelbar vor dem Zeitpunkt t₀′ durchgeführt, wenn der Wert der Ladespannung V₁ wird, für den Fall, daß V₁ < V₂ ist, und anschließend wird ein derartiger normaler Schwingungsvorgang kurz beschrieben. beschrieben.

Zunächst wird vor dem Zeitpunkt t₁, wenn der Startschalter 27 eingeschaltet wird, wie es in der Erklärung zu Fig. 2 beschrieben ist, die Aufladung der Kondensatoren 16 und 17 des Oszillatorschaltkreises 11 über die Widerstände 12 und 13 und die Aufladung über die Widerstände 14 und 15 immer durch einen konstanten Ladestrom durchgeführt, da die Energiequelle 5 eine Energiequelle ist, die eine konstante Spannung aufweist und die Ladespannung des Kondensators 23 ungefährt bei V₁ angenommen werden kann.

Folglich wird die Wiederholperiode des leitenden und nichtleitenden Zustands der Transistoren 18 und 19 des Oszillatorschaltkreises 11 eine vorgegebene konstante Periode.

Im Folgenden wird ein Schwinungsvorgang nach dem Zeitpunkt t₁ beschrieben, wenn der Startschalter 27 eingeschaltet wurde. In einem derartigen Fall, unter Berücksichtigung der oben beschriebenen Wege zum Aufladen der Kondensatoren 16 und 17 ist die Energiequelle beim Ladevorgang über die Widerstände 12 und 13 wie im oben beschriebenen Fall die Energiequelle 5 und der Vorgang wird durch einen konstanten Ladestrom durchgeführt, jedoch ist die Energiequelle bei der Aufladung über die Widerstände 14 und 15 die Ladespannung des Kondensators 23, die nach dem Zeitpunkt t₁ allmählich vom Spannungswert V₁ beim Punkt C in Fig. 8 ansteigt, wie es durch das Zeitdiagramm c in Fig. 9 gezeigt ist, und daher wird der Vorgang durch einen Ladestrom durchgeführt, der allmählich zunimmt.

Aus diesem Grund verändert sich die Wiederholperiode des leitenden und nichtleitenden Zustands der Transistoren 18 und 19 und somit der Schwingungsvorgang des Schwingungsschaltkreises 11 kontinuierlich von einer niedrigen Frequenz zu einer hohen Frequenz.

Folglich wird an der Ausgangsklemme D des Schwingungsschaltkreises 11 ein Ausgangssignal, wie es durch die Wellenform d in Fig. 9 gezeigt ist, im Zusammenhang mit dem oben beschriebenen abnormalen Schwingungsvorgang ausgegeben und das Ausgangssignal wird dem Treiberschaltkreis 8 zugeführt.

Außerdem nimmt die Schwingungsfrequenz, wenn die oben erwähnte Ladespannung des Kondensators 23 einen Sättigungsbereich erreicht, einen konstanten Wert an, wie es zwischen den Zeitpunkten t₄ und t₅ in dem Zeitdiagramm c in Fig. 9 gezeigt ist, und eine derartige Steuerung ist nicht erforderlich.

Bisher wurden die Arbeitsweisen des Steuerschaltkreises 20 und des Oszillatorschaltkreises 11 in der in Fig. 8 gezeigten Ausführungsform beschrieben und die anderen Schaltkreise, die sich auf diese Schaltkreise 20 und 11 abstützen, haben denselben Aufbau wie diejenigen bei der in Fig. 2 gezeigten Ausführungsform mit Ausnahme des Spitzenwerthaltekreises 52 und haben selbstverständlich dieselbe Arbeitsweise wie diejenigen in der Ausführungsform in Fig. 2.

Der Treiberschaltkreis arbeitet nämlich nach dem Empfang eines Ausgangssignals am Ausgangsanschlußpunkt D des Oszillatorschaltkreises 11 und der Transistor 10 wird entsprechend dem Signal leitend oder nichtleitend gesteuert, wie es durch das Zeitdiagramm d in Fig. 9 gezeigt ist.

Wenn der Treiberschaltkreis 8 den oben beschriebenen Vorgang durchführt, sendet die LED des Lichtsenders 1 einen infraroten Lichtstrahl, der mit einem Signal moduliert ist, wie es im Zeitdiagramm d in Fig. 9 gezeigt ist, zum Objekt X und der Lichtempfänger 3 empfängt den vom Objekt X reflektierten Lichtstrahl.

Der Lichtempfänger 3 führt der Abstimmanordnung einen Lichtempfangsstrom zu, der dem Wert des empfangenen reflektierten Lichts entspricht und die Abstimmanordnung 4 gibt eine Ausgangsspannung, wie sie durch die Wellenform e in Fig. 9 gezeigt ist, am Punkt E in Fig. 8 ab. Außerdem ist der Zeitpunkt t₃ der Wellenform e in Fig. 9 ein Zeitpunkt, bei dem eine Resonanzschwingung ausgeführt wurde. Es wird auch manchmal während des oben beschriebenen abnormalen Schwingungsvorganges ein Resonanzvorgang durchgeführt, aber der Vorgang wird durchgeführt, bevor der Startschalter 27 eingeschaltet wird, welcher die Zeit angibt, bei der die Entfernungsmessung gestartet wird, und daher kann er vernachlässigt werden, obwohl er durch gestrichelte Linien in der Wellenform e in Fig. 9 dargestellt ist.

Das Ausgangssignal der Abstimmanordnung 4 wird den Vergleichern 34, 35 und 36 des Entfernungssignalgenerators 33 über den Verstärkerteil 31 zugeführt, in ein geeignetes Entfernungssignal umgesetzt und durch den Spitzenwerthaltekreis 52 gespeichert und auf diese Weise kann es sehr gut, beispielsweise als ein Signal für eine automatische Schalteinstellung einer Kamera oder ähnlichem verwendet werden, d. h. für den gewünschten Zweck verwendet werden.

Wie oben beschrieben wurde, steuert die oben erwähnte Ausführungsform, die von der in Fig. 2 gezeigten Ausführungsform verschieden ist, den Verlauf der Ladekurve des Kondensators 23, um die Arbeitsweise des Schwingungsschaltkreises 11 zu steuern, derart, daß der oben erwähnte Schwingungsschaltkreis einen abnormalen Schwingungsvorgang vollständig oder fast vollständig durchführt, bevor der Startschalter 27 eingeschaltet ist und speichert auch das Entfernungssignal, das für verschiedene Zwecke verwendet werden kann durch den Spitzenwerthaltekreis 52, der mit dem Startschalter 27 zusammenarbeitet und daher ist sie eine praktische Ausführungsform, bei der die Wirkung des oben erwähnten abnormalen Schwingungsvorgangs vernachlässigt werden kann.

Weiterhin kann, obwohl der Spitzenwerthaltekreis 52 in Fig. 8 als ein Schaltkreis beschrieben ist, der den Ausgangszustand der Komparatoren 34, 35 und 36 speichert, was unnötig zu erwähnen ist, beispielsweise durch einen Schaltkreis ersetzt werden, der geeignet ist, den Maximalwert des Ausgangs des Verstärkerteils 31 zu speichern, d. h. einen maximalen Wert des Ausgangssignals der Abtastordnung 4.

Weiterhin ist die in Fig. 8 gezeigte Ausführungsform ein Beispiel, das einen Steuerschaltkreis 20 enthält, bei dem der abnormale Schwingungsvorgang berücksichtigt wird und der auf der in Fig. 2 gezeigten Ausführungsform basiert, aber es ist überflüssig, zu erwähnen, daß wie in Fig. 10 gezeigt, der in Fig. 8 gezeigte Steuerschaltkreis 20 auf der in Fig. 4 gezeigten Ausführungsform beruhend ausgebildet sein kann.

Auch in der in Fig. 4 gezeigten Ausführungsform, bei der die Steuerung des Lichtsenders 1 durch Umleitung oder Nichtumleitung des dem Lichtsender 1 zugeführten Stroms ausgeführt wird, kann der in der Fig. 8 gezeigte Steuerschaltkreis 20 verwendet werden. Die Verwendung erfolgt derart, daß ein vom Oszillatorschaltkreis 11 abgegebener Puls den Transistor 43 des Treiberschaltkreises 8 zugeführt wird und daß eine Serienschaltung aus einem Widerstand R und einem Schalter SW der Energiequelle parallelgeschaltet ist und beispielsweise die Basis des Transistors 10 mit dem Verbindungspunkt des Widerstandes R und des Schalters SW der Serienschaltung aus dem Widerstand R und dem Schalter SW verbunden ist, welcher mit dem Schalter 27 zusammenarbeitet, der den Startzeitpunkt der Entfernungsmessung festlegt und gleichzeitig einen "Durchführungs"-Vorgang ausführt und der mit beiden Anschlüssen über den Leistungsschalter 6 mit der Engergiequelle verbunden ist, so daß der oben erwähnte Transistor 10 erst dann in einen leitenden Zustand gebracht wird, wenn mit der Entfernungsmessung begonnen wird. Und auf diese Weise kann der in Fig. 8 gezeigte Steuerschaltkreis 20 verwendet werden, bei dem der abnormale Schwingungsvorgang berücksichtigt wurde.

