DE2754893A1 - Radargeraet - Google Patents

Radargeraet

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DE2754893A1
DE2754893A1 DE19772754893 DE2754893A DE2754893A1 DE 2754893 A1 DE2754893 A1 DE 2754893A1 DE 19772754893 DE19772754893 DE 19772754893 DE 2754893 A DE2754893 A DE 2754893A DE 2754893 A1 DE2754893 A1 DE 2754893A1
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DE
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signal
radar device
hand
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time
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Jean-Claude Andre Debuisser
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International Standard Electric Corp
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    • G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
    • G01S13/02—Systems using reflection of radio waves, e.g. primary radar systems; Analogous systems
    • G01S13/06—Systems determining position data of a target
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    • G01S13/10—Systems for measuring distance only using transmission of interrupted, pulse modulated waves
    • G01S13/26—Systems for measuring distance only using transmission of interrupted, pulse modulated waves wherein the transmitted pulses use a frequency- or phase-modulated carrier wave
    • G01S13/28—Systems for measuring distance only using transmission of interrupted, pulse modulated waves wherein the transmitted pulses use a frequency- or phase-modulated carrier wave with time compression of received pulses
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    • G01S13/288—Systems for measuring distance only using transmission of interrupted, pulse modulated waves wherein the transmitted pulses use a frequency- or phase-modulated carrier wave with time compression of received pulses using coded pulses phase modulated

Description

J-C.A.Debuisser-7 RADARGERÄT
Die Erfindung betrifft ein Radargerät wie im Oberbegriff des Anspruchs 1 angegeben. Derartige Radargeräte haben den Vorteil, daß sie bei der Abstrahlung eine relativ niedrige Spitzenleistung benötigen, was die Verwendung kleiner und preisgünstiger Sender ermöglicht.
Beim Vorhandensein relativ naher Ziele ist jedoch der Auffassungsbereich dieser Radargeräte wegen des Vorhandenseins von Nebenzipfeln bei der Autokorrelationsfunktion des Phasenkodes stark eingeschränkt. Die von Echos von nahen Zielen verursachten Nebenzipfel können die Echos von entfernteren Zielen verdecken.
Es ist Aufgabe der Erfindung, die oben erwähnten Nachteile dadurch zu beseitigen, daß die Nebenzipfel der Autokorrelationsfunktlon beseitigt werden.
Die Lösung dieser Aufgabe erfolgt mit den im Anspruch 1 angegebenen Mitteln. Vorteilhafte Weiterbildungen sind den Unteransprüchen zu entnehmen. Eigenschaften und Vorteile der Erfindung werden im Zusammenhang mit der Beschreibung erläutert.
Die Erfindung wird anhand der Zeichnungen beispielsweise näher erläutert. Es zeigt:
Fig.1 ein periodisches Signal S(t), das durch einen
gegebenen Phasenkode mit η Zeichen bestimmt ist;
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Fig.2 und 3 AusfOhrungsbeispiele für angepaßte Empfänger;
Fig.4 die Autokorrelationsfunktion für das periodische Signal S(t) nach Fig.1;
Flg.5 das gegenüber S(t) erfindungsgemäB modifizierte Signal S'(t);
Fig.6 und 7 die Autokorrelationsfunktionen des periodischen
Signals S1(t), wenn η geradzahlig bzw. ungeradzahlig ist;
Fig.8 und 9 die modifizierten Autokorrelationsfunktionen für geradzahliges bzw. ungeradzahliges nj
Fig.10 bis 14 Ausführungsbeispiele, die für geradzahliges bzw. ungeradzahliges η geeignet sind;
Fig.15 ein Ausführungsbeispiel, das sowohl für geradzahlige als auch für ungeradzahlige η geeignet ist;
Fig. 16 das periodische Signal S"(t), das man durch
Addition der periodischen Signale S*(t) und S*(t-T) erhält.
Zunächst werden zum besseren Verständnis der Erfindung anhand der Fig.1 bis 4 einige bekannte Eigenschaften betreffend die Autokorrelationsfunktion eines phasenkodierten periodischen Signals erläutert.
