DE2802938B2 - Frequenzband-Teilungsfilter - Google Patents

Description

F i g. 3 ein schematisches Blockschaltbild, welches den allgemeinen Aufbau einer ersten Ausführungsform des erfindungsgemäßen Frequenz-Teilungsfilters zeigt.

F i g. 4 eine Darstellung der Amplitudenkcnnlinie und der Phasenkennlinie eines Verzögerungskreises, welches bei dem erfindungsgemäßen Filter verwendet wird,

Fig. 5 eine Darstellung einer Amplitudenkennlinie des Ausgangssignals des in F i g. 3 dargestellten ι ο erfindungsgemäßen Filters,

F i g. 6 ein schematisches Blockschaltbild, welches den allgemeinen Aufbau einer zweiten Ausführungsform des erfindungsgemäßen Frequenzband-Teilungs-

iiitCrS ZCigt, !3

F i g. 7 A bis 7 F schematische Blockschallbilder eines äquivalenten Blockaufbaus der Blockschaltung nach F i g. 6,

F i g. 8 ein schematisches Blockschaltbild, welches den allgemeinen Aufbau einer dritten Ausführungsform des erfindungsgemäßen Frequenzband-Teilungsfilters darstellt,

F i g. 9 ein schematisches Blockschaltbild, welches den allgemeinen Aufbau einer vierten Ausrührungsform des erfindungsgemäßen Frequenzband-Teilungsfilters darstellt.

F i g. 1OA. 1OB und IOC schematische Blockschaltbilder von äquivalenten Blockanordnungen für das Blockschaltbild gemäß F i g. 9 und

Fig. 11.12 und 13 schematische Blockschaltbilder, jo die den allgemeinen Aufbau einer fünften, sechsten bzw. siebten Ausführungsform des erfindungsgemäßen Frequenzband-Teüungsfilters darstellen,

Fig. 14 ein schematisches Blockschaltbild, welches den allsemeinen A.üfbau -tiner achten Ausführuimsform des erfindungsgemäßen Frequenzband-Teüungsfilters daisteilt,

Fig. 15 eine Darstellung der Amplituden- und der Phasenkennlinien des Verzögerungskreises, des Tiefpaßfilters und der Phasenverschicbungsschaltung gemäß dem Blockschaltbild nach F i g. 14,

Fig. 16 eine Darstellung der Amplitudenkcnnlinien der in den Fig. 3 und 14 dargestellten Frequenzband-Teil ungsfiltcr,

Fig. 17 und 18 schematische Blockschaltbilder, die den allgemeinen Aufbau einer neunten und einer zehnten Ausführungsform des erfindungsgemäßen Frequenzband-Teilungsfilters darstellen.

F i g. 19 ein schematisches Blockschaltbild, welches den allgemeinen Aufbau einer elften Ausfühmngsform des erfindungsgemäßen Frequenzband-Teilungsfilicrs darstellt.

F i g. 2OA und 20B Schaltbilder, die spezielle Beispiele der Schaltungsanordnung der den Koeffizienten zur Anwendung bringenden Operationsschaltung im Filter gemäß Fig. 19 darstellen und

Fig. 21 bis 25 schematische Blockschaltbilder, die den allgemeinen Aufbau einer zwölften, dreizehnten, vierzehnten, fünfzehnten und sechzehnten Ausführungsform des erfindungsgemäßen Frequenzband-Teüungsfilters darstellen.

In folgender Tabelle sind Beispiele von Kombinationen üei ij'ueriiaguiigskennlinien eines Hochpaßfilters und eines Tiefpaßfilters einer derartigen allgemeinen Kennlinienform dargestellt, bei der ein durch Kombination von durch die Filter hindurchlaufenden Signale erhaltenes Signal eine ebene oder flache Amplitudenkennlinie besitzt, dargestellt ist ferner die Ubertraguncskennlinie des kombinierten Signals.

Tabelle

TiefpalMiller-Seite

HochpuHHIter-Seite Nach KombinieriMig

Gleiche Poluritäl

HoLhpaüfilter-Suilc

Umgekehrte
Polarität

: 6dB/Okt	1 TT'Ts	1	Ts+ (Ts)	a	Ts "\ '+"Ts	(TsY	I	Ts+ (Ts)2	1 T
: Kennlinie		(I 4-Ts)H 4-				(1 4-Ts)H 4- Ts + (Ts)2I	e	Ts + (Ts)2	./
jl2dB/Okt	1 (1 ^f sr			b	JsY (1 4- Ts)-				I 1
Kennlinie		1	-JsY)2	2 j		(Tsf	^~-—	1/1 Ts + (TsY	/
jl8dB/Okt	!! 4- \2Ts->		C	<l 4- i 2 Ts + (TsY )2	,_	^Ts+ (TsY	1 1
Kennlinie					14-		/
24 dB/Okt		d	S	/
Kennlinie		j
	14-	-Ts Tfs
	h
		- Ts + fs
	-Ts
	+ Ts

Hierin bedeuten Ts = 1/2 .-τ/c, wobei fc die Schnittfrequenz oder Kreuzungsfrequenz der Hochpaß- und Tiefpaßfilter ist.

Die den in den »Kennlinien«-Feldern der obigen Tabelle dargestellten Bezugsbuchstaben α bis h entsprechen Kennlinien, die in den Fig. IA bis IH dargestellt sind. In den Fig. 1A bis ID kennzeichnen die Kurven 1H bzw. 1L die Amplitudenkennlinien des Hochpaß- bzw. des Tiefpaßfilters, während die Kurven IIH und HL die Phasenkennlinien des Hochpaß- bzw. des Tiefpaßfilters kennzeichnen. In den F i g. 1 E bis 1 H kennzeichnet die gerade Linie I die Amplitudenkennlinie eines Signals, welches durch Kombination der durch die Filter hindurchgelaufenen Signale erhalten wird, während die Linie II die Phasenkennlinie des kombinierten Signals angibt. In jeder dieser Figuren gibt die Abszisse die Frequenz in Vielfachen der Schnittfrequenz oder Kreuzungsfrequenz fc an, wobei fc als Wert 1 (Einheit) genommen wird, und die linksseitige bzw. rechtsseitige Ordinate gibt die Amplitude bzw. die Phase an.

Wenn dann die Signale, die durch Hochpaß- und Tiefpaßfilter mit einer Kennlinie, z. B. nach Fig. IA gelaufen sind, mit derselben Polarität kombiniert werden, sind die Amplitudenkennlinie und die Phasenkennlinie des resultierenden kombinierten Signals, das dem Eingangssignal entspricht, so eben, wie in Fig. IA dargestellt. Es wird daher durch eine Ka& kaden- oder Serienschaltung von Hochpaß- und Tiefpaßfiltern mit Kennlinien gemäß Fig. IA ein Frequenzband-Teilungsfilter mit ebener Kuppenlaufzeit-Kennlinie erbalten. Wie jedoch aus den Kurven IH und IL in F i g. IA erkennbar ist, steigen die Grenzfrcquenz-Frequenzflanken der beiden Filter allmählich an und sind schlecht, und sind daher nicht praktisch verwendbar.

Werden Filter mit steiler Grenzfrequenz-Flankensteilheit verwendet, wie in den F i g. 1B, 1C und 1D dargestellt ist, so nehmen die Phasenkennlinien der kombinierten Signale den in den Fig. IF, IG und 1H dargestellten Verlauf an, und die Gruppenlaufzeit-Kennlinien sind nicht eben oder flach.

Durch Verwendung bekannter Hochpaß- oder Tiefpaßfilter läßt sich daher kein Frequenzband-Teilungsfilter mit steller Grenzfrequenz-Flanke verwirklichen, das darüberhinaus noch eine ebene Amplitudenkennlinie und Phasenkennlinie des kombinierten Signals aufweist

Unter den bekannten Frequenzband-Teilungsfiltern befindet sich eines, bei dem ein Hochpaßfilter oder ein Tiefpaßfilter und eine Subtrahierschaltung verwendet wird, um die Differenz zwischen Eingangssignal und Ausgangssignal dieses Filters zu erhalten. Da die Phasenkennlinie des genannten Hochpaß- oder Tiefpaßfilters jedoch nicht eben ist, wird eine Subtraktion von Signalen verschiedener Phasen in der Subtraktionsschaltung durchgeführt. Als Folge ist insbesondere, wie in F i g. 2 dargestellt ist, eine große Spitze, insbesondere in der Amplitudenkennlinie I ff des Hochpaß-Filtervorgangs vorhanden, und es sind andere Probleme, wie eine allmählich ansteigende Grenzfrequenz-Flanke ebenso existent. Das in F i g. 2 dargestellte Kennlinienbeispiel entspricht demjenigen Fall, bei dem ein Butterworth-Filter als das genannte Tiefpaßfilter mit einer Grenzfrequenz-Flanke von 12 dB/Okt verwendet wird.

Gemäß der Erfindung wird daher ein Frequenzband-Teilungsfilter angegeben, welches eine steile Grenzfrequenz-Flanke aufweist, und bei dem ein kombiniertes Signal mit ebener Amplituden- und Phasenkennlinien erhalten werden kann. Die Erfindung wird nun unter Bezugnahme auf bevorzugte Ausführungsformen beschrieben, wobei auf die F i g. 3 und die weiteren Figuren Bezug genommen wird.

In einer ersten Ausführungsform des erfindungsgemäßen Frequenzband-Teilungsfilters gemäß F i g. 3 wird ein an einen Eingangsanschluß 10 angelegtes

ίο Hörfrequenzsignal einem Verzögerungskreis 11 und einem Tiefpaßfilter 12 zugeführt. Als Ergebnis der Filterung durch das Tiefpaßfilter 12 wird ein Signal mit einem spezifischen Frequenzband erzeugt, das einerseits als ein Ausgangssignal mit tiefem Frequenzband am Ausgangsanschluß 13 abgegeben wird. Dieses Signal wird andererseits einem Inverter 14 zugeführt, der die Phase des Signals umkehrt, und es wird dann einem Addierer 15 zugeführt.

Das durch den Verzögerungskreis 11 eine bestimmte Zeit verzögerte Signal wird dem Addierer 15 zugeführt und dort dem Tiefbandsignal hinzuaddiert, dessen Phase invertiert ist. Als Ergebnis wird ein Hochbandsignal als Ausgang am Addierer 15 erzeugt und am Ausgangsanschluß 16 herausgeführt.

