DE2833335A1 - Digitaler frequenzdiskriminator - Google Patents

Description

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Li c e η t i a
Patent-Verwaltungs~GmbH

6000 Frankfurt 70

Beschreibung

Dioitaler Frequenzdiskriminator

Die Erfindung betrifft einen digitalen Frequenzdiskriminatori

Bekannte Frequenzdiskriminatoren arbeiten z. B. als Flankendemodulator, Gegentaktflankendemodulator, Rieggerkreis, Ratiodetektor, f-Detektor, Mitgezogener Oszillator und Leistungsdemodulator (Meinke/Gundlach, 3. Aufl. S. 1383 ff.).

Allen Prinzipien gemeinsam ist die Verwendung von einem oder mehreren Bandpässen, welche wegen ihres Einschwingverhaltens einer Frequenzmessung in sehr kurzer Zeit Grenzen setzen. Aus dem gleichen Grund ist der Einsatz dieser Frequenzdiskriminatoren bei sehr niedrigen Frequenzen problematisch, weil Bandpässe mit der erforderlichen Güte hier schwer herstellbar sind.

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Auch der bekannte Zähldiskriminator, welcher durch Auszählen von Nulldurchqängen über einen vorgegebenen Mittelungszeitraum eine Aussage über eine gemessene mittlere Frequenz ermöglicht, versagt bei sehr niedrigen Frequenzen, weil die Meßzeiten zu lang werden. Gleiche Nachteile weist ein mittels PLL (= Phasensynchronisierte Regelschleife) realisierter Frequenzdiskriminator auf.

Keiner der beschriebenen Frequenzdiskriminatoren ist z. B. in der Lage, noch vor Ablauf einer Signalperiode eine Aussage über die Signalfrequenz zu machen, obwohl dies z. B. bei Messungen sehr niederfrequenter Signale erwünscht wäre.

Aufgabe der Erfindung ist es, einen digitalen Frequenzdiskriminator anzugeben, der es gestattet, noch vor Ablauf einer Signalperiode eine Aussage über die Signalfrequenz zu machen.

Erfindungsqemäß wird diese Aufgabe gelöst, indem die Momentanfrequenz eines Signals aus der Momentanphase bestimmt wird, wobei von einem gegebenen, zeitdiskreten komplexen Signal z(t) « x(t) + jy(t), bestehend aus einem Realteilsignal x(t) und einem dazu um 90° phasenverschobenen Imaginärsignal y(t), die Vorzeichen und Absolutwerte der Teilsignale x(t) und y(t) gewonnen werden. Aus diesen Informationen wird ein 3+k-bit-Phasenwort gebildet. Durch Differenzbildung zweier aufeinanderfolgender Phasenworte erhält man ein 3+k-Bit-Frequenzwort, das mit bekannten Mitteln weiterverarbeitet werden kann.

Der erfindungsgemäße Frequenzdiskriminator ist prinzipiell frei

von Zeitkonstanten - mit Ausnahme des Sampling-IntervalIs T = —■

^s s und daher in der Lage, auch auf Frequenzsprünge unmittelbar zu reagieren.

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Bei dem komplexen Signal z(t) geschieht die Erzeugung der "Quadraturkomponente¹¹ y(t) aus der "Inphasekomponente" κCt) ζ. B. in einem sog. Hilbert-Tr;
senschieber arbeitet.

einem sog. Hilbert-Transformator, der als breitbandiger 90 Pha-

In der digitalen Signalverarbeitung häufig verwendet wird auch die Aufbereitung in "Inphase"- bzw. "Quadratur"-Kanal über Quadraturmischer mit um 90° versetzten Trägersignalen.

Im letzteren Fall findet eine Frequenzumsetzung in den Bereich um f β 0 statt; infolge der komplexen Signalverarbeitung sind posi-

B B

tive bzw. negative Frequenzen im Bereich - -j < f ^ + ^- unterscheidbar. Wegen der Bandbegrenzung durch die Tiefpässe mit der Grenzfrequenz f = -^ sowohl im Realteil- als auch im Imaginärteilkanal kann ohne Verletzung des Abtasttheorems jeweils mit der Sampling-Frequenz f » 2f * B abgetastet werden.

