DE2816980C3 - FET-Treiberschaltung mit kurzen Schaltzeiten - Google Patents

Description

und die Verzögerungsstiiie, stellen dabei zwei gegenphasige Steuerimpulse mit höherer Amplitude und steileren Flanken bereit.

Von besonderer Bedeutung ist dabei die neuartige Ansteuerung der Verzögerungsstufe, die in an sich bekannter Weise als Gegentaktstufe mit einem Lastsowie einem Treiber-FET aufgebaut ist. Dabei wird das Gate des Last-FET mit dem über einen weiteren FET rückgekoppelten Ausgangsimpuls der Endstufe und mit dem kapazitiv eingekoppelten Eingangsimpuls an seiner Drain angesteuert Das Gate des Treiber-FET wird vom Ausgang der Übertragungsstufe und somit mit der Bootstrap-Spannung angesteuert. Der Verbindungspunkt von Last- und Treiber-FET stellt den Ausgang der Verzögerungsstufe dar. Aus dem Eingangsimpuls wird zum schnellen Ein- und verzögerten, aber raschen Abschalten der Treiber-FET der Endstufe ein amplitudengleicher Impuls gebildet, der ebenso schnell ansteigt und nach Verzögerung steil abfällt. Die Verzögerungsstufe steuert dabei nach einer vorteilhaften Weiterbil- dung auch die Gate-Umladung des DurchlalWIsolations-FET in der Übertragungsstufe.

Die Erfindung wird im folgenden anhand von Ausführungsbeispielen unter Zuhilfenahme der Zeichnungen näher erläutert. Es zeigt

Fig. 1 den grundsätzlichen Aufbau einer für den Stand der Technik typischen FET-Treiberschaltung,

Fi g. 2 ein erstes Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäß verbesserten Treiberschaltung,

F i g. 3 die Darstellung einiger Spannungsverläufe zur Erläuterung des Betriebs der Schaltung nach F i g. 2,

Fig.4 ein weiteres Ausführungsbeispiel der Erfindung.

F i g. 1 zeigt eine in ihrem grundsätzlichen Aufbau für den eingangs genannten Stand der Technik typische j-5 Treiberschaltung, von der die Erfindung ihren Ausgang nimmt

Aus dem Blockschaltbild von F i g. 1 ist ersicntlich, daß die gesamte Treiberschaltung die beiden Vorstufen 1 und 2 sowie die Ausgangsstufe 3 umfaßt Die erste Vorstufe ΐ steuert den nicht-invertierenden Eingang (NI') der Ausgangsstufe 3 an und dient als Übertragungs- bzw. Isolationsstufe zur Umladung bzw. Entkopplung des gemeinsamen Gateanschlusses der Lasttransistoren 731 und T33 sowie des damit verbundenen v> Bootstrap-Kondensators C3. Die zweite Vorstufe 2 steuert den invertierenden Eingang (IN') der Ausgangsstufe 3 und somit direkt die miteinander verbundenen Gates der Treibertransistoren T32 und 734 an. Im Hinblick auf eine größere Verzögerungszeit der Gesamtschaltung ist sie als Verzögerungsstufe aufgebaut, also im einfachsten Fall, wie in F i g. 1 angedeutet, mit einen-, Lasttransistor 721 und mit einem ziemlich hochohmigen Treibertransistor 722 versehen.

Die Ausgangsstufe 3 stellt die eigentliche Treiberstufe ^ dar. Es handelt sich hierbei um eine grundsätzlich an sich bekannte Bootstrap-Schaltungsanordnung, bei der ein Rückkoppelkondensator CZ in einer parallel zur Endstufe (733, Γ34) angeordneten, extern unbelasteten gleichartigen Vorstufe (T3i, 732) vorgesehen ist. Beide t>o Teilstufen der Ausgangsstufe 3 können — abgesehen von der zur Aufladung von C 3 sowie der Gates von 73t und 733 erforderlichen Überlappungsphase, während der dann sowohl die zwei Treiber- als auch die zwei Lasttransistoren leiten — als Gegentaktstufen ί^γ> angesehen werden. Die Endstufe stellt somit eine Gegentaktstufe mit zuletzt ungesättigtem Lasttransistor 733 dar, dessen »Inte mit dem kapazitiv erhöhten Impuls Vw angesteuert wird. Die Impulsspannung W ist gegenüber dem den Treibertransistoren 7'32 und zugeführten Impuls Vw invertiert und wird am Gate dec Lasttransistors 731 der unbelasteten Vorstufe durch Rückkopplung über den aufgeladenen Bootstrap-Kondensator CZ gebildet

Die grundsätzliche Funktionsweise einer Treiberschaltung der in Fig. 1 gezeigten Art kann als bekannt vorausgesetzt werden. Im folgenden soll daher lediglich auf einige der damit verbundenen Nachteile näher eingegangen werden.