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In Fig.1 ist ein Beispiel für ein periodisches Signal S(t), das einen zyklischen Kode mit η (z.B. η = 7) Zeichen und Pegeln C1 bis C , wobei jeder Pegel den Wert +1 oder -1 hat, dargestellt. Im dargestellten Beispiel ist
C1 ■ +1, C2 - +1, C3 - -1, C4 - +1
C5 - -1, C6 - -1, C7 - -1.
Die Pegel C1 bis C werden mit C. (i - 1 bis n) bezeichnet. Jedes Zeichen wird während einer Dauer T abgestrahlt und das entsprechende Signal wird als "Unterimpuls" bezeichnet. Der komplette Phasenkode hat die Länge η·Τ. Die Übergänge des Signals S{t) (Wechsel vom Pegel +1 zum Pegel -1) verursachen einen Phasensprung von π bei dem vom Radargerät abgestrahlten Trägersignal.
Die Autokorrelationsfunktion für das Signal S(t) erhält man auf bekannte Weise durch Verwendung der in den Figuren 2 und 3 dargestellten angepaßten Empfängern. Das von dem angepaßten Empfänger empfangene und von einem Ziel reflektierte Signal wird mit r(t) bezeichnet. Dieses Signal entspricht dem verzögerten Signal S(t).
Bei dem bekannten Empfänger nach Fig.2 gelangt das empfangene Signal zuerst zu einem Filter F, das dem "Unterimpuls" angepaßt ist, und das das Signal/Rauschverhältnis verbessert. Das Ausgangssignal des Filters F passiert anschließend (n-1) in Serie geschaltete identische Verzögerungsleitungen LR (1) bis LR (n-1), die jeweils eine Zeitverschiebung T entsprechend der Länge eines
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"Unterinipulses" erzeugen. Die Ausgangssignale der Verzögerungsleitungen LR(I) bis LR(n-1) und des Filters F werden mit Koeffizienten C^ bis Cn", die zu den Koeffizienten C1 bis Cn konjugiert sind, in Multiplikationsstufen M(1) bis M(n) multipliziert. In der nachfolgenden Beschreibung werden die Multiplikationskoeffizienten mit c7, i«1 bis n, bezeichnet. Im Falle des gewählten Beispiels sind die Koeffizienten C^ mit den Koeffizienten C1 identisch. Die η Ausgangssignale der η Multiplikationsstufen werden in einem Summierglied S1 summiert und ergeben das Autokorrelationssignal R(t). Zum Zeitpunkt η·Τ ist der Wert K des Autokorrelationssignals R(n»T) durch
nAT
K - R(n.T) - J r(t).S(t).dt
bestimmt, wobei S(t) das zu r(t) konjugierte Signal ist.
Ein anderes Ausführungsbeispiel für einen Empfänger, der der ersten Periode des Signals Stt) angepaßt ist, ist in Fig.3 dargestellt. Das empfangene Signal r(t) wird in einer Multiplikationsstufe M mit dem konjugierten Signal S(tj multipliziert und das Ergebnis dieser Multiplikation wird aber die Zeit η·Τ, die gleich der Periode des Signals S(t) ist, in einem Integrator I integriert. Die Betriebszeit des Integrators I ist durch eine der Multiplikationsstufe M nachgeschaltete Torschaltung P, die auf Durchlaß geschaltet ist, wenn sie einen Steuerimpuls hl mit der Länge η·Τ erhält, bestimmt. Der der ersten Periode des Signals S(t) angepaßte Empfänger liefert den Wert X des Autokorrelationesignals.
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Wenn die Eingangssignale der Multiplikationsstufe M zeitlich um At gegeneinander verschoben sind, liefert der Integrator I einen Wert H(At) des Korrelationssignals. Durch Variation von At erhält man die Funktion H(At), die die zyklische Autokorrelationsfunktion mit der Periode des Signals S(t) ist.
In Fig.4 ist die bekannte Autokorrelationsfunktion
■ ' des periodischen Signals S(t) aus Fig.1 dargestellt. Das in Fig.1 dargestellte Beispiel für einen Kode wird als "Folgekode maximaler Länge" bezeichnet. Seine Autokorrelationsfunktion hat die spezielle Eigenschaft, daß Nebenzipfel mit konstanter Amplitude k=-1 vorhanden sind. Die Amplitude der Spitzen ist gleich der Anzahl η der Zeichen des Kodes (n=7). Spitzen sind vorhanden bei At=O, η·Τ, 2η·Τ,...