Setzt man das Vorhandensein eines Signalpaares x(t), y(t-). voraus, wobei dessen Erzeugung, wie oben beschrieben, möglich ist, und setzt weiterhin voraus, daß die Signale x(t), y(t) zeitdiskrete Werte, also Abtastwerte sind, die in Zeitabständen

^To - Sampling-Periode
f_ β Sampling-Frequenz

aufeinanderfolgen, so sieht eine vorteilhafte Ausgestaltung der Erfindung folgende Schritte vor:

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-O - UI. 7»/4.1

1. Schritt

Es wird das Vorzeichen der zeitquantisierten Signale χ und γ festgestellt. Handelt es sich um analoge Abtastwerte, so sind dazu Vorzeichenkomparatoren notwendig, welche die Vorzeicheninformationen SIGN Y und SIGN X liefern. Stehen die Abtastwerte χ und γ bereits in digitalisierter Form, z. B. m-bit-amplitudenquantisiert, zur Verfügung, so stellt das höchstwertigste Bit (MSB » Most Significant Bit) bereits diese Vorzeicheninformation dar, und die beiden Komparatoren sind überflüssig.

Die logischen Vorzeichensignale sind wie folgt definiert:

.--0 für y ^. 0

SIGN Y

L für y < 0

aO für x^O SIGN X a j

< L für χ < 0

In gleicher Weise ist das MSB auch im "One's Complement"-, "Two"s-Complement"- und "Sign + Magnitude"-Code festgelegt.

2. Schritt

Es werden die Beträge bzw. Absolutwerte I χ I und I γ I der Eingangssignale χ und y gewonnen.

Im Falle analoger Abtastwerte ist dazu jeweils ein Doppelweg-Gleichrichter vorgesehen.

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Bei digitalisierten Abtastwerten χ und y ist die Absolutwertbildung unter Beachtung der Code-spezifischen Rechenregeln durchzuführen. So bleibt z. B. beim "Sign + Magnitude"-Code der Betrag einfach durch Weglassen des Vorzeichenbits (MSB) übrig.

Beim "One's Complement" sind bei negativem Vorzeichen des Signals (MSB a SIGN a L) sämtliche Bits zu invertieren, beim "Two's Complement" ist zusätzlich der Wert L aufzuaddieren, um den Absolutwert zu erhalten.

3. Schritt

Die Absolutwerte lx| und lyt werden in einem Komparator miteinander verglichen. Für das logische Komparatorausgangssignal gilt:

4. Schritt

In Abhängigkeit vom Signal K wird ein Umpoler betätigt, an des sen beiden Eingängen die Signale IxI und JyI anstehen und an dessen Ausgängen die Signale χ und y erscheinen. Ist lyl^lx werden die Signale IxI und IyI unvertauscht auf die Ausgänge χ und y gegeben. Für I y I > I χ I an die Ausgänge geliefert, also

χ und y gegeben. Für IyI> IxI werden IxI und I yt vertauscht

für K

0 gilt x_o - I xl und y_Q » I yl

L gilt χ « Iy · und y = { x\

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Der Umpoler läßt sich auch mittels zweier 2:i-Demultiplexer realisieren.

Es gilt somit in jedem Fall für die Signale χ und y die Bedingung

^o ~ V

5. Schritt

Zur Erzeugung einer (3+k)-bit-Phaseninformation wird das Signal χ mit den Gewichtsfaktoren W , W₉ ... W₉K insgesamt (2 -l)-fach bewertet. Die Ergebnisse werden dann in 2 -1 Komparatoren mit dem Wert y verglichen. Die Gewichtsfaktoren sind nach folgender Vorschrift zu bestimmen:

W₁ =* tan {\ - 45°) W₂ = tan (—· · 45°)

tan (^-~ 45°) ^Κ

^ά ~^τ 2^Κ also W = tan (~- * 45°)

Π ^K

Für die Komparatorausgangssignale gilt:

Ό für y_o ± x_o

^Kl

für y > χ - W„

⁷O ο

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O für γ <. χ " W

^K2

L für Y_o > x_o- W₂

^K2«-l

O für

L für y_o y x_Q ■·

6, Schritt

Die Komparatorausgangssignale K,, K_ ... Kp^_-1 werden auf den EIngang einer "Schwellwert-Logik" gegeben, die 2 -1 Eingänge und k Ausgänge besitzt. Ihre Aufgabe ist es, die Summe der L-Bits, die beim (2^k-l)-bit-Wort K₁, K₂ ... K₂K_-1 stets lückenlos und linksbündig auftreten, in ein k-bit-Binärwort umzuwandeln (Quersummenbildung) .
Allgemein gilt für ein beliebig wählbares k folgender Zusammenhang

zwischen den Ausgangsbits einer Schwellwertlogik b , b. ... b. . , οχ κ-ι

und den von 2 -1 Komparatoren gelieferten Eingangsbits K , K₂ ...

b » \ © K. LSB (Least Significant Bit)

° I—l

i«l .

- 12 -

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^b2

2^k-^m-l

^bm " ) ©' ^K2^-i

i - 1

^{MSB (Most} Significant Bit)

7. Schritt

Das zur Gewinnung eines (3+k)-bit-Frequenzwortes benötigte (3+k)-bit-Phasenwort erhält man wie folgt:

a) Das höchstwertigste Phasenwortbit ist die logische Vorzeicheninformation des y-Signales:

- SIGN Y

b) Das zweitwertigste Phasenwortbit ist die modulo-2-Addition, d. h. die EXCLUSIV-ODER-Verknüpfung der Vorzeicheninformation der Signale y und x:

β SIGN Y 0 SIGN X

c) Das drittwertigste Phasenwortbit ist die

mcdulo-2-Addition bzw. die EXCLUSIV-ODER-Verknüpfung der Vorzeicheninformationen der Signale y und χ und des Komparatorsignales K: MSB₃ = SIGN Y (+) SIGN X Q \C oder MSB₃ = MSB₂ (?) K

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d) Die noch fehlenden k Phasenwortbits sind die EXCLUSIV-ODER-Verknüpfungen von MSB₃ und jeweils einem der Bits b. _Λ ... b , welche der

JC~ J. O

Schwellwert-Logik	entstammen:	bk-l
' MSB4 =	Θ	bk-2
MSB5 = *	©	bo
= MSB3	Θ
* MSB3
- · LSB = MSB3

e) Das (3+k)-bit-Frequenzwort gewinnt man durch Subtraktion zweier im Abstand des Sampling-Intervalls T₃ « 4— aufeinanderfolgender (3+k)-bit-Phasenworte. ^sDazu wird das (3+k)-bit-Phasenwort auf den Eingang eines Verzögerungsspeichers mit der Verzögerungszeit T₅ = γ- gegeben. Das verzögerte Phasenwort gelangt nacn Invertierung sämtlicher 3+k Bits auf den zweiten Eingang E_ eines Volladdierers. Auf den ersten Eingang E des Volladdierers gibt man das unverzögerte Phasenwort. Legt man das "carry-in"-Bit des Volladdierers auf "L", so erhält man am Addieraus- gang A Frequenzworte, welche ebenfalls (3+k)-Bit quantisiert sind und im Sampling-Abstand T„ =* -=— aufeinanderfolgen.

Bevor die vorteilhafte Ausführung der Erfindung an drei Ausführungsbeispielen näher erläutert wird, soll noch kurz auf die Grundlagen und einige Besonderheiten des Prinzips eingegangen werden.

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In Fig. 1 ist eine Signalperiode T des komplexen Signales z(t) in Form einer cos-Schwingung der Realteilkomponente x(t) und einer sin-Schwingung der Quadraturkomponente y(t) dargestellt. Weiter sind die zugehörige Phase "f(t) und deren zeitliche Ableitung "At) aufgetragen. Die Frequenzinformation ist unmittelbar aus der vorzeichenbewerteten Steigung des Phasenverlaufs zu entnehmen, also indirekt aus den Vorzeichen und Beträgen der Teilsignale x(t) und y(t). In der komplexen Ebene rotiert der Zeiger z(t) = x(t) + jy(t) z. B. im Gegenuhrzeigersinn mit konstanter Winkelgeschwindigkeit, wobei die Zeigerlänge konstant bleibt, die Zeigerspitze sich demnach auf einem Kreis bewegt (Fig. 2).