I. Späte und flach abfallende Flanke des Ausgangsimpulses V₀,

— weil der Ausgangstreibertransistor 734 nach Anstieg des Eingangsimpulses V/m verzögert eingeschaltet wird. Die Entladung der Lastkapazität über 734 setzt nämlich erst ein, wenn dessen Gatespannung die Scnwellenspannung überschritten hat. Diese wiederum beginnt erst dann anzusteigen, nachdem V/n den Wen der Schwellenspannung des Lasttransistors 721 der Vorstrf·· 2 erreicht hat Die Ausgangsspannung V₀ bleibt demnach so lange unverändert bis die Eingangsspannung Vw bis auf den Summenwert der Schwellenspannungen von 734 und 721 angestiegen ist

— Weiter ursächlich ist daß die Steuerspannung für den Ausgangstreibertransistor 734 nur die Amplitude VH- VTaufweist Der zur Aufladung des Gates von 734 dienende Lasttransistor 721 arbeitet nämlich ausschließlich im gesättigten Bereich.

Dieser Nachteil kann nur dadurch vermieden werden, daß am Ausgang der Schaltung parallel zu 734 ein weiterer, in F i g. 1 gestrichelt angedeuteter Entladetransistor 734' vorgesehen wird, der von V_1n anzusteuern wäre. Dieser weitere Feldeffekttransistor müßte dann allerdings fast so groß wie 734 ausgelegt sein, womit der Platzbedarf für die Schaltung erheblich zunähme.

II. Rächer ansteigender Flanken verlauf des Ausgangsimpulses Vo, und zwar:

— Im unteren Teil, weil die Festlegung des Ausgangs zu früh aufgehoben wird. Die Gatespannung an 734 nimmt nämlich bereits ab, wenn V_w d:e Schwellenspannung von 722 überschritten hat, also zu einem Zeitpunkt, wo die Voraufladung von C3 sowie der Gates von 731 und 733 gerade eingesetzt hat Dadurch wird 734 schon relativ früh hochohmiger. Nach Maßgabe des von 733 gelieferten Stromes ergibt sich dann an 734 schon ein beträchtlicher Spannungsabfall V₀.

— Im oberen Teil, weil die Voraufladung der Bcotstrap-Kapazität nicht optimal ist, insbesondere bei kurzer Verzögerungszeit zwischen Vni und Vo. Denn die Gatespannung an 732 beginnt ebenfalls schon abzusinken, nachdem Vw die Schwellei/spannung von 722 erreicht hat Infolge des Ladestromes steigt das Potential der Drain und der damit verbundenen Elektrode von CZ allmählich an, obwohl die Voraufladung von CZ noch nicht abgeschlossen ist. Außerdem überträgt 711 den Impuls Vni trotz kapazitiver Einkopplung nicht schnell genug auf C3, da sein Gate über 710 einerseits auf eine Spannung unterhalb VH- VT vorgeladen war und andererseits während der V/vrZeil durcli den früh leitenden 722 zu schnell wieder entladen wird. Während der Aufladephase arbeitet nämlich 710 ausschließlich im ungesättig-

ten Bereich, da sein Drainpotential allenfalls VH- VT erreicht. Bei niedriger Vorspannung über C3 steht nach dem Bootstrap-Vorgang am Lasttransistor 733 eine entsprechend geringere Steuerspannung zur Verfügung.

In diesem Zusammenhang ist weiter ursächlich, daß die Schaltschwelle des Treibertransistors Γ34 von der Gatespannung Vm- relativ langsam durchlaufen wird. Wenn nämlich Γ34 noch über einen längeren Zeitraum leitend ist, wird der Ladetransistor 733 nicht nur kapazitiv, sondern auch ohmisch belastet.

Ein erstes Ausführungsbeispiel der demgegenüber verbesserten Treiberschaltung ist in F i g. 2 dargestellt. Soweit in dieser Schaltung Teilschaltkreise oder Bauelemente denen der Schaltung nach F i g. I entsprechen, sind sie gleich bezeichnet. In ihrem grundsätzlichen Aufbau enthält die Treiberschaltung nach F i g. 2 ebenfalls wieder eine als Übertragungsstufe ausgebildete erste Vorstufe I, eine als Verzögerungsstufe ausgebildete zweite Vorstufe 2 und die Ausgangsstufe 3.

Die Verzögerungsstufe 2 ist wiederum als Gegentaktstufe bzw. als dynamischer Inverter mit einem Lasttransistor Γ21 und einem Treibertransistor Γ22 ausgebildet. Hinsichtlich der Ansteuerung unterscheidet sie sich jedoch wesentlich von der Schaltung nach Fig. 1. Zum einen ist das Gate von 721 nicht mehr galvanisch mit dem invertierenden Eingang IN der Gesamtschaltung gekoppelt, sondern kapazitiv über die Gate-Drain-Kapazität, die in F i g. 2 mit C2 angedeutet ist. Die Vorspannung von 721 wird dabei durch Rückkopplung vom Ausgang der Endstufe 3 über die mit 4 bezeichnete Leitung sowie einen weiteren Transistor 720 bezogen. Zum andern ist das Gate von Γ22 nicht mehr unmittelbar an den nicht-invertierenden Eingang NI der Gesamtschaltung angeschlossen, sondern indirekt — zur Erhöhung der Verzögerung — mittels der Leitung 5 über die Übertragungsstufe 1. Das Gate von 7"22 ist somit auch mit dem Bootstrap-Kondensator C3 der Ausgangsstufe 3 verbunden, wodurch insgesamt eine verzögerte, gegen Ende dynamisch überhöhte Gatespannung bereitsteht.