Außerdem unterscheidet sich die Arbeitsweise einer in Fig. 10 dargestellten Ausführungsform von derjenigen der in den Fig. 4 und 8 gezeigten Ausführungsformen lediglich dadurch, daß, wie oben beschrieben, der Transistor 10 leitend wird, wenn die Entfernungsmessung durch den Widerstand R und den Schalter SW begonnen wird, der mit dem Startschalter 27 zusammenarbeitet, und auf eine detaillierte Beschreibung wird verzichtet.

Die Fig. 11 (a) und 11 (b) sind elektrische Schaltbilder, die weitere Ausführungsformen des Steuerschaltkreises 20 in der in Fig. 8 gezeigten Ausführungsform zeigen, wobei ein abnormaler Schwingungsvorgang berücksichtigt wurde, und in den Schaltbildern hat ein Teil, das dasselbe Bezugszeichen hat wie dasjenige in Fig. 8, dieselbe Funktion, und in Fig. 11 (a) bezeichnen die Bezugszeichen 53 und 54 Transistoren, und das Bezugszeichen 55 bezeichnet einen Widerstand, und in Fig. 11 (b) bezeichnet das Bezugszeichen 56 einen Steuerschalter, der gleichzeitig mit dem Einschalten des Leistungsschalters 6 eingeschaltet wird und geöffnet wird, wenn ein Entfernungsmessungsvorgang begonnen wird, das Bezugszeichen 57 bezeichnet einen Vergleicher, das Bezugszeichen 58 bezeichnet eine Konstantspannungsquelle, die Bezugszeichen 59 und 60 bezeichnen Widerstände, die gemeinsam mit der Konstantspannungsquelle 58 die Bezugsspannung des Komparators 57 festlegen und das Bezugszeichen 61 bezeichnet einen Transistor. Außerdem ist ein Anschlußpunkt an dem Verbindungspunkt des Widerstands R des Schalters SW, wie er durch gestrichelte Linien in der Zeichnung gezeigt ist, ein Anschlußpunkt, der mit dem Transistor 10 verbunden ist, wenn die Verwendung mit der in Fig. 4 gezeigten Ausführungsform erfolgt, ebenso wie die in Fig. 10 (a) mit der Fig. 8.

Wie aus den Schaltbildern ersichtlich ist, unterscheiden sich diese beiden Ausführungsformen von der Ausführungsform in Fig. 8 in der Art, wie der Spannungswert, der dem Ladespannungswert V₁ des Kondensators 23 entspricht, vor dem Entfernungsmessungsvorgang eingestellt wird, wie es bei Fig. 8 erklärt wurde.

Somit werden in der in Fig. 11 (a) gezeigten Ausführungsform, wenn der Leistungsschalter 6 eingeschaltet wird, die Transistoren 22, 53 und 54 leitend gesteuert und folglich wird der Kondensator 23 auf einen Spannungswert aufgeladen, der durch die Spannung V _BE(54) zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors 54 und eine Spannung V _CE(53) zwischen dem Kollektor und dem Emitter des Transistors 53 bestimmt, beispielsweise V₁′, und wird auf diesem erwähnten Spannungswert V₁′ gehalten, bis der Startschalter 27 bei dem ähnlichen Fall von Fig. 8 eingeschaltet wird.

Ebenso wie der Spannungswert V₁, der im Zusammenhang mit der Erklärung der Arbeitsweise von Fig. 8 beschrieben wurde, wird der oben erwähnte Spannungswert V₁′, was überflüssig zu erwähnen ist, auf einen Wert eingestellt, der höher oder geringfügig niedriger ist als die Durchhaltespannung V₂ der Transistoren 18 und 19 des Oszillatorschaltkreises 11 und, mit anderen Worten, in der in Fig. 11 (a) gezeigten Ausführungsform wird der Ladespannungswert des Kondensators 23, der durch den Widerstand 28 und die zweite Konstantstromquelle 21 in Fig. 8 bestimmt ist durch die oben erwähnten V _BE(54) und V _CE(53) festgelegt.

Aus diesem Grund kann der Vorteil erwartet werden, daß wenn die Eigenschaften des Transistors 24 so eingestellt werden, daß sie mit denen der Transistoren 18 und 19 des Oszillatorschaltkreises 11 übereinstimmen, im Arbeitszustand einer Veränderung der Durchlaßspannung V₂ infolge einer Temperaturänderung gefolgt werden kann.

Außerdem wurde, was überflüssig zu erwähnen ist, die Arbeitsweise der in der Ausführungsform nach Fig. 11 (a) weggelassenen Schaltkreise nicht erklärt, da sie dieselben sind wie diejenigen in der in Fig. 8 gezeigten Ausführungsform.

Weiterhin wird in einer in Fig. 11 (b) gezeigten Ausführungsform, wenn der Leistungsschalter 6 eingeschaltet wird, der Transistor 22 leitend gesteuert und das Aufladen des Kondensators 23 wird begonnen und es wird auch der Steuerschalter 26 eingeschaltet.

Folglich arbeitet, wenn die Ladespannung des Kondensators 23 einen Bezugsspannungswert V₃ überschreitet, der durch die Konstantspannungsquelle 58 und die Widerstände 59 und 60 festgelegt ist, der Vergleicher 57, und der Transistor 51 wird leitend gesteuert, und dabei wird der von der zweiten Konstantstromquelle 21 über den Transistor 22 abgegebene Ladestrom für den Kondensator 23 umgeleitet.

Dies hat zur Folge, daß der oben erwähnte Ladespannungswert des Kondensators 23 auf dem oben erwähnten Bezugsspannungswert V₃ des Vergleichers 57 aufrechterhalten wird, und dieser Bezugsspannungswert V₃ wird selbstverständlich in ähnlicher Weise wie die Spannungswerte V₁ oder V₁′ wie oben beschrieben eingestellt. Insbesondere wird bei der in Fig. 11 (b) gezeigten Ausführungsform der Ladespannungswert des Kondensators 23 vor dem Abschalten des Steuerschalters 56 durch die Arbeitsweise des Vergleichers 57 gesteuert und folglich kann ein besonders genaues Einstellen erreicht werden und damit kann ein Vorteil dahingehend erwartet werden, daß eine ungenügende Arbeitsweise infolge der Streuung der Kennwerte der Bauteile vermindert wird.

Außerdem wird auch bei dieser Ausführungsform die Funktionsweise der weggelassenen Teile nach dem Abschalten des Steuerschalters 56 dieselbe wie diejenige nach dem Abschalten des Startschalters 27 in Fig. 8 und daher wurde die entsprechende Beschreibung weggelassen.

Die Fig. 12 (a) und 12 (b) sind elektrische Schaltbilder, die weitere Ausführungsformen des Steuerschaltkreises 20 in der in Fig. 8 gezeigten Ausführungsform, ähnlich den Fig. 11 (a) und 11 (b) zeigen.

In den Schaltbildern haben diejenigen Teile, die dieselben Bezugszeichen wie in Fig. 8 aufweisen, dieselbe Funktion, und das Bezugszeichen 62 bezeichnet eine dritte Konstantstromquelle, das Bezugszeichen 63 bezeichnet einen Widerstand zum Aufladen, und 64 bezeichnet einen Schalter, der beim Einschalten des Leistungschalters 6 geschlossen und beim Einschalten des Startschalters 27 geöffnet wird. Auch ist ein Anschlußpunkt an dem Verbindungspunkt des Widerstands R und des Schalters SW, wie sie durch gestrichelte Linien in dem Schaltbild gezeigt sind, ähnlich wie bei den Fig. 11 (a) und 11 (b) ein Anschlußpunkt, der mit dem Transistor 10 verbunden ist, wenn die Verwendung in der in Fig. 4 gezeigten Ausführungsform erfolgt.