Die Momentanphase f(t) berechnet sich zu

arc tan (.-) für χ ^- ο

f(t)

arc tan () +TC für x < ο

Ihre erste zeitliche Ableitung fit) ist die Winkelgeschwindigkeit des rotierenden Zeigers bzw. die Momentanfrequenz des komplexen Signales

f(t) = w(t).

Eine Zeigerrotation im Gegenuhrzeigersinn durch die Quadranten I, II, III, IV in Fig. 2 wird als positive Frequenz, eine Rotation im Uhrzeigersinn in der Reihenfolge IV, III, II, I als negative Frequenz definiert.

Die beschriebene vorteilhafte Ausführung der Erfindung vermeidet bei der Gewinnung der Phase ^(t) die komplizierte Arcustangens-

v(t)
Bildung des Quotienten · Die komplexe x,y-Ebene wird in 2ⁿ a 2^3+k winkelgleiche Sektoren unterteilt.

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4 Fig. 3 zeigt dazu ein Beispiel für k » 1 mit 2 = 16 Sektoren a 22,5°.

Jedem Sektor läßt sich eindeutig eine Zahl in Form eines (3+k)-bit-Binärwortes zuordnen, dessen Gewinnung in den Ausführüngsbeispielen noch weiter erläutert wird. Diese Sektorzahl kennzeichnet also nicht exakt einen Phasenwert, sondern einen Phasenbereich, innerhalb welchem der genaue Phasenwert zu einem bestimmten Zeitpunkt gerade liegt. Bei den 16 Sektoren des obigen Beispiels sind innerhalb eines Sektors mit einem Zentriwinkel von 22,5° a 4 keine Phasenwerte mehr unterscheidbar. Es ergibt sich über einer Signalperiode kein stetiger Phasenverlauf wie in Fig. 1, sondern ein treppenförmiger Verlauf mit 16 Stufen.

Als Folge dieser Einteilung in Phasensektoren ergeben sich bei der Frequenzgewinnung durch Differenzenbildung von zeitlich im Abstand T = -jr— aufeinanderfolgenden Phasenwerten einige Beson-

s
derheiten.

Nehmen wir zunächst an, das komplexe Signal, bestehend aus einer cos-Schwingung (Realteil) und einer sin-Schwingung (Imaginärteil), werde mit genau der 16-fachen Signalfrequenz abgetastet, also

- f _s = I6f bzw. γ- = ·—·

und zwar so, daß die Abtastzeitpunkte nicht gerade mit dem Wechsel der Phasensektoren (Unstetigkeitsstellen der Phasentreppe) zusammenfallen.

Die Differenz aufeinanderfolgender Phasenwerte ist stets genau gleich 1, weil jeweils z. B. exakt von Mitte zu Mitte benachbar-

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ter Phasensektoren gesprungen wird. Eine ebenfalls eindeutige Frequenzanzeige ist die Folge, wenn genau jeweils 1,2,3 oder mehrere Phasensektoren übersprungen werden.

Eindeutige Frequenzwerte liefert ein Frequenzdiskriminator nach dem beschriebenen Prinzip bei einer Einteilung in 16 Phasensektoren also nur dann, wenn

~- » ~ mit - 8 = k = + 7. f 16

Im allgemeinen wird nun k nicht ganzzahlig sein. Nehmen wir z. B. an, es sei das Verhältnis