Die übertragungsfunktion LP des Tiefpaßfilters 12 betrage z. B. LP = 1/(1 -I- Tsf, dieses Filter stellt ein Tiefpaßfilter mit einer relativ guten Grenfrequenzflanke dar, wie aus der obigen Tabelle und Fig. IB ersichtlich ist

Die Amplituden- und die Phasenkennlinie des Verzögerungskreises 11 sollen im wesentlichen gleich den Amplituden- und Phasenkennlinien des Durchlaßbandes des Tiefpaßfilters 12 sein, wie durch die Linien I und II in F i g. 4 angegeben ist. Wie aus Fig. IB ersichtlich, ändert sich die Phasenkennlinie im ebenen Durchlaßband der Amplitudenkennlinie des Tiefpaßfilters 12 linear. Die Gruppenladfzeitkennlinie (die durch Differentiation der Phasenkennlinie nach der Frequenz gewonnen wird) kann in diesem Frequenzband als eben betrachtet werden. Einerseits ist die Gruppenlaufzeitkennlinie des Verzögerungskreises 11 eben, und die Phasenkennlinie φ wird ausgedrückt durch φ = 2.-T τ/, wobei τ die Verzögerungszeit und / die Frequenz darstellt. Durch geeignete Wahl der Verzögerungszeit τ kann die Kennlinie des Verzögerungskreises 11 im wesentlichen gleich der Phasenkennlinie des Tiefpaßfilters 12 gesetzt werden. Die Amplituden- und die Gruppenlaufzeitkennlinie eines Signals, welches durch Kombination der

so Tiefband- und der Hochbandausgangssignale gewonnen wird, die an den Ausgangsanschlüssen 13 und 16 der F i g. 3 abgegeben werden, wird nun betrachtet In F i g. 3 ist die Kennlinie des am Ausgangsanschluß 13 abnehmbaren Signais mit LP, und die Kennlinie des vom Inverter 14 abgegebenen Signals mit — LP bezeichnet Das Signal mit einer Kennlinie D, das durch den Verzögerungskreis 10 hindurchgelaufen ist, und das Signal mit der Kennlinie —LP werden im Addierer 15 addiert, und es wird am Ausgangsanschluß 16 ein Signal mit der resultierenden Kennlinie (D-LP) abgegeben. Wenn das Signal mit der Kennlinie LP am Ausgang 13 und das Signal mit der Kennlinie (D-LP) am Ausgangssignal IC kombiniert werden, lautet die Kennlinie des kombinierten Signals LP + (D-LP) = D. Die Kennlinie des kombinierten Signals wird daher nur durch die Kennlinie D des Verzögerungskreises 11 gegeben, dessen Amplitudenkennlinie und Gruppenlaufzeitkennlinie beide

eben sind und mit der Kennlinie LP des Tiefpaßfilters 12 nicht in Zusammenhang stehen. Unabhängig von der Kennlinie des Tiefpaßfilters, welches für das Filter 12 Verwendung findet, wird daher ein kombiniertes Signal erhalten, dessen Amplituden- und Gruppenlaufzeitkennlinie beide eben sind.

Im Addierer 15 wird ferner die Subtraktion des Signals mit der Kennlinie D und des Signals mit der Kennlinie LP mit im wesentlichen derselben gegenseitigen Phase ausgeführt. Die Subtraktion wird daher mit einer größeren Genauigkeit als im Falle einer Subtraktion zwischen Signalen unterschiedlicher Phase durchgeführt, wie dies im Beispiel, das den Stand der Technik betrifft, der Fall ist. Aus diesem Grund sind die Amnlitudenkennlinien der Ausgangssignale, die an den Ausgangsanschlüssen 13 und 16 erhalten werden, durch die Kurven III L und III H in F i g. 5 gegeben. Wie aus einem Vergleich mit den Kennlinien eines bekannten Frequenzband-Teilungsfilters ersichtlich ist, die als gebrochen dargestellte Kurven I L und I H in F i g. 5 eingezeichnet sind, ist die Grenzfrequenzflanke der Amplitudenkennlinie insbesondere des Hochbandsignals am Anschluß 16 wesentlich steiler, und es erzeugt darüberhinaus keine Spitze.

Der Verzögerungskreis 11 eines praktischen Beispiels eines Frequenzband-Teilungsfilters, das als Ausgang ein Signal mit den voll ausgezogenen Kennlinien III L und III H in F i g. 5 erzeugt, ist so bemessen, daß eine Verstärkung mit dem Wert 1 (Einheit) und eine Verzögerungszeit Tvon0,35//c = 0,7 r T (see.) besitzt.

In einer zweiten Ausführungsform des erfindungsgemäßen Frequenzband-Teilungsfilters, die in F i g, 6 dargestellt ist, v'rd ein Hörfrequenzsignal einem Eingangsanschluß 20 zu₆c?"hrt und von dort einem Verzögerungskreis 21-1 und einem Tiefpaßfilter 22-1 zugeleitet. Das resultierende Tiefbandsignal, welches durch das Tiefpaßfilter 22-1 herausgefiltert wurde, läuft andererseits durch Verzögerungskreise 21-2 α und 21-3α und wird als Tiefband-Ausgangssignal am Ausgangsanschluß 23 herausgeführt. Das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 22-1 wird andererseits mit invertierter Phase einem Addierer 24-1 zugeführt.

Das Signal, das durch den Verzögerungskreis 21-1 eine bestimmte Zeit verzögert wurde, wird dem Addierer 24-1 zugeführt und dort mit dem phaseninvertierten Signal vom Tiefpaßfilter 22-1 addiert. Das resultierende Ausgangssignal des Addierers 24-1 wird einem Verzögerungskreis 21 -2b und einem Tiefpaßfilter 22-2 zugeführt. Das durch das Tiefpaßfilter 22-2 gefilterte Signal is*, ein Signal mit mittlerem Tiefband, welches durch einen Verzögerungskreis 21-3 b geleitet wird und als ein mittleres Tiefband-Ausgangssignal am Ausgangsanschluß 25 herausgeführt wird.

Das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 22-2 wird phaseninvertiert und einem Addierer 24-2 zugeführt, wo es dem Signal vom Verzögerungskreis 21-2 b hinzuaddiert wird. Das Ausgangssignal des Addierers 24-2 wird einem Verzögerungskreis 21-3 c und einem Tiefpaßfilter 22-3 zugeführt. Das gefilterte Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 22-3 ist ein mittleres Hochbandsignal (Signal mit mittelhohem Frequenzband), das andererseits als ein mittleres Hochband-Signal am Ausgangsanschluß 26 abnehmbar ist. Das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 22-3 wird andererseits phaseninvertiert und einem Addierer 24-3 zugeführt und dort dem Signal vom Verzögerungskreis 21-3 c hinzuaddiert. Das Ausgangssignal des Addierers 24-3 wird als Hochband-Ausgangssignal am Ausgangsanschluß 27 herausgeführt.

Von den die Blöcke der Verzögerungskreise und der Tiefpaßfilter in F i g. 6 kennzeichnenden Bezugszeichen stellen die mit der selben mit einem Bindestrich angehängten Zahl versehenen Bezugszeichen eine Gruppe dar, die ein Frequenzband-Teilungsfilter zur Teilung in zwei Bänder darstellt, in der die kombinierten Amplituden- und Gruppenlaufzeitkennlinien beide eben sind.

Die Kennlinien der Tiefpaßfilter 22-1, 22-2 und 22-3 sind mit LPl, LPl bzw. LP3 bezeichnet, und deren Grenzfrequenz-Flanken sind steil. Die Kennlinien des Verzögerungskreises 21-1 der Verzögerungskreise 21-2 α und 21-2 b und der Verzögerungskreise 21-3a, 2\-3b und 21-3c werden zu Dl, Dl und D3gewählt, und die Amplitudenkennlinien und Phasenkennlinien dieser Kennlinien werden derart eingesetzt, daß sie im wesentlichen gleich den Amplitudenkennlinien und Phasenkennlinien des Durchlaßbandes der . Tiefpaßfilter mit den gleichen angehängten Bezugszahlen sind, sie sind dabei derart festgelegt, daß sie ebene Gruppenlaufzeitkennlinien besitzen.

Es werden nun die Amplitudenkennlinie und die Gruppenlaufzeitkennlinie eines Signals beschrieben, welches durch Kombination des Tiefband-, mittleren Tiefband-, mittleren Hochband-, und Hochbandsignals der Ausgangsanschlüsse 23, 25, 26 und 27 erhalten wird.

Ein dem Blockschaltbild der F i g. 6 äquivalentes Blockschaltbild ist in Fig. 7A gezeigt. In Fig. 7A besitzt ein Hochpaß-Filter 30-1 eine Kennlinie (D 1 — LPIV die das Ergebnis einer Addition der Kennlinie -LPi, die durch Phaseninvertierung der Kennlinie des Tiefpaß-Filters 22-1 erhalten wird, mit der Kennlinie Dl des Verzögerungskreises 21-1 ist. Ein weiteres Hochpaß-Filter 30-2 besitzt eine Kennlinie (D2—LP2), die ein Ergebnis der Addition der Kennlinie —LP 2, die von der Phaseninvertierung der Kennlinie des Tiefpaßfilters 22-2 herrührt, und der Kennlinie D 2 des Verzögerungskreises 21-2 ist. Ein weiteres Hochpaßfilter 30-3 besitzt eine Kennlinie (D 3—LP 3), die das Ergebnis der Addition einer Kennlinie — LP 3, welche durch Phaseninvertierung der Kennlinie des Tiefpaßfilters 22-3 gewonnen wird, und der Kennlinie D 3 des Verzögerungskreises 21-3 ist. Die Ausgänge der Hochpaßfilters 30-3, des Tiefpaßfilters 22-3 und der Verzögerungskreise 21-3 α und

so 21-3Z) werden in einem Addierer 31 addiert und kombiniert, und das resultierende kombinierte Signal wird am Ausgangsanschluß 32 abgegeben. Das auf diese Weise am Ausgangsanschluß 32 erhaltene Signal ist dem Signal äquivalent, welches durch Kombination der Ausgangssignale der Ausgangsanschlüsse 23, 25, 26 und 27 in F i g. 6 erhalten wird.