Die in den Fig. 12 (a) und 12 (b) gezeigten Ausführungsformen sind beide dafür vorgesehen, die Zeitdauer von dem Zeitpunkt, wenn der Leistungsschalter eingeschaltet wird, zu dem Zeitpunkt, wenn die Ladespannung die vorgegebene Spannung V₁ oder V₁′ oder V₃ erreicht, die höher ist als die Durchlaßspannung V₂ des Transistors 18 oder 19 des Oszillatorschaltkreises 11 zu verkürzen, d. h. die Zeitdauer vom Zeitpunkt t₀ zum Zeitpunkt t₀′, wie es in Fig. 9 (c) bei der Ladekennlinie des Kondensators 23 in jeder bisher beschriebenen Ausführungsform gezeigt ist.

Zuerst wird bei der Ausführungsform in Fig. 12 (a), wenn der Leistungsschalter 6 eingeschaltet wird, der Schalter 64 eingeschaltet und auch die Transistoren 22 und 51 werden wie in Fig. 8 beschrieben leitend gesteuert und dabei wird der Kondensator 23 durch die konstanten Ströme I₂₁ und I₆₂ von der zweiten und dritten Konstansstromquelle 21 bzw. 62 aufgeladen.

Zu diesem Zeitpunkt kann die oben erwähnte Ladekennlinie des Kondensators 23 durch Einstellen des Verhältnisses zwischen den oben erwähnten konstanten Strömen I₂₁ und I₆₂ auf I₂₁I₆₂ steiler ausgebildet werden im Vergleich zu dem Fall der Aufladung nur durch die zweite Konstantstromquelle 21, wie es in Fig. 8 beschrieben ist.

Es wird dann in der in Fig. 12 (b) gezeigten Ausführungsform in ähnlicher Weise wie bei der Fig. 12 (a) der Kondensator 23, wenn der Schalter 6 eingeschaltet ist, nicht nur durch den konstanten Strom I₂₁ der zweiten Konstantstromquelle 21, sondern auch durch einen Strom aufgeladen, der über den Ladewiderstand 63 von der Energiequelle 5 zugeführt wird, und natürlich wird auch in diesem Fall der Ladekennlinie des Kondensators 23 steiler.

Dies hat zur Folge, daß bei der in den Fig. 12 (a) und 12 (b) gezeigten Ausführungsform ein Vorteil dahingehend erwartet werden kann, daß beispielsweise die Zeitdauer für einen genauen Entfernungsmeßvorgang, d. h. die Zeitdauer zwischen dem Zeitpunkt t₀ ud t₅ in Fig. 9 in dem Fall verkürzt werden kann, bei dem der Leistungsschalter 6 ebenfalls in Verbindung mit dem Entfernungsmessungsvorgang gesteuert wird, um eine Verschwendung der Energiequelle 5 zu verhindern.

Außerdem, was unnötig zu erwähnen ist, kann die Ausführungsform der Fig. 12a oder 12b für eine geeignete Kombination mit den in den Fig. 11 (a) oder 11 (b) gezeigten Ausführungsformen verwendet werden.

Die Fig. 13 ist ein Blockschaltbild, das eine weitere Ausführungsform eines optischen Entfernungsmessers zeigt, der gemäß der Erfindung ein System benutzt, das die Intensität des empfangenen Lichts ermittelt.

Alle vorstehend beschriebenen Ausführungsformen verändern die Frequenz des gesendeten Lichts durch eine analoge Verarbeitung, bei der die Ladespannung des Kondensators 23 benutzt wird, während diese Ausführungsform sie mittels einer digitalen Verarbeitung verändert.

Wenn die Frequenz des gesendeten Lichts, wie in Fig. 14 gezeigt, durch analoge Verarbeitung verändert wird, wird die Anzahl von Pulssignalen einer willkürlichen Frequenz und einer veränderbaren Frequenz in der Nähe, die in einer willkürlichen konstanten Zeitperiode T _C enthalten ist in dem Bereich der niederen Frequenz klein und wird bei hoher Frequenz groß und auch das Pulssignal, das als Resonanzfrequenz geeignet ist, ist nur eines, sofern es vorhanden ist.

Andererseits ist es bekannt, daß die Intensität bei einem Resonanzvorgang nicht stabilisiert ist, wenn die Pulssignale mit der Resonanzfrequenz mit einer Anzahl zugeführt werden, die kleiner ist als eine vorgegebene Anzahl, und umgekehrt wird die Intensität gesättigt, wenn die Pulssignale mit einer Anzahl zugeführt werden, die eine gewünschte Anzahl überschreitet.

Folglich ist bei der Ausgesaltung der Veränderung der Frequenz in den bisher beschriebenen Ausführungsformen die Resonanz im unteren Frequenzbereich schwach und im oberen Frequenzbereich stark.

Dies hat zur Folge, daß sich, wenn die Resonanzfrequenz sich 28290 00070 552 001000280000000200012000285912817900040 0002003443600 00004 28171 in Folge von Veränderungen der Eigenschaften der Schaltkreiskomponenten oder der Umgebung für verändert, obwohl ein Resonanzvorgang sicher durchgeführt wird mit den oben genannten Veränderungen, die Intensität der Resonanz verändert, und es besteht die Möglichkeit, daß beispielsweise Unterschiede in dem Wert der Signale auftreten, die für Objekte mit derselben Entfernung ermittelt werden.

Bei einem optischen Entfernungsmesser mit einem System zum Ermitteln der Intensität des empfangenen Lichts, bei dem der durch einen Resonanzvorgang erhaltene Signalwert als Entfernungsinformation dient, haben die bisher beschriebenen Ausführungsformen bei der praktischen Anwendung keine Schwierigkeiten zu Folge, wenn sie in einem Gerät benutzt werden, bei dem die Entfernungsinformation bis zu einem gewissen Wert streuen kann, wie beispielsweise bei einem optischen Entfernungsmesser für eine kompakte Kamera, jedoch ist es wünschenswert, für den Fall einige Vorkehrungen zu treffen, bei dem eine genauere Entfernungsinfomation erforderlich ist.

Bei einer in Fig. 13 gezeigten Ausführungsform wird das oben genannte Problem berücksichtigt, und in dem Schaltbild hat ein Teil, das dasselbe Bezugszeichen wie dasjenige in Fig. 2 aufweist, dieselbe Funktion und das Bezugszeichen 65 bezeichnet einen Oszillator, der Pulssignale mit einer vorgegebenen Frequenz erzeugt, das Bezugszeichen 66 bezeichnet einen Frequenzteiler, der die Frequenz der vom Oszillator 65 abgegebenen Pulssignale teilt, um Bezugstaktsignale zu erzeugen, das Bezugszeichen 67 bezeichnet einen Zähler, der die Anzahl der vom Frequenzteiler 66 abgegebenen Bezugstaktsignale zählt.

Das Bezugszeichen 68 bezeichnet eine Einstellanordnung für eine Anfangsfrequenz, die eine Anfangsfrequenz der Frequenz des zu verändernden gesendeten Lichts einstellt und die digitale Steuersignale abgibt, die die Anzahl der oben genannten Bezugstaktsignale angeben, die der oben erwähnten Anfangsfrequenz entsprechen, und die einen Subtrahierer 69, der unten beschrieben wird, zugeführt werden, indem ein Startsignal an einen Eingangsanschluß 68₁, d. h. ein Startsignal für die Entfernungsmessung, das den Entfernungsmessungsvorgang startet, zugeführt wird.

Das Bezugszeichen 69 bezeichnet einen Subtrahierer, der digitale Signale abgibt, die die Anzahl der Bezugstaktsignale anzeigen, um die oben erwähnte Anfangsfrequenz mittels des digitalen Steuersignals einzustellen, das von der Anordnung 68 zum Einstellen der Anfangsfrequenz abgegeben wird und der auch an dem Digitalsignal aufeinanderfolgend dadurch subtrahiert, daß ein Signal an den Takteingang 69₁ angelegt wird. Das Bezugszeichen 70 bezeichnet einen Größenvergleicher, der im nachfolgenden als M-Vergleicher bezeichnet wird, und der die Anzahl der Signale am Ausgang des Zählers 67 mit der am Subtraktionsausgang des Subtrahierers 69 vergleicht und ein Gleichheitspulssignal an einem Ausgangsanschluß 70₁ abgibt, wenn beide Signale gleich sind.

Das Bezugszeichen 61 bezeichnet einen Flip-Flop-Schaltkreis, der im nachfolgenden als FF-Schaltkreis bezeichnet wird, und der vom Ausgang des M-Vergleichers 70 ein Gleichheitssignal empfängt, und den Ausgangszustand am Ausgangsanschluß 71₁ invertiert.