S S

d. h. eine Signalperiode werde mit 48 Sample-Impulsen abgetastet. Auf jede Stufe der "Phasentreppe" entfallen 3 Abtastimpulse. Die Differenz aufeinanderfolgender Phasenwerte ergibt also jeweils zweimal hintereinander den Wert 0 und dann beim Wechsel des Pha- «L5 sensektors den Wert -rr·· Die Ergebnisse am Ausgang des Frequenzdiskriminators pendeln also periodisch zwischen den beiden Werten

f f Ί

-=■ = 0 und -ψ— = -τ?· hin und her, da die Bedingung gilt

s s

Neben der Aussage, daß die gemessene Frequenz zwischen den Werten 0 und -^- liegt, läßt sich durch zeitliche Mittelung über mehrere Samples (hier über 3 Abtastwerte) die Auflösung noch weiter verbessern: von 3 Abtastwerten erreicht einer den Wert -rr und zwei den Wert 0, das Tastverhältnis der Pendelung zwischen diesen beiden Werten ist also rr. Am Ausgang einer dem Frequenzdiskriminator

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nachgeschälteten Mittelungsschaltung (ζ. B. einem nichtrekursiven Integrator von m Samples) erscheint demnach der exakte Frequenzwert

- ■ i_ ' ' 1 - i_ - if ~ 3 16 "48*

In einem zweiten Beispiel wird gewählt:

T ■ ^fs . ,_o . f 1 "2
—. - — . 32 bzw. f- = 32" ^a 16 '

S 'S

Auf jede Stufe der Phasentreppe entfallen zwei Abtastwerte, die Phar.endifferenzbilclung liefert abwechselnd die Werte -r~ - 0 und

|— β 4r· ^Hier si^nd beide Werte gleich häufig, das Tastverhältnis ^rs ^lb ι

der Schwankung beträgt y, woraus man durch Mittelung auf die tatsächliche Frequenz schließen kann: .

f _ 1 _β 1 _ 1 T - 2 16" " 32" *

Die beschriebene vorteilhafte Ausführung des erfindungsgemäßen
Frequenzdiskriminators liefert also normalerweise an ihrem Ausgang im Sampling-Intervall fortlaufend Werte, die ständig um einen
Quantisierungsschritt hin-und herpendeln. Das Frequenzraster im Bereich .

s ·

wird bestimmt durch die Anzahl der Phasensektoren (z. B. 16). Die zu messende Frequenz liegt stets zwischen denjenigen Werten des Frequenzrasters, um die der Diskriminatorausgang pendelt.

Eine gewünschte Frequenzauflösung kann immer durch eine entsprechend große Zahl von Phasensektoren erreicht werden. Selbst bei

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relativ grobem Phasen- bzw. Frequenzraster lassen sich aufqrund der Häufigkeitsverteilung, mit der die benachbarten Frequenzwerte auftreten, Schlüsse auf die zu messende Frequenz ziehen. Ein nichtrekursiver Integrator ermöglicht eine verbesserte Frequenzauflösung innerhalb des ursprünglichen Frequenzrasters (Interpolation) (Fig. 4).

Bei unserem gewählten Beispiel mit 16 Phasensektoren wird die

f 7 größtmögliche "positive" Frequenz -=— = + -rg- angezeigt, wenn nach Fig. 3 die Phasensektoren in der Reihenfolge 0,7, -2,5, -4,3 durchlaufen, d. h. immer 6 Sektoren übersprungen werden.

f 1 Bei Abtastung einer Signalperiode mit genau 2 Samples (.-=— = y) werden die Phasensektoren 0, -8, 0, -8 ... oder jede andere Kombination von gegenüberliegenden Sektoren durchlaufen, wobei stets 7 Sektoren übersprungen werden. Prinzipiell ist dieser Fall der halben Abtastfrequenz sowohl als größte "positive" wie auch als betragsmäßig größte "negative" Frequenz interpretierbar, da gegenüberliegende Phasensektoren in der komplexen x,y-Ebene immer auf zwei Wegen, nämlich durch Drehung gegen (+) oder im (-) Uhrzeigersinn, erreichbar sind. Die Eigenart des Zweierkomplement-

f 8 Codes bewirkt hier jedoch die Frequenzausgabe -^- = - γτ- und ordnet somit bei halber Abtastfrequenz eindeutig ein negatives Vorzeichen zu.

