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Frequenzband-Teilungsfilter
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Die Erfindung betrifft Frequenzband-Teilfllter, sie bezieht sich
insbesondere auf ein Filter zur Teilung des Frequenzbandes eines Eingangssignals
in bandgeteilte Signale und zum Kombinieren dieser Signale zu einem kombinierten
Signal, wobei das Filter das Eingangssignal in eine Vielzahl von Frequenzbandsignalen
derart teilt, daß sowohl die Frequenz-An budenkennlinie als auch die Frequenz-Gruppenlaufzeit-(group
delay) Kennlinie des resultierenden kombinierten Signals geradlinig ist.
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In Systemen wie z. 3. Hörfrequenz-Lautsprechersystemen werden z.B.
Lautsprecher für niedere, mittlere und hohe Frequenzbänder.(im folgenden als niederes,
mittleres.und hohes Band bezeichnet) benutzt, und ein Hörfrequenzsignal wird in
ein niederes, ein mittleres und ein hohes Band geteilt, wobei Signale der derart
geteilten Bänder. den Lautsprechern für die entsprechenden Bänder zugeführt werden.
Für diese Bandteilung wird ein Frequenzband-Teilfilter oder -Teilungsfilter verwendet.
In diesem Fall hört der Hörer Klänge,- die von der akustischen Kombination im Klangfeld
der von den Lautsprechern für die drei Bänder reproduzierten Klänge herrühren. Ferner
wird ein derartiges System zur Teilung eines Signals in Frequenzbänder, zur Ubertragung
der derart geteilten Frequenzbänder mittels Ubertragungssystemen für die Bänder
und zur anschließenden Addierung und Kombination dieser derart
übertragenen
Signale, um auf diese Weise übertragene-Signale zu erhalten, auch in Begrenzersystemen
oder einem Rauschunterdrückungs- oder -verringerungssystem verwendet.
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In derartigen Fällen ist es wünschenswert, daß die Kennlinien der
nach Teilung des Frequenzbandes, Ubertragung und anschließender Addierung und Kombination
erhaltenen Signale gleich den Kennlinien und Eigenschaften des Signals vor der Frequenzbandteilung
sind.
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Ein Bandteilungsfilter zur Ausführung der genannten Frequenzbandteilung
soll daher eine scharfe oder steile Grenzfrequenzflanke und eine derartige Frequenz-Amplituden-Kennlinie
(im folgenden als ?:plitudenkennliniefl bezeichnet) und eine derartige Frequenz-Gruppenlaufzeitkennlinie
( im folgenden als "Gruppenlaufzeitkennlinie" (group delay characteristic) bezeichnet)
besitzen, das die Amplitudenkennlinie und die Gruppenlaufzeitkennlinie des Signals
nach dem Additions- und dem Kombinationsvorgang flach verlaufen.
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Bei einem typischen bekannten Frequenzband-Teilungsfilter, auf das
beispielshalber in der Zeichnung Bezug genommen wird, sind Jedoch, wenn irgendeine
der genannten Grenzfrequenz-Flankenverläufe, Amplitudenkennlinie und Gruppenlaufzeitkennlinie
den gewUnschten Verlauf besitzen, die anderen Kennlinien schlecht, und es ist kein
derartiges Filter bekannt, bei dem alle diese Kennlinien vollständig zufritdenstellend
sind.
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Aufgabe der Erfindung ist es daher, ein Frequenzband-Teilungsfilter
zu schaffen, welches die oben genannten Nachteile vermeidet und einen steilen Grenzfrequenz-Flankenverlauf
und eine derartige Amplitudenkennlinie und Gruppenlaufzeitkennlinie besitzt, da
Amplitdenkennlinie und Gruppenlaufzeitkennlinie eines durch Teilung und Kombination
erhaltenen Signals einen ebenen oder flachen Verlauf besitzen.
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Aufgabe der Erfindung ist es ferner, ein Frequenzband-Teilungsfilter
mit den gewünschten Kennlinienverläufen anzugeben, welches einen einfachen Schaltkreisaufbau
besitzt und nur Tiefpaßfilter, Verzögerungskreise und einen Substrahierkreis unzaßt.
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Aufgabe dez Erfindung ist es ferner, ein Frequenzband-Teilungsfilter
mit den gewünschten KennlinienverlHufen zu schaffen, das einen einfachen Schaltungsaufbau
aufweist, und bei dem die Anzahl der verwendeten Verzögerungskreise klein ist.
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Aufgabe der Erfindung ist es ferner, ein Frequenzband-Teilungsfilter
zu schaffen, welches einen Verzögerungskreis, ein Tiefpaßfilter und eine einen Koeffizienten
zur Anwendung bringende Operationsschaltung aufweist, die die Ausgangssignale des
Verzögerungskreises und des Tiefpaßfilters mit entsprechenden Koeffizienten mulitpliziert
und dadurch eine Operation auf diese Signale ausübt. Selbst wenn die Amplitudenkennlinie
des Tiefpaßfilters und die Amplitudenkennlinie des Verzögerungskreises im Durchlaßband
des Tiefpaßfilters nicht gleich sind, werden die Amplitudenkennlinien von Signalen,
die durch das Tiefpaßfilter und den Verzögerungskreis hindurchgelaufen sind, in
der Operationsschaltung vereinheitlicht und dadurch .der Operation unterworfen.
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Im folgenden werden Ausführungsbeispiels der Erfindung anhand der
Zeichnung näher erläutert. Es zeigen: Fig. 1A bis 1D und Fig. 1E bis IH Darstellungen
der Amplitudenkenrilinien und Phasenkennlinien eines Hochpaßfilters bzw. eines Tiefpaßfilters
des allgemeinen Typs; Fi. 2 eine Darstellung der Amplitudenkennlinie und der Phasenkennlinie
eines Beispiels eines bekannten Frequenzband-Teilungsfilters;
Fig.
3 ein schematisches Blockschaltbild, welches den allgemeinen Aufbau einer ersten
Ausführungsform des erfindungsgemäßen Frequenzband-Teilungsfilters zeigt; Fig. 4
eine Darstellunge der Amplitudenkannlinie und der Phasenkennlinie eines Verzögerungskreises'
welches bei dem erfindungsgemäßen Filter verwendet wird; Fig. 5 eine Darstellung
einer Amplitudenkennlinie des Ausgangssignals des in Fig. 3 dargestellten erfindungsgemässen
Filters; Fit. 6 ein schematisches Blockschaltbild, welches den allgemeinen Aufbau
einer zweiten Ausführungsform des erfindungsgemäßen Frequenzband-Teilungsiilters
zeigt; Fig. 7A bis 7F schematische Blockschaltbilder eines äquivalenten Blockaufbaus
der Blockschaltung nach Fig. 6; Fig. 8 ein schematisches Blockschaltbild, welches
den allgemeinen Aufbau einer dritten Ausführungsform des erfindungsgemäßen Frequenzband-Teilungsfilters
darstellt; Fig. 9 ein schematisches Blockschaltbild, welches den allgemeinen Aufbau
einer vierten Ausführungsform des erfindungsgemäßen Frequenzband-Teilungsfilters
darstellt; Fig. 10A, 10B und 10C schematische Blockschaltbilder von äquivalenten
Blockanordnungen für das Blockschaltbild gemäß Fig.9; und Fig. 11, 12 und 13 schematische
Blockschaltbilder, die den allgemeinen Aufbau einer fünften, sechsten bzw. siebten
Ausführungsform des erfindungsgemäßen Frequenzband-Teilungsfilters darstellen.
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Fig. 14 ein schematisches Blockschaltbild, welches den allgemeinen
Aufbau einer achten Ausführungsform des erfindungsgemäßen Frequenzband-Teilungsfilters
darstellt; Fi. 15 eine Darstellung der Amplituden- und der Phasenkennlinien des
Verzögerungskreises, des Tiefpaßfilters und der Phasenversehiabungsschaltung gemäß
dem Blockschaltbild nach Fig. 14; Fig. 16 eine Darstellung der Amplitudenkennlinien
der in den Fig. 3 und 14 dargestellten Frequenzband-Teilungsfilter; Fig. 17 und
18 schematische Blockschaltbilder, die den allgemeinen Aufbau einer neunten und
einer zehnten AusfUhrungsform des erfindungsgemäßen Frequenzband-Teilungsfilters
darstellen; Fig. 19 ein schematisches Blockschaltbild, welches den allgemeinen Aufbau
einer elften Ausführungsform des erfindungsgemäßen Frequenzbind-Teilungsfilters
darstellt; Fig. 20A und 20B Schaltbilder, die spezielle Beispiele der Schaltungsanordnung
der den Koeffizienten zur Anwendung bringenden Operationsschaltung im Filter gemäß
Fig. 19 darstellen; und Fig. 21 bis 25 schematische Blockschaltbilder, die den allgemeinen
Aufbau einer zwölften, dreizehnten, vierzehnten, fünfzehnten und sechzehnten Ausführungsform
des erfindungsgemäßen Frequenzband-Teilungsfilters darstellen.
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In folgender Tabelle sind Beispiele von Kombinationen der Ubertragungskennlinien
eines Hochpaßfilters und eines Tiefpaßfilters einer derartigen allgemeinen Kennlinienform
dargestellt, bei der ein durch Kombination von durch die Filter hindurchlaufenden
Signale erhaltenes Signal eine
ebene oder flache Amplitudenkennlinie
besitzt, dargestellt ist ferner die Übertragungskennlinie des kombinierten Signals.