In F i g. 7A ergibt sich als Resultat D3, die Kennlinie des Verzögerungskreises 21-3, wenn die Kennlinie (D3 — LP3) des Hochpaßfilters 30-3 und die

ω Kennlinie LP3 des Tiefpaßfilters 22-3 addiert werden. In Fig. 7B können die drei Verzögerungskreise 21-3 in einen einzigen Verzögerungskreis 21-3 als ein gemeinsamer Verzögerungskreis zusammengefaßt werden, und die Blockschaltung der Fig. 7B kann in äquivalenter Form gemäß Fig. 7C dargestellt werden. Fig. 7C ergibt sich als Summe die Größe D 2, die die Kennlinie des Verzögerungskreises 21-2 darstellt, wenn die Kennlinie (D 2—LP 2) des

Hochpaßfilters 30-2 und die Kennlinie LPl des Tiefpaßfilters 22-2 addiert werden. Folglich kann das Blockschaltbild der Fig. TC äquivalent gemäß Fig. 7D dargestellt werden. Hierin lassen sich die Verzögerungskreise 21-2 als gemeinsamer Verzögerungskreis darstellen, und das Blockschaltbild der Fig. 7D kann daher äquivalent gemäß Fig. 7E angegeben werden.

Wenn die Kennlinie (Dl-LPl) des Hochpaßfiliers 30-1 und die Kennlinie LP1 des Tiefpaßfilters 22-1 addiert werden, ergibt sich die Kennlinie D1 des Verzögerungskreises 21-1. Folglich läßt sich die Blockschaltung der Fig. 7E äquivalent gemäß Fig. 7F angeben.

Das kombinierte Signal der Ausgangssignale des Blockschaltbilds der F i g. 6 ist daher einem Signal

10

15 äquivalent, welches durch das Blockschaltbild der Fig. 7F hindurchgelaufen ist, d. h. durch eine Kaskadeschaltung von Verzögerungskreisen mit verschiedener Amplituden- und Gruppenlaufzeitkennlinie. Es lassen sich folglich Tiefpaßfilter mit steiler Grenzfrequenzflanke als Tiefpaßfilter 22-1, 22-2 und 22-3 verwenden. Darüberhinaus läßt sich durch Kombination aller Ausgangssignale ein kombiniertes Signal erhalten, dessen Amplitude- und Gruppenlaufzeitkennlinie beide eben verlaufen.

Die oben geschilderten Zusammenhänge und Ergebnisse lassen sich analytisch folgendermaßen durch Berechnung betrachten. In F i g. 6 lautet die Übertragungsken η linie oder übertragungsfunktion H vom Eingangsanschluß 20 zum Ausgangsanschluß 27 folgendermaßen :

H = {Dl—LPl) ■ (Dl - LPl) · (D3 - LP3). (1)

Die übertragungsfunktion HM vom Eingangsanschluß 20 zum Ausgangsanschluß 26 lautet folgendermaßen:

HM = (Dl-LPl) (Dl-LPl)-LP3. (2)

Die übertragungsfunktion LM vom Eingangsanschluß 20 zum Ausgangsanschluß 25 lautet folgendermaßen:

LM = (Dl-LPl)-LPl-DS. (3)

Die übertragungsfunktion L vom Eingangsanschluß 20 zum Ausgangsanschluß 23 lautet folgendermaßen:

Wenn dann die Gleichungen (1) und (2) addiert werden, ergibt sich folgende Gleichung:

H + HM = (Dl - LPl) · (Dl - LPl) ■ Di = (Dl - LPl) (Dl ■ D3 = LPl ■ D3).

Wenn Gleichungen (3) und (5) addiert werden, ergibt sich folgende Gleichung:

H + HM + LM = (Dl - LPl) ■ Dl ■ D3 = Dl ■ Dl ■ D3 - LPl D1D3 Wenn Gleichungen (6) und (4) addiert werden, ergibt sich folgende Gleichung:

H + HM + LM + L = Dl-Dl- D3.

Wie also oben in Verbindung mit den äquivalenten Schaltungen beschrieben, werden die Kennlinien des kombinierten Signals gleich der Amplituden- und der Gruppenlaufzeitkennlinien einer Schaltung, welche die Verzögerungskreise 21-1, 21-2 und 21-3 in Kaskadeschaltung enthält.

Eine dritte Ausführungsform des erfindungsgemäßen Frequenzband-Teilungsfilter wird unter Bezugnahme auf F i g. 8 beschrieben, die ein Blockschaltbild dieser Ausführungsform zeigt. In F i g. 8 sind diejenigen Teile, die den Teilen der F i g. 6 entsprechen, mit gleichen Bezugszeichen versehen. Eine Beschreibung dieser Teile wird nicht wiederholt.

Ein Teil eines Eingangssignals, welches an den Eingangsanschluß 20 angelegt wird, läuft durch die Tiefpaßfilter 22-3, 22-2 und 22-1, um die Gestalt eines Tiefbandsignals anzunehmen, welches am Ausgangsanschluß 23 abnehmbar ist. Das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 22-2, welches durch den Verzögerungskreis 21-1 α hindurchgeleitet wurde, und ein aus der Phasenumkehr des Ausgangs des Tiefpaßfilters 22-1 resultierendes Signal werden im Addierer 24-1 addiert, und das resultierende mittlere Tiefbandsignal wird am Ausgang 25 herausgeführt. Das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 22-3, welches durch den Verzögerungskreis 21-2 α hindurchgelaufen ist, und ein durch Phasenumkehr des Ausgangs des Tiefpaßfilters 22-2 erhaltenes Signal werden im Addierer 24-2 addiert. Das mittlere Hochbandausgangssignal des Addierers 24-?. durchläuft den Verzögerungskreis 21-1 b und wird durch den Ausgangsanschluß 26 herausgeführt. Ein Signal vom Eingangsanschluß 20, welches den Verzögerungskreis 21-3 durchlaufen hat, und ein durch Phasenumkehr des Ausgangssignals des Tiefpaßfilters 22-3 herrührendes Signal werden im Addierer 24-3 addiert. Das resultierende Hochband-Ausgangssignal des Addierers 24-3 durchläuft den Verzögerungskreis 21-2b und 21-1 c und wird am Ausgangsanschluß 27 abgegeben.

Die erwünschte Gestalt der Kennlinien der vorliegenden Ausführungsform der Erfindung, die derjenigen der vorausgegangenen Ausführungsform ähnlich ist, wird nicht näher erläutert, da sie aus dem Verständnis der vorausgegangenen Ausführungsform leicht erschlossen werden kann.

In F i g. 9 ist eine vierte Ausführungsform der Erfindung in Form eines Blockschaltbilds dargestellt. Diejenigen Teile der F i g. 9, die Teilen der F i g. 6 entsprechen, sind mit gleichen Bezugszeichen versehen. Eine Beschreibung derartiger Teile wird nicht vorgenommen. Ein Eingangssignal, welches am Eingangsanschluß 20 anliegt, läuft einerseits durch das Tiefpaßfilter 22-2, den Verzögerungskreis 21-3 α und das Tiefpaßfilter 22-1, das resultierende Tiefbandsignal wird dann am Ausgangsanschluß 23 herausgeführt. Das Signal vom Tiefpaßfilter 22-2 und dem Verzögerungsikreis 21-3 α, das durch den Verzögerungskreis 21-1 hindurchgelaufen ist, und das Phasen-

invertierte Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 22-1 werden im Addierer 24-1 addiert, und das resultierende mittlere Tiefbandsignal wird am Ausgangsanschluß 25 abgenommen. Das Eingangssignal vom Eingangsanschluß 20, das andererseits durch den Verzögerungskreis 21-2 hindurchgelaufen ist, und das phaseninvertierte Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 22-2 werden im Addierer 24-2 addiert. Das resultierende Ausgangssignal des Addierers 24-2 wird andererseits durch den Verzögerungskreis 21-1 und das Tiefpaßfilter 22-3 geführt und steht als mittleres Hochbandsignal am Ausgangsanschluß 26 zur Verfugung. Das Signal vom Addierer 24-2 und dem Verzögerungskreis 21-1, welches durch den Verzögerungskreis 21-3 c gelaufen ist, und das phaseninvertierte Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 22-3 werden im Addierer 24-3 addiert, das resultierende Hochbandsignal steht am Ausgang 27 zur Verfugung.

Die Amplitude- und Gruppenlaufzeitkennlinie des durch Kombination der Ausgangssignale der Ausgangsanschlüsse 23, 25, 26 und 27 erhaltenen Signals wird nun beschrieben. Wie schon in Verbindung mit F i g. 7 A bis 7 F beschrieben wurde, besitzt die Kennlinie nach der Kombination des Frequenzbandteilungsfilters zur Teilung in zwei Bänder, wobei das Tiefpaßfilter 22-3 und der Verzögerungskreis 21-3c vorgesehen ist, die Gestalt D3, und die Kennlinie besitzt nach dem Kojnbinationsschritt des Frequenzband-Teilungsfilter in zwei Bänder, der das Tiefpaßfilter 22-1 und den Verzögerungskreis 21-1 enthält, die Gestalt Di. Folglich wird das kombinierte Signal der Ausgangssignale der in F i g. 9 gezeigten Blockschaltung dem Ausgangssignal der in F i g. 1OA dargestellten Blockschaltung äquivalent. Da der Verzögerungskreis 21-1 und 21-3 gemeinsam benutzt werden, F i g. 1OA, wenn sie nach dem Addieren angeordnet sind, wird das Blockschaltbild der F i g. 1OA dem Schaltbild der Fig. 1OB äquivalent. Ferner besitzt die Kennlinie nach Kombination des Frequenzband-Teilungsfilter zur Teilung in zwei Bänder, das das Tiefpaßfilter 22-2 und den Verzögerungskreis 21-2 enthält, die Gestalt Dl. Folglich wird das Blockschaltbild der Fig. 1OB mit dem Blockschaltbild der F i g. IOC äquivalent. Es sei bemerkt, daß das Blockschaltbild der Fig. IOC äquivalent gleich dem Blockschaltbild der Fig. 7F ist. Die Amplitude- und die Gruppenlaufzeitkennlinie sind daher nach dem Kombinationsschritt beide eben.