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arbeitenden Bootstrap-Endstufe 3 zwei gegenphasige Impulse benötigt werden, sind entsprechend grundsätzlich zwei unterschiedliche Betriebsweisen der Treiberschaltung möglich. Je nachdem ob der Eingangsimpuls dem NI- oder //V-Eingang zugeführt wird, wobei der andere Eingang jeweils gegenphasig angesteuert wird, ergibt sich am Ausgang ein nicht-invertierter oder ein invertierter Ausgangsimpuls V₀. Der Steuerimpuls für den jeweiligen Nebeneingang wird in vorteilhafter Weiterbildung entsprechend der später noch näher zu beschreibenden Schaltung nach Fig.4 aus dem eigentlichen Eingangsimpuls mit Hilfe einer weiteren an sich bekannten schnellen Inverterschaltung erzeugt

Der prinzipielle Aufbau der erfindungsgemäß verbesserten Schaltung nach F i g. 2 ist für beide Betriebsarten gleich, wenn man von dem lediglich jeweils zur Initialisierung beim Einschalten der Betriebsspannung erforderlichen Widerstand Λ 2 im Falle des nicht-invertierenden Typs bzw. /?3 im Falle des invertierenden Treibers absteht Die weitere Beschreibung der Erfindung soll daher auf den Fall des invertierenden Treibers beschränkt werden.

Zur Erläuterung der besonderen Ansteuerung sowie der Arbeitsweise der verbesserten Schaltung nach F i g. 2 sei demnach der Fall des invertierenden Treibers betrachtet, bei dem der Eingangsimpuls V_1n an den mit

IN bezeichneten Eingang zu legen ist. Das zugehörige ausführliche Impulsdiagramm hierzu ist in Fig. 3 dargestellt.

Im Impulsdiagramm von Fig.3 ist davon ausgegangen, daß sich die Schaltung bis zum Zeilpunkt I = 0 im Ruhezustand befindet. Wenn der Eingang IN auf niedrigem Potential (Vm = OV) liegt, wird der Ausgang über den Widerstand R 3 auf hohem Potential (V₀ = VH) gehalten, d. h. der Ausgangsspannungspegel ist gegenüber dem Eingangsspannungspegel invertiert. Im einzelnen liegen dabei die folgenden Verhältnisse vor. Die Gate-Elektrode von 721 ist infolge der Rückkopplung vom Ausgang über den vorwärts leitenden Transistor Γ20 auf VH- VTgeladen, so daß sowohl die Gates von 732 und Γ34 als auch (über den njckwärtsleitenden 7"10) das Gate von Γ11 vom Eingang her durch den leitenden 721 auf Massepotential (entsprechend V/* = OV) gehalten werden. Folglich befinden sich die beiden Trciberiraim&iui'eM 732 üi'id 734 der Ausgangsstufe 3 im Sperrzustand, während die beiden Lasttransistoren 731 und Γ33 durch den nichtleitenden Γ11 der Übertragungsstufe 1 vom (zweiten) Eingang /vYrnit V*/ = VHisoliert sind.

Die Gates von Γ31, Γ33 und T22 sowie die Source von Γ31 können daher ein beliebiges Potential V_NI<2 VHbzw. Vs)i < VHannehmen, zumal auch 712 sperrt.

Steigt ί.ι.τι Zeitpunkt t = 0 der Eingangsimpuls V/n vom unteren (OV) zum oberen (VH)Spannungspegel an, wird die Gatespannung am Lasttransistor 7"21 durch Kopplung vom Eingang über die (evtl. zusätzlich vergrößerte) Drain-Gate-Kapaziiät Cl bis auf Vf;₂₁> VH+ VT<2 VH- VTerhöht. Da Γ21 während des Anstiegs von Vw sich nicht abschnürt und seine hohe Anfangsleitfähigkeit nahezu behält, folgt die Ausgangsspannung Vw an der Vorstufe 2 sehr schnell der Eingangsspannung V/,v und erreicht auch deren Amplitude VH. Sobald V_tN bzw. V/,_v den Wert der Schwellenspannung VTüberschritten hat. setzt über den sehr niederohmigen Ausgangstreibertransistor Γ34 die Entladung der Lastkapazität CL ein.

Gleich/eilig werden in der Ausgangsstufe 3 die Lasttransistoren Γ31 und 733, deren Gates vorher ungebunden (V_n, <2 VH) waren, durch den Entladetransistor 712 schnell ausgeschaltet. Dadurch wird verhindert, daß in der Ausgangsstufe während der Zeit, in der die Treibertransistoren 732 und 734 leiten, ein allzu großer Querstrom von VH nach Masse fließt. Mit der Entladung der Gates von 731 und 733 geht auch 722, der vorher kurzzeitig (zumindest während V/v< VT) leitend war und somit die Aufladung uer Gates von 732 und 734 unterstützt hat. in den Sperrzustand über.