Außerdem ist, wie es aus Fig. 12 ersichtlich ist, der Ausgang 71₁ des oben erwähnten FF-Schaltkreises 71 beispielsweise mit dem Transistor 43 des in Fig. 4 gezeigten Treiberschaltkreises 8 verbunden, um das Ausgangssignal diesem zuzuführen.

Das Bezugszeichen 72 bezeichnet eine Zähleranordnung, die das Ausgangssignal bei der Änderung des Zustands des FF-Schaltkreises 71 zählt, d. h. das Ansteigen oder Abfallen des Pulssignales, und die ein Steuersignal abgibt, das die Arbeitsweise des Subtrahierers 69 und sich selbst über einen Ausgangsanschluß 72₁ steuert, wenn der Zählerstand gleich einer vorgegebenen Zahl ist.

Das Bezugszeichen 73 bezeichnet eine Anordnung zum Einstellen der Endfrequenz, die die Endfrequenz der veränderbaren Frequenz des gesendeten Lichts einstellt, und das Bezugszeichen 74 bezeichnet einen M-Vergleicher, der ein Ausgangssignal der Anordnung 73 zum Einstellen der Endfrequenz mit dem Subtraktionsausgang des Subtrahierers 69 vergleicht und der an einem Ausgangsanschluß 74₁ ein Endesignal erzeugt, d. h. ein Signal, das den Entfernungsmessungsvorgang beendet, wenn beide Ausgänge gleich sind.

Das Bezugszeichen 75 bezeichnet einen Inverter, der einen Rücksetzungsstand des FF-Schaltkreises 71 freigibt, d. h. den Schaltkreis in einen arbeitsfähigen Zustand versetzt, und zwar dadurch, daß er ein Startsignal für die Entfernungsmessung empfängt, das einen Entfernungsmeßvorgang durch das Starten der Anordnung 68 zum Einstellen der Anfangsfrequenz auslöst.

Wie es von der oben beschriebenen Zusammenstellung zu ersehen ist, ist eine derartige Ausführungsform vorgesehen, und die Funktionen des Oszillatorschaltkreises 11 und des Steuerschaltkreises 20 in den vorher erklärten Ausführungsformen zu erreichen, d. h. die Funktion der Veränderung der Frequenz des gesendeten Lichtes durch die Anordnung zum digitalen Einstellen der Frequenz, die durch die Bezugszeichen 65 oder 75 bezeichnet ist und im folgenden wird die Arbeitsweise unter Bezugnahme auf die Zeitdiagramme in Fig. 15 beschrieben.

Wenn in einem Zustand, bei dem der Leistungsschalter 6 eingeschaltet ist und damit Spannung von der Leistungsquelle 5 an entsprechende Schaltkreise angelegt wird, ein Startsignal für die Entfernungsmessung, welches eine Änderung von hohem Pegel auf niedrigen Pegel infolge des Einschaltens des Leistungsschalters 6 ist und das ein Starten des Entfernungsmeßvorgangs festlegt von einem Punkt s in dem Zeitdiagramm an auftritt, wird dieses Signal dem Oszillator 65 und dem FF-Schaltkreis über den Inverter 75 zugeführt. Durch die Zuführung dieses Signals wird ein Rücksetzzustand der beiden Schaltkreise aufgehoben und es wird auch die Anordnung 68 zum Einstellen der Anfangsfrequenz freigegeben und dieser erzeugt ein Befehlssignal zum Ausgeben eines digitalen Signals, das einer Anfangsfrequenz f _n+1 entspricht, welche beispielsweise durch eine Anzahl (n+1) von Referenztaktsignalen festgelegt ist, welche durch die Einstellanordnung 68 selbst festgelegt wird, d. h. es wird ein Digitalsignal, das die oben erwähnte Anzahl (n+1) darstellt, dem Subtrahierer 69 zugeführt.

Folglich startet der Oszillator 65 einen Schwingungsvorgang und Referenztaktsignale mit einer vorgegebenen Frequenz werden wie in Fig. 15 (a) gezeigt von dem Frequenzteiler 76 abgegeben, und deren Anzahl wird durch den Zähler 67 gezählt.

Weiterhin wird der FF-Schaltkreis 71 in einen Betriebszustand versetzt, in welchem durch den Empfang eines Ausgangssignals vom M-Vergleicher 70 aktiviert werden kann, und der Subtrahierer 69 versorgt den M-Vergleicher beispielsweise mit einem digitalen Signal, das die Anzahl (n+1) darstellt.

Der M-Vergleicher 70 vergleicht ein digitales Zählsignal der Bezugstaktsignale des Zählers 67 mit einem digitalen Signal, das der Anfangsfrequenz entspricht, und das vom Subtrahierer 69 zugeführt wird und wenn die beiden gleich sind, d. h. wenn der Zähler 67 die Anzahl (n+1) im vorhergehenden Beispiel zählt wird ein Gleichheitsausgangssignal, wie es in Fig. 15b gezeigt ist am Ausgangsanschluß 70₁ abgegeben und im FF-Schaltkreis 71 und dem Zähler 69 zugeführt.

Der FF-Schaltkreis 71 führt eine Funktion aus, bei der sein Ausgangspegel beim Empfang eines in Fig. 15b gezeigten Ausgangssignals invertiert wird und gibt ein Signal ab, wie es in Fig. 15c gezeigt ist und das Ausgangssignal des FF-Schaltkreises 71 wird dem Treiberschaltkreis 8 und der Zählanordnung 73 zugeführt.

Andererseits setzt der Zähler 67 den bis zu diesem Zeitpunkt erreichten Zählerstand durch das obenerwähnte Gleichheitsausgangssignal vom M-Vergleicher 70 zurück und danach wird der Zählvorgang erneut gestartet.

Somit erzeugt bei dem vorhergehenden Beispiel der M-Vergleicher 70 das Gleichheitssignal immer dann, wenn der Zähler 67 eine Anzahl (n+1) von Bezugstaktsignalen zählt und der FF- Schaltkreis 71 gibt, wie es aus der Bezeichnung zwischen den Fig. 15a und c ersichtlich ist, ein Pulsausgangssignal ab, wenn sich sein Ausgangszustand während einer Periode ändert, die durch die Anzahl (n+1) von Bezugstaktsignalen festgelegt ist.

Folglich steuert der Treiberschaltkreis 8 die Arbeitsweise des Lichtsenders 1 entsprechend Pulssignalen des FF-Schaltkreises 71 und die Zähleranordnung 72 startet um die obenerwähnten Pulssignale zu zählen.

Die Zähleranordnung 72 gibt Steuersignal an den Subtrahierer 69 und an sich selbst von dem Ausgangsanschluß 72₁ zu einem Zeitpunkt ab, wenn die in Fig. 15c gezeigten Signale, die vom FF-Schaltkreis 71 abgegeben werden, eine vorgegebene Anzahl N aufweisen und zieht vom Inhalt des Digitalsignals, das vom Subtrahierer 69 abgegeben wird und setzt auch seinen eigenen Zählvorgang zurück.

Somit führt durch die Zuführung des Steuersignals der Zähleranordnung 72 an einen Takteingang 69₂ des Subtahierers 69 eine Subtraktion in der Weise durch, daß der Inhalt des Digitalsignals, das die Anzahl (n+1) von Bezugstaktsignalen darstellt, welche bis zu diesem Zeitpunkt abgegeben wurde, dann in n geändert wird.

Folglich gibt der M-Vergleicher 70, nachdem die Zähleranordnung 72 ein Steuersignal abgibt ein Gleichheitsausgangssignal zu dem Zeitpunkt ab, wenn der Zähler 67 die Anzahl (n) von Bezugstaktsignalen zählt, welche um eine Einheit kleiner ist als in dem oben beschriebenen Zustand, was in einem Zustand nach einer Zeitdauer Tn in Fig. 15b dargestellt ist.

Dies hat zur Folge, daß der FF-Schaltkreis 71 Pulssignale abgibt, deren Ausgangszustand sich in einer Periodendauer ändert, sie kürzer ist, als in dem Fall, bei dem die oben erwähnte Anzahl (n+1) abgezählt wird, d. h., er erzeugt Pulssignale, die eine Frequenz f _n aufweisen, die größer ist als in dem vorhergehenden Fall, was in Fig. 15e gezeigt ist.

Außerdem ist der Zählvorgang der oben erwähnten Pulssignale mit höherer Frequenz durch die Zähleranordnung 72 dieselbe wie in dem vorhergehenden Fall und folglich, was überflüssig zu erwähnen ist, werden auch in diesem Fall, wenn die vorgegebene Anzahl N abgezählt wurde, Steuersignale ausgegeben, die den Subtrahierer 69 und sie selbst steuern.