Eine fünfte Ausführungsform des erfindungsgemäßen Frequenzband-Teilungsfilters ist in F i g 11 dargestellt, in der ein an den Eingangsanschluß 40 angelegtes Signal einem Verzögerungskreis 41-1 und einem Tiefpaßfilter 42-2 zugeführt wird. Das resultierende Tiefbandsignal, welches durch das Tiefpaßfilter 42-1 erhalten wird, wird am Ausgangsanschluß 44a abgenommen. Das Ausgangssipnal des Verzögerungskreises 41-1 wird andererseits durch ein Tiefpaßfilter 42-2 de.n nicht invertierenden Eingangsanschluß eines Operationskreises 43-1 und dem invertierenden Eingang eines Operationskreises 43-2 zugeführt. Der Ausgang des Tiefpaßfilters 42-1 wird dem invertierenden Eingangsanschluß des Operationskreises 43-1 zugeführt, wo es vom Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 42-2 entsprechend subtrahiert wird. Das resultierende Ausgangssignal des Operationskreises 43-1 wird als ein Mittenband-Ausgangssignal am Ausgangsanschluß 44 b zur Verfugung gestellt. Das Ausgangssignai des Verzögerungskreises 41-1 wird andererseits durch einen Verzögerungskreis 41-2 geleitet und dem nicht invertierenden Eingangsanschluß des Operationskreises 43-2 zugeführt. Das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 42-2 wird andererseits dem invertierenden Eingangsanschluß des Operationskreises 43-2 zugeführt, wo es vom Ausgangssignal des Verzögerungskreises 41-2 entsprechend subtrahiert wird. Das resultierende Ausgangssignal des Operationskreises 43-2 wird als Hochbandsignal am Ausgangsanschluß 44c herausgeführt.

Wenn die Kennlinien der Tiefpaßfilter 42-1 und 42-2 mit LPl und LP2, die Kennlinien der Verzögerungskreise 41-1 und 41-2 mit Dl und Dl bezeichnet werden, so ergeben sich die Übertragungsfunktionen

is H, M und L vom Eingangsanschluß 40 zu den drei Ausgangsanschlüssen 44c, 44b bzw. 44a in folgender Gestalt:

H = Dl(D2-LP2) = DID2-D1LP2 M = Dl LPl-LPX

L = LPl

Die Kennlinie der Kombination der Ausgangssignale aller drei Ausgangsanschlüsse 44 a, 44 b und 44c besitzt folgende Gestalt:

+ Dl

Dl-Dl-LPl LPl+LPl
■D2

Die kombinierte Kennlinie besitzt daher die gleiche Gestalt wie eine Kaskadenverbindung der Verzögerungskreise 41-1 und 41-2, sie ist unabhängig von der Kennlinie der beiden Tiefpaßfilter. Aus diesem Grund lassen sich Tiefpaßfilter mit steiler Grenzfrequenzflanke verwenden, und es ergibt sich nach dem Kombinationsschritt eine ebene Amplituden- und Gruppenlaufzeitkennlinie.

Der Schaltungsaufbau der Hochpaß-Seite entspricht in diesem Fall demjenigen Fall, bei dem der Verzögerungskreis 41-1 in Kaskadenverbindung mit der Hochpaß-Seite des Blockschaltbilds der F i g. 3 verbunden ist. Dadurch, daß die Amplituden- und Phasenkennlinie des Verzögerungskreises 41-2 im Wesentlichen gleich der Amplituden- und Phasenkennlinie des Durchlaßbandes des Tiefpaßfilters 42-2 gesetzt wird, wird ein Hochpaßfilter mit steiler Grenzfrequenzcharakteristik erhalten. Wenn aer Verzögerungskreis 41-1 mit ebener Amplitudenkennlinie in Kaskadenanordnung mit dem Hochpaßfilter mit derartigen Eigenschaften verbunden wird, ergibt sich keine Auswirkung auf die verschiedenen Kennlinien. Der Schaltungsaufbau auf der Bandpaßseite entspricht einer Kaskadenverbindung des Verzögerungskreises 41-1 und des Tiefpaßfilters 42-2, von dem das Tiefpaßfilter 42-1 weggenommen wurde. Dadurch, daß die Amplitude- und Phasenkennlinien der Kaskadenverbindung des Verzögerungskreises 41-1 und des Tiefpaßfilters 42-2 und die Amplitude- und die Phasenkennlinie des Tiefpaßfilters 42-1 gleich gemacht werden, kann der Verlauf an der Grenzfrequenz der Tiefpaß-Seite der Bandpaßkennlinie ähnlich steil wie auf der Hochpaß-Seite im Fall der Teilung in zwei Bänder gemacht werden. Andererseits nehmen auf der Hochpaßseite des Bandpasses beide Ausgangssignale der Tiefpaßfilter 42-1 und 42-2 ab, und das Ausgangssignal nimmt daher natürlich nach Subtraktion auch

ab. Wenn daher Tiefpaßfilter mit steilem Verlauf an der Grenzfrequenz für die beiden Tiefpaßfilter 42-1 und 42-2 verwendet werden, wird der Verlauf im Bereich der Grenzfrequenz auf der Hochpaßseite der Bandpaßkennlinie ebenfalls steil.

Da die Kennlinien auf der Tiefpaßseite die Kennlinien der Tiefpaßfilter 42-1 sind, wird ein steiler Verlauf an der Grenzfrequenz erreicht.

Eine sechste Ausführungsform des erfindungsgemäßen Frequeuz-Teilungsfilters wird nun in Verbindung mit Fig. 12 beschrieben. In Fig. 12 sind diejenigen Teile, die den in F i g. 11 dargestellten Teilen entsprechen, mit gleichen Bezugszeichen versehen. Eine Beschreibung derartiger Teile wird nicht wiederholt. Ein Tiefbandsignal und ein mittleres Tiefbandsigna] werden von den Ausgangsanschlüssen 44 a und 44b herausgeführt. Das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 42-3 wird dem nicht invertierenden Eingang des

Addierers 43-2 zugeführt, und das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 42-2 wird dem invertierenden Eingang dieses Addierers zugeführt und im Addierer 43-2 subtrahiert, und das resultierende mittlere Hochband-Ausgangssignal wird am Ausgangsanschluß 44c herausgeführt. Das Ausgangssignal des Verzögerungskreises 41-3 und das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 42-3 werden dem nicht invertierenden bzw. invertierenden Eingang eines Addierers 43-3 zugeführt und dort tatsächlich einer Subtraktion unterworfen. Das resultierende Hochband-Ausgangssignal wird am Ausgangsanschluß 44d herausgeführt.

Wenn die Kennlinien der Tiefpaßfilter 42-1, 42-2 und 42-3 mit LPl, LPl und LP3, und die Kennlinien der Verzögerungskreise 41-1, 41-2 und 41-3 mit Dl, Dl und D3 bezeichnet werden, lauten die Übertragungsfunktionen der von dem Eingangsanschluß 40 zu den vier Ausgangsanschlüssen folgendermaßen.

Die übertragungskennlinie vom Eingangsanschluß 40 zum Ausgangsanschluß 44d lautet:

Dl Dl- (D3 - LP3) = Dl · Dl ■ D3 - Dl · Dl LP3. Die Funktion vom Eingangsanschluß 40 zum Ausgangsanschluß 44c lautet:

D1 · (D2 · LP3- LPl) = Di Dl- LP3 -Di LPl. Die Funktion vom Eingangsanschluß 40 zum Ausgangsanschluß 44b lautet:

Dl- LPl-LPi.

Die Funktion vom Eingangsanschluß 40 zum Ausgangsanschluß 44a lautet:

Wenn folglich die Ausgangssignale aller Ausgangsanschlüsse 44a bis 44d addiert werden, ergibt sich folgende Summe:

Dl D2 · D3 - Dl · D2 LP3 + Di Dl- LP3 - Di ■ LPl + Dl · LPl - LPi + LPi = Di ■ Dl ■ D3.

Dieses Ergebnis gleicht demjenigen einer Kaskadenverbindung von drei Verzögerungskreisen mit den Kennlinien Dl,D2undD3undist mit den Kennlinien der Tiefpaßfilter nicht verknüpft. Der Verlauf an der Grenzfrequenz kann daher steil gewählt werden, und darüberhinaus kann die Amplituden- und die Gruppenlaufzeitkennlinie eben sein.

Die Amplitude- und die Phasenkennlinie einer Kaskadenverbindung des Verzögerungskreises 41-1 und des Tiefpaßfilters 42-2 sind im wesentlichen gleich den Kennlinien im Durchlaßband des Tiefpaßfilters 42-1. Die Amplitude- und die Phasenkennlinie einer Kaskadenverbindung des Verzögerungskreises 41-2 und des Tiefpaßfilters 42-3 sind im wesentlichen gleich denjenigen Kennlinien im Durchlaßband des Tiefpaßfilters 42-2. Die Amplitude- und die Phasenkennlinie des ^verzögerungskreises 41-3 sind im wesentlichen gleich denjenigen Kennlinien im Durchlaßband des Tiefpaßfilters 42-3. Die Amplitude- und die Phasenkennlinie einer Kaskadenverbindung aller drei Verzögerungskreise 41-1, 41-2 und 41-3 sind im wesentlichen gleich denjenigen Kennlinien im Durchlaßband des Tiefpaßfilters 42-1 mit dem schmelsten Durchlaßband.

Wie folglich aus einem Vergleich der F i g. 6 und 12 ersichtlich ist, reicht bei der vorliegenden Ausführungsform der Erfindung eine kleinere Anzahl von Verzögerungskreisen aus als bei der Ausführungsform gemäß F i g. 6. Der Gesamtwert der Verzögerungszeiten der erforderlichen Verzögerungskreise wird durch die Phasenkennlinie im Durchlaßband des Tiefpaßfilters mit dem schmälsten Durchlaßband bestimmt. Dies entspricht der Kennlinie des Verzögerungskreises 21-1 der F i g. 6 und ist bezüglich dem Gesamtwert der Verzögerungszeiten der erforderlichen Verzögerungskreise wesentlich besser.

In den Fig. 11 und 12 sind solche Ausführungsformen der Erfindung dargestellt, bei denen Teilungen in Bänder mit drei Kanälen bzw. vier Kanälen durchgerührt werden. Im Fall der Teilung in n-Kanäle läßt sich ein Blockschaltbild gemäß der Fig. 13 verwenden. Der Schaltungsaufbau, der Betrieb und die Kennlinien und andere Eigenschaften dieses Filters lassen

so sich auf Grund der an Hand der Fig. 11 und 12 beschriebenen Ausführungsformen leicht verstehen, sie sind daher nicht näher beschrieben.