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Tabelle
Tiefpassfilter- Hochpassfilter- nach Kombinierung |
Seite Seite gleiche Hochpassfilter- |
Polarität Seite |
umgekebrte |
6 dB/Okt #### #### 1 #### Polarität |
Kennlinie a e f |
12dB/OKt ####### ####### |
Kennlinie b |
18dB/Okt ################# ################# ########## #### |
Kennlinie c g f |
24dB/Okt ############### ############## ############ |
Kennlinie d h |
Hierin bedeuten T3 = 1/2@fc, wobei fc die Schnittfrequenz oder
Kreuzungsfrequenz der Hochpass- und Tiefpassfilter ist.
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Die den in den "Kennlinien"-Feldern der obigen Tabelle dargestsllten
Bzugsbuchstaben a bis h entsprechen Kennlinien, die in den Figuren 1A bis IH dargestellt
sind. In den Figuren 1A bis 1D kennzeichnen die Kurven 1H bzw. 1L die Amplitudenkennlinien
des Hochpass- bzw. des Tiefpassfilters, während die Kurven IIEI uzld IIL die Phasenkennlinien
des Hochpass-bzw. des Tiefpassfilters kennzeichnen. In den Figuren 1E bis 1H kennzeichnet
die gerade Linie I die Amplitudenkennlinie eines Signals, welches durch Kombination
der durch die Filter hindurchgelaufenen Signale erhalten wird, während die Linie
II die Phasenkennlinie des kombinierten Signals angibt. In jeder dieser Figuren
gibt die Abszisse die Frequenz in Vielfachen der Scbnittfrequenz oder Kreuzungsfrequenz
fc an, wobei fc als Wert 1 (Einheit) genommen wird, und die linksseitige bzw. rechtsseitige
Ordinate gibt die Amplitude bzw. die Phase an.
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Wenn dann die Signale, die durch Hochpass- und Tiefpassfilter mit
einer Kennlinie, z.B. nach Fig. 1A gelaufen sind, mit derselben Polarität kombiniert
werden, sind die Amplitudenkennlinie und die Phasenicennlinie des resultierenden
kombinierten Signals, das dem Eingangssignal entspricht, so eben, wie in Fig. 1A
dargestellt. Es wird daher durch eine Kaskaden- oder Serienschaltung von Hochpass-
und Tiefpassfiltern mit Kennlinien gemäß Fig. 1A ein Frequenzband-Teilungsfilter
mit ebener Kuppenlaufzeit-Kennlinie erhalten. Wie jedoch aus den Kurven IH und IL
in in Fig. 1A erkennbar ist, steigen die Grenzfrequenz-Frequenzflanken der beiden
Filter allmählich an und sind schlecht, und sind daher nicht praktisch verwendbar.
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Werden Filter mit steiler Grenzfrequenz-Flankensteilheit verwendet,
wie in den Figuren 1B, 1C und 1D darqestellt ist, so nehmen die Phasenkennlinien
der kombinierten Signale den in den Figuren 1F, 1G und 1H dargestellten Verlauf
an, und die Gruppenlaufzeit-Kennlinien sind nicht eben oder flach.
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Durch Verwendung bekannter Hochpass- oder Tiefpassfilter läßt sich
daher kein Frequenzband-Tailungsfilter mit steiler Grenzfrequenz-Flanke verwirklichen,
das darüberhinaus noch eine ebene Amplitudenkennlinie und Phasenkennlinie des kombinierten
Signals aufweist.
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Unter den bekannten Frequenzband-Teilungsfiltern befindet sich eines,
bei den ein Hochpassfilter oder ein Tiefpassfilter und eine Subtrahierschaltung
verwendet wird, um die Differenz zwischen Eingangssignal und Ausgangssignal dieses
Filters zu erhalten. Da die Phasenkennlinie des genannten Hochpaß oder Tiefpassfilters
jedoch nicht eben ist, wird eine Subtraktion von Signalen verschiedener Phasen in
der Subtraktionsschaltung durchgeführt. Als Folge ist insbesondere, wie in Fig.
2 dargestellt ist, eine große Spitze, insbesondere in der Amplitudenkennlinie IH
des Hochpass-Filtervorgangs vorhanden, und es sind andere Problem, wie eine allnählich
ansteigende Grenzfrequenz-Flanke ebenso existent. Das in Fig. 2 dargestellte Kennlinienbeispiel
entspricht demjenigen Fall, bei dem ein Butterworth-Filter als das genannte Tiefpassfilter
mit einer Grenzfrequenz-Flanke von 12dB/Okt verwendet wird.
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Gemäß der Erfindung wird daher ein Frequenzband-Teilung-R-filter
angegeben, welches eine steile Grenzfrequenz-Flanke aufweist, und bei dem ein kombiniertes
Signal mit ebener Amplituden- und Phasenkennlinien erhalten werden kann. Die Erfindung
wird nun unter Bezugnahme auf bevorzugte Ausführungsformen beschrieben, wobei auf
die Fig. 3 und die weiteren Figuren Bezug genommen wird.
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In einer ersten Ausführungsform des erfindungsgemäßen Frequenzband-Teilungsfilters
gemäß Fig. 3 wird ein an einen Eingangsanschluß 10 angelegtes Hörfrequenzsignal
einem Verzögerangskreis 11 und einem Tiefpassfilter 12 zugeführt. Als Ergebnis dar
Filterung durch das Tiefpassfilter 12 wird ein Signal mit einem spezifischen Frequenzband
erzeugt, das einerseits als Cifl Ausgangssignal mit tiefem Frequenzband am Ausgangsanschluß
13 abgegeben wird. Dieses Signal wird andererseits einem Inerter 14 zugeführt, der
die Phase des Signals umkehrt, und es wird dann einem Addierer 15 zugeführt.
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Das durch den Verzögerungskreis 11 eine bestimmte Zeit verzögerte
Signal wird dem Addierer 15 zugeführt und dort den Tiefbandsi;gnal hinzuaddiert,
dessen Phase invertiert ist.
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Als Ergebnis wird ein Hochbandsignal als Ausgang am Addierer 15 erzeugt
und am Ausgangsanschluß 16 herausgeführt.
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Die Übertragungsfunktion LP des Tiefpassfilters 12 betrage z.B. LP
= 1(1+Ts)², dieses Filter stellt ein Tiefpacsfilter mit einer relativ guten Grenzfrequenzflanke
dar, ;zie aus der obigen Tabelle und Fig. 13 ersichtlich ist.
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Die Amplituden- und die Phasenkennlinie des Verzögerungskreises 11
sollen im wesentlichen gleich den Amplituden- und Phasenkennlinien des Durchlaßbandes
des Tiefpassfilters 12 sein, wie durch die Linien I und II in Fig. 4 angegeben ist.
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Wie aus Fig. 13 ersichtlich, ändert sich die Phasenkennlinie im ebenen
Durchlaßband der Amplitudenkennlinie des Tiefpassfilters 12 linear. Die Gruppenlaufzeitkennlinie
(die durch Differentiation der Phasenkennlinie nach der Frequenz gewonnen wird)
kann in diesem Frequenzband als eben betrachtet werden. Einerseits ist die Gruppenlaufzeitkennlinie
des Verzögerungskreises 11 eben, und die Phasenkennlinie wird-ausgedrückt durch
#=2X#f, wobei die Verzögerungszeit und f die Frequenz darstellt. Durch geeignete
Wahl der Verzögerungszeit
# kann die Kennlinie des Verzögerungskreises
11 im wzzentlichen gleich der Phasenkennlinie des Tiefpassfilters 12 gesetzt werden.
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Di.e Asplituden- und die Gruppenlaufzeitkennlinie eines Signals,
welches durch Kombination der Tiefband- und der Hochbandausgangssignale gewonnen
wird, die an den Ausgangsanschlüssen 13 und 16 der Fig. 3 abgegeben werden, wird
nun betrachtet.
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In Fig. 3 ist die Kennlinie des am Ausgangsanschluß 13 abnehmbaren
Signals mit LP, und die Kennlinie des vom Inverter 14 abgegebenen Signals mit -LP
bezeichnet. Das Signal mit einer Kennlinie D, das durch den Verzögerungskreis 10
hindurchgelaufen ist, und das Signal mit der Kennlinie -LP werden im Addierer 15
addiert, und es wird am Ausgangsanschluß 16 ein Signal mit der resultierenden Kennlinie
(D-LP) abgegeben.Wenn das Signal mit der Kennlinie LP am Ausgang 13 und das Signal
mit der Kennlinie (D-LP) am Ausgangssignal 16 kombiniert werden, lautet die Kennlinie
des kombinierten SignalsLP+(D-LP) = D. Die Kennlinie des kombinierten Signals wird
daher nur durch die Kennlinie D des Verzögerungskreises 11 gegeben, dessen Amplitudenkennlinie
und Gruppenlaufzeitkennlinie beide eben sind und mit der Kennlinie LP des Tiefpassfilters
12 nicht in Zusammenhang stehen. Unabhängig von der Kennlinie des Tiefpassfilters,
welches für das Filter 12 Verwendung findet, wird daher ein kombiniertes Signal
erhalten, dessen Amplituden- und Gruppenlaufzeitkennlinie beide eben sind.