Der "Folgekode maximaler Länge" gehört zu der allgemeinen Familie von Kodes, die nachfolgend mit "zyklisch nahezu perfekte Kodes" bezeichnet werden und deren Autokorrelationsfunktion folgende Eigenschaften aufweist:
HJAt) = n _ (n_k) . A£ für ο £ At £ T
für Ti ÄT έ (n-1) ·Τ
für (n-1) «TfATiii
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Die Autokorrelationsfunktion der "zyklisch nahezu perfekten Kodes" hat Nebenzipfel mit konstanter Amplitude k.
Das erfindungsgemäße Prinzip der Unterdrückung der Nebenzipfel der Autokorrelationsfunktion wird nachfolgend erklärt. Es vird dabei auf die Eigenschaften der oben beschriebenen bekannten Einrichtungen zurückgegriffen.
Bei der Erfindung müssen folgende Punkte erfüllt sein:
1) Es wird ein Phasenkode ausgewählt, der gegenüber dem "zyklisch nahezu perfekten Kode" modifiziert ist. Diesen modifizierten Kode erhält man, indem man aufeinanderfolgende "Unterimpulse"des periodischen Signals S(t), das dem "zyklisch nahezu perfekten Kode" entspricht, alternierend mit +1 und -1 multipliziert; das mit diesem modifizierten Phasenkode erzeugte Signal wird S'(t) genannt.
2) Man erzeugt das Autokorrelationssignal für das modifizierte periodische Signal S'(t) mit Hilfe eines Empfängers, der der Periode des Signals S'(t) angepaßt ist. Ein solcher angepaßter Empfänger ist bekannt; er kann beispielsweise dem in Fig.2 oder 3 dargestellten Empfänger entsprechen.
3) Man verschiebt das Autokorrelationssignal um eine Zeit T.
4) Man summiert die Autokorrelationssignale.
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Je nachdem, ob die Zahl η der Zeichen des "zyklisch nahezu perfekten Kodes" gerade oder ungerade ist, ist die Periode des Signals S*(t) gleich η·Τ oder gleich 2η·Τ. Der erfindungsgemäß modifizierte Phasenkode enthält deshalb η oder 2n Zeichen abhängig davon, ob η geradzahlig oder nicht geradzahlig ist. In Fig.5 ist das periodische Signal S'(t) dargestellt, das man aus dem Signal S (t) nach Fig.1 erhält. Da in Fig.1 η ungeradzahlig ist, ist die Periode des Signale S1(t) gleich 2n.T.
in Fig.6 ist die Autokorrelationsfunktion ) für das Signal S1(t) für geradzahliges η dargestellt. Diese Funktion, die immer noch im Abstand η·Τ Hauptspitzen hat, hat die besondere Eigenschaft, daß sägezahnförmige Nebenzipfel mit Pegeln +k und -k vorhanden sind.
In Fig.7 ist die Autokorrelationsfunktion für
das Signal S1(t) für ungeradzahliges η dargestellt. Diese Funktion hat Hauptspitzen im Abstand η·Τ, wobei die Vorzeichen ihrer Pegel alternieren. Sie hat sägezahnförmige Nebenzipfel mit Pegeln +2k und -2k.
In Fig.8 ist die Autokorrelationsfunktion dargestellt, die man durch Addition der Autokorrelationsfunktion nach Fig.6 (n geradzahlig) und derselben um T verschobenen Funktion erhält.
Entsprechend ist in Fig.9 die Autokorrelationsfunktion ) dargestellt, die man durch Addition der Autokorrelationsfunktion nach Fig.7 (n ungeradzahlig) und
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derselben um T verschobenen Funktion erhält.