In jeder der oben geschilderten Ausführungsformen der Erfindung sind die Grenzfrequenzen der verschiedenen Tiefpaßfilter untereinander verschieden, so daß Signale mit verschiedenen spezifischen Bändern durchgelassen werden. So besitzen z. B. die Grenzfrequenzen /1, /2 und /3 der Tiefpaßfilter 22-1, 22-2 und 22-3 der F i g. 6, 8 und 9 folgende Beziehung untereinander:/1 < /2 < /3. Das gleiche gilt für die Ausführungsformen der Erfindung, die in den Fig. 11, 12 und 13 dargestellt sind.

Für die Verzögerungskreise im Filter der vorliegenden Erfindung lassen sich ladungsgekoppelte Schaltungen (CCD) oder sogenannte Backet-Brigade-Schaltungen (BBD) verwenden, welche Analogspannungen, so wie sie vorkommen, verzögern. Alternativ lassen sich digitale Schieberegister verwenden. Im Falle, daß

diese Schieberegister verwendet werden, ist es erforderlich, eine Analog/Digitalwandlung (A-D-Wandlung) der Frontstufe und eine Digital-Analogwandlung (D-A-Wandlung) der letzten Stufe durchzuführen. Solange die Gruppenlaufzeitkennlinie eines Schaltkreises in dem verwendeten Band eben (ungefähr 20 Hz bis 20 KHz im Falle eines Hörsignals) ist, kann eine derartige Schaltung im wesentlichen als ein Verzögerungskreis betrachtet werden. Aus diesem Grund kann eine Schaltung mit einer Kombination von Phasenverschiebungskreisen oder Tiefpaßfilter höherer Ordnung mit einer ausreichend hohen Grenzfrequenz als Verzögerungskreise verwendet werden.

In jeder der vorausgehend beschriebenen Ausführungsformen der Erfindung wurde die Amplitudenkennlinie und die Phasenkennlinie aller Verzögerungskreise im Durchlaßband des entsprechenden Tiefpaßfilters, als theoretisch gleich bezüglich der Amplitudenkennlinie und der Phasenkennlinie des Tiefpaßfilters angesehen. In der Praxis ist es jedoch schwierig, die Amplituden- und Phasenkennlinien der Verzögerungskreise genau in Übereinstimmung mit denjenigen Kennlinien des entsprechenden Tiefpaßfilters zu bringen. Dieses Problem ist in den folgenden erfindungsgemäßen Ausfuhrungsformen gelöst.

Es ist höchst wünschenswert, daß die Phasenkennlinie des Verzögerungskreises gleich der Phasenkennlinie des Tiefpaßfilters über das gesamte Frequenzband des Tiefpaßfilters ist. Aus praktischen Gründen lassen sich jedoch zufriedenstellende Ergebnisse erzielen, wenn die Phasenkennlinie des Verzögerungskreises gleich der Phasenkennlinie des Tiefpaßfilters in dessen Durchlaßband und in der Nähe seiner Grenzfrequenz ist (im wesentlichen zusammenfallend mit der Schnitt- oder Kreuzungsfrequenz als beim Frequenzband-Teilungsfilter). Selbst in diesem Fall ist es jedoch schwierig, zu veranlassen, daß die beiden Phasenkennlinien gleich sind. Dieses Problem wurde erfindungsgemäß in einer weiteren Ausfuhrungsform gelöst, die untenstehend in Verbindung mit den Fig. 14 bis 18 beschrieben wird.

In Fig. 14 sind diejenigen Teile, die mit Teilen der F i g. 3 übereinstimmen, mit gleichen Bezugszeichen versehen, eine genaue Beschreibung derartiger Teile wird nicht wiederholt. Ein Signal eines speziellen Frequenzbandes, das durch das Tiefpaßfilter 12 hindurchgelaufen ist, wird durch einen Phasenverschiebungskreis 50 in der Phase verschoben. Das derart phasenverschobene Signal wird einerseits als Tiefband-Ausgangssignal am Ausgangsanschluß 13 herausgeleitet, es wird andererseits über den Inverter 14 dem Addierer 15 zugeführt. Bezüglich aller anderen Aspekte ist der Schaltungsaufbau der in Fig. 14 dargestellten Ausführungsform gleich dem Aufbau der Fig. 3.

Die Kennlinie LP des Tiefpaßfilters 12 wird zu LP = 1/(1 + T_is)² gewählt, wobei T₁ = \\1n Q, mit einer Grenzfrequenz /_c von 1 KHz. Die Amplitudenkennlinie G(LP) und die Phasenkennlinie P(LP) sind durch die Kurven I und II in F i g. 15 dargestellt, wobei dieser Figur entnommen werden kann, daß das Filter 12 einen relativ guten Verlauf an der Grenzfrequenz besitzt. Die Amplitudenkennlinie G(D) und die Phasenkennlinie P(D) und des Verzögerungskreises 11 sind durch eine gerade Linie III und eine Kurve IV in F i g. 15 dargestellt. Die Verzögerungszeit des Verzögerungskreises 11 beträgt z. B. 350 μβ, Hie Verstärkung beträgt 0 dR.

Die Kennlinie PS des Phasenverschiebungskreises 50 wird gewählt zu:

PS = (1-f SJVO+fSJ²

(wobei T₂ = 71/2,5, ξ= 0,3). Die Amplitudenkennlinie G(PS) und die Phasenkennlinie P(PS) des Phasenverschiebungskreises 50 sind durch die gerade LinieIII bzw. die KurveV in Fig. 15 dargestellt. Die Kennlinien dieses Phasenverschiebungskreises 50 ίο sind derart gewählt, daß die Amplitudenkennlinie G(LP + PS), dargestellt durch die Kurve I in F i g. 15, und die Phasenkennlinie P(LP + PS), dargestellt durch die KurveVI in Fig. 15, einer durch Kaskadenverbindung des Tiefpaßfilters 12 und des Phasenverschiebungskreises 50 gebildeten Schaltung im wesentlichen gleich der Amplitudenkennlinie G(D), als gerade LinieIII in Fig. 15 dargestellt, und der Phasenkennlinie P(D), dargestellt in Kurve IV der Fig. 15, des Verzögerungskreises 11 im Durchlaßband und in der Nähe der Grenzfrequenz (1 KHz) des Tiefpaßfilters 12 sind

Wie ein Vergleich der Kurve II in F i g. 15, welche die Phasenkennlinie P(LP) des Tiefpaßfilters 12 darstellt, mit der Kurve VI ergibt, welche die Phasenkennlinie P(LP + PS) der aus Kaskadenschaltung des Tiefpaßfilters 12 mit dem Phasenvsrschiebungskreis 50 gebildeten Schaltung darstellt, ist die Phasenkennlinie dieser Kaskadenschaltung des Tiefpaßfilters 12 und des Phasenverschiebungskreises SOderPhasenkennlinie P(D) des Verzögerungskreises 11, wie durch Kurve IV dargestellt, besser angenähert, als die Phasenkennlinie lediglich des Tiefpaßfilters 12 im Durchlaßband und in der Nähe der Grenzfrequenz des Tiefpaßfilters 12.

Selbst wenn die Phasenkennlinie des Tiefpaßfilters 12 eine Kennlinie gemäß der Kurve II ist, ergibt sich durch Kaskadenschaltung mit dem Phasenverschiebungskreis 50 die durch die Kurve VI dargestellte Kennlinie, welche der durch die Kurve IV dargestellten Kennlinie des Verzögerungskreises 11 besser angenähert ist. Aus diesem Grund sind die Ausgangssignale des Verzögerungskreises 11 und des Inverters 14 untereinander im wesentlichen von entgegengesetzter Phase und es wird im Operationskreis 15 eine gute Verarbeitung durchgeführt.

Die Amplitudenkennlinie des Hochband-Ausgangssignals, welches am Ausgangsanschluß 16 der Fig. 14 abgegeben wird, nimmt als Ergebnis die durch Kurve II in Fig. 16 dargestellte Gestalt an. Wie sich aus einem Vergleich dieser Amplitudenkennlinie, Kurve II, mit der Amplitudenkennlinie (Kurve IIIH der F i g. 5) des Hochband-Ausgangssignals des in F i g. 3 dargestellten Schaltkreises ergibt, die in Kurve I der Fig. 15 dargestellt ist, ist der Verlauf an der Grenzfrequenz verbessert. Die Kurve III in Fig. 16 gibt die Amplitudenkennlinie des Tiefband-Ausgangssignals wieder, das am Ausgangsanschluß 13 abnehmbar ist.

Wenn die Ausgangssignale der Ausgangsan-Schlüsse 13 und 16 kombiniert werden, lautet die Kennlinie des kombinierten Signals

LP ■ PS + D - LP ■ PS = D

(wobei PS die Kennlinie des Phasenverschiebungskreises ist), und diese Kennlinie des kombinierten Signals wird, ähnlich wie bei der Ausführungsform der Erfindung gemäß F i g. 3, nur durch die Kennlinie D des Verzöeeruneskreises 11 auseedrückt, des-

sen Amplitudenkennlinie und Lauizeitkennlinie beide eben sind und mit den Kennlinien LP und PS des Tiefpaßfilters 12 und des Phasenverschiebungskreises 50 nicht verknüpft sind.

In den Fig. 17 und 18 sind Ausführungsformen der Erfindung dargestellt, die sich ergeben, wenn obige Überlegungen auf die Ausfiihrungsformen gemäß den F i g. 6 und 11 angewendet werden. In den Fig. 17 und 18 sind diejenigen Teile, die den Teilen der F i g. 6 und 11 entsprechen, mit gleichen Bezugszeichen versehen, und auf eine ausführlichere Beschreibung derartiger Teile wird verzichtet.

In der in F i g. '7 dargestellten Ausführungsform sind die Phasenverschiebungskreise 51-1 und 51-3 in Kaskade mit den Tiefpaßfiltern 22-1, 22-2 und 22-3 geschaltet. Es ist nicht notwendig, einen Phasenverschiebungskreis an jedes Tiefpaßfilter anzuschließen, und es läßt sich ein Schaltungsaufbau verwenden, bei dem ein Phasenverschiebungskreis nur in jedem Bandsystem mit dem entsprechenden Tiefpaßfilter in Kaskade oder Serie geschaltet ist, in dem ein besonders scharfer Verlauf an der Grenzfrequenz erzielt werden soll.