Schließlich beginnt sofort mit ansteigender Eingangsspannung Vw über den nun vorwärtsleitenden 710 die Aufladung des Gates von 711 der Übertragungsstufe 1. Die Gatespannung wird allerdings bald aufgrund der Gegenkopplung durch CX vorübergehend wieder reduziert wenn nämlich der zweite Eingangsimpuls Vw von seinem oberen Wert VH auf den unteren Pegel (OV) absinkt Dies ist dann der Fall, sobald V_W>V7 ist Trotzdem können in der Zeit in der Vni = OV und V/s = VH sind, die (für die spätere Impulsübertragung benötigte) Koppelkapazität CX sowie das Gate von 711 sicher auf VH- VT geladen werden, da 710 jetzt ständig im gesättigten Bereich betrieben wird und damit genügend Strom liefert

Nachdem die Ausgangsspannung Vo den Wert

VII- VTunterschritten hat, beginnt 720 rückwärts zu leiten. Dabei entlädt sich das Gate von 721 langsam über 720 und 734. Bevor der Eingangsimpuls Vw wieder den unteren Pegel annimmt, sperrt 721.

Am Ende der V/,v-!mpulsphase mit V_1n = VH und V_n, = OV hat sich folgender quasi-stationärer Zustand eingestellt: Die hochleitenden Treibertransistoren 732 und 734 ier Endstufe mit der Gatespannung VH klemmen die Source von 731 bzw. den Ausgang (V₀) auf Massepotential. Dabei fließt über den hochohmigen Lastwiderstand R 3, der zur Initialisierung der Schaltung nötig war, ein geringer Strom. Der Übertragungstransistor 711, dessen Gate über den vorwärts leitenden 710 auf VH- VTgeladen ist, hält zusammen mil dem ebenfalls eingeschalteten 712 die beiden Lasttransistoren 731 und 733 der Endstufe sowie den Treibertransistor 722 der Verzögerungsstufe im Sperrzustand. Auch der Lasttransistor 721 der Verzögerungsstufe ist abgeschaltet, da an seinem Gate vom Ausgang über den rückwärts leitenden 720 ein niedriges Potential erzwungen wird. Damit sind die Gates von 732 und 734 sowie 711 von jeglicher Spannungsquelle isoliert, aber voll geladen und so für die folgende VW-lmpulsphase vorbereitet.

Fällt der Eingangsimpuls Vw vom oberen (VH) zum unteren (OV) Pegel hin ab, geht 712in den Sperrzustand über, so daß der (aus Vw mit einem Inverter erzeugte) zweite Eingangsimpuls V_Nt schnell ansteigen kann. Während der Anstiegszeit von V_Nt werden der Rückkoppelkoi.densator C3 und damit auch die Gates der Lasttransistoren 731 und 733 der Endstufe über die dann vorwärts leitende Übertragungsstufe 1 geladen. Hierzu wird am Gate von 711 der Vorspannung VH-VT durch kapazitive Kopplung über CI die Spannung V_Ni kurzzeitig überlagert, damit 711 seine hohe Anfangsleitfähigkeit nicht verliert und die Ausgangsspannung Vv/- der Eingangsspannung V_Ni schnell folgt. Gleichzeitig hält der jetzt noch stark leitende 732 die mit seiner Drain verbundene Elektrode von C3 auf niedrigem Potential. Erst wenn die Eingangsspannung V_1n soweit abgesunken und die zweite Eingangsspannung V_Nt bzw. die Ausgangsspan-

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ist, daß die Gate-Source-Spannung am hochohmig ausgelegten Treibertransistor 722 der Verzögerungsstufe 2 größer als die Schwellenspannung ist, beginnt die Entladung der Gates der Ausgangstreibertransistoren 732 und 734, und zwar ausgehend von VH. Bis zu dem Zeitpunkten dem V_w nahezu den Endwert erreicht hat, ist aber 732 immer noch genügend leitfähig, so daß sich am Bootstrap-Kondensator C3 fast die maximale Vorspannung VH ergibt

Mit fortschreitender Zeit nimmt der Entladestrom durch 722 zu, die Gatespannung an 732 sinkt weiter, das Sourcepotential von 731 steigt an. Es setzt der bekannte Bootstrap-Effekt ein, d. h. das Gatepotential der Lasttransistoren 731 und 733 der Endstufe 3 erhöht sich infolge der kapazitiven Rückkopplung über C3 im gleichen Maße, wie das Sourcepotential von 731 ansteigt. Während des Bootstrap-Vorgangs isoliert die Übertragungsstufe 1, damit keine Ladung von den Gates der Lasttransistoren bzw. von C3 zum NI-Emgang hin abfließen kann. Die Gate-Elektrode von 711 ist nämlich zu dieser Zeit über den rückwärts leitenden 710 schon unter den Wert VH + VT entladen. Die durch Bootstrap-Wirkung erzeugte hohe Spannung Vw wird auch dem Gate des Treibertransistors 722 der Verzögerungsstufe 2 zugeführt Dadurch wird der anfangs hoehohmige 722 zunehmend stärker leitend. Gegen Ende nimmt demnach die Gatespannung der Treibertransistoren 732 und 734 der Endstufe rasch ab, insbesondere wird der Schwellenspannungswert V7 τ schnell durchlaufen. Somit verschwindet in kürzester Zeit für die Ladetransistoren 731 und 733 die ohmsche Last, so daß nur noch kapazitive Last übrigbleibt. Der weitere Aufbau der überhöhten Spannung Vw erfolgt dann beschleunigt, so daß die Anstiegszeit des ίο Ausgangsimpulses V₀ entsprechend kurz ist. Mit dem Ansteigen von V₀ beginnt die Aufladung des Gates von über den nun vorwärts leitenden 720. Am Ende dieses Aufladevorgangs ist somit der Ausgangszustand wieder erreicht.