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Im Addierer 15 wird ferner die Subtraktion des Signals mit der Kennlinie
D und des Signals mit der Kennlinie LP mit im wesentlichen derselben gegenseitigen
Phase ausgeführt.
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Die Subtraktion wird daher mit einer größeren Genauigkeit als im Falle
ein.er Subtraktion zwischen Signalen unterschied -licher Phase durchgeführt, wie
dies im Beispiel, das den Stand der Technik betrifft, der Fall ist. Aus diesem Grund
sind die Amplitudenkennlinien der Ausgangssignale, die an den Ausgangsanschlüssen
13 und 16 erhalten werden, durch die Kurven IIIL und IIIH in Fig. 5 gegeben. Wie
aus einem Vergleich
mit den Kennlinien eines bekannten Frequenzband-Teilungsfilters
ersichtlich ist, die als gebrochen dargestellte Kurven IL und IH in Fig. 5 eingezeichnet
sind, ist die Grenzfrequenzflanke der Amplitudenkennlinie insbesondere des Hochbandsignals
am Anschluß 16 wesentlich steiler, und es erzeugt darüberhinaus keine Spitze.
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Der Verzögerungskreis 11 eines praktischen Beispiels eines Frequenzbend-Teilungsfilters,
das als Ausgang ein Signal mit den.voll ausgezogenen Kennlinien IIIL und IIIH in
Fig. 5 erzeugt, ist so bemessen, daß eine Verstärkung mit dem ,Yert 1 (Ei;Sheit)
und eine Verzögerungszeit # von O,35/fc = 0,7<T(sec.) besitzt.
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In einer zweiten Ausführungsform des erfindungsgemäßen Frequenzband-Teilungsfilters,
die in Fig. 6 dargestellt ist, wird ein Hörfrequenzsignal einem Eingangsanschluß
20 zugeführt und von dort einem Verzögerungskreis 21-1 und einem Tiefpassfilter
22-1 zugeleitet. Das resultierende Tiefbandsignal, welches durch das Tiefpassfilter22-1
herausgefiltert wurde, läuft andererseits durch Verzögerungskreise 21-2a und 21-3a
und wird als Tiefband-Ausgangssignal am Ausgangsanschluß 23 herausgeführt. Das Ausgangss
ignal des Tiefpassfilters 22-1 wird andererseits mit invertierter Phase einem Addierer
24-1 zugeführt.
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Das Signal, das durch den Verzögerungskreis 21-1 eine bestimmte Zeit
verzögert wurde, wird dem Addierer 24-1 zugeführt und dort mit dem phaseninvertierten
Signal vom Tiefpassfilter 22-1 addiert. Das resultierende Ausgangssignal des Addierers
24-1 wird einem Verzögerungskreis 21-2b und einem Tiefpassfilter 22-2 zugeführt.
Das durch das Tiefpassfilter 22-2 gefilterte Signal ist ein Signal mit mittlerem
Tiefband, welches durch einen Verzögerungskreis 21-3b geleitet wird und als ein
mittleres Tiefband-Ausgangssignal am Ausgangsanschluß 25 herausgeführt wird.
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Das Ausgangssignal des Tiefpassfilters 22-2 wird phaseninvertiert
und einem Addierer 24-2 zugeführt, wo es dem Signal vom Verzögerungskreis 2-1-2b
hinzuaddiert wird. Das Ausgangssignal des Addierers 24-2 wird einem Verzögerungskreis
21-3c und einem Tiefpaßfilter 22-3 zugeführt. Das gefilterte Ausgangssignal des
Tiefpassfilters 22-3 ist ein mittleres Hochbandsignal (Signal mit mittelhohem Frequenzband),
das andererseits als ein mittleres Hochband-Signal am Ausgangsanschluß 26 abnehmbar
ist. Das Ausgangssignal des Tiefpassfilters 22-3 wird andererseits phaseninvertiert
und einem Addierer 24-3 zugeführt und dort dem Signal vom Verzögerungskreis 21-3c
hinzuaddiert. Das Ausgangssignal des Addierers 24-3 wird als Hochband-Ausgangssignal
am Ausgangsanschluß 27 herausgeführt.
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Von den die Blöcke der Verzögerungskreise und der Tiefpassfilter
in Fig, 6 kennzeichnenden Bezugszeichen stellen die mit der selben mit einem Bindestrich
angehängten Zahl versehenen Bezugszeichen eine Gruppe dar, die ein Frequenzband-Teilungsfilter
zur Teilung in zwei Bänder darstellt, in der die kombinierten Anplitudsn- und Gruppenlaufzeitkennlinien
beide eben sind.
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Die Kennlinien der Tiefpassfiltvr 22-1, 22-2 und 22-3 sind mit LP1,
LP2 bzw. LP3 bezeichnet, und deren Grenzfrequenz-Flanken sind steil. Die Kennlinien
des Verzögerungskreises 21-1 der Verzögerungskreise 21-2a und 21-2b und der Verzögerungskreise
21-3a, 21-3b und 21-3c werden zu Dl, D2 und D3 gewählt, und die Amplitudenkennlinien
und Phasenkennlinien dieser Kennlinien werden derart gesetzt, daß sie im wesentlichen
gleich den Amplitudenkennlinien und Phasenkennlinien des Durchlaßbandes der Tiefpassfilter
mit den gleichen angehängten Bezugszahlen sind, sie sind dabei derart festgelegt,
daß sie ebene Gruppenlaufzeitkennlinien besitzen.
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Es werden nun die Amplitudenkennlinie und die Gruppenlaufzeitkennlinie
eines Signals beschrieben, welches durch Kombination des Tiefband-, mittlerenTiefband-,
mittleren Hochband-, und Hochbandsignals der Ausgangsanschlüsse 23, 25, 26 und 27
erhalten wird.
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Ei.n dem Blockschaltbild der Fig. 6 aquivalentes Blockschaltbild
ist in Fig. 7A gezeigt. In Fig. 7A besitzt ein Hochpass-Filter 30-1 eine Kennlinie(D1-LP1),
die das Ergebnis einer Addition der Kennlinie -LP1, die durch Phaseninvertierung
der Kennlinie des Tiefpass-Filters 22-1 erhalten wird, mit der Kennlinie D1 des
Verzögerungskreises 21-1 ist. Ein weiteres Hochpass-Filter30-2 besitzt eine Kennlinie
(D2 - LP2), die ein Ergebnis der Addition der Kennlinie - LP2, die von der Phaseninvertierung
der Kennlinie des Tiefpassfilters 22-2 herrührt, und der Kennlinie D2 des Verzögerungskreises
21-2 ist. Ein weiteres. Hochpassfilter 30-3 besitzt eine Kennlinie (D3 - LP3), die
das Ergebnis der Addition einer Kennlinie LP3, welche durch Phaseninvertierung der
Kennlinie des Tiefpassfilters 22-3 gewonnen wird, und der KennlinieD3 des Verzögerungskreises
21-3 ist. Die Ausgänge des Hochpassfilters 30-3, des Tiefpassfilters 22-3 und der
Verzögerungskreise 21-3a und 21-3b werden in einem Addierer 31 addiert und kombiniert,
und das resultierende kombinierte Signal wird am AusgangsanschluP> 32 abgegeben.
Das auf diese Weise am Ausgangsanschluß 32 erhaltene Signal ist dem Signal equivalent,
welches durch Kombination der Ausgangs signale der Ausgangsanschlüsse 23, 25, 26
und 27 in Fig. 6 erhalten wird.
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In Fig. 7A ergibt sich als Resultat D3, die Kennlinie des Verzögerungskreises
21-3, wenn die Kennlinie (D3 - LP3) des Hochpassfilters 30-3 und die Kennlinie LP3
des Tiefpassfilters 22-3 addiert werden.
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In Fig. 7B können die drei Verzögerungskreise 21-3 in einen einzigen
Verzögerungskreis 21-3 als ein gemeinsamer Verzögerungskreis zusammengefaßt werden,
und die Blockschaltung der Fig. 73 kann in equivalenter Form gemäß Fig. 7C dargestellt
xterdsn. Fig. 7C gibt sich als Summe-die Größe D2, die die Kennlinie des Verzögerungskreises
21-2 darstellt, wenn die Kennlinie (D2 - LP2) des Hochpassfilters 30-2 und die Kennlinie
LP2 des Tiefpassfilters 22-2 addiert werden.
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Folglich kann das Blockschaltbild der Fig. 7C equivalent gemaß Fig.
7D dargestellt werden. Hierin lassen sich die Verzögerungskreise 21-2 als gemeinsamer
Verzögerungskreis darstellen, und das Blockschaltbild der Fig. 7D kann daher equivalent
gemäß Fig.7E angegeben werden.
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Wenn die Kennlinie (D1 - LPI) des Hochpassfilters 30-1 und die Kennlinie
LPI des Tiefpassfilters 22-1 addiert werden, ergibt sich die Kennlinie D1 des Verzögerungskreises
21-1.
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Folglich läßt sich die Blockschaltung der Fig. 7E equivalent gemäß
Fig. 7F angeben.