In der Schaltung nach Fig. 18 sind Phasenverschiebungskreise 52-1 und 52-2 in Serie mit den Tiefpaßfiltern 42-1 bzw. 42-2 geschaltet. Hierbei wird die Kennlinie PS 2 des Phasenverschiebungskreises 52-2 derart gesetzt, daß die Amplitudenkennlinie (Kurve 1 in Fig. 15) und die Phasenkenniinie (Kurve VI in Fig. J5) der Serienschaltung aus Tiefpaßfilter 42-2 und Phasenverschiebungskreis 52-2 im wesentlichen gleich der Amplitudenkennlinie (gerade Linie III) und der Phasenkennlinie (Kurve IV) des Verzögerungskreises 41-2 im Durchlaßband und üi der Nähe der Grenzfrequenz des Tiefpaßfilters 42-2 ist (nur das

ίο Durchlaßband bezüglich der Amplitudenkennlinie), wobei dessen Amplitude- und Phasenkenniinien durch die Kurven I und II in F i g. 15 dargestellt sind.

Die Kennlinie PSl des Phasenverschiebungskieises 52-1 ist derart gesetzt, daß die Amplituden- und die Phasenkennlinie der Serienschaltung aus Tiefpaßfilier 42-1 und Phasenverschiebungskreis 52-1 im wesentlichen gleich der Amplituden- und der Phasenkennlinie der Serienschaltung aus Verzögerungskreis 41-1, Tiefpaßfilter 42-2 und Phasenverschie- bungskreis 52-2 im Durchlaßband und in der Nähe der Grenzfrequenz des Tiefpaßfilters 42-1 ist (nur das Durchlaßband bezüglich der Amplitudenkennlinie).

Wenn die an den Ausgangsanschlüssen 44a, 44ö

und 44c herausgeführten Signale kombiniert werden, weist die Kennlinie des kombinierten Signals folgende Form auf:

LPl ·PSl + Dl· LP2 · PS2 - LPl · PSl + Dl · Dl - Dl ■ LPl PSl = Dl Dl.

Die Kennlinie des kombinierten Signals wird demnach lediglich durch die Kennlinien Dl und D 2 der Verzögerungskreise 41-1 und 41-2 bestimmt, sie ist mit den Kennlinien LPl, LP 2, PS 1 und PS 2 der Tiefpaßfilter 42-1 und 42-2 und der Phasenverschiebungskreise 52-1 und 52-2 nicht verknüpft. Die Amplitudenkennlinie und die Laufzeitkennlinie des kombinierten Signals sind daher beide eben.

In den vorausgegangenen achten, neunten und zehnten Ausfiihrungsformen der Erfindung, die unter Bezugnahme auf die Fig. 14, 17 und 18 beschrieben wurden, ist ein Phasenverschiebungskreis zweiter Ordnung in Kaskade in eine Stufe mit jeweils einem Tiefpaßfilter geschaltet, diese Anordnung ist jedoch nicht darauf beschränkt. Je nach dem Zweck lassen sich auch Phasenverschiebungskreise höherer Ordnung verwenden, und es können Phasenverschiebungskreise in einer Vielzahl von Stufen in Kaskade oder Serie geschaltet werden. Weiterhin kann ein Tiefpaßfilter oder der entsprechende Phasenverschiebungskreis in der Abfolge innerhalb der Kaskadenschaltung vorn angeordnet sein. Der Phascnverschiebungskreis kann in einem einzigen Signalübertragungspfad, der das Tiefpaßfilter enthält, angeordnet sein.

Um eine ebene Amplitudenkennlinie dadurch zu erhalten, daß die Ausgangssignale aller Bänder des Frequenzband-Teilungsfilters direkt kombiniert werden, müssen die Werte dieser Ausgangssignale entsprechend gesetzt werden. Da in der Praxis jedoch eine Pegeleinstelleinrichtung verwendet wird, um die Werte der Verstärker und Lautsprecher unterschiedlicher Amplitudenkennlinie, die den späteren Stufen des Frequenzband-Teilungsfilters nachgeschaltet sind, zu vereinheitlichen, ergibt sich kein Problem, wenn z. B. die Ausgangspegel aller Bänder dieses Filters verschieden sind.

Selbst wenn ein Ausgangssignal unter den Ausgangssignalen der entsprechenden Bänder eine entgegengesetzte Polarität (entgegengesetzte Phase) besitzt, so stellt dies ebenfalls kein Problem dar, da die Phase leicht durch Anschluß von Baueinheilen, wie z. B. Verstärker und Lautsprecher, wieder umgekehrt werden kann.

Da selbst durch verschiedene Werte der Ausgangssignale der Bänder kein Problem aufgeworfen wird, müssen die Amplituden- und Phasenkennlinie nicht in allen Bändern gleich sein, das einzige Erfordernis besteht darin, daß nur die Phasenkennlinien gleich sind. In der in Fig. 17 dargestellten Ausführungsform besteht die einzige Anforderung darin, daß die Phasenkennlinien der Verzögerungskreise 21-2 α und 21-26 gleich sind, und daß die Phasenkennlinien der Verzögerungskreise 21-3a, ll-3b und 21-3c gleich sind.

so Während die Amplitudenkennlinien im Durchlaßband der Tiefpaßfilter leicht alle auf den Wert 0 dB gesetzt werden können, so ist in einem Verzögerungskreis, bei dem z. B. eine sog. Uberlaufbrigadeneinrichtung (bucket brigade device, BBD) verwendet wird, die Amplitudenkennlinie im Durchlaßband minus eine gewisse Zahl von dB, und in einem Verzögerungskreis, bei dem ein Tiefpaßfilter höherer Ordnung vom konstanten K-Ty ρ verwendet wird, wird die Amplitudenkennlinie nicht größer als - 6 dB.

Es ist folglich schwierig, die Amplitudenkennlinie des Verzögerungskreises gleich derjenigen des Durchlaßbands des Tiefpaßfilters zu setzen.

üieses Problem wird in einer weiteren Ausführungsform der Erfindung gelöst, die untenstehend beschrieben ist. Der Verzögerungskreis 11, der in Fig. 19 gezeigt ist, enthält ein ideales Tiefpaßfilter vom konstanten K-Typ, bei dem die Amplitudenkennlinie im wesentlichen gleich 0,5 (- 6 dB) gesetzt ist. Die Ampli-

tudenkennlinie des Tiefpaßfilters 12 wird im Durchlaßband im wesentlichen gleich 1 (0 dB) gesetzt. Ein durch das Tiefpaßfilter 12 hindurchlaufendes Signal wird am Ausgangsanschluß 13 als ein Tiefband-Ausgangssignal herausgeführt, und es wird gleichzeitig einem einen Koeffizienten in Anwendung bringenden Operationskreis 60 zugeführt, wo es mit einem Koeffizienten Kl multipliziert ist und dann einem Operationsverstärker 61 zugeführt wird. Andererseits wird ein Signal vom Verzögerungskreis 11 mit einem Koeffizienten Kl multipliziert und dann dem Operationsverstärker 61 zugeleitet, wo es dem oben genannten Signal vom Tiefpaßfilter 12 hinzuaddiert wird, das mit dem Koeffizienten Kl multipliziert wurde. Diese Koeffizienten Kl und Kl werden hier zu JCl =2 und Kl = — 1 gewählt. Die Signale vom Verzögerungskreis 11 und dem Tiefpaßfilter 12 mit einer untereinander verschiedenen Amplitudenkennlinie erhalten dadurch die gleiche Amplitudenkennlinie, daß die Koeffizienten zur Anwendung gebracht werden und diese Signale im Operationsverstärker 61 als Signale subtrahiert werden, die im wesentlichen dieselbe Phase und denselben Wert im Durchlaßband des Tiefpaßfilters 12 aufweisen. Es wird daher ein Hochbandausgangssignal mit scharfer Grenzfrequenzflanke am Ausgangsanschluß 16 abgegeben.

In diesem Fall kann ein scharfer Grenzfrequenz-Flankenverlauf des Hochband-Ausgangssignals erhalten werden, wenn das Ausgangssignal des Operationskreises 60 genügend niedrig im Durchlaßband des Tiefpaßfilters 12 ist. Aus diesem Grund brauchen die Koeffizienten K1 und K1 nicht die obengenannten Werte zu besitzen, sie können z. B. auch folgende Kombinationen aufweisen, Kl = 1, K1 = 0,5 oder Kl = -2, K 2 = !,vorausgesetzt, daß folgende Gleichung gilt:

K i _ Amplitudenkennlinie des Tiefpaß-Filters im Durchlaßband

K2 Amplitudenkennlinie des Verzögerungskreises im Durchlaßband des Tiefpaßfilters

Der obengenannte Koeffizientenanwendungskreis 60 enthält in der Praxis z. B. eine Kombination aus einem Operationsverstärker 62 und Widerständen R1 bis R4, wie in F i g. 2OA gezeigt ist. Die Eingangsanschlüsse 63 und 64 sind über Widerstände R 1 und R 3 an den invertierenden Eingang bzw. nicht invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 62 angeschlossen. Ein Widerstand Λ 2 liegt zwischen dem Ausgangsanschluß und dem invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 62, und der nichtinvertierende Eingang ist über einen Widerstand R4 an Masse (Erde) gelegt. Ein mit einem negativen Koeffizienten zu multiplizierendes Signal wird in dieser Schaltung am Eingangsanschluß 63 zugeführt, während ein mit einem positiven Koeffizienten zu multiplizierendes Eingangssignal am Eingangsanschluß 64 angelegt wird.

Für den Operationskreis 60 läßt sich eine Schaltung gemäß Fig. 20B verwenden, sofern ein Schaltungsaufbau verwendet wird, bei dem im Durchlaßband des Tiefpaßfilters das Tiefpaßfilter und der Verzögerungskreis entgegengesetzte Polarität (entgegengesetzte Phase) besitzen (wobei in diesem Fall angenommen wird, daß die Phasenkennlinien im wesentlichen gleich sind und eine Amplitudenkennlinie negativ ist. obwohl auch in Betracht gezogen werden kann, daß die Phasenkennlinien verschieden sind). In Fig. 20B sind die Eingangsanschlüsse63 und 64 über Widerstände R 5 bzw. R 6 mit dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 62 verbunden. Ein Widerstand R 7 liegt zwischen dem Ausgangsanschluß und dem invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 62, der nichtinvertierende Eingangsanschluß ist direkt an Masse (Erde) gelegt. In diesem Fall werden die durch die Anschlüsse 63 und 64 einlaufenden Signale mit negativen Koeffizienten multipliziert und dann addiert.