ii Das beschriebene verbesserte Betriebsverhalten der Treiberschaltung nach Fig. 2 gegenüber der Schaltung nach Fig. I wird demnach im wesentlichen dadurch erreicht, daß die Treibertransistoren 732 und 734 der Bootstrap-Endstufe 3 über den invertierenden Eingang ίο (IN') mit einem Impuls höherer Amplitude bei gleichzeitig steileren Flanken angesteuert werden.

Für die Erzeugung dieses Impulses ist ein besonderer

Aufbau der Verzögerungsstufe 2 vorgesehen, die als dynamischer Inverter, bzw. Gegentaktstufe ausgebildet ist. Sie enthält einen Lasttransistor 721 sowie einen Treibertransistor 722, die an ihren Gates gegenphasig mit dynamisch erhöhten Steuerspannungen geschaltet werden und deren gemeinsamer Verbindungspunkt den Stufenausgang darstellt. Weiter enthält die Verzögerungsstufe einen zusätzlichen Transistor 720, der das Gatepotential des Lasttransistors 721 steuert.

Im einzelnen sind dazu im Rahmen der Erfindung die folgenden Schaltungsmaßnahmen vorgesehen:

1. Beim Lasttransistor 721 ist die Drain direkt mit Ji dem Eingangsanschluß IN der Gesamtschaltung verbunden. Das Gate von 721 ist über die ohnehin vorhandene und ggf. zusätzlich vergrößerte Drain-Gate-Kapazität mit demselben Eingang gekoppelt und über den weiteren von der konstanten Betriebsspannung VH angesteuerten Transistor 720 über die Rückkopplungsleitung 4 mit dem Ausgang der Endstufe 3 derart verbunden, daß sich

Verhältnisse ergeben. Bei niedrigem Eingangspegel Vis = OV bzw. bei hohem Ausgangspegel V₀ = VW wird die Gatespannung für 721 auf einen Anfangswert VH - VT voreingestellt Während des Anstiegs des Eingangsimpulses Vw wird die Gatespannung an 721 durch kapazitive Einkopplung dynamisch erhöht, so daß der nun im ungesättigten Bereich arbeitende Lasttransistor 721 an seiner Source zur Aufladung der Gate der Treibertransistoren 732 und 734 der Endstufe 3 einen Ausgangsimpuls Vw- bereitstellt, der dem Eingangsimpuls Vw schnell folgt und die gleiche Amplitude hat Schließlich wird die Gatespannung an 721 bei hohem Eingangspegel V_tN = VH, d. h. nach Aufladung der Gates von 732 und 734 bzw. bei niedrigem Ausgangspegel V₀ = OV soweit abgebaut, daß der Lasttransistor 721 spätestens bis zum Einsetzen der Entladung der Gates von 732 und 734 über den Treibertransistor 722 in seinen SpeiTzustand übergegangen ist

2. Beim Treibertransistor 722 ist die Source entweder mit Massepotential oder in vorteilhafter Weiterbildung ebenfalls mit dem Eingang IN der Gesamtschaltung verbunden. Das Gate des Treibertransistors 722 ist dagegen mit dem Ausgang

der Übertragungsstufe 1 bzw. über den nicht-invertierenden Eingang Nl' der Endstufe 3 mit dem Bootstrap-Kondensator C3 gekoppelt und erhält dadurch — als eigentlichen Eingangsimpuls W/v/des Inverters — die dort (in erster Linie zur Ansteuerung der Lasttransistoren der Endstufe 3) gebildete und gegen Ende dynamisch überhöhte Steuerspinnung, so daß der anfangs vergleichsweise hochohmige Treibertransistor 722 nach Ablauf der Verzögerungszeit ein schnelles Ausschalten der Treibertransistoren 732? und 734 der Endstufe 3 ermöglicht.