Aus den Flg. 8 und 9 1st zu entnehmen, daß die Hauptspitzen abgeschnitten sind und daß die Nebenzipfel vollständig unterdrückt sind.
in Fig.10 ist ein Blockschaltbild der Einrichtung mit der die Nebenzipfel der Autokorrelationsfunktion unterdrückt werden können, dargestellt für den Fall, daß η geradzahlig ist. Das erste Beispiel ist aus dem angepaßten Empfänger nach Fig.2 abgeleitet. Es sind das Filter F, das dem "Unterimpuls" angepaßt ist, die (n-1) identischen Verzögerungsleitungen LR (1) bis LR (n-1), die jeweils eine Verzögerung T erzeugen, die gleich der Länge eines Unterimpulses ist, die η Multiplikationsstufen M(1) bis M(n) und das Summierglied S1 vorhanden. Das Filter F empfängt das Videosignal r1(t), das dem Signal S'(t), das gegenüber S(t) wie oben beschrieben modifiziert ist, entspricht. Es werden lediglich andere Multiplikationskoeffizienten C1j verwendet. Man erhält sie aus den bekannten Koeffizienten cT durch alternierendes Multiplizieren mit +1 und -1. Man erhält:
Das Ausgangssignal des Summierglieds S1 ist das Autokorrelationssignal R1(t) des Signals S'(t), dessen Verlauf
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in Fig.6 dargestellt ist. Das Signal R'(t) wird dann von einer Verzögerungsleitung LR um eine Zeit T verzögert und man erhält das Signal R'(t-T). Die beiden Signale Rf(t) und R1(t-T) werden in einem Summierglied S2 addiert und ergeben das Autokorrelationssignal R"(t), das keine Nebenzipfel hat und dessen Verlauf in Fig.8 dargestellt ist.
In Fig.11 ist das Blockschaltbild einer vereinfachten Variante der Einrichtung nach Fig.10 (n geradzahlig) dargestellt. Bei dieser Variante werden andere Koeffizienten
C. benutzt, die so gewählt sind, daB die Verzögerungsleitung LR und das Summierglied S2 nicht mehr benötigt werden. Die neuen Koeffizienten werden C". bezeichnet. Das Ausgangssignal des Summierglieds S1 liefert dann das Autokorrelationssignal R"(t) direkt. Die Koeffizienten
C1 erhält man aus den Koeffizienten C^ wie folgt: C"~j » C^ - C^ (Gleichungen 1)
C7^ * (-1)1"1 · (c"L-C^\) für i j« 1. Es ergibt sich dann:
C2 = -C2 +
C"n β - Cn + Cn-1
In Fig.12 ist ein Blockschaltbild einer Einrichtung zur Unterdrückung von Nebenzipfeln für den Fall, daß η ungeradzahlig ist, dargestellt. Auch hier ist wieder das dem "Unterimpuls" angepaßte Filter vorhanden. Da η ungerad-
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zahlig 1st, 1st die Länge des modifizierten Phasenkodes gleich 2η·Τ. Folglich werden (2n-1) Verzögerungsleitungen LR(1) bis LR(2n-1), die jeweils eine Verzögerung von T erzeugen, und 2n Multiplikationsstufen M(I) bis M(2n), denen 2n Koeffizienten C7T (1 « 1 bis 2n) zugeführt werden, benötigt. Ein Summierglied S3 mit 2n Eingängen gibt das Signal R'(t) ab. Wie im Falle der Fig. 10 wird das Signal R*(t) von einer Verzögerungsleitung LR um die Zeit T verzögert. Die Verzögerungsleitung gibt das Signal R'(t-T) ab. Die beiden Signale werden dann in dem Summierglied S2, das das Signal R"(t), dessen Verlauf in der Fig.9 dargestellt ist, abgibt, addiert.
In Fig.13 ist das Blockschaltbild einer vereinfachten Variante des Gerätes nach Fig.12 (n ungerade) dargestellt, bei der es möglich ist, die Zahl der Verzögerungsleitungen und Multiplikationsstufen zu reduzieren. Die Variante ergibt sich aus der Beziehung zwischen den Multiplikationskoeffizienten C^ für den Fall, bei dem η ungerade ist. Aus dem Signal S'(t) in Fig.5 ergibt sich:
C'1+n » -C1 Gleichung C)
Bei Berücksichtigung dieser Gleichung enthält das Gerät nach Fig.13 nur (n-1) Verzögerungsleitungen LR(D bis LR(n-i) und η Multiplikationsstufen M(I) bis M(n), denen die Koeffizienten C1T (1- 1 bis n) zugeführt werden. Den 2$ Ausgängen der η Multiplikationsstufen ist das Summierglied S1 nachgeschaltet. Um das negative Vorzeichen aus Gleichung (2) zu berücksichtigen, wird das Ausgangssignal des Summierglieds S1 einerseits in einer Multiplikationsstufe X mit -1
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multipliziert und andererseits von einer Verzögerungsleitung R um eine Zeit η·τ verzögert. Das Autokorrelationssignal R1(t) erhält man durch eine Addition der Ausgangssignale der Multiplikationsstufe und der Verzögerungsleitung R in einem Summierglied S4. Wie bei den Anordnungen nach den Fig.10 und 12 erhält man das Signal R"(t) aus R1(t) und R1(t-T) mittels einer Verzögerungsleitung LR und eines Summierglieds S2.