Werden schließlich bei der Abtastung mehr als 7 Phasensektoren übersprungen wie im Fall 0, -7, 2, -5, 4, -3 ... in Fig. 3, so bewegt man sich in der komplexen x,y-Ebene im Uhrzeigersinn und

erhält dementsprechend "negative" Frequenzergebnisse, z. B. f 7

^fs ¹⁶'

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UL va/4 χ

f 1

Die betragsmäßig kleinste negative Frequenz γ- = - —r- zeigt der Frequenzdiskrimxnator an, wenn die Sektoren in der Reihenfolge 0, -1,-2, -3 ... abgetastet werden.

Zusammenfassend:

Das komplexe Signal wird bei einer Einteilung der komplexen Signalebene in 16 Phasensektoren für die Abtastfälle

0 — — — -^g- als positive Frequenz (cos, sin-Signal) und für ^S

"Jg" f -^q als negative Frequenz (cos, -sin-Signal)

erkannt. ^s

Nachstehend werden drei Ausführungsbeispiele des erfindungsgemäßen Frequenzdxskriminators in der beschriebenen vorteilhaften Ausgestal tungsform näher erläutert.

Die einfachste Realisierung stellt die Schaltung nach Fig. 5 dar. Eine Signalperiode wird in 8 Phasensektoren, von denen jeder einen Bereich von 45° abdeckt, eingeteilt, Die digitalisierten Realteilwerte χ sowie die Imaginärteilwerte y werden wortparallel im Sampling-Abstand T = ~- auf die beiden Eingänge gegeben. Die

s
Amplitudenquantisierung und damit die Wortlänge ist beliebig wählbar, ebenso die Darstellungsweise in "sign/magnitude"-, "one¹s-complement"- oder "two¹s-complernent"-Code. Den 8 Phasensektoren entspricht ein 3-bit-Phasenwort (2 = 8), welches in einfacher Weise aus den Vorzeichenbits (MSB's) der Signale χ und y und der Entscheidung K (Vergleich der Beträge IxI und I yl durch EXOR-Verknüpfungen zu gewinnen ist. Mit Hilfe von "Wahrheitstabellen" kann man die Zuordnungen leicht konstruieren. Die Differenz aufeinanderfolgender Phasenworte wird nach den Regeln des "Zweier-

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koinplements" durch Subtraktion des zeitlich um T vorausgegangenen Phasenwortes vom gegenwärtigen Phasenwort gewonnen. Dazu sind alle 3 Bits am Ausgang des Verzögerungsspeichers zu invertieren und auf den Eingang eines Volladdierers E„ zu geben, an dessen anderem Eingang E das unverzögerte Phasenwort ansteht- Der "r.arry-in"-F:ingang des Addierers liegt auf logisch ¹¹L". Der 3-Bit-Ausgang des Summierers stellt das Ausgangssignal des Frequenzdiskriminators dar, das Überlaufbit bleibt unberücksichtigt.

Fig. 6 zeigt die Realisierung eines Frequenzdiskriminators, der an seinem Ausgang 5-Bit-Frequenzworte liefert. Der Mehraufwand gegenüber der 3-Bit-Schaltung besteht im vom Komparatorausgang K gesteuerten Umpoler, drei Bewertern W bis W^, drei Komparatoren K bis K-, einer Schwellwertlogik und zwei weiteren EXOR-Funktionen. Das mit den Gewiehtsfaktoren

W	= tan	11,	25° -	o,	199
W2	β tan	22,	50° -	o,	414
W3	= tan	33,	75° =	o,	668

bewertete Signal χ wird in drei Komparatoren mit dem Signal y verglichen. Die Ergebnisse Kl, K2, K3 formt die Schwellwertlogik für k - 2 (Fig. 8) in die logischen Signale K2 und Kl (+) K2 Q K3 um. Durch EXOR-Verknüpfung dieser Signale mit MSB3 entstehen die letzten beiden Bits MSB4 und LSB des 5-Bit-Phasenwortes. Die 5-Bit-Frequenzgewinnung erfolgt in gleicher Weise wie vorher; lediglich der Verzögerungsspeicher mit Inverter und der Volladdierer sind 5-Bit-V%rsionen.