In den F i g. 2! bis 25 wird nun eine weitere Ausfühningsform der Erfindung dargestellt, die dadurch gebildet wird, daß der in F i g. 19 dargestellte Schaltkreis als eine in zwei Bänder teilende Basiseinheitsschaltung benutzt und bei einem Filter mit in drei Bänder teilendem Aufbau gemäß den Ausführungsformen der F i g. 3, 6, Il usw. angewendet wird. In den Fig. 21 bis 25 werden diejenigen Teile, die Teilen der F i g. 6 und 11 entsprechen, mit gleichen Bezugszeichen versehen, eine genauere Beschreibung derariger Teile wird nicht vorgenommen.

In Fig. 21 enthält eine in zwei Bänder teilende Basiseinheitsschaltung 70 einen Verzögerungskreis 21-1, ein Tiefpaßfilter 22-1 und einen Addierer 24-1 ähnlich der Schaltung gemäß den F i g. 3 und 6. Eine Basiseinheitsschaltung 71 zum Teilen des Ausgangssignals des Addierers 24-1 in zwei Bänder besitzt einen der Schaltung gemäß Fig. 19 entsprechenden Schaltungsaufbau und enthält sinen Verzögerungskreis 21-26, ein Tiefpaßfilter 22-2 und einen einen Koeffizienten zur Anwendung bringenden Operationskreis 60. Ausgangssignale mit Tiefband, Mittenband und Hochband werden an den Ausgangsanschlüssen 72 a, 72 b bzw. 72 c abgegeben.

Gemäß der vorliegenden Ausführungsform der Erfindung ist es zur Erzielung eines guten Grenzfrequenz-Flankenverlaufs im Hochband nicht nötig, die Amplitudenkennlinie des Verzögerungskreises 21-2 b im wesentlichen gleich der Amplitudenkennlinie des Tiefpaßfilters 22-2 im Durchlaßband des Tiefpaßfilters

22-2 zu setzen, die einzige Forderung besteht lediglich darin, daß die Phasenkennlinien gleich sind, wodurch der Entwurf und die Herstellung erleichtert werden.

Als eine Abwandlung der in der F i g. 21 dargestellten Ausführungsform lassen sich die Basiseinheitsschaltungen 70 und 71 untereinander vertauschen. Bei der in F i g. 22 dargestellten Ausführungsform der Erfindung wird eine einen Koeffizienten zur Anwendung bringende Operationsschaltung 60-1 an Stelle des Addierers 24-1 der Ausführungsform gemäß F i g. 21 verwendet Gemäß dieser Ausführungsform der Erfindung lassen sich ein Hochband-Ausgangssignal und ein Mittenband-Ausgangssignal mit gutem Grenzfrequenz-Flankenverlauf erhalten, selbst wenn die Amplitudenkennlinien der Verzögerungskreise 21-1 und ll-ab nicht gleich den Ampiitudenkennlinien der Tiefpaßfilter 22-1 und 22-2 im Durchlaßband sind.

Wie ferner in Fig. 23 dargestellt ist, kann der

einen Koeffizienten zur Anwendung bringende Operationskreis 60 an Stelle des Addierers 43-2 in der Ausführungsfonn gemäß Fig. 11 verwendet werden. Ebenfalls kann, wie in F i g. 24 gezeigt ist, der einen Koeffizienten zur Anwendung bringende Operations-

kreis 60 an Stelle des Addierers 43-1 in der Ausführungsform gemäß Fig. 11 verwendet werden. Ferner können, wie in F i g. 25 dargestellt, Koeffizienten zur Anwendung bringende Kreise 60-1 und 60-2 an Stelle der Addierer 43-1 und 43-2 in der Ausführungsform gemäß Fig. Il verwendet werden.

Die Werte der Koeffizienten der genannten, einen Koeffizienten zur Anwendung bringenden Operationskreise sind nicht auf die im Rahmen der oben geschilderten Ausführungsform der Erfindung genannten Werte beschränkt. Zum Beispiel lassen sich Werte KX = 1 und Kl = -0,5 verwenden. In diesem Fall wird, wenn das Hochband-Ausgangssignal und das Tiefband-Ausgangssignal kombiniert werden, die Hochbandseite 0,5 (-6 dB) im Verhältnis zur Tiefbandseite, und die Amplitudenkennlinie ist nicht mehr eben. In der Praxis ergibt sich jedoch im wesentlichen kein Problem, da eine Pegeleinstelleinrichtung verwendet wird, um die Hochband- und die Tiefbandpegel der Verstärker und der Lautsprecher mit unterschiedlicher Amplitudenkennlinie zu vereinheitlichen, die an weiter hinten liegenden Stufen des Frequenzband-Teilungsfilters angeschlossen werden.

Selbst wenn die Koeffizienten von untereinander entgegengesetzter Polarität (entgegengesetzter Phase) sind, wie z. B. K1 = -2 und Kl = 1, ergibt sich im wesentlichen kein Problem, da die Phasen durch Anschluß von solchen Komponenten, wie z. B. Verstärker und Lautsprecher, leicht wieder invertiert werden können.

Zusätzlich ist es nicht erforderlich, daß sowohl die Amplitudenkennlinien als auch die Phasenkennlinien des Verzögerungskreises der Basiseinheitsschaltung für die Zweibandteilung und des Verzögerungskreises für die Kompensation, der korrespondierend in einem anderen Bandsignalpfad angeordnet ist, gleich sein müssen, es genügt, daß die Phascnkennlinien gleich sind.

Hierzu 11 Blatt Zeichnungen

Claims (7)

Patentansprüche:

1. Frequenzband-Teilungsfilter mit einem Eingangsanschluß zum Anlegen eines Eingangssignals, gekennzeichnetdurch eine erste Schaltungsgruppe (11, 12, 14, 15), die enthält: ein Tiefpaßfilter (12), das mit dem Eingangsanschluß (10) verbunden ist und einen steilen Verlauf an der Grenzfrequenz besitzt, einen Verzögerungskreis (11), der bezüglich des Eingangsanschlusses (10) parallel zum Tiefpaßfilter (12) liegt und eine Frequenz-Phasenkennlinie besitzt, die im wesentlichen gleich der Frequenz-Phasenkennlinie des Tiefpaßfilters (12) innerhalb dessen Durchlaßbands ist, eine Subtraktionsschaltung (14,15), die mit den Ausgängen des Tiefpaßfilters (12) und des Verzögerungskreises (11) verbunden ist und eine Subtraktion der Ausgangssignale des Tiefpaßfilters (12) und des Verzögerungskreises (11) durchführt, einen ersten Ausgangsanschluß (13) zur Abgabe des Durchlaßfrequenzbandbereichs des Tiefpaßfilters (12), einen zweiten Ausgangsanschluß (16) zur Abgabe des übrigen Frequenzbandbereichs der Subtraktionsschaltung (14, 15), wobei die Übertragungskennlinie vom Eingangsanschluß (10) zum zweiten Ausgangsanschluß (16) gleich der Frequenz-Amplitudenkennlinie und der Frequenz-Phasenkennlinie des Verzögerungskreises (11) ist.

2. Frequenzband-Teilungsfilter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß eine zweite und nachfolgende Schaltungsgruppe (22-2, 21-26; 22-3, 21-3c) vorgesehen sind, die alle einen der ersten Schaltungsgruppe (21-1) entsprechenden Aufbau Γι besitzen und in Kaskadenschaltung in mehreren Stufen mit dem Eingangsanschluß (20) verbunden sind, daß die Eingänge des Tiefpaßfilters (22-2, 22-3) und des Verzögerungskreises (21-2/>, 21-3c) der Schaltungsgruppen der zweiten und nachfolgender Stufen mit dem Ausgang des Sublraktionskreises (24-1, 24-2) der Schaltungsgruppe der vorhergegangenen Stufe verbunden sind, und daß ein Verzögerungskreis (21-2«, 21-3/)) mit denselben Kennlinien wie die Verzögerungskreise (21-2/), 4> 21-3c) der Schaltungsgruppe der zweiten oder nachfolgenden Stufen mit dem Ausgang des Tiefpaßfilters (22-1, 22-2) der Schaltungsgruppe der jeweils vorausgegangenen Stufe verbunden ist.

3. Frequenzband-Teilungsfilter nach Anspruch 1, ">o dadurch gekennzeichnet, daß eine zweite und nachfolgende Schaltungsgruppe (22-2, 21-2«; 22-1, 21-1 α) vorgesehen sind, die alle einen der ersten Schaltungsgruppe entsprechenden Aufbau besitzen und in Kaskadenschaltungen mehreren Stufen mit v> dem Eingangsanschluß (20) verbunden sind, und daß die Eingänge des Tiefpaßfilters (22-2, 22-1) und des Verzögerungskreises (22-2«, 21-1 <;) der Schaltungsgruppen der zweiten und nachfolgenden Stufen mit dem Ausgang des Tiefpaßfilters (22-3, w> 22-2) der Schaltungsgruppe der vorausgegangenen Stufe verbunden sind, und daß ein Verzögerungskreis (21-2/), Ii-Ih) mit denselben Kennlinien wie die des Verzögerungskieises (21-2<i, 21-1 ii) der Schaltiingsgruppe der /weiten und nuchlolgcnder (■>■> Stufen mit dem Ausgang der Subtraktionsschaltung (24-3, 24-2) der vorausgegangenen Stufe verbunden ist.

4. Frequenzband-Teilungsfilter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zusätzlich zur ersten Schaltungsgruppe eine zweite und eine dritte Schaltungsgruppe (22-3, 21-3r; 22-1, 21-1) vorgesehen sind, die einen der ersten Schaltungsgruppe (22-2, 21-2) entsprechenden Aufbau besitzen, dgß die Eingänge des Tiefpaßfilters (22-3) und des Verzögerungskreises (21-3 c) der zweiten Schaltungsgruppe mit dem Ausgang des Subtraktionskreises (24-2) der ersten Schaltungsgruppe verbunden sind, daß die Eingänge des Tiefpaßfilters (22-1) und des Verzögerungskreises (21-1) der dritten Schaltungsgruppe mit dem Ausgang des Tiefpaßfilters (22-2) der ersten Schaltungsgruppe verbunden sind, daß ein erster zusätzlicher Verzögerungskreis (21-3b) mit derselben Kennlinie wie die Kennlinie des Verzögerungskreises (21-1) der dritten Schaltungsgruppe zwischen der ersten und der zweiten Schaltungsgruppe angeordnet ist, und daß ein zweiter zusätzlicher Verzögerungskreis (21-3a) mit derselben Kennlinie wie die Kennlinie des Verzögerungskreises (21-3c) der zweiten Schaltungsgruppe zwischen der ersten und der dritten Schaltungsgruppe angeschlossen ist.