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Das ' kombinierte Signal der Ausgangssignale des Blockschaltbilds
der Fig. 6 ist daher einem Signal equivalent, welches durch das Blockschaltbild
der Fig. 7F hindurchgelaufen ist, d.h. durch eine Kaskadeschaltung von Verzögerungskreisen
mit verschiedener Amplituden- und Gruppenlaufzeitkennlinie. Es lassen sich folglich
Tiefpassfilter mit steiler Grenzfrequenzflanke als Tiefpassfilter 22-1, 22-2 und
22-3 verwenden. Darüberhinaus läßt sich durch Kombination aller Ausgangssignale
ein kombiniertes Signal erhaB2n, dessen Amplitude- und Gruppenlaufzeitkennlinie
beide eben verlaufen.
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Die oben geschilderten Zusammenhänge und Ergebnisse lassen sich analytisch
folgendermaßen durch Berechnung betrachten. In Fig. 6 lautet die Ubertragungskennlinie
oder Ubertragunsfunktion H vom Eingangsanschluß 20 zum Ausgangs anschluß 27 folgendermaßen:
H
= (D1 - LPI) (D2 - LP2) (D3 - LP3) (1) Die Übertragungsfunktion HM vom Eingangsanschluß
20 zum Ausgangsanschluß 25 lautet folgendermaßen: = (D1 - LP1) ' (D2 - LP2) . LP3
............. (2) Die Übertragungsfunktion LYI vom Eingangsanschluß 20 zum Ausgangsansschluß
25 lautet folgendermaßen: LM = (D1 - LP1) . LP2 . D3 ............................(3)
Die Übertragungsfunktion L vom.Eingangsanschluß 20 zum Ausgangsanschluß 23 lautet
folgendermaßen: L = LP1. D2' D3 ......................................(4) Wenn dann
die Gleichungen (1) und (2) addiert werden, ergibt sich folgende Gleichung: H +
HM = (D1 - LP1) . (D2 - LP2) . D3 = (D1 - LP1) (D2.D3 = LP2.D3) ...........................(5)
Wenn Gleichungen (3) und (5) addiert werden, ergibt sich folgende Gleichung: H +
HM + LM = (D1 - LP1) D2 t D3 = D1. D2 . D3 = LP1. D2. D3 .....................(6)
Wenn Gleichungen (6) und (4) addiert werden, ergibt sich folgende Gleichung: H +
HM+ LM + L = D1 D2 D3 .................... .. (7)
Wie also oben
in Vrbiridung mit den equivalenten Schaltungen beschrieben, werden die Kennlinien
des kombinierten Signals gleich ar Amplituden- und der Gruppenlaufzeitkennlinien
einer Schaltung, welche dia Verzögerungskreise 21-1, 21-2 und 21-3 in Kaskadeschaltung
enthält.
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Eine dritte Ausführungsform des erfindungsgemäßen Frequenzband-Teilungsfilter
wird unter Bezugnahme auf Fig. 8 beschrieben, die ein Blockschaltbild dieser Ausfuhrungsform
zeigt. In Fig. 8 sind diejenigen Teile, die den Teilen der Fig. 6 entsprechen, mit
gleichen Bezugszeichen versehen.Eine Beschreibung dieser Teile wird nicht wiederholt.
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Ein Teil eines Eingangssignals, welches an den Eingangsanschluß 20
angelegt wird, läuft durch die Tiefpassfilter 22-3, 22-2 und 22-1, um die Gestalt
eines Tiefbandsignals anzunehasn, welches am Ausgangsanschluß 23 abnehmbar ist.
Das Ausgangssignal des Tiefpassfilters 22-2, welches durch den Verzögerungskreis
21-1a hindurchgeleitet wurde, und ein aus der Phasenumkehr des Ausgangs des Tiefpassfilters
22-1 resultierendes Signal werden im Addierer 24-1 addiert, und das resultierende
mittlere Tiefbandsignal wird an Ausgang 25 herausgeführt. Das Ausgangssignal des
Tiefpassfilters 22-3, welches durch den Verzogerungskreis 21-2a hindurchgelaufen
ist, und ein durch Phasenumkehr des Ausgangs des Tiefpassfilters 22-2 erhaltenes
Signal werden im Addierer 24-2 addiert. Das mittlere Hochbandausgangssignal des
Addierers 24-2 durchläuft den Verzögerungskreis 21-1b und wird durch den Ausgangsanschluß
26 herausgeführt. Ein Signal vom Eingangsanschluß 20, welches den Verzögerungskreis
21-3 durchlaufen hat, und ein durch Phasenumkehr des Ausgangssignals des Tiefpassfilters
22-3 herrührendes Signal werden im Addierer 24-3 addiert. Das resultierende Hochband-Ausgangssignal
des Addierers 24-3 durchläuft den Verzögerungskreis 21-2b und 21-1c und wird am
Ausgangsanschluß 27 abgegeben.
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Die ers-ninschte Gestalt der Kennlinien der vorliegenden Ausführungsform
dar Erfindung, die derjenigen der vorausgegangenen Ausführungsform ähnlich ist,
wird nicht näher erläutert, da sie aus dem Verständnis der vorausgegangenen Ausführungsform
leicht erschlossen werden kann.
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In Fig. 9 ist eine vierte Ausführungsform der Erfindung in Form eines
Blokschaltblds dargestellt. Diejenigen Teile der Fig. 9, die Teilen der Fig. 6 entsprechen,
sind mit gleichen Bezugszeichen versehen. Eine Beschreibung derartiger Teile wird
nicht vorgenommen. Ein Eingangssignal, welches am Eingangsanschluß 20 anliegt, läuft
einerseits durch das Tiefpassfilter 22-2, den Verzögerungskreis 21-3a und das Tiefpassfilter
22-1, das resultierende Tiefbandsignal wird dann am Ausgangsanschluß 23 herausgeführt.
Das Signal vom Tiefpassfilter 22-2 und dem Verzögerungskreis 21-3a, das durch den
Verzögerungskreis 21-1 hindurchgelaufen ist, und das Phaseninvertierte Ausgangssignal
des Tiefpassfilters 22-1 werden im Addierer 24-1 addiert, und das rasultierende
mittlere Tiefbandsignal wird am Ausgangsanschluß 25 abgenommen. Das Eingangs signal
vom Eingangsanschluß 20, das andererseits durch den Verzögerungskreis 21-2 hindurchgelaufen
ist, und das phaseninvertierte Ausgangssignal des Tiefpassfilters 22-2 werden im
Addierer 24-2 addiert. Das resultierende Ausgangssignal des Addierers 24-2 wird
andererseits durch den Verzögerungskreis 21-1 und das Tiefpassfilter 22-3 geführt
und steht als. mit leres Hochbandsignal am Ausgangsanschluß 26 zur Verfügung.
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Das Signal vom Addierer 24-2 und dem Verzögerungskreis 21-1, welches
durch den Verzögerungskreis 21-3c gelaufen ist, und das phaseninvertierte Ausgangssignal
des Tiefpassfilters 22-3 werden im Addierer 24-3 addiert, das resultierende Hochbandsignal
steht am Ausgang 27 zur Verfügung.
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Die Amplitude- und Gruppenlaufzeitkennlinie des durch Kombination
der Ausgangssignale der Ausgangsanschlüsse 23, 25, 26 und 27 erhaltenen Signals
wird nun beschrieben. Wie schon in Verbindung mit Fig. 7A bis 7F beschrieben wurde,
besitzt die Kennlinie nach der Kombination des Frequenzbandteilungsfilters zur Teilung
in zwei Bänder, wobei-das Tiefpassfilter 22-3 und der uerzögcrungskreis 21-3c vorgesehen
ist, die Gestalt Di, und die Kennlinie besitzt nach dem Kombinationsschritt des
Frequenzband-Teilungsfilters in zwei Bänder, der das Tiefpassfilter 22-1 und den
Verzögerungskreis 21-1 enthält, die Gestalt D3. Folglich wird das kombinierte Signal
der Ausgangs signale der in Fig. 9 gezeigten Blockschaltung dem Ausgangssignal der
in Fig. IOA dargestellten Blockschaltung equivalent. Da der Verzögerungskreis 21-1
und 21-3 gemeinsam benutztwerden, Fig. ?OA, wenn sie nach dem Addieren angeordnet
sind, wird das Blockschaltbild der Fig.
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IOA dem Schaltbild der Fig. 1OB equivalent. Ferner besitzt die Kennlinie
nach Kombination des Frequenzband-Teilungsfilter zur Teilung in zwei Bänder, das
das Tiefpassfilter 22-2 und den Verzögerungskreis 21-2 enthält, die Gestalt D2.
Folglich wird das Blockschaltbild der Fig. lOB mit dem Blockschaltbild der Fig.
10C equivalent. Es sei bemerkt, daß daß Blockschaltbild der Fig. 10C equivalent
gleich dem Blockschaltbild der Fig. 7F ist. Die Amplitude- und die Gruppenlaufzeitkennlinie
sind daher nach dem Kombinationsschritt beide eben.
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Eine fünfte Ausführungsform des erfindungsgemäßen Frequenzband-Teilungsfilters
ist in Fig. 11 dargestellt, in der ein an den Eingangsanschluß 40 angelegtes Signal
einem Verzögerungskreis 41-1 und einem Tiefpassfilter 42-2 zugeführt wird. Das resultierende
Tiefbandsignal, welches durch das Tiefpassfilter 42-1 erhalten wird, wird am Ausgangsanschluß
44a abgenommen. Das Ausgangssignal des Verzögerungskreises 41-1 wird andererseits
durch ein Tiefpassfilter 42-2 dem nicht invertierenden Eingangs anschluß eines Operationskreises
43-1
und dem invertierenden Eingang eines Operationskreises 43-2 zugeführt. Der Ausgang
des Tiefpassfilters 42-1 wird dem invertierenden Eingangsanschluß des Operationskreises
43-1 zugeführt, wo es vom Ausgangssignal des Tiefpassfilters 42-2 entsprechend subtrahiert
wird. das resultierende Ausgangssignal des Operationskreises 43-1 wird als ein Mittenband-Ausgangssignal
am Ausgangsanschluß 44b zur Verfügung gestellt.