Danach wird der oben beschriebene Vorgang wiederholt und um es kurz zu sagen, wird der Zustand des Lichtsendens mittels des Lichtsenders 1 durch einen Pulssignalzug mit der vorgegebenen Anzahl N gesteuert, dessen Frequenz jeweils um einen Schritt des Bezugstaktsignals größer wird, d. h. in der Folge von f _(n+1), f _(n), f _(n-1) . . ., wie es in Fig. 15e gezeigt ist.

Andererseits wird ein vom Subtrahierer 69 abgegebenes Digitalsignal dem M-Vergleicher 74 zugeführt und mit einem Signal verglichen, das der Endfrequenz entspricht, die durch die Anordnung 73 zum Einstellen der Enfrequenz festgelegt wurde.

Somit hat die Anordnung 73 zum Feststellen der Endfrequenz die Aufgabe, ein digitales Signal auszugeben, das einer vorgegebenen Anzahl von Bezugstaktsignalen entspricht, was die selbe Funktion darstellt wie diejenige der Anordnung 68 zum Einstellen der Anfangsfrequenz und des Subtrahierers 69 und sie erzeugt beispielsweise ein digitales Signal, das einer Anzahl (n-x) entspricht, die gleichbedeutend mit der Endfrequenz ist.

Folglich wird während des oben beschriebenen Vorgangs das vom Subtrahierer 69 abgegebene Digitalsignal aufeinanderfolgend entsprechend n, (n-1), (n-2), . . . von dem Zustand subtrahiert, der der anfänglichen Zahl (n+1) entspricht und der M-Vergleicher 74 tritt zu einem Zeitpunkt T _x in Funktion, wenn das Signal einen Zustand annimmt, der der Anzahl (n-x) entspricht und ein Endesignal, wie es in Fig. 15d gezeigt ist wird an dem Ausgangsanschluß 74₁ abgegeben.

Dieses Endesignal ist ein Signal, welches den Entfernungsmeßvorgang einschließlich dem oben erwähnten Vorgang beendet d. h. eine Folge von Entfernungsmeßvorgängen einschließlich der Tätigkeit des Lichtempfängers 3, der Abstimmanordnung 4 und ähnlichem, obwohl es vorstehend nicht beschrieben wurde, und versetzt alle Schaltkreise und Anordnungen in den Zustand vor dem Auftreten des Startsignals für Entfernungsmessung und ein Zyklus des Entfernungsmessungsvorgangs ist durch den oben erwähnten Vorgang vollständig abgeschlossen.

Wie es von der obigen Beschreibung oder den durch die Wellenformen a, b und c in Fig. 15 gezeigten Signaldiagrammen ersichtlich ist, sind die von dem FF-Schaltkreis 71 abgegebenen Pulssignale derart, daß die Signale derselben Frequenz, d. h. die Signale, die dann abgegeben werden, wenn die Anzahl der Bezugstaktsignale gleich ist immer die gleiche Anzahl N und folglich wird die Frequenz jeweils um einen Schritt der Bezugstaktsignale immer dann größer, wenn die Ausgabe der Anzahl N endet und somit hat der Lichtsender 1 bei der in Fig. 13 gezeigten Ausführungsform einen digitalen Verlauf der variablen Frequenz der Frequenz des gesendeten Lichts, wie er in Fig. 15e gezeigt ist.

Folglich kann durch die Einstellung der vorgegebenen Anzahl N welche, wie oben erwähnt die von dem FF-Schalterkreis 71 abgegebene Anzahl von Pulssignalen ist auf eine Anzahl, bei der die Intensität der Resonanz stabilisiert eine ungünstige Eigenschaft entfernt werden, welche in dem Fall auftritt, daß die Frequenz des gesendeten Lichts in analoger Weise verändert wird.

Weiterhin ist bei der in Fig. 13 gezeigten Ausführungsform der Subtrahierer 69 derart ausgebildet, daß die Frequenz des vom Lichtsender 1 gesendeten Lichts stufenweise größer wird, und, was überflüssig zu erwähnen ist, kann die Charakteristik auch derart eingestellt werden, daß die Frequenz stufenweise niedriger wird.

Weiterhin sollte, wenn ein Festkörperschwingungselement, wie beispielsweise ein Quarz oder ähnliches als Quelle für die Bezugsschwingung des Oszillators 65 verwendet wird, das Streuen der Durchlaßspannung der Transistoren und die Veränderung der Temperatur zur Stabilisierung der Schwingungsfrequenz betrachtet werden, welche verschieden ist von einem unter Verwendung von Transistoren aufgebauten Multivibrator ist und die Frequenz wird sehr stabil und auch wegen der digitalen Verarbeitung kann die Veränderung der Frequenz des gesendeten Lichtes, wie sie oben beschrieben ist, durch einen Mikrocomputer ausgeführt werden und von diesem Standpunkt aus kann ein extrem stabiler Verlauf der veränderbaren Frequenz erreicht werden.

Weiterhin, was überflüssig zu erwähnen ist können durch Erhöhung der Frequenz des Bezugstaktsignals die Intervalle der veränderbaren Frequenz vermindert werden und offensichtlich ist ein analoger variabler Zustand erreichbar.

Auch weist, wenn die Steueranzahl der Bezugstaktsignale zum Verändern der Frequenz auf eine Anzahl beschränkt ist, die eine vorgegebene Anzahl ist, wie es in der vorhergehenden Ausführungsform beschrieben ist, der Verlauf der veränderbaren Frequenz eine kleine Änderung im Bereich der niedrigen Frequenz und eine große Änderung im Bereich der hohen Frequenz auf und ein Unterschied kann in der Wahrscheinlichkeit der Resonanz bei einer bestimmten Frequenz auftreten und deshalb ist es, was überflüssig zu erwähnen ist, wünschenswert, eine Änderung, der Frequenz um denselben Betrag dadurch in Erwägung zu ziehen, daß die Steueranzahl der Bezugstaktsignale im Bereich der niedrigen Frequenz erhöht wird oder auf ähnliche Weise, wenn eine praktische Anwendung vorliegt.

Fig. 16 ist ein elektrisches Schaltbild, das eine weitere Ausführungsform des optischen Entfernungsmessers gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt, welche die Frequenz des gesendeten Lichts in dem Lichtsender 1 auf digitale Weise steuert.

In dem Schaltbild ist ein Teil, das mit demselben Bezugszeichen versehen ist, wie in Fig. 2, 13 oder Ähnlichem ein Teil, das dieselbe Funktion durchführt und das Bezugszeichen 76 bezeichnet einen Oszillator, der jeweils zu vorgegebenen Zeitpunkten T Bezugstaktsignale erzeugt und das Bezugszeichen 77 bezeichnet einen Zähler, der die im Oszillator erzeugten Bezugstaktsignale nach dem Empfang eines Startsignals für die Entfernungsmessung am Anschlußpunkt 77₁ zählt und erzeugt verschiedene Ausgangszustände, die von seinem Zählerstand abhängen.

Das Bezugszeichen 78 bezeichnet eine Anordnung zum Einstellen eines Anfangswertes, das einen Addierer 79 mit einem Digitalsignal einstellt, das einem Anfangsspannungswert V _A1 entspricht, der anfänglich dem Oszillatorschaltkreis zugeführt wird und das Bezugszeichen 79 bezeichnet einen Addierer, der infolge der Anordnung 78 zum Einstellen eines Anfangswertes ein Digitalsignal, das dem oben erwähnten Anfangsspannungswert V _A1 entspricht, erzeugt und auch den Zustand des ausgegebenen Digitalsignals verändert, das im Ausgangszustand des oben erwähnten Zählers entspricht und das Bezugszeichen 80 bezeichnet einen digitalen Analogumsetzer, der einen bestimmten Spannungswert abgibt, der dem digitalen Signal des Addierers 79 entspricht und ihn dem Oszillatorschaltkreis 11 zuführt.

Außerdem sollte, was überflüssig zu erwähnen ist, die vorgegebene Zeitdauer T während der der oben erwähnte Oszillator Bezugspulssignale erzeugt auf eine vorgegebene Zeitdauer eingestellt werden, um zu erreichen, daß eine stabile Intensität selbst in dem Bereich der niedrigen Frequenz in dem Frequenzband erreicht wird, wenn die Frequenz des gesendeten Lichts verändert wird.