Fig. 10 stellt ein Zeitablaufdiagramm zur Phasengewinnung im 5-Bit-Frequenzdiskriminator dar. Der übersichtlichen Darstellung wegen werden die Signale nicht durch Abtastwerte repräsentiert, sondern als zeitkontinuierlich gezeichnet. Es können daher im

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V^::.: -j I :-* 29-3^335

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gleichen Bild beliebige AbtastSituationen angenommen werden- Durch einfache modulo-2-Additionen werden die führenden Bits MSBl, MSB2 und MSB3 aus den Vorzeichenbits SIGN Y, SIGN X der Eingangssignale und dem Komparatorsignal K gewonnen. Am Eingang der Schwellwertlogik liegen die Signale Kl, K2, K3; ihre Ausgänge K2 und Ki Q) K2 0 K3 werden durch Invertierung mit Signal MSB3 in die niederwertigsten Phasenwortbits MSB4 und LSB umgewandelt.

In Fig. 11 schließlich ist ein Ausführungsbeispiel für den allgemeinen Fall der Gewinnung eines 3+k-bit-Phasenwortes dargestellt. Gegenüber Fig. 6 mußte der logische Aufbau nicht geändert werden, lediglich die Anzahl der logischen Elemente mußte erweitert werden: Benötigt werden (2^k-l)-Bewerter W₁ bis W₂K_-1, (2^k-l)-Komparatoren, eine Schwellwertlogik für k Bits und insgesamt jetzt (k+2)-EX0R-Funktionen. .

Schwellwertlogiken für k»l, 2, 3, 4 sind in den Fig. 7, 8, 9 und 12 dargestellt mit den dazugehörigen Wahrheitstabellen. EXOR-Verknüpfungeh mehrerer logischer Variablen lassen sich vorteilhaft durch •^lParity-Check"-Schaltungen realisieren (Fig. 12). Sie liefern ζ. B. eine"L" am Ausgang, wenn die Anzahl der L-Werte am Eingang eine ungerade Zahl ist und eine "0", wenn sie geradzahlig ist»

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Claims (7)

1. UL 78/43

   L i c e η t i a Ulm, 28.07.7«

   Patent-Verwaltungs-GmbH . NE2-UL/Bl/go

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   Patentansprüche

   Λ./ Digitaler Frequenzdiskriminator, dadurch gekennzeichnet, daß die Momentanfrequenz eines Signals aus der Differenz zweier aufeinanderfolgender Momentanphasenwerte des Signals, die mit einer Sampling-Frequenz f abgetastet sind, gebildet ist.
2. 2. Digitaler Frequenzdiskriminator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein (3+k)-bit-Frequenzwort, wobei k eine ganze positive Zahl oder gleich Null ist, aus der Differenz zweier
   (3+k)-bit-Phasenworte gebildet ist, wobei die (3+k)-bit-Phasenworte durch logische Operationen aus den Vorzeichen SIGN X und
   SIGN Y und den Absolutwerten |x{ und |y| eines mit der Sampling-Frequenz f abgetasteten Signalwertes χ und der zugehörigen um
   s

   90 phasenverschobenen Quadraturkomponente y des Signalwertes χ gewonnen sind.

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   ORIGINAL INSPECTED

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3. 3. Digitaler Frequenzdiskriminator nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß bei analogem Signalwert χ und Quadraturkomponente y zwei Vorzeichenkomparatoren die Information SIGN X und SIGN Y liefern, wobei SIGN = 0 für χ, γ ^ 0 und SIGN - L für x, y < 0, daß weiter bei analogem Signalwert χ und Quadraturkomponente y jeweils ein Doppelweg-Gleichrichter die Absolutwerte |x| und |y| bildet (Fig. 11).
4. 4. Digitaler Frequenzdiskriminator nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß loBX digitalen Abtastwerten χ und y zur Bildung