In Fig.14 ist das Blockschaltbild einer weiter vereinfachten Variante des Geräts nach Fig.12 (n ungerade), das von dem Gerät nach Fig.13 abgeleitet wurde, dargestellt. Bei dieser Variante sind die Verzögerungsleitung LR und das Summierglied des Ausführungsbeispiels nach Fig.13 nicht mehr vorhanden. Stattdessen werden die Koeffizeinten C.
durch die Koeffizienten C^ unter Berücksichtigung der Gleichungen (1), die für ein ungerades η gleichermaßen gültig sind, ersetzt. Dies ist die Vereinfachung des
Ausführungsbeispiels nach Fig.11 gegenüber dem Ausführungsbeispiel nach Fig.10 für den Fall eines geraden n.
Ein weiteres Ausführungsbeispiel zur Unterdrückung der Nebenzipfel, das aus dem angepaßten Empfänger nach Fig.3 abgeleitet ist, ist in Fig.15 dargestellt. Auch hier ist der Multiplikationsstufe M eine Torschaltung P und ein Integrator I nachgeschaltet. Die Multiplikationsstufe M erhält einerseits das reflektierte Signal r1(t) und
andererseits die Summe der Signale S'(t) und S'(t-T).
Um den Empfänger einer Signalperiode des Signals S'(t) anzupassen, muß die Torschaltung P während einer Zeit η·Τ, wenn η gerade ist und während einer Zeit 2nT, wenn η
ungerade ist, durchlässig sein. Um dies zu erreichen, wird sie von dem Impuls h , dessen Lunge η·Τ ist, oder von
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-einem Impuls h , dessen Länge 2nT 1st, gesteuert. Der Intergrator I gibt ein Autokorrelationssignal ab, dessen Wert dem mit den abgeschnittenen Autokorrelationssignalspitzen entspricht und wie es in Fig.8 bzw. Fig.9 dargestellt ist.
In der Fig.16 ist das Signal S"(t)»S'(t)+S'(t-T) dargestellt. Dies ist ein periodisches Signal mit einer Periode von 2η·Τ weil η ungeradzahlig ist. Wenn die Koeffizienten C^ nur die beiden Werte +1 und -1 annehmen, dann nehmen die Koeffizienten C11T oder das Signal S"(t) nur drei Werte +2,0 und -2 an, was leicht zu erzeugen ist.
Außer den oben beschriebenen Kodes können auch andere Kodes verwendet werden. Es kann jeder Kode verwendet werden, dessen Autokorrelationsfunktionen Nebenzipfel enthalten, die eine solche Symmetrie aufweisen, da6 sie sich nach geeigneter zeitlicher Verschiebung und nach Summierung der verschiedenen Anteile ausmitteln. Die Erfindung wurde anhand der Verwendung des Videosignals beschrieben. Die Nebenzipfelelimination kann jedoch auch mit dem ZF-Signal erfolgen. Die notwendigen Abänderungen gegenüber dem Ausfuhr ungsbeispiel sind dem Fachmann geläufig. Es können beispielsweise Torschaltung und Integrator nach Fig.3 und auf bekannte Weise durch ein Tiefpaßfilter mit nachgeschaltetem Abtaster ersetzt werden.