Aufgrund dieser schaltungstechnischen Maßnahmen ergeben sich im Vergleich zu der herkömmlichen Schaltung nach Fig. 1 die folgenden vorteilhaften Eigenschaften:

1. Frühes Absinken und kurze Abfallzeit des Ausgangsimpulses V₀. Dies wird erreicht durch die Verwendung des sehr niederohmigen Ausgangstreibertransistors 734 als Entladetransistor sowie durch die Ansteuerung von 734 mit einer steiler ansteigenden und amplitudenmäßig höheren Gatespannung VW Das heißt mit anderen Worten, daß der Lasttransistor 721 der Verzögerungsstufe 2 im ungesättigten Bereich seiner Charakteristik als Source-Folger betrieben wird, so daß die ansteigende Flanke des Eingangsimpulses Vw bis zum oberen Pegel VHohne nennenswerte Verzögerung durchgelassen wird und praktisch direkt auf 734 einwirken kann. Als Folge davon steht schon sehr früh, nämlich sofort beim Ansteigen von VIN, eine Gatespannung an 734 zur Verfügung, d. h. die Entladung der Lastkapazität CL setzt schon ein, sobald die Eingangsspannung VIN die Schwellenspannung VT erreicht hat Zwischen dem Ausgangsimpuls V₀ und dem Eingangsimpuls VIN liegt somit eine nur geringe Überlappungszeit vor, so daß in dynamischen Schaltkreisen vom Invertertyp, die mit dieser, gegenphasigen Impulsen angesteuert werden (z.B. V₀ am Last-und V_tN am Treibertransistor) nur kurzzeitig geringe Querströme zwischen

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ui.111 r-hiiavitiUL> uct * C* airiguitga^ijdiiimlig t rt UIlU Masse fließen können. Damit kann ferner auf den bisher sonst zusätzlich erforderlichen großen £ntladeiransistor f734' in Fig. 1) verzichtet werden, der ansonsten bei der integrierten Schaltungsauslegung viel Platz beanspruchen würde.

2. Kurze Anstiegszeit des Ausgangsimpulses Vo (auch bei größerer Verzögerungszert).
Das heißt es erfolgt eine Verschiebung der Schaltschwelle der Verzögerungsstufe 2 bei Ansteuerung des Treibertransistors 722 mit der Ausgangsspannung V_w-der Übertragungsstufe und somit eine Ausnutzung der Verzögerung von 711. Weiterhin wird bei einer Beschallung der Source von 722 mit dem Eingangsimpuls V_w 722 erst dann leitend, wenn V«v um die Schwellenspannung von 722 unter das Gatepotential abgesunken ist Erreicht wird die kurze Anstiegszeit des Ausgangsimpulses V₀ ferner durch die Erhöhung der Leitfähigkeit des Übertragungstransistors 711 bei verbesserter Voraufladung des Gates. Ober 721 und 710, der schon zu Beginn der VWImpuIsphaie das Drainpotential VH hat, so daß sich die Vorspannung VH - VT zuverlässig einstellt Schließlich trägt zur Erhöhung der Leitfähigkeit des Übertragungstransistors 7*11 die verzögerte Entladung des Gates von 7"Il über TXQ und 722 bei, so daß sich eine stärkere Spannungsüberhöhung ergibt. Da also einerseits die Entladung des Gates von 732 über 722 später einsetzt, wodurch die mit 732 verbundene Elektrode von Ci länger auf Massepotential gehalten wird, und andererseits die Übertragungsstufe 1 den Eingangsimpuls Vni besser durchläßt, kann sich während des Vw-Anstiegs an ίο C3 rascher eine größere Vorspannung (VH) ausbilden. Daher ergibt sich gegen Ende des Bootstrap-Vorgangs eine höhere Gatespannung Vni- am Ladetransistor 733. Dies bewirkt eine schnellere Aufladung der Lastkapazität CL
ίο Neben der höheren Aufladung des Rückkoppelkondensators C3 erfolgt auch eine stärkere Entladung des Gates von 734 der Endstufe. Maßgeblich dafür ist zum einen der Beirieb dts Lasttransistors 721 der Verzögerungsstufe 2 im ungesättigten Bereich seiner Charakteristik als Source-Folger, so daß das Gate von 734 auf eine Spannung aufgeladen wird, die nahezu gleich der Amplitude des Eingangsimpulses V«v ist. Zum andern ist dafür maßgeblich die Ansteuerung des Treibertransistors 722 der Verzögerungsstufe 2 mit der durch den Bootstrap-Effekt am Rückkoppelkondensator C3 gebildeten überhöhten Spannung V,vn so daß der anfangs sehr hochohmige 722 während des Bootstrap-Vorgangs stärker leitet und jo 734 schnell abschaltet. Die Gatespannung V_tN-durchläuft daher ausgehend von dem hohen Wert VH sehr schnell die Schaltwelle von 734, d. h. die zunächst starke Festlegung des Ausgangs wird beschleunigt aufgehoben. Mithin kann die Lastka-J5 pazität CL rasch aufgeladen werden.