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Das Ausgangssignal des Verzögerungskreises41-1 wird andererseits durch
einen Verzögerungskreis 41-2 geleitet und dem nicht invertierenden Eingangsanschluß
des Operationskreises 43-2 zugeführt. Das Ausgangssignal des Tiefpassfilters 42-2
wird andererseits dem invertierenden Eingangs anschluß des Operationskreises 43-2
zugeführt, wo es vom Ausgangssignal des Verzögerungskreises 41-2 entsprechend subtrahiert
wird.
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Das resultierende Ausgangssignal des Operationskreises 43-2 wird als
Hochbandsignal am Ausgangsanschluß 44c herausgeführt.
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Wenn die Kennlinien der Tiefpassfilter 42-1 und 42-2 mit LD1 und
LP2 , die Kennlinien der Verzögerungskreise 41-1 und 41-2 mit D7 und D2 bezeichnet
werden, so ergeben sich die Ubertragungsfunktionen H, M und L'vom Eingangsanschluß
40 zu den drei Ausgangsanschlüssen 44c, 44b bzw. 44a in folgender Gestalt: H = D12(D2
- LP2) = D1-D2 - D1 LP2 M = D1,LP2 - LPI L = LP1 Die Kennlinie der Kombination der
Ausgangssignale aller drei Ausgangsanschlüsse 44a, 44b und 44c besitzt folgende
Gestalt: H + M + L = D1 D2 - DI-LP2 + D1 LP2 - LP1 + LP1 = D1,D2
Die
kombinierte Kennlinie besitzt daher die gleiche Gestalt wie eine Kaskadenverbindung
der Verzögerungskreise 41-1 und 41-2, sie ist unabhän0ig von der Kennlinie der beiden
Tiefpassfilter. Aus diesem Grund lassen sich Tiefpassfilter mit steiler Grenzfrequenzflanke
verwenden, und es ergibt sich nach dem Kombinationsschritt eine ebene Amplituden-
und Gruppenlaufzeitkennlinie.
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Der Schaltungsaufbau der Hochpass-Seite entspricht in diesem Fall
demjenigen Fall, bei dem der Verzögerungskreis 41-1 in Kaskadenverbindung mit der
Hochpass-Seite des Blockschaltbilds der Fig. 3 verbunden ist. Dadurch, daß die Amplituden-
und Phasenkennlinie des Verzögerungskreises 41-2 im Wesentlichen gleich der Amplituden-
und Phasenkennlinie des Durchlaßbandes des Tiefpassfilters 42-2 gesetzt wird, wird
ein Hochpassfilter mit steiler Grenzfrequenzcharakteristik erhalten. T.lenn der
Verzögerungskreis 41-1 mit ebener Amplitudenkennlinie in Kaskadenanordnung mit dem
Hochpassfilter mit derartigen Eigenschaften verbunden wird, ergibt sich keine Auswirkung
auf die verschiedenen Kennlinien.
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Der Schaltungsaufbau auf der Bandpaßseite entspricht einer Kaskadenverbindung
des Verzögerungskreises 41-1 und des Tiefpaßfilters 42-2, von dem das Tiefpaßfilter
42-1 weggenommen wurde. Dadurch, daß die Amplitude- und Phasenkennlinien der Kaskadenverbindung
des Verzögerungskreises 41-1 und des Tiefpassfilters 42-2 und die Amplitude- und
die Phasenkennlinie des Tiefpassfilters 42-2 gleich gemacht werden, kann der Verlauf
an der Grenzfrequenz der Tiefpass-Seite der Bandpaßkennlinie ähnlich steil wie auf
der Hochpass-Seite im Fall der Teilung in zwei Bänder gemacht werden.
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Andererseits nehmen auf der Hochpaßseite des Bandpasses beide Ausgangssignale
der Tiefpaßfilter 42- 1 und 42-2 ab, und das Ausgnugssignal nimmt daher natürlich
nach Subtraktion auch ab. Wenn daher Tiefpaßfilter mit steilem Verlauf an
der
Grenzfrequenz für die beiden Tiefpaßfilter 42-1 und 42-2 verwendet werden, wird
der Verlauf im Bereich der Grenzfrequenz auf der Hochpaßseite der Bandpasskennlinie
ebenfalls steil.
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Da die Kennlinien auf der Tiefpaßseite die Kennlinien der Tiefpaßfilter
42-1 sind, -wird ein steiler Verlauf an der Grenzfrequenz erreicht.
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Eine sechste Ausführungsform des erfindungsgemäßen Frequenzband-Teilungsfilters
wird nun in Verbindung mit Fig. 12 beschrieben. In Fig. 12 sind diejenigen Teile,
die den in Fig.
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11 dargestellten Teilen entsprechen, mit gleichen Bezugszeichen versehen.
Eine Beschreibung derartiger Teile wird nicht wiederholt. Ein Tiefbandsignal und
ein mittleres Tiefbandsignal werden von den Ausgangsanschlüssen 44a und 44b herausgeführt.
Das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 42-3 wird dem nicht invertierenden Eingang
des Addierers 43-2 zugeführt, und das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 42-2 wird
dem invertierenden Eingang dieses Addierers zugeführt und im Addierer 43-2 subtrahiert,
und das resultierende mittlere Hochband-Ausgangssignal wird am Ausgangsanschluß
44c herausgeführt. Das Ausgangssignal des Verzögerungskreises 41-3 und das Ausgangssignal
des Tiefpaßfilters 42-3 werden dem nicht invertierenden bzw. invertierenden Eingang
eines Addierers 43-3 zugeführt und dort tatsächlich einer Subtraktion unterworfen.
Das resultierende Hochband-Ausgangssignal wird am Ausgangsanschluß 44d herausgeführt.
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Wenn die Kennlinien der Tiefpaßfilter 42-1, 42-2 und 42-3 mit LP1,
LP2 und LP3, und die Kennlinien der Verzögerungskreise 41-1, 41-2 und 41-3 mit Dl,
D2 und D3 bezeichnet werden, lauten die Ubertragungsfunktionen der von dem Eingangsanschluß
40 zu den vier Ausgangsanschlüssen folgendermaßen.
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Die Ubertragungskennlinie vom Eingangsanschluß 40 zum Ausgangsanschluß
44d lautet: D1.D2. (D3-LP3) = D1.D2.D3 - D1.D2.LP3.
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Die Funktion vom Eingangsanschluß 40 zum Ausgangsanschluß 44c lautet:
D1. (D2.LP3 - LP2) - D1.D2.LP3 - D1.LP2.
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Die Funktion vom Eingangsanschluß 40 zum Ausgangsanschluß 44b lautet:
D1.LP2 - LP1.
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Die Funktion vom Eingangsanschluß 40 zum Ausgangsanschluß 44a lautet:
LP1.
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Wenn folglich die Ausgangssignale aller Ausgangsanschlüsse 44a bis
44d addiert werden, ergibt sich folgende:Summe: D1.D2.D3 - D1.D2.LP3 + D1.D2.LP3
- D.LP2 + D1.LP2 - LP1 + LP1 = D1.D2.D3 Dieses Ergebnis gleicht demjenigen einer
Kaskadenverbindung von drei Verzögerungskreisen mit den Kennlinien DI, D2 und D3
und ist mit den Kennlinien der Tiefpassfilter nicht verknüpft. Der Verlauf an der
Grenzfrequenz kann daher steil gewählt werden, und darüberhinaus kann die Amplituden-
und die Gruppenlaufzeitkennlinie eben sein.
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Die Amplitude- und die Phasenkennlinie einer Kaskadenverbindung des
Verzögerungskreises 41-1 und des Tiefpassfilters 42-2 sind im Wesentlichen gleich
den Kennlinien im Durchlaßband des Tiefpaßfilters 42-1. Die Amplitude- und die Phasenkennlinie
einer Kaskadenverbindung des Verzögerungskreises 41-2 und des Tiefpaßfilters 42-3
sind im Wesentlichen gleich denjenigen Lemnlflnien im Dur->hlaBband des Tiefpaßfilters
42-2. Die Amplitude- und die Phasenkennlinie des Verzögerungskreises 41-3 sind im
wesentlichen gleich denjenigen Kennlinien im Durchlaßband des Tiefpaßfilters 42-3.
Die Amplitude- und die Phasenkennlinie einer Kaskadenverbindung aller drei Verzögerungskreise
41-1,41-2 u. 41-3 sind im wesentlichen gleich denjenigen Kennlinien im Durchlaßband
des Tiefpaßfilters 42-1 mit dem schmalsten Durchlaßband.
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Wie folglich aus einem Vergleich der Fig. 6 und 12 ersichtlich ist,
reicht bei der vorliegenden Ausführungsform der Erfindung eine kleinere Anzahl von
Verzögerungskreisen aus als bei der Ausführungsform gemäß Fig. 6. Der Gesamtwert
der Yerzögerwnazeiten der erforderlichen Verzögerungskreise wird durch die Phasenkennlinie
im Durchlaßband des Tiefpaßfilters mit dem schmalsten Durchlaßband bestimmt.