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L e e r s e ι ί e

Claims (7)

  1. Patentanwalt 2 7 5 A 8 9
    Dipl.-Phys.Leo Thul
    Kurze Str.8
    7 Stuttgart 30
    J-CA. Debuisser-7
    INTERNATIONAL STANDARD ELECTRIC CORPORATION, NEW YORK
    Patentansprüche
    Radargerät, insbesondere DauerStrichradargerät oder Radargerät, bei dem eine Impulskompression erfolgt, mit einer Auswerteeinrichtung zur Durchführung des Autokorrelationsverfahrens, bei dem das abzustrahlende Signal entsprechend einem gewählten periodischen Kode phasenmoduliert ist, dadurch gekennzeichnet, daß zur Unterdrückung der Nebenzipfel der Autokorrelationsfunktion der Kode so gewählt ist, daß die bei der Auswertung entstehenden Nebenzipfel eine solche Symmetrie haben, daß sie eliminiert sind, wenn die Autokorrelationsfunktion zu ihrer zeitlich verzögerten Autokorrelationefunktion addiert wird, und daß Einrichtungen (Fig.10 bis 14) vorgesehen sind, die die Verzögerung und die Summierung durchführen.
  2. 2. Radargerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der gewählte Kode (S*(t)) aus einem periodischen Signal (S(t)), das mittels eines "nahezu perfekten zyklischen" Kodes mit η Zeichen des Pegels C (i ■ 1 bis n) erzeugt
    Sm/Sch
    02.12.1977
    809825/0748
    J-CA. Debuisser-7
    wurde und das aus einer Anzahl "Unterimpulsen" mit einer Länge T besteht, durch alternierende Multiplikation aufeinanderfolgender "Unterimpulse" mit "+1" bzw. "-1" abgeleitet wird.
  3. 3. Radargerät nach Anspruch 2. dadurch gekennzeichnet/ daß zur Durchführung der Auswertung ein bekannter Empfänger (Fig.10), der der Periode des Signals (S1(t)) angepaßt ist, mit Verzögerungsleitungen (LR), Multiplikationsstufen (C) und Summiergliedern (S1) vorgesehen ist, und daß ein weiteres Summierglied (S2) vorgesehen ist, dem das Signal des angepaßten Empfängers einerseits direkt und andererseits um die Zeit T verzögert (LR) zugeführt wird.
  4. 4. Radargerät nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß für den Fall, daß η geradzahlig ist, ein dem "Unterimpuls" angepaßtes Filter (F) vorgesehen ist, dem das reflektierte Signal (r'(t)), das dem abgestrahlten Signal (S*(t)) entspricht, zugeführt wird, daß dem Filter (n-1) identische Verzögerungsleitungen (LR), die jeweils eine Verzögerung T erzeugen, nachgeschaltet sind, daß dem Filter bzw. den Verzögerungsleitungen η Multiplikationsstufen (M) nachgeschaltet sind, die die η Ausgangssignale mit η Koeffizienten cT (i = 1 bis n) multiplizieren, daß ein Summierglied S1 vorgesehen ist, das die Ausgangssignale der Multiplikationsstufen summiert und daß die Koeffizienten C^ zu
    CT die C. zugeordnet sind, in folgendem Zusammen
    hang stehen: C!j ■ Cj - C~
    C^- M) 1^. (C^HC-J1) für i φ 1.
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    J-C.A.Debuisser-7
  5. 5. Radargerät nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet» daß wenn η nicht geradzahlig ist, ein weiteres Summierglied (S4) vorgesehen ist, dem einerseits das um die Zeit η·Τ verzögerte Ausgangssignal des anderen Summierglieds (S1) und andererseits das mit H-1" multiplizierte Ausgangssignal des anderen Summierglieds (S1) zugeführt wird.
  6. 6. Radargerät nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet» daß eine Multiplikationsstufe (M) vorgesehen ist» der einerseits das empfangene reflektierte Signal (r*(t)) und anderereeite die beiden addierten Signale S1(ti und S1(t-T) zugeführt werden» daß der Multiplikationsstufe eine Torschaltung (P) nachgeschaltet ist» die bei geradzahligen η während der Zeit η·Τ und bei ungeradzahligem η während der Zeit 2η·Τ offen ist und daß der Torschaltung eine Integrationsschaltung (3) nachgeschaltet ist.
  7. 7. Radargerät nach einem der Ansprüche 2 bis 6» dadurch gekennzeichnet» daß die Pegel C^ gleich "+1" oder "-1" sind.
    809825/0748
DE19772754893 1976-12-16 1977-12-09 Radargeraet Withdrawn DE2754893A1 (de)

Applications Claiming Priority (1)

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FR7638006A FR2374651A1 (fr) 1976-12-16 1976-12-16 Dispositif d'elimination des lobes secondaires d'auto-correlation d'un signal continu periodique code en phase

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