Eine derartige Zeitdauer sollte beispielsweise länger sein als die Zeitdauer während der eine derartige Anzahl von Pulssignalen vom Oszillatorschaltkreis 11 an den Treiberschaltkreis 8 des Lichtsenders 1 abgegeben wird, daß die Intensität der Resonanz gesättigt ist.

Außerdem sollte, was überflüssig zu erwähnen ist, der Anfangsspannungswert V _A1, der durch ein Ausgangssignal der Anordnung 78 zum Einstellen des Anfangswertes mittels des Addierers 79 und des Digitalanalogumsetzers 80 eingestellt wird, derart eingestellt werden, daß er größer ist als die Durchlaßspannung der Transistoren, die in dem Oszillatorschaltkreis 11 enthalten sind, um einen abnormalen Schwingungsvorgang des Oszillatorschaltkreises 11 zu verhindern.

Im folgenden wird die Arbeitsweise der in Fig. 16 gezeigten Ausführungsform beschrieben.

In einem Zustand, in dem der Leistungsschalter 6 eingeschaltet ist, und jeder Schaltkreis von der Energiequelle 5 versorgt wird, werden, wenn ein Startsignal für die Entfernungsmessung erzeugt wird, der Zähler 77 und die Anordnung 78 zum Einstellen eines Anfangswertes in einem Betriebszustand versetzt und der Zähler 77 beginnt die vom Oszillator 76 abgegebenen Pulssignale zu zählen und die Anordnung 78 zum Einstellen des Anfangswertes gibt eine Steuersignal ab, das die Funktionsweise des Addierers 79 derart steuert, daß dieser ein Digitalsignal abgibt, das dem Anfangsspannungswert V _A1 entspricht.

Demgemäß erzeugt der Digitalanalogumsetzer 80 sofort den Anfangsspannungswert V _A1 und damit den Oszillatorschaltkreis 11 zu versorgen.

Somit wird in dem Fall, der in Fig. 16 gezeigten Ausführungsform der Spannungswert V _A1, der größer ist als die Durchlaßspannung der Transistoren, die einen Teil des Oszillatorschaltkreises 11 bilden, dem Oszillatorschaltkreis 11 gleichzeitig mit dem Startsignal für die Entfernungsmessung zugeführt und folglich beginnt der Oszillatorschaltkreis 11 mit einem Schwingungsvorgang mit einer Anfangsfrequenz f _A1, die dem Wert V _A1 entspricht damit führt der Lichtsender 1 einen Lichtsendevorgang durch, bei dem die Frequenz des gesendeten Lichtes gleich ist der oben erwähnten Anfangsfrequenz f _A1. Der Lichtsendevorgang erfolgt durch Steuerung der Energieversorgung des Treiberschaltkreises 8, dessen Arbeitsweise entsprechend der Anfangsfrequenz f _A1 gesteuert wird, die dem oben erwähnten Spannungswert V _A1 entspricht.

Andererseits, wenn die vorgegebene Zeitdauer T nach der Zeitdauer verstreicht, während der die oben erwähnte Anfangsspannung V _A1 anliegt werden Pulssignale von dem Oszillator 76 abgegeben und dadurch wird der Ausgangszustand des Zähler 77 verändert und der veränderte Zählerstand wird dem Addierer 79 zugeführt.

Folglich gibt der Addierer 79 ein Digitalsignal, welches von dem bis dahin abgegebenen Digitalsignal verschieden ist, das dem Anfangsspannungswert V _A1 entspricht ab, d. h. ein Digitalsignal, das einem Spannungswert entspricht, der verschieden ist von dem oben erwähnten Anfangsspannungswert V _A1 beispielsweise V _A2.

Der Digitalanalogumsetzer 80 gibt natürlich einen Spannungswert ab, der von dem Anfangsspannungswert V _A1 verschieden ist, beispielsweise einen Spannungswert V _A2 nach dem Empfang des oben erwähnten Digitalsignals ab, das verschieden ist von dem Anfangswert.

Dies hat zur Folge, daß der Schwingungsvorgang des Oszillatorschaltkreises 11 ein Schwingungsvorgang wird, der eine Frequenz aufweist, die verschieden ist von der Frequenz f _A1, die dem Anfangsspannungswert V _A1 entspricht, beispielsweise f _A2, die dem oben erwähnten Spannungswert V _A2 entspricht und damit wird die Frequenz des vom Lichtsender 1 gesendeten Lichts ebenfalls digital von f _A1 auf f _A2 verändert.

Danach wird der digitale Ausgang des Addierers 79 durch die oben erwähnte Veränderung des Zählausgangs des Zählers 77 immer dann verändert, wenn Pulssignale vom Oszillator 76 abgegeben werden, d. h. immer dann, wenn die vorgegebene Zeitdauer T verstreicht und ein Vorgang der Veränderung des Spannungswerts vom Ausgang des Digitalanalogumsetzers 80 durchgeführt wird und die Frequenz des gesendeten Lichts als Folge eines derartigen Vorgangs verändert wird.

Zusätzlich kann der Zustand der Ausgangsspannung des Digitalanalogumsetzers 80 bei dem oben beschriebenen Vorgang, wie in Fig. 17 dargestellt und die Kennlinie verläuft schrittweise, nämlich digital und demgemäß ist die Charakteristik der Veränderung der oben erwähnten Frequenz des gesendeten Lichts, die damit zusammenhängt natürlich ebenfalls digital.

Auch ist ein Beispiel wie es in Fig. 17 gezeigt ist eine Ausführungsform, bei der die Ausgangsspannung in der Folge V _A2, V _A3 . . . V _An ansteigt, wobei mit der Anfangsspannung V _A1 begonnen wird, die als die niedrigste eingestellt wird und t _x in dem Zeitdiagramm ist der Zeitpunkt, wenn das Startsignal für die Entfernungsmessung anliegt.

Weiterhin kann, was überflüssig zu erwähnen ist, das Einstellen des Endspannungswertes V _An auf verschiedene Weise derart gesteuert werden, daß die Kapazität des Zählers 77 oder des Addierers 79 geeignet wird oder, es kann, wenn eine vorgegebene Anzahl von Spannungsänderungsvorgängen durchgeführt wurde jeder Schaltkreis zwangsweise in einen Ruhezustand versetzt werden, oder ähnliches.

Weiterhin kann, ohne daß hierfür eine ausführliche Beschreibung erforderlich ist, die Frequenz des vom Lichtsender 1 gesendeten Lichts in der Weise gesteuert werden, daß in Umkehrung zu dem in Fig. 17 gezeigten Verlauf der Anfangsspannungswert V _A1 auf den höchsten Spannungswert eingestellt wird und die Ausgangsspannung des Digitalanalogumsetzers 80 aufeinanderfolgend vermindert wird.

Wie es oben beschrieben wurde kann mit den in Fig. 13 und 16 gezeigten Ausführungsformen auf einfache Weise die Anforderung erfüllt werden, daß die Intensität der Resonanz konstant wird, da sie insbesondere die oben erwähnte Frequenz des gesendeten Lichts auf digitale Weise verändern. Somit können sie auf einfache Weise den Treiberschaltkreis des Lichtsenders mit Pulssignalen mit verschiedenen Frequenzen auf der Basis von Pulssignalen mit einer bestimmten Frequenz versorgen, die eine vorgegebene Anzahl aufweisen, wodurch die Intensität der Resonanz stabilisiert wird, oder während einer vorgegebenen Zeitdauer, während der die Intensität der Resonanz in dem niedrigen Frequenzbereich stabilisiert wird. Demgemäß kann durch Anwendung dieser Ausführungsformen ein Entfernungsmessungsvorgang mit höherer Genauigkeit erwartet werden als mittels einer Ausführungsform, die die Frequenz des gesendeten Lichts auf analoge Weise verändert.

Claims (18)

1. Optischer Entfernungsmesser mit einem Lichtsender (1) zum Senden eines pulsmodulierten infraroten Lichtes zu einem Objekt (x), mit einer Lichtsendeanordnung (2), die eine Einstellanordnung (11, 20 und 65-74) zum Einstellen der Pulsfrequenz des infraroten Lichtes enthält, mit einer Lichtstrahlenempfangsanordnung (3) zum Empfangen des von dem Objekt (x) reflektierten Lichtes und zu dessen Umsetzung in ein von der Intensität des reflektierten Lichtes abhängiges elektrisches Signal, mit einer Abstimmanordnung (4), die eine vorgegebene Resonanzfrequenz aufweist, und mit einer Anordnung (31, 33) zum Erzeugen eines der Entfernung zum Objekt (x) zugeordneten Entfernungssignals für die Entfernungsmessung durch Umsetzen eines von der Abstimmanordnung (4) abgegebenen Signals in das Entfernungssignal, dadurch gekennzeichnet, daß die Einstellanordnung (11, 20 und 65-74) der Lichtsendeanordnung (2) die Pulsfrequenz in einem Frequenzbereich zu beiden Seiten der Resonanzfrequenz verändert, der größer ist als die durch Streuung und/oder Änderung der elektrischen Bauteile erzeugte Frequenzabweichung der Abstimmanordnung (4).