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Dies entspricht der Kennlinie des Verzögerungskreises 21-1 der Fig.
6 und ist bezüglich dem Gesamtwert der Verzögerungszeiten der erforderlichen Verzögerungskreise
wesentlich besser.
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In den Fig. 11 und 12 sind solche Ausführungsformen der Erfindung
dargestellt, bei denen Teilungen in Bänder mit drei Kanälen bzw. vier Kanälen durchgeführt
werden. Im Fall der Teilung in n'Kanäle läßt sich ein Blockschaltbild gemäß der
Fig. 13 verwenden. Der Schaltungsaufbau, der Betrieb und die Kennlinien und andere
Eigenschaften dieses Filters lassen sich aufgrund der anhand der Fig. 11 und 12
beschriebenen Ausführungsformen leicht verstehen, sie sind daher nicht näher beschrieben.
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In jeder der oben geschilderten Ausführungsformen der Erfindung sind
die Grenzfrequenzen der verschiedenen Tiefpassfilter untereinander verschieden,
so daß Signale mit verschiedenen spezifischen Bändern durchgelassen werden. So besitzen
z.B. die Grenzfrequenzen fl, f2 und f3 der Tiefpassfilter 22-1, 22-2 und 22-3 der
Figuren 6, 8 u. 9 folgende Beziehung untereinander: f1<f2<f3. Das Gleiche
gilt für die Ausführungsformen der Erfindung, die in den Fig. 11, 12 und 13 dargestellt
sind.
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Für die Verzögerungskreise im Filter der vorliegenden Erfindung lassen
sich ladungsgekoppelte Schaltungen (CCD) oder sogenannte Backet-Brigade-Schaltungen
(BBD) verwenden, welche Analogspannungen, so wie sie vorkommen, verzögern. Alternativ
lassen sich digitale Schieberegister verwenden. Im Falle, daß diese Schieberegister
verwendet werden, ist es erforderlich, eine Analog/Digitalwandlung (A-D-Wandlung)
der Frontstufe und eine Digital-Analog.Yandlung (D-A-wandlung) der letzten Stufe
durchzuführen. Solange die Gruppenlaufzeitkennlinie eines Schaltkreises in dem verwendeten
Band eben (ungefähr 20 Hz bis 20KHz im Falle eines Hörsignals) ist, kann eine deradiw
Schaltung im wesentlichen als ein Verzögerungskreis betrachtet werden. Aus diesem
Grund kann eine Schaltung mit einer Kombination von Phasenverschiebungskreisen oder
Tiefpassfilter höherer Ordnung mit einer ausreichend hohen Grenzfrequenz als Verzögerungskreise
verwendet werden.
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-In jeder der vorausgehend beschriebenen Ausführungsformen der Erfindung
wurde die Amplitudenkennlinie und die Phasenkennlinie aller Verzögerunskreise im
Durchlaßband des entsprechen; den Tiefpaßfilters als theoretisch gleich bezuglich
der Amplitudenkennlinie und der Phasenkennlinie des Tiefpaßfilters angesehen. In
der Prxis ist es jedoch schwierig, die Amplituden-und Phasenkennlinien der Verzdgerungskreise
genau in Ubereinstimmung mit denjneigen Kennlinien des entsprechenden Tiefpaßfilters
zu
bringen. Dieses Problem ist in den folgenden erfindungsgemäßen Ausführungsformen
gelöst.
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Es ist höchst wünschenswert, daß die Phasenkennlinie des Verzögerungskreises
gleich der Phasenkennlinie des Tiefpassfilters über das gesamte Frequenzband des
Tiefpaßfilters ist. Aus praktischen Gründen lassen sich jedoch zufriedenstellende
Ergebnisse erzielen, wenn die Phasenkennlinie des Verzögerungskreises gleich der
Phasenkennlinie des Tiefpaßfilters in dessen Durchlaßband und in der Nähe seiner
Grenzfrequenz ist (im wesentlichen zusammenfallend mit der Schnitt-oder Kreuzungsfrequenz
als beim Frequenzband-Teilungsfilter).
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Selbst in diesem Fall ist es jedoch schwierig, zu veranlassen, daß
die beiden Phasenkennlinien gleich sind. Dieses Problem wurde erfindungsgemäß in
einer weiteren Ausführungsform gelöst, die untenstehend in Verbindung mit den Fig.
14 bis 18 beschrieben wird.
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In Fig. 14 sind diejenigen Teile, die mit Teilen der Fig. 3 übereinstimmen,
mit gleichen Bezugszeichen versehen, eine genaue Beschreibung derartiger Teile wird
nicht wiederholt.
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Ein Signal eines speziellen Frequenzbandes, das durch das Tiefpaßfilter
12 hindurchgelaufen ist, wird durch einen Phasenverschiebungskreis 50 in der Phase
verschoben. Das derart phasenverschobene Signal wird einerseits als Tiefband-Ausgangssignal
am Ausgangsanschluß 13 herausgeleitet, es wird andererseits über den Inverter 14
dem Addierer 15 zugeführt. BezUglich aller anderen Aspekte ist der Schaltungsaufbau
der in Fig. 14 dargestellten Ausführungsform gleich dem Aufbau der Fig. 3.
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Die Kennlinie LP des Tiefpaßfilters 12 wird zu LP = 1/ (1 + T1s)2
gewählt, wobei T1 = 1ltXfC), mit einer Grenzfrequenz fC von 1 KHz. Die Amplitudenkennlinie
G(LP) und die Phasenkennlinie P(LP) sind durch die Kurven I und II in Fig.
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15 dargestellt, wobei diesgFigur entnommen werden kann, daß das Filter
12 einen relativ guten Verlauf an der Grenzfrequenz
besitzt. Die
kmplitudenkennlinie G(D) und die Phasenkennlinie P(D) und des Verzögerungskreises
11 sind durch eine gerade Linie III und eine Kurve IV in Fig. 15 dargestellt. Die
Verzögerungszeit des Verzögerungskreises 11 beträgt z.B. 350 die Verstärkung beträgt
0 dB.
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Die Kennlinie PS des Phasenverschiebungskreises O wird gewählt zu:
PS = (1 - T2S)2/(1 +t T2s)2 (wobei T2 = T1/2.5, i = 0.3). Die Amplitudenkennlinie
G(PS) und die Phasenkennlinie P(PS) des Phasenverschiebungskreises 50 sind durch
die gerade Linie III bzw. die Kurve V in Fig. 15 dargestellt. Die Kennlinien dieses
Phasenverschiebungskreises 50 sind derart gewählt, daß die Amplitudenkennlinie G(LP
+;-PS), dargestellt durch die Kurve I in Fig. 15, und die PhasenkennlinieP(LP +
PS), dargestellt durch die Kurve VI in Fig. 15, einer durch Kaskadenverbindung des
Tiefpaßfilters 12 und des Phasenverschiebungskreises 50 gebildeten Schaltung im
wesentlichen gleich der Amplitudenkennlinie G(D), als gerade Linie III in Fig. 15
dargestellt, und der Phasenkennlinie P(D), dargestellt in Kurve IV der Fig. 15,
des Verzögerungskreises 11 im Durchlaßband und in der Nähe der Grenzfrequenz (1KHz)
des Tiefpaßfilters 12 sind.
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Wie ein Vergleich der Kurve II in Fig. 15, welche die Phasenkennlinie
P(LP) des Tiefpaßfilters 12 darstellt, mit der Kurve VI ergibt, welche die Phasenkennlinie
P(LP + PS) der aus Kaskadenschaltung des Tiefpaßfilters 12 mit dem Phasenverschiebungskreis
50 gebildeten Schaltung darstellt, ist die Phasenkennlinie dieser Kaskadenschaltung
des Tiefpaßfilters 12 und des Phasenverschiebungskreises 50 der Phasenkennlinie
P(D) des Verzögerungskreises 11, wie durch Kurve IV dargestellt, besser angenähert,
als die Phasenkennlinie lediglich des Tiefpassfilters 12 im Durchlaßband und in
der Nähe der Grenzfrequenz des Tiefpaßfilters 12.
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Selbst wenn die Phasenkennlinie des Tiefpassfilters 12 eine Kennlinie
gemäß der Kurve II ist, ergibt sich durch Kaskadensohaltung mit dem Phasenverschiebungskreis
50 die durch die Kurve VI dargestellte Kennlinie, welche der durch die Kurve IV
dargestellten Kennlinie des Verzögerungskreises 11 besser angenähert t ist. Aus
diesem Grund sind die Ausgangssignale des Verzögerungskreises 11 und des Inverters
14 untereinander im wesentlichen von entgegengesetzter Phase und es wird im Operationskreis
15 eine gute Verarbeitung durchgeführt.
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Die Amplitudenkennlinie des Hochband-Ausgangssignals, welches am
Ausgangsanschluß 16 der Fig. 14 abgegeben wird, nimmt als Ergebnis die durch Kurve
II in Fig. 16 dargestellte Gestalt an. Yiie sich aus einer Vergleich dieser Amplitudenkennlinie,
Kurve II, mit der Amplitudenkennlinie (Kurve IIIH der Fig. 5) des Hochband-Ausgangssignals
des in Fig. 3 dargestellten Schaltkreises ergibt, die in Kurve I dar Fig. 15 dargestellt
ist, ist der Verlauf an der Grenzfrequenz verbessert. Die Kurve III in Fig. 16 gibt
die Amplitudenkennlinie des Tiefband-Ausgangssignals wieder, das am Ausgangsanschluß
13 abnehmbar ist.