3. Geringe Verlustleistung der Verzögerungsstufe. Dies wird dadurch erreicht, daß zu keiner Zeit ein Querstrom durch die Reihenschaltung aus dem LasttransistoT 721 und dem Treibertransistor 722 fließen kann, weil sich die Drain von 721 und die Source von 722 zu jeder Zeit auf demselben Potential befinden. Folglich wird die Eingangsimpuisqueiie V/v durch die Verzogerungssiute überhaupt nicht ohmisch, sondern lediglich kapazitiv belastet

In F i g. 4 ist ein weiteres Ausführungsbeispiel der verbesserten Treiberschaltung dargestellt, wobei für die verwendeten Bauelemente konkrete Auslegungsparameter-aiigegeben sind. Dazu zählen insbesondere die die jeweilige Transistorgeometrie kennzeichnenden Weiten-/Längenangaben W/L der Feldeffekttransistoren bzw. die Kapazuätswerte der Kondensatoren. In Weiterbildung der Schaltung nach Fig.2 ist in Fig.4 die -Vorsehung einer zusätzlichen Schaltstufe 6 zur Erzeugung des Vwlmpulses gezeigt, die bereits in der vorhergehenden Beschreibung angesprochen wurde. Weiterhin ist in F i g. 4 eine vorteilhafte Ergänzung der Verzögerungsstufe 2 vergesehen.

Die zur Erzeugung des Vw-Impulses für den jeweiligen Nebeneingang vorgesehene Schaltstufe 6 stellt eine grundsätzlich an sich bekannte und mit der Ausgangsstufe 3 hinsichtlich ihres allgemeinen Aufbaus sowie ihrer Wirkungsweise vergleichbare schnelle Inverterschaltung dar, auf die hier nicht näher eingegangen zu werden braucht Für den Betrieb der Gesamtschaltung braucht deshalb nur ein einziger extern zugeführter Eingangsimpuls, in diesem Fall V_1n vorgesehen zu werden.

Die in der Verzögerungsstufe 2 vorgesehene vorteilhafte Ergänzung in Form des zusätzlichen Feldeffekttransistor.; T20' ist insbesondere bei der Realisierung kürzerer Vo-Impulszeiten vorteilhaft. Γ20' dient in diesem Fall zur Unterstützung von T20 beim Auf- und Entladen des Gates von 721. Wäre Γ20 allein vorhanden, so müßte er zur Erzeugung der Gate-Vorspannung VH — VT während der Vo-Impulsphase niederohmiger sein als während der Einkopplungsphase von Vm. Daher ist bei dem Ausführungsbeispiel nach Fig.4 ein zusätzlicher Feldeffekttransistor Γ20' zur Aufladung neben dem nun hochohmiger auslegbaren T20 zur Entladung des Gates von T2\ vorgesehen.

Soweit N-Kanal Feldeffekttransistoren angenommen sind, können gleichermaßen bei entsprechender Anpassung der Spannungspolaritäten dazu komplementäre Transistoren verwendet werden. Soweit ferner die Beg.iffe Auf- und Entladen benutzt sind, kann einem Entladen durchaus ein Aufladen z. B. auf negative Spannungswerte entsprechen. Die in der Beschreibung der Ausführungsbeispiele erwähnten Kapazitäten können ferner den Bauelementen eigene, verteilte ode : auch diskrete Kondensatoren bzw. Mischformen daraus sein. In gleicher Weise sind auch die Zeit-, Spannungsund Bauelementangaben lediglich als beispielshafte Werte anzusehen.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

Claims (8)

Patentansprüche:

1. Treiberschaltung mit Feldeffekttransistoren enthaltend zwei gegenphasig angesteuerte Vorstufen als Übertragung«- bzw. Verzögerungsstufe, deren Ausgänge mit einer Bootsirap-Gegentaktausgangsstufe gekoppelt sind, wobei die Verzögerungsstufe als Gegentaktstufe mit einem Treibertransistor und einem dazu in Reihe liegenden Lasttransistor aufgebaut ist, deren gemeinsamer Verbindungspunkt den Ausgang dieser Stufe darstellt, dadurch gekennzeichnet, daß der Schaltungseingang (IN) der Verzögerungsstufe (2) mit der Drain des Lasttransistors (T21) verbunden ist, daß vom Schaltungsausgang (Vo) auf das Gate dieses Lasuransistors (T2i) eine Rückkopplungsverbindung (4) besteht, die Schaltungsmittel (T20, T20') zur Impedanzerhöhung der Rückkopplungsverbindung während der Einkopplungsphase des Eingangssignals (Vin) enthält, und daß eine Verbindung (5) zwischen dem Gate des Treibertransistors (T22) der Verzögerungsstufe (2) und dem Ausgang (NI') der Übertragungsstufe (1) und damit dem mit dem Bootstrap-Kondensator (C3) verbundenen Eingang (NI')der Gegentaktausgangsstufe (3) vorgesehen ist

2. Treiberschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß in der Rückkopplungsverbindung vom Schaltungsausgang (Vo) auf das Gate des Lasttransistoib (T2t) der Verzögerungsstufe (2) die Source-Drain-Schaltstreckc eines Feldeffekttransi- jo stors (T7O) angeordnet ist, dessen Gate an einer festen Vorspannung, vorzugsweise an der Versorgungsspannung (VH), liegt

3. Treiberschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß mit dem Gate des j^r> Lasttransistors (T2\) der Ver..ögerungsstufe (2) ein weiterer Feldeffekttransistor (T20¹) verbunden ist, dessen Gate mit dem Schaltungsausgang (Vo) und dessen verbleibender Anschluß an einer festen Spannung, voi-zugsweise der Versorgungsspannung (VH), liegt

4. Treiberschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch eine erhöhte zwischen Drain und Gate des Lasttransistors (T2\) der Verzögerungsstufe (2) wirksame Kapazität(C2).

5. Treiberschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß beide äußeren Anschlüsse der Reihenschaltung des Treiber- und Lasttransistors (T22, TU) in der Verzögerungsstufe (2) mit dem Schaltungseingang -,0 (Vin)gekoppelt sind.

6. Treiberschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das gegenphasige Eingangssignal (Vm) für die Ansteuerung der jeweils anderen Vorstufe, insbesondere der Übertragungsstufe (1), aus dem einen extern zugeführten Eingangssignal (Vm) mittels einer weiteren Bootstrap-In veiters tufe (6) abgeleitet ist (F ig. 4).

7. Verwendung einer Schaltung nach einem der t>o vorhergehenden Ansprüche als invertierende Treiberschaltung.

8. Verwendung einer Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 6 als nicht-invertierende Treiberschaltung durch Umkehrung der gegenphasigen b^r> Ansteuerung der beiden Vorstufen (1,2).

Die Erfindung betrifft eine Treiberschaltung mit Feldeffekttransistoren entsprechend dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.

An derartige Treiberschaltungen wird üblicherweise die Aufgabe gestellt, zu einem bestimmten Zeitpunkt ohne größeren eigenen Verlustleistungsverbrauch einen relativ hohen Ausgangsstrom bereitzustellen, der zur Llmladung einer im Vergleich zur Eingangskapazität großen Lastkapazität am Ausgang erforderlich ist

Insbesondere bei einer hochintegrierten Digitalschaltung stellt sich immer wieder das Problem, aus einem einzigen von außen zur Verfugung gestellten Taktimpuls eine Reihe weiterer (interner) Impulse zu erzeugen, deren zeitliche Aufeinanderfolge durch die Betriebsweise der Gesamtschaltung vorgeschrieben ist Die dabei an eine einzelne Treiberschaltung zu stellenden Anforderungen bestehen in der Regel darin, einen Impuls bestimmter Form zu liefern, der gegenüber dem vorgegebenen Eingangsimpuls um eine definierte Verzögerungszeit versetzt ist zugleich aber eine kurze Anstiegs- und/oder Abfallzeit aufweist Dabei wird vom Ausgangsimpuls im Gegensatz zur Eingangsimpulsquelle eine hohe Stromtreibfähigkeit verlang, d. h. er muß mit einer.großen Kapazität belastbar sein, die bei monolithisch integrierten.Halbleiterschaltungen, insbesondere FET-Schaltungen, durch die Eingänge der zu treibenden Folgeschaltkreise und deren Zuleitungen gebildet wird.

Treiberschaltungen mit Feldeffekttransistoren sind bereits in vielfältiger Ausführung bekanntgeworden. Als repräsentativ für den Stand der Technik auf diesem Gebiet können beispielsweise die folgenden Literatursteilen gelten: US-Patentschriften 36 31 267, 37 69 528 und 38 98 479 sowie die Veröffentlichungen im IBM Technical Disclosure Bulletin Vol. 14, Nr. 4, September 1971, Seite 1084, Vol. 16, Nr. 1, Juni 1973, Seiten 50/51 und Vol. 18, Nr. 4, September 1975, Seiten 1028/1029.

Als typischer Stand der Technik für den grundsätzlichen Aufbau einer Treiberschaltung, von dem die noch zu beschreibende Erfindung ausgeht, kann die in F i g. 1 gezeigte Schaltung angesehen werden. Der dort ersichtliche grundsätzliche Schaltungsaufbau aus mehreren Te'lschaltkreisen ist z. B. aus der DE-Offenlegungsschrift 25 53 517 (internes Aktenzeichen GE 975 018) mit weiteren Hinweisen bekannt.

Die Aufgabe der Erfindung besteht nun darin, eine mit Feldeffekttransistoren aufgebaute Treiberschaltung der eingangs genannten Art im Hinblick auf eine kürzere Anstiegs- und Abfallzeit des Ausgangsimpulses weiter zu verbessern. Dabei soll die anzugebende Schaltung ohne weiteres monolithisch integrierbar sein. Die Verringerung der Schaltzeiten soll im übrigen nicht mit einem zu großen Schaltungsaufwand erkauft werden müssen.

Die zur Lösung dieser Aufgabe im Rahmen der Erfindung vorgesehenen Maßnahmen sind im Patentanspruch 1 angegeben. Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.

Zusammengefaßt wird eine Treiberschaltung in FET-Technik angegeben, die aus einem einzigen Eingangsimpuls einen hochbelastbaren Taktimpuls mit kurzer Anstiegs- und Abfallzeit erzeugt, wobei relativ zum Eingangsimpuls die ansteigende Flanke um eine einstellbare Verzögerungszeit versetzt, die abfallende Flanke aber nahezu unverzögert ist.

Diese vorteilhafte Impulsform wird durch eine verbesserte Ansteuerung der Bootstrap-Endstufe erreicht. Die beiden Vorstufen, nämlich die Übertraeunes-