   JLO der Absolutwerte |x| und I y im "Sign + Magnitude"-Code das Vorzeichenbit weggelassen wird (= MSB = Most Significant Bit), im "One's Complement"-Code bei negativem Vorzeichen (MSB = SIGN » L) sämtliche Bits invertiert werden, im "Two's Complement"-Code sämtliche Bits invertiert werden und der Wert L aufaddiert wird.
5. 5. Digitaler Frequenzdiskriminator nach Anspruch 2 und 3 oder 2 und 4, dadurch gekennzeichnet, daß ein Komparator die Absolutwerte I xj und I y| vergleicht und ein Ausgangssignal K =» 0 für |y| ^l x| und K = L für I yl> | χ I liefert; daß ein Umpoler in Abhängigkeit vom Signal K betätigt wird, an dessen Eingängen die Signale Ixj und Iy| anstehen und an dessen Ausgängen die Signale

   χ und y erscheinen, wobei für | yl - I x^ also K=O, die Signale I χ I und I ylunvertauscht an die Ausgänge χ und y gegeben werden und für |y| > I X^ also K = L, die Signale I χ I und | yl vertauscht an die Ausgänge χ und y gegeben werden; daß das Signal χ (2 - l)-fach bewertet wird mit Gewichtsfaktoren W , wobei η ein

   Laufindex von 1 bis (2^k - 1) ist und W = tan (-^ -45°); daß die Signale κ · W in (2^k - 1) Komparatoren mit dem Signal y verglichen werden und die Komparatorausgangssignale K den Wert K=O ^für y_Q 4 ^x _o · ^w _n ^{und K} _n = ^{L ftir} y_Q ± ^x _o " ^w _n liefern; daß die Komparatorausgänge K_n auf eine SchwelLwertlogik mit (2^k - 1) Eingängen und k Ausgängen gegeben

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   I ναοηθεκειοητΙ ι

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   werden und besagte Schwellwertlogik die Summe der L-Bits der (2 - 1) Komparatorausgänge in ein k-Bit-Binärwort umwandelt, wo bei die k Ausgänge der Schwellwertlogik, die mit b_ bis b. , bezeichnet werden, über die Formeln

   2^k~^m

   ^K2*.i^{und b}k-l

   mit m als Laufindex von Null bis (k - 2) und 0 als Symbol für die Exdusiv-Oder-Verknüpfung (EXOR), allgemein mit den Komparatorausgangssignalen K verknüpft sind; daß das höchstwertigste Phasenwortbit die logische Vorzeicheninformation der Quadraturkomponente y ist, also MSB = SIGN Y; daß das zweitwertigste Phasenwortbit die EXOR-Verknüpfung zwischen den Vorzeicheninformationen von χ und y ist, also MSB₂ = SIGN Y (+) SIGN X « MSB Q SIGN X; daß das drittwertigste Phasenwortbit die EXOR-Verknüpfung zwisehen dem zweitwertigsten Phasenwortbit und dem Komparatoraus— gangssignal K ist, also MSB₃ = ^MSB? © ^K; daß das jeweils nächsttieferwertige Phasenwortbit die EXOR-Verknüpfung zwischen dem drittwertigsten Phasenwortbit und fort-, laufend jeweils einem der Ausgänge der .Schwellwertlogik b. ₁ bis b ist, also MSB. a MSB. © b. _Λ bis LSB » MSB_ © b (LSB » Least Significant Bit) (Fig. 11).
6. 6. Digitaler Frequenzdiskriminator nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das (3+k)-bit-Phasenwort auf den Eingang eines Verzögerungsspeichers mit einer Verzögerungszeit T = ■— gegeben wird; daß das verzögerte Phasenwort invertiert wird und^sauf den zv;eiten Eingang E₃ eines Volladdierers gegeben wird; daß auf den ersten Eingang E^ des Volladdierers das unverzögerte Phasenwort

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   gegeben wird; daß das "carry-in"-Bit des Volladdierers auf "L" liegt und daß der Ausgang des Volladdierers (3+k)-bit-Worte liefert, die somit Frequenzworte darstellen und im Sampling-Abstand

   T a -τ- aufeinanderfolgen.
   ^{s f}s
7. 7. Digitaler Frequenzdiskriminator nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß ein nichtrekursiver Integrator über 1 aufeinanderfolgende (3+k)-bit-Frequenzworte mittelt, wobei l eine positive ganze Zahl ist (Fig. 4).

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