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Wenn die Ausgangssignale der Ausgangsanschlüsse 13 und 16 kombiniert
werden, lautet die Kennlinie des kombinierten Signals LP PS + D - LP PS = D (wobei
PS die Kennlinie des Phasenvalschiebungkrelses ist), und diese Kennlinie des kombinierten
Signals wird, ähnlich wie bei der Ausfühningsform der Erfindung gemäß Fig. 3, nur
durch die Kennlinie D des Verzögerungskreises 11 ausgedrückt, dessen Amplitudenkennlinie
und Laufzeitkennlinie beide eben sind und mit den Kennlinien LP und PS des Tiefpaßfilters
12 und des Phasenverschiebungskreises 50 nicht verknüpft sind.
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In den Fig. 17 und 18 sind Ausführungsformen der Erfindung dargestellt,
die sich ergeben, wenn obige mDerlegungen auf die Ausführungsformen gemäß den Fig.
6 und 11 angewendet werden. In den Fig. 17 und 18 sind diejenigen Teile, die den
Teilen der Fig. 6 und 11 entsprechen, mit gleichen Bezugszeichen versehen, und auf
eine ausführlichere Beschreibung derartiger Teile wird verzichtet.
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In der in Fig. 17 dargestellten Ausführungsform sind die Phasenverschiebungskreise
51-1, 51-2 und 51-3 in Kaskade mit den Tiefpaßfiltern 22-1, 22-2 und 22-3 geschaltet.
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Es ist nicht notwendig, einen Phasenverschiebungskreis an jedes Tiefpaßfilter
anzuschließen, und es läßt sich ein
Schaltungsaufbau verwenden,
bei dem ein Phasenverschiebungskreis nur in jedem Bandsystem mit dem entsprechenden
Tiefpaßfilter in Kaskade oder Serie geschaltet ist, in dem ein besonders scharfer
Verlauf an der Grenzfrequenz erzielt werden soll.
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In der Schaltung nach Fig. 18 sind Phasenverschiebwlgskeeise 52-1
ulrd 52-2 in Serie mit den Tiefpaßfiltern 42-1 bzw. 42-2 geschaltet. Hierbei wird
die Kennlinie PS2 des Phasenverschiebungskreises 52-2 derart gesetzt, daß die Amplitudenkennlinie
(Kurve I in Fig. 15) und die Phasenkennlinie (Kurve VI in Fig. 15) der Serienschaltung
aus Tiefpaßfilter 42-2 und Phasenverschiebungskreis 52-2 im wesentlichen gleich
der Amplitudenkennlinie-(gerade Linie III) und der Phasenkennlinie (Kurve IV) des
Verzögerungskreises 41-2 im Durchlaßband und in der Nähe der Grenzfrequenz des Tiefpaßfilters
42-2 ist (nur das Durchlaßband bezüglich der Amplitudenkennlinie), wobei dessen
Amplitude-und Phasenkennlinien durch die Kurven I und II in Fig. 15 dargestellt
sind.
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Die Kennlinie P51 des Phasenverschiebungskreises 52-1 ist derart
gesetzt, daß die Amplituden- und die Phasenkennlinie der Serienschaltung aus Tiefpaßfilter
42-1 und Phasenverschiebungskreis 52-1 im wesentlichen gleich der Amplituden- und
der Phasenkennlinie der Serienschaltung aus Verzögerungskreis 41-1, Tiefpaßfilter
42-2 und Phasenverschiebungskreis 52-2 im Durchlaßband und in der Nähe der Grenzfrequenz
des Tiefpaßfilters 42-1 ist (nur das Durchlaßband bezüglich der Amplitudenkennlinie).
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Wenn die an den Ausgangsanschlüssen 23, 25, 26 und 27 herausgeführten
Signale kombiniert werden, weist die Kennlinie des kombinierten Signals folgende
Form auf: LP 1 . PS 1 + D1 . LP 2 . PS 2 - LP1 . PS1 + D1 . D2 - D1 LP2 . PS2 =
D1 D2. Die Kennlinie des kombinierten Signals
wird demnach lediglich
durch die Kennlinien Dl und D2 der Verzögerungskreise 41-1 und 41-2 bestimmt, sie
ist mit den Kennlinien LP1, LP2, PS1 und PS2 der Tiefpaßfilter 42-1 und 42-2 und
der Phasenverschiebungskreise 52-1 und 52-2 nicht verknüpft. Die Amplitudenkennlinie
und die Laufzeitkennlinie des kombinierten Signals sind daher beide eben.
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In den vorausgegangenen achten, neunten und zehnten Ausführungsformen
der Erfindung, die unter Bezugnahme auf die Fig. 14, 17 und 18 beschrieben wurden,
ist ein Phasenverschiebungskreis zweiter Ordnung in Kaskade in eine Stufe mit jeweils
einem Tiefpaßfilter geschaltet, diese Anordnung ist jedoch nicht darauf beschränkt.
Je nach dem Zweck lassen sich auch Phasenverschiebungskreise höherer Ordnung verwenden,
und es können Phasenverschiebungskreise in einer Vielzahl von Stufen in Kaskade
oder Serie geschaltet werden.
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Weiterhin kann ein Tiefpaßfilter oder der entsprechende Phasenverschiebungskreis
in der Abfolge innerhalb der Kaskadenschaltung vorn angeordnet sein. Der Phasenverschiebungskreis
kann in einem einzigen Signalübertragungspfad, der das Tiefpaßfilter enthält, angeordnet
sein.
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Um eine ebene Amplitudenkennlinie dadurch zu erhalten, daß die Ausgangs
signale aller Bänder des Frequenzband-Teilungsfilters direkt kombiniert werden,
müssen die Werte dieser Ausgangssignale entsprechend gesetzt werden. Da in der Praxis
jedoch eine Pegeleinstelleinrichtung verwendet wird, um die Werte der Verstärker
und Lautsprecher unterschiedlicher Amplitudenkennlinie, die den späteren Stufen
des Frequenzband-Teilungsfilters nachgeschaltet sind, zu vereinheitlichen, ergibt
sich kein Problem, wenn z.B. die Ausgangspegel aller Bänder dieses Filters verschieden
sind.
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Selbst wenn ein Ausgangs signal unter den Ausgangssignalen der entsprechenden
Bänder eine entgegengesetzte Polarität
(entgegengesetzte Phase)
besitzt, so stellt dies ebenfalls kein Problem dar, da die Phase leicht durch Anschluß
von Baueinheiten, wie z.B. Verstärker und Lautsprecher, wieder umgekehrt werden
kann.
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Da selbst durch verschiedene Werte der Ausgangssignale der Bänder
kein Problem aufgeworfen wird, müssen die Amplituden- und Phasenkennlinie nicht
in allen Bändern gleich sein, das einzige Erfordernis besteht darin, daß nur die
Phasenkennlinien gleich sind. In der in Fig. 17 dargestellten Ausführungsform besteht
die einzige Anforderung darin, daß die Phasenkennlinien der Verzögerungskreise 21-2a
und 21-2b gleich sind, und daß die Phasenkennlinien der Verzögerungskreise 21-3a,
-21-3b und 21-3c gleich sind.
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Während die Amplitudenkennlinien im Durchlaßband der Tiefpaßfilter
leicht alle auf den Wert O dB gesetzt werden können, so ist in einem Verzögerungskreis,
bei dem z.B.
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eine sog. berlaufbrigadeneinrichtung (bucket brigade device, BBD)
verwendet wird, die Amplitudenkennlinie im Durchlaßband minus eine gewisse Zahl
von dB, und in einem Verzögerungskreis, bei dem ein TiQfpaßfilter höherer Ordnung
vom konstanten K-Typ verwendet wird, wird die Amp1itudenkennlinie nicht größer als
-6 dB. Es ist folglich schwierig, die Amplitudenkennlinie des Verzögerungskreises
gleich derjenigen des Durchlaßbands des Tiefpaßfilters zu setzen.
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Dieses Problem wird in einer weiteren Ausführungsform der Erfindung
gelöst, die untenstehend beschrieben ist. Der Verzögerungskreis 11, der in Fig.
19 gezeigt ist, enthält ein ideales Tiefpaßfilter vom konstanten K-Typ, bei dem
die Amplitudenkennlinie im wesentlichen gleich 0,5 (-6 dB) gesetzt ist. Die Amplitudenkennlinie
des Tiefpaßfilters 12 wird im Durchlaßband im wesentlichen gleich 1 (O dB) gesetzt.
Ein durch das Tiefpaßfilter 12 hindurchlaufendes Signal wird am Ausgangsanschluß
13 als ein Tiefband-Ausgangssignal
herausgeführt, und es wird
gleichzeitig einem einen Koeffizienten in Anwendung bringenden Operationskreis 60
zugeführt, wo es mit einem Koeffizienten K2 multipliziert ist und dann einem Operationsverstärker
61 zugeführt wird. Andererseits wird ein Signal vom Verzögerungskreis 11 mit einem
Koeffizienten K1 multipliziert und dann dem Operationsverstärker 61 zugeleitet,
wo es dem oben genannten Signal vom Tiefpaßfilter 12 hinzuaddiert wird, das mit
dem Koeffizienten K2 multipliziert wurde. Diese Koeffizienten K1 und K2 werden hier
zu Kl = 2 und K2 = -1 gewählt.