5. Frequenzband-Teilungsfilter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zusätzlich zur ersten Schaltungsgruppe (41-2, 42-2, 43-2) weitere Schaltungsgruppen (41-1, 42-1, 43-1) vorgesehen sind, die in mehreren Stufen in Kaskadenschaltung an den Eingangsanschluß (40) angeschlossen sind und enthalten: ein Tiefpaßfilter (42-1) mit einem steilen Verlauf an der Grenzfrequenz, einen Verzögerungskreis (41-1), dessen Eingang mit dem Eingang des Tiefpaßfilters (42-1) verbunden ist, und der eine solche Frequenz-Phasenkennlinie besitzt, daß die Frequenz-Phasenkennlinie der Kaskadenschaltung des Verzögerungskreises (41-1) und des Tiefpaßfilters (42-2) gleich der des Tiefpaßfilters (42-1) ist, und eine Subtraktionsschaltung (43-1), die mit dem Ausgang des Tiefpaßfilters (42-1) verbunden ist, daß die Eingänge des Tiefpaßfilters (42-2, 42-1) und des Verzögerungskreises (41-2,41-1) der Schaltungsgruppen der zweiten Stufen und nachfolgender Stufen mit dem Ausgang des Verzögerungskreises der Schaltungsgruppe der vorhergehenden Stufe verbunden sind, und daß der Ausgang des Tiefpaßfilters (42-1, 42-2) der Gruppen der zweiten Stufe und nachfolgender Stufen mit dem Eingang der Subtraktionsschaltung (43-1, 43-2) der Schafiungen der Gruppe der vorhergehenden Stufe verbunden ist.

6. Frequenzband-Teilungsfiltcr nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß dem Ausgang des Tiefpaßfilters (12) unmittelbar ein Phasenverschiebungskreis (50) nachgeschaltct ist, dessen Ausgangssignal einerseits der Subtraktionsschaltung (14, 15) und andererseits dem ersten Ausgangsanschluß (13) direkt zur Abgabe des Niedcrfrequenzbandsignals des Tiefpaßfilters zugeführt wird, und daß die Frequenz-Phasenkennlinie der Sericnschaltung aus Tiefpaßfilter (12) und Phasenverschiebungskreis (50) gleich der Frequenz-Phasenkennlinie des Verzögerungskreises (11) im Durchlaßband des Tiefpaßfilters (12) ist.

7. Frequenzband-Teilungsfilter nach Anspruch 1. dadurch gekennzeichnet, daß die Subtraktionsschaltung (14,15) eine, einen Koeffizienten zur Anwendung bringende Operationsschaltung (60) ent-

hält, um die Ausgangssignale des Verzögerungskreises und des Tiefpaßfilters mit Koeffizienten (Kl und K 2) zu multiplizieren.

Die Erfindung betrifft ein Frequenzband-Teilungsfilter mit einem Eingangsanschluß zum Anlegen eines Eingangssignals.

In Systemen, wie z. B. Hörfrequenz-Lautsprechersystemen werden z. B. LautsprecLer für niedere, mittlere und hohe Frequenzbänder, im folgenden als niederes, mittleres und hohes Band bezeichnet, benutzt, und ein Hörfrequenasignal wird in ein niederes, ein mittleres und ein hohes Band geteilt, wobei Signale der derart geteilten Bänder den Lautsprechern Tür die entsprechenden Bänder zugeführt werden. Für diese Bandteilung wird ein Frequenzband-Teilungsfilter verwendet. In diesem Fall hört der Hörer Klänge, die von der akustischen Kombination im K.angfeld der von den Lautsprechern für die drei Bänder reproduzierten Klänge herrühren. Ferner wird ein derartiges System zur Teilung eines Signals in Frequenzbänder, zur übertragung der derart geteilten Frequenzbänder mittels Übertragungssystemen für die Bänder und zur anschließenden Addierung und Kombination dieser derart übertragenen Signale, um auf diese Weise übertragene Signale zu erhalten, auch in Begrenzers} fernen oder einem Rauschunterdrückungs- oder -verringerungssystem verwendet.

In derartigen Fällen ist es wünschenswert, daß 'lie Kennlinien der nach Teilung des Frequenzbandes, übertragung und anschließender Addierung und Kombination erhaltenen Signale gleich den Kennlinien und Eigenschaften des Signals vor der Frequenzbandteilung sind.

Ein Bandteilungsfilter zur Ausführung der genannten Frequenzbandteilung soll daher eine scharfe oder steile Grenzfrequenzflanke und eine derartige Frcquenz-Amplituden-Kennlinie, im folgenden als »Amplitudenkennlinie« bezeichnet, und eine derartige Frequenz-Gruppenlaufzeitkennlinie, im folgenden als »Gruppenlaufzeitkennlinie« bezeichnet, besitzen, das die Amplitudenkennlinie und die Gruppenlaufzeitkennlinie des Signals nach dem Additions- und dem Kombinationsvorgang flach verlaufen.

Bei einem typischen bekannten Frequenzband-Teilungsfilter, auf das beispielshalber in Jer Zeichnung Bezug genommen wird, sind jedoch, wenn irgendeine der genannten Grenzfrequenz-Flankenverläufc, Amplitudenkennlinie und Gruppenlaufzeitkennlinie den gewünschten Verlauf besitzen, die anderen Kennlinien schlecht, und es ist kein derartiges Filter bekannt, bei dem alle diese Kennlinien vollständig zufriedenstellend sind.

Aus der DE-AS 15 41 098 ist es bekannt, ein Frequenzband in mehrere Teilbänder aufzuteilen, separat zu übertragen und schließlich wieder derar' zusammenzufügen, daß an den Uberlappungsbcreichen keine Auslöschungen durch Phasenfehler auftreten. Die Aufteilung und Zusammenfügung der Teilsignale erfolgt je über ein doppelsymmetrisches Viertor-Filter. In die für die verschiedenen Bandbereiche getrennten Ubertragungswcgc sind Verstärker und Phasenschieber eingebaut.

' Aus der Veröffentlichung in NTZ, Mai 1971, S. 276 bis 281 ist eine amplituden- und phasenrichtige Mehrweuefrequenzweiche für den Tonfrequenzbereich be-

kannt. Die Aufteilung des Eingangssignals in Signale unterschiedlicher Frequenzbereiche erfolgt mittels zweier gleicher leerlaufender Dreipole, die unter Zwischenschaltung von Transistorstufen in Kollektorschaltung von der gleichen Quelle gespeist werden. Eine prinzipielle Schwierigkeit bei dieser Art der Aufteilung besteht darin, daß die Bauelemente derart ausgewählt werden müssen, daß paarweise identische Dreipole mit genügender Genauigkeit realisiert werden können.

Aus der US-PS 36 43 170 ist ein Laufzeitentzerrer angegeben, bei dem ein Eingangssignal über einen, ein variables Verzögerungsglied sowie einen Tiefpaß enthaltenden Pfad, und über einen hierzu parallel liegenden Verzögerungskreis einem Differenzverstärker zugeführt wird.

Aufgabe der Erfindung ist es demgegenüber, ein Frequenzband-Teilungsfilter zu schaffen, welches einen stellen Grenzfrequenz-Flankenverlauf und eine derartige Amplitudenkennlinie und Gruppenlaufzeitkennlinie besitzt, daO die Ampliiuderrkennlinie und Gruppenlaufzeitkennlinie eines durch Teilung und Kombination erhaltenen Signals einen ebenen und flachen Verlauf besitzen, wobei das Frequenzband-Teilungsfilter einen einfachen und zuverlässig arbeitenden Schaltungsauflbau besitzen soll.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß ein Tiefpaßfilter, das mit dem Eingangsanschluß verbunden ist und einen steilen Verlauf an der Grenzfrequenz besitzt, einen Verzögerungskreis, der bezüglich des Eingangsanschlusses parallel zum Tiefpaßfilter liegt und eine Frequenz-Phasenkennlinie besitzt, die im wesentlichen gleich der Frequenz-Phasenkennlinie des Tiefpaßfilters innerhalb dessen Durchlaßbands ist, eine Subtraktionsschaltung, die mit den Ausgängen des Tiefpaßfilters und des Verzögerungskreises verbunden ist und eine Subtraktion der Ausgangssignale des Tiefpaßfilters und des Verzögerungskreises durchführt, einen ersten Ausgangsanschluß zur Abgabe des Durchlaßfrequenzbandbereichs des Tiefpaßfilters, einen zweiten Ausgangsanschluü zur Abgabe des übrigen Frequenzbandbereichs der Subtraktionsschaltung, wobei die übcrtragungskennlinie vom Eingangsanschluß zum zweiten Ausgangsanschluß gleich der Frequenz-Ampliludenkennlinie und der Frequenz-Phasenkennlinie des Verzögerungskreises ist.

Die Vorteile der Erfindung liegen insbesondere darin, daß das Frequenzband-Teilungsfilter einen steilen Verlauf in der Umgebung der Grenzfrequenz aufweist, daß das durch Teilung und Kombination erhaltene Signal einen ebenen Verlauf besitzt, und daß die Schaltung einen besonders einfachen Aufbau besitzt und die Verwendung von schwer zu verwirk-Hellenden identischen Baugruppen vermeidet.

Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind durch die Merkmale der Unteransprüche gekennzeichnet.

Im folgenden werden Ausführungsbeispiele der Erfindung anhand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigen

Fig. la bis I d und F i g. 1 e bis 1 h Darstellungen der Amplitudcnkennlinieii und Phasenkennlinien eines Hochpaßfilters bzw. eines Tiefpaßfilters des allgemein bekannten Typs,

F i g. 2 die Amplitudenkennlinie und die Phasenkennlinie eines Beispiels eines bekannten Frequenzband-Teilungsfilters,