DE2558155B2

DE2558155B2 -

Info

Publication number: DE2558155B2
Application number: DE2558155A
Authority: DE
Inventors: Tetsuya Kawasaki Taguchi; Tokuichi Yokohama Tsunekawa
Original assignee: Canon Inc
Current assignee: Canon Inc
Priority date: 1974-12-28
Filing date: 1975-12-23
Publication date: 1978-03-02
Also published as: FR2296169B1; DE2558155A1; US4076977A; FR2296169