2. Optischer Entfernungsmesser nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Einstellanordnung (11, 20) die Pulsfrequenz des infraroten Lichtes innerhalb des Frequenzbereiches kontinuierlich verändert.

3. Optischer Entfernungsmesser nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Lichtsendeanordnung (2) folgende Teile enthält:
Eine Konstantstromquelle (9) zum Zuführen eines konstanten Stroms zu einem Lichtsende-Element (7), eine Treiberanordnung (8) zum Steuern der Zuführung des Stroms zu diesem Lichtsende-Element (7), einen eine veränderbare Frequenz erzeugenden Oszillatorschaltkreis (11) zum Erzeugen des Modulationssignals, wobei dessen Schwingfrequenz sich entsprechend einer zugeführten Steuerspannung verändert, einen Steuerschaltkreis (20) zum Erzeugen dieser Steuerspannung, der bei derÄnderung der Stellung eines Startschalters (27) eine Steuerspannung abgibt, die sich über der Zeit allmählich verändert.

4. Optischer Entfernungsmesser nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Treiberanordnung (8) eine Serienschaltung aus der Konstantstromquelle (9) und einem Transistor (10) enthält, die mit dem Lichtsender (1) verbunden ist und daß ein Puls, der von dem Oszillatorschaltkreis (11) abgegeben wird, diesem Transistor (10) zugeführt wird.

5. Optischer Entfernungsmesser nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Steuerschaltkreis (20) einen Kondensator (23) enthält, dessen Aufladung mit dem Einschalten des Startschalters (27) bei dem Entfernungsmeßvorgang begonnen wird, und daß die Ladespannung des Kondensators (23) dem Oszillatorschaltkreis (11) zugeführt wird.

6. Optischer Entfernungsmesser nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Steuerschaltkreis (20) einen Umschalter (44) enthält, der zwischen einer ersten und einer zweiten Stellung umschaltbar ist und einen Kondensator (23) enthält, der über die erste Stellung des Umschalters (44) einen Ladekreis bildet und der über den Oszillatorschaltkreis (11) über die zweite Stellung einen Entladekreis bildet, daß normalerweise die Ladung des Kondensators (23) in der ersten Stellung des Umschalters (44) erfolgt und daß die Ladung dieses Kondensators (23) dem Oszillatorschaltkreis (11) durch die Einstellung der zweiten Stellung bei der Entfernungsmessung zugeführt wird.

7. Optischer Entfernungsmesser nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Lichtsendeanordnung (2) folgende Teile enthält:
Einen Treiberschaltkreis (8), der eine Serienschaltung aus einer Konstantenstromquelle (9) und einem Transistor (10) enthält, die in Serie mit einem Lichtsender (1) geschaltet ist und ein Schaltelement (43) enthält, das parallel zu dem Lichtsender angeordnet ist, einen Oszillatorschaltkreis (11) der ein Pulssignal mit einer Frequenz erzeugt, die einem anliegenden Spannungswert entspricht und der dieses dem Schaltelement (43) zuführt und dabei die Arbeitsweise dieses Schaltelements (43) steuert und einen Steuerschaltkreis (20) der Schaltmittel zum Bestimmen eines Zeitpunkts zum Starten der Entfernungsmessung enthält, der eine Spannung erzeugt, deren Wert sich über der Zeit bei der Betätigung der Schaltmittel verändert und die dem Oszillatorschaltkreis (11) zugeführt wird, und der den Transistor (10) in einen leitenden Zustand versetzt und daß die Energieversorgung des Lichtsenders (1) durch das Vorbeileiten oder Nicht-Vorbeileiten eines Stroms erfolgt, der dem Lichtsender (1) durch den bei der Betätigung der Schaltmittel bewirkten leitenden Zustand des Transistors (10) und in dem durch den Oszillatorschaltkreis (11) bewirkten Betriebszustand des Schaltelements (43) zugeführt wird.

8. Optischer Entfernungsmesser nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß empfangsseitig eine Anordnung (31, 33) zum Erzeugen des Entfernungssignals einen Verstärker (31) enthält, der ein bei dem Resonanzvorgang in der Abstimmanordnung (4) erzeugtes Ausgangssignal verstärkt und einen Entfernungssignalgenerator enthält, der das Ausgangssignal des Verstärkers (31) einer Mehrzahl von Vergleichern (34, 35, 36) zuführt, die mehrere Referenzspannungen aufweisen, und der einen Ausgangszustand der Vergleicher (34, 35, 36) als ein Entfernungssignal für das Objekt (x) abgibt.

9. Optischer Entfernungsmesser nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Lichtsendeanordnung (2) folgende Teile enthält:
Einen Treiberschaltkreis (8), der eine Konstantstromquelle (9) enthält, die in Serie mit einem Lichtsender (1) geschaltet ist und der auch die Stromzuführung zu diesem Lichtsender (1) durch die Konstantstromquelle (9) steuert, einen Oszillatorschaltkreis (11), der Pulse mit einer Frequenz abgibt, die einem anliegenden Spannungswert entspricht und der diese dem Treiberschaltkreis (8) zuführt, einen Steuerschaltkreis (20) der einen Kondensator (23) enthält, der auf einen vorgegebenen Spannungswert, der nahe bei der Arbeitsspannung liegt, aufgeladen wird, bei dem der Oszillatorschaltkreis (11) normalerweise arbeitet, bevor die Entfernungsmessung durchgeführt wird und der auch durch die Betätigung eines Schaltmittels, das den Zeitpunkt des Beginns der Entfernungsmessung bestimmt auf einen Spannungsbereich aufgeladen wird, der größer ist als der vorgegebene Spannungswert und der eine Ausgangsspannung dieses Kondensators (23) abgibt, die über der Zeit ansteigt, und eine Anordnung (31, 33, 52), die mit den Schaltmitteln für das Starten der Entfernungsmessung zusammenarbeitet und die einen Spitzenwerthaltekreis (52) aufweist, der ein Lichtempfangssignal oder eine Spitze eines Signals, das von dem Lichtempfänger erhalten wird, speichert.

10. Optischer Entfernungsmesser nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß der Steuerschaltkreis (20) folgende Teile enthält:
Eine erste Serienschaltung aus einer zweiten Konstantstromquelle (21), die an beiden Anschlüssen einer Energiequelle (5) über einen Leistungsschalter (6), ein erstes Schaltelement (22) und einen Kondensator (23) verbunden ist, eine Entladeanordnung, die mit beiden Anschlüssen des Kondensators (23) verbunden ist, eine zweite Serienschaltung, die mit beiden Anschlüssen des Kondensators (23) verbunden ist und die einen Widerstand (50) und ein zweites Schaltelement (51) enthält, eine erste Schaltanordnung, die das erste Schaltelement (22) durch das Anlegen der Energiequelle (5) über den Leistungschalter (6) leitend steuert und eine zweite Schaltanordnung, die einen Schaltvorgang dadurch durchführt, daß sie durch Verbindung der Energiequelle (5) über den Leistungsschalter (6) das zweite Schaltelement (51) leitend steuern und die auch diesen Schaltvorgang dadurch beendet, daß ein Entfernungsmeßvorgang durch das Betätigen eines Schaltmittels (27) begonnen wird, das einen Startzeitpunkt für die Entfernungsmessung festlegt.