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Die Signale vom Verzögerungskreis 11 und dem Tiefpaßfilter 12 mit
einer untereinander verschiedenen Amplitudenkennlinie erhalten dadurch die gleiche
Amplitudenkennlinie, daß die Koeffizienten zur Anwendung gebracht werden und diese
Signale im Operationsverstärker 61 als Signale subtrahiert weraen, die im wesentlichen
dieselbe Phase und denselben Wert im Durchlaßband des Tiefpaßfilters 12 aufweisen.
Es wird daher ein Hochbandausgangssignal mit scharfer GrenzfrequenzflaSxe am Ausgangsanschluß
16 6 abgegeben.
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In diesem Fall kann ein scharfer Grenzfrequenz-Flankenverlauf des
Hochband-Ausgangssignals erhalten werden, wenn das Ausgangssignal des Operationskreises
60 genügend niedrig im Durchlaßband des Tiefpaßfilters 12 ist. Aus diesem Grund
brauchen die Koeffizienten K1 und K2 nicht die obengenannten Werte zu besitzen,
sie können z.B. auch folgende Kombinationen aufweisen, K1 = 1, K2 = 0,5 oder Kl
= -2, K2 = 1, vorausgesetzt, daß folgende Gleichung gilt: Amplitudenkennlinie des
Tiefpaß-Filters Kl = im Durchlaßband K2 Amplitudenkennlinie des Verzögerungskreises
im Durchlaßband des Tiefpaßfilters Der obengenannte Koeffizientenanwendungskreis
60 enthält in der Praxis z.B. eine Kombination aus einem Operationsverstärker 62
und Widerständen Rl bis R4, wie in
Fig. 20A gezeigt ist. Die Eingangsanschlüsse
63 und 64 sind über Widerstände R1 und R3 an den invertierenden Eingang bzw. nicht
invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 62 angeschlossen. Ein Widerstand
R2 liegt zwischen dem Ausgangsanschluß und dem invertierenden Eingangsanschluß des
Operationsverstärkers 62, und der nichtinvertierende Eingang ist über einen Widerstand
R4 an Masse (Erde) gelegt. Ein mit einem negativen Koeffizienten zu multiplizierendes
Signal wird in dieser Schaltung am Eingangsanschluß 63 zugeführt, während ein mit
einem positiven Koeffizienten zu multiplizierendes Eingangs signal am Eingangsanschluß
64 angelegt wird.
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Für den Operationskreis 60 läßt sich eine Schaltung gemäß Fig. 20B
verwenden, sofern ein Schaltungsaufbau verwendet wird, bei dem im Durchlaßband des
Tiefpaßfilters das Tiefpaßfilter und der Verzögerungskreis entgegengesetzte Polarität
(entgegengesetzte Phase) besitzen (wobei in diesem Fall angenommen wird, daß die
Phasenkennlinien im wesentlichen gleich sind und eine Amplitudenkennlinie negativ
ist, obwohl auch in Betracht gezogen werden kann, daß die Phasenkennlinien verschieden
sind). In Fig. 20B sind die Eingangsanschlüsse 63 und 64 über Widerstände R5 bzw.
R6 mit dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 62 verbunden. Ein Widerstand
R7 liegt zwischen dem Ausgangsanschluß und dem invertierenden Eingangsanschluß des
Operttionsverstärkers 62, der nichtinvertierende Eingangsanschluß ist direkt an
Masse (Erde) gelegt. In diesem Fall werden die durch die Anschlüsse 63 und 64 einlaufenden
Signale mit negativen Koeffizienten multipliziert und dann addiert.
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In den Fig. 21 bis 25 wird nun eine weitere Ausführungsform der Erfindung
dargestellt, die dadurch gebildet wird, daß der in Fig. 19 dargestellte Schaltkreis
als eine in zwei Bänder teilende Basiseinheitsschaltung benutzt und bei einem Filter
mit in drei Bänder teilendem Aufbau gemäß
den Ausführungsformen
der Fig. 3, 6, 11 usw. angewendet wird. In den Fig. 21 bis 25 werden diejenigen
Teile, die Teilen der Fig. 6 und 11 entsprechen, mit gleichen Bezugszeichen versehen,
eine genauere Beschreibung derartiger Teile wird nicht vorgenommen.
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In Fig. 21 enthält eine in zwei Bänder teilende Basiseinheitsschaltung
70 einen Verzögerungskreis 21-1, ein Tiefpaßfilter 22-1 und einen Addierer 24-1
ähnlich der Schaltung gemäß den Fig. 3 und 6. Eine Basiseinheitsschaltung 71 zum
Teilen des Ausgangssignals des Addierers 24-1 in zwei Bänder besitzt einen der Schaltung
gemäß Fig. 19 entsprechenden Schaltungsaufbau und enthält einen Verzögerungskreis
21-2b, ein Tiefpaßfilter 22-2 und einen einen Koeffizienten zur Anwendung bringenden
Operationskreis 60.
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Ausgangssignale mit Tiefband, Mittenband und Hochband werden an den
Ausgangsanschlüssen 72a, 72b bzw. 72c abgegeben.
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Gemäß der vorliegenden Ausführungsform der Erfindung ist es zur Erzielung
eines guten Grenzfrequenz-Flankenverlaufs im Hochband nicht nötig, die Amplitudenkennlinie
des Verzögerungskreises 21-2b im wesentlichen gleich der Amplitudenkennlinie des
Tiefpaßfilters 22-2 im Durchlaßband des Tiefpaßfilters 22-2 zu setzen, die einzige
Forderung besteht lediglich darin, daß die Phasenkennlinien gleich sind, wodurch
der Entwurf und die Herstellung erleichtert werden.
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Als eine Abwandlung der in der Fig. 21 dargestellten Ausführungsform
lassen sich die Basiseinheitsschaltungen 70 und 71 untereinander vertauschen.
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Bei der in Fig. 22 dargestellten Ausführungsform der Erfindung wird
eine einen Koeffizienten zur Anwendung bringende Operationsschaltung 60-1 anstelle
des Addierers 24-1 der Ausfüühungsform gemäß Fig. 21 verwendet. Gemäß dieser Ausführungsform
der Erfindung lassen sich ein Hochband-
Ausgangssignal und ein
Mittenband-Ausgangssignal mit gutem Grenzfrequenz-Flankenverlauf erhalten, selbst
wenn die Amplitudenkennlinien der Verzögerungskreise 21-1 und 21-ab nicht gleich
den kmplitudenkennlinien der Tiefpaßfilter 22-1 und 22-2 im Durchlaßband sind.
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Wie ferner in Fig. 23 dargestellt ist, kann der einen Koeffizienten
zur Anwendung bringende Operationskreis 60 anstelle des Addierers 43-2 in der Ausführungsform
gemäß Fig. 11 verwendet werden. Ebenfalls kann, wie in Fig. 24 gezeigt ist, der
einen Koeffizienten zur Anwendung bringende Operationskreis 60 anstelle des Addierers
43-1 in der Ausführungsform gemäß Fig. 11 verwendet werden. Ferner können, wie in
Fig. 25 dargestellt, Koeffizienten zur Anwendung bringende Kreise 60-1 und 60-2
anstelle der Addierer 43-1 und 43-2 in der Ausführungsform gemäß Fig. 11 verwendet
werden.
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Die Werte der Koeffizienten der genannten, einen Koeffizienten zur
Anwendung bringenden Operationskreise sind nicht auf die im Rahmen der oben geschilderten
Ausführungsform der Erfindung genannten Werte beschränkt. Z.B. lassen sich Werte
Kl = 1 und K2 = -0,5 verwenden. In diesem Fall wird, wenn das Hochband-Ausgangssignal
und das Tiefband-Ausgangssignal kombiniert werden, die Hochbandseite 0,5 (-6 dB)
im Verhältnis zur Tiefbandseite, und die Amplitudenkennlinie ist nicht mehr eben.
In-der Praxis ergibt sich jedoch im wesentlichen kein Problem, da eine Pegeleinstelleinrichtung
verwendet wird, um die Hochband- und die Tieftandpegel der Verstärker und der Lautsprecher
mit unterschiedlicher Amplitudenkennlinie zu vereinheitlichen, die an weiter hinten
liegenden Stufen des Frequenzband-Teilungsfilters angeschlossen werden.
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Selbst wenn die Koeffizienten von untereinander entgegengesetzter
Polarität (entgegengesetzter Phase) sind,
wie w.B. Kl = -2 und
K2 = 1, ergibt sich im wesentlichen kein Problem, da die Phasen durch Anschluß von
solchen Komponenten, wie z.B. Verstärker und Lautsprecher, leicht wieder invertiert
werden können.
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Zusätzlich ist es nicht erforderlich, daß sowohl die Amplitudenkennlinien
als auch die Phasenkennlinien des Verzögerungskreises der Basiseinheitsschaltung
für die Zweibandteilung und des Verzögerungskreises für die Kompensation, der korrespondierend
in einem anderen Bandsignalpfad angeordnet ist, gleich sein müssen, es genügt, daß
die Phasenkennlinien gleich sind.