11. Optischer Entfernungsmesser nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß der Steuerschaltkreis (20) folgende Teile enthält:
Eine Serienschaltung mit einer zweiten Konstantstromquelle (21), die an beiden Anschlüssen einer Energiequelle (5) über einen Leistungsschalter (6), ein erstes Schaltelement (22) und einen Kondensator (23) angeschlossen ist, eine Entladeanordnung, die parallel zu dem Kondensator (23) angeschlossen ist, einen ersten Transistor (54), dessen Kollektor und Emitter an beiden Anschlüssen des Kondensators (23) angeschlossen sind, einen zweiten Transistor (53), dessen Kollektor und Emitter am Kollektor und Steuereingang des ersten Transistors (54) angeschlossen sind, eine Schaltanordnung (48, 49), die aus einer Serienschaltung aus einem ersten Widerstand (48) und einem zweiten Widerstand (49) gebildet wird und die an beiden Anschlüssen der Energiequelle (5) über den Leistungsschalter (6) angeschlossen ist und die derart ausgebildet ist, daß ein Verbindungspunkt zwischen dem ersten Widerstand (48) und dem zweiten Widerstand (49) mit der Steuerelektrode des ersten Steuerelements (22) verbunden ist, eine Schaltanordnung (47, 27) die aus einer Serienschaltung aus einem dritten Widerstand (47), der parallel zu den beiden Widerständen (48, 49) angeordnet ist und einem Schalter (27) gebildet wird, der den Startzeitpunkt für die Entfernungsmessung bestimmt und bei der der Verbindungspunkt zwischen dem dritten Widerstand (47) und dem Schalter (27) mit der Steuerelektrode eines zweiten Transistors (53) verbunden ist.

12. Optischer Entfernungsmesser nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß der Steuerschaltkreis (20) folgende Teile enthält:
Eine erste Serienschaltung, die eine zweite Konstantstromquelle (21), ein erstes Schaltelement (22) und einen Kondensator (23) enthält und die über einen Leistungsschalter (6) an beiden Anschlüssen der Energiequelle (5) angeschlossen ist, eine Entladeanordnung, die an beiden Anschlüssen des Kondensators (23) angeschlossen ist, eine zweite Serienschaltung, die einen Steuerschalter (56), der im Zusammenhang mit dem Einschalten des Leistungsschalters (6) betätigt wird und bei einem beliebigen Startvorgang durch Festlegung eines Startzeitpunkts für die Entfernungsmessung abgeschaltet wird, einen Widerstand und ein zweites Schaltelement (61) enthält und an beiden Anschlüssen des Kondensators (23) angeschlossen ist, einen Vergleicher (57) die die Ladespannung des Kondensators (23) mit einer vorgegebenen Bezugsspannung vergleicht und das zweite Schaltelement (61) leitend steuert, wenn die Ladespannung eine vorgegebene Spannung überschreitet, Widerstände (48, 49), die an beiden Anschlüssen der Energiequelle (5) über den Leistungsschalter (6) angeschlossen sind und das erste Schaltelement (22) leitend steuern, wenn der Leistungsschalter (6) eingeschaltet ist (Fig. 11b).

13. Optischer Entfernungsmesser nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß der Steuerschaltkreis (20) eine erste Ladeanordnung vorsieht, welche eine Serienschaltung eines Steuerschalters (64), der mit dem Einschalten des Leistungsschalter (6) eingeschaltet wird und ausgeschaltet wird im Zusammenhang mit dem Beginn eines Entfernungsmeßvorgangs durch Schaltmittel, die den Startzeitpunkt der Entfernungsmessung bestimmen und eine erste Konstantstromquelle (62) enthält, die dem Kondensator (23) einen ersten Ladestrom zuführt und eine zweite Ladeanordnung, die eine zweite Konstantstromquelle (21) enthält, die parallel zu der genannten Serienschaltung (62, 64) angeordnet ist und dem Kondensator (23) einen zweiten Ladestrom zuführt.

14. Optischer Entfernungsmesser nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß der Treiberschaltkreis (8) eine Serienschaltung aus der Konstantstromquelle (9), die in Serie zu dem Lichtsender (1) geschaltet ist, und aus einem Transistor (10) enthält, dem ein von einem Oszillatorschaltkreis (11) abgegebener Puls zugeführt wird.

15. Optischer Entfernungsmesser nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß der Treiberschaltkreis (8) eine Serienschaltung enthält aus der Konstantstromquelle (9), die seriell an dem Lichtsender (1) angeschlossen ist, und einem Transistor (10), der im Zusammenhang mit einem Startvorgang für die Entfernungsmessung durch ein Schaltmittel leitend gesteuert wird, das den Startzeitpunkt für die Entfernungsmessung festgelegt und ein Schaltelement (43) enthält, das parallel zu dem Lichtsender (1) angeschlossen ist, und der durch einen von dem Oszillatorschaltkreis (11) abgegebenen Impuls gesteuert wird.

16. Optischer Entfernungsmesser nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Einstellanordnung (65-74) die Pulsfrequenz des infraroten Lichtes innerhalb des Frequenzbereichs in Stufen schrittweise verändert.

17. Optischer Enfernungsmesser nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß die digitale Frequenzeinstellanordnung folgende Teile enthält:
Einen Oszillator (65), der ein Bezugstaktsignal erzeugt, einen ersten Zähler (66, 67) der die Bezugstaktsignale zählt, eine Anordnung (68) zum Einstellen einer Anfangsfrequenz, die nach dem Empfang eines Startsignals für die Entfernungsmessung eingeschaltet wird, und die ein erstes Steuersignal erzeugt, das eine niedrige oder hohe veränderbare Frequenz innerhalb eines Frequenzbereiches als Anfangsfrequenz einstellt, einen arithmetischen Schaltkreis (69), der ein erstes digitales Signal erzeugt, das die Anzahl der Referenztaktsignale anzeigt, die der Frequenz der einen Seite entsprechen, die durch den Empfang des ersten Steuersignals als Anfangsfrequenz eingestellt wurde und die den Inhalt des ersten digitalen Signals durch das zweite Steuersignal verändert, einen ersten Größenvergleicher (74), der einen Zählausgang der ersten Zählanordnung mit dem von dem arithmetischen Schaltkreis (69) abgegebenen ersten Digitalsignal vergleicht und ein Gleichheitsausgangssignal abgibt, das den Zählerstand des Zählers (67) zurücksetzt, wenn beide Signale gleich sind, einen Flip-Flop-Schaltkreis (71), der ein Pulssignal erzeugt, das einen Ausgangszustand beim Empfang des Gleichheitsausgangssignals invertiert und den Treiberschaltkreis (8) des Lichtsenders (1) versorgt, eine zweite Zählanordnung (72), die die Anzahl der vom Flip-Flop-Schaltkreis (71) abgegebenen Pulssignale zählt und Rücksetzsignale des zweiten Steuersignals und für sich selbst erzeugt, während der Zählerstand gleich einer vorgegebenen Zahl ist, eine Anordnung (73) zum Einstellen der Frequenz, die ein zweites Digitalsignal erzeugt, das die Anzahl der Bezugstaktsignale anzeigt, die einer Endfrequenz entsprechen, welche zusammen mit der Anfangsfrequenz den Frequenzbereich bildet und einen zweiten Größenvergleicher (74), der ein von der Anordnung (73) zum Einstellen der Endfrequenz abgegebenes zweites Digitalsignal mit einem vom arithmetischen Schaltkreis (69) abgegebenen ersten Digitalsignal vergleich und ein Endesignal erzeugt, das eine Serie von Entfernungsmessungsvorgängen beendet, wenn beide Signale gleich sind.

18. Optischer Entfernungsmesser nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß eine digitale Frequenzeinstellanordnung folgende Teile enthält:
Einen Oszillatorschaltkreis (11) der ein Pulssignal mit einer Frequenz erzeugt, die einem Spannungswert entspricht und die diesen einem Treiberschaltkreis (8) eines Lichtsenders (1) zuführt, einen Oszillator (76), der ein Bezugspulssignal erzeugt, dessen beliebige Periodendauer länger ist als eine Zeitdauer, während der der Oszillatorschaltkreis (11) eine Anzahl von Pulssignalen abgeben kann, bei der die Intensität der Resonanz mittels einer Abstimmanordnung (4) selbst in dem niedrigen Frequenzbereich gesättigt ist, die eine Grenze des Frequenzbereichs bildet innerhalb dem die Frequenz verändert wird, einen Zähler (77) der das Bezugspulssignal zählt, einen Digitalanalogumsetzer (80), der einen Spannungswert abgibt, der einem ersten zugeführten Digitalsignal entspricht, eine Anordnung zum Einstellen eines Anfangswertes, der ein zweites Digitalsignal einstellt, das einem Spannungswert entspricht, bei dem der Oszillatorschaltkreis (11) keinen abnormalen Schwingungsvorgang durchführt, wenn er das Startsignal für die Entfernungsmessung empfäng und einen Addierer (79), der durch das von der Anordnung (78) zum Einstellen des Anfangswertes abgegebene erste Digitalsignal ein zweites Digitalsignal erzeugt und der auch das erste Digitalsignal aufeinanderfolgend durch eine Änderung des Zählausgangs des Zählers (77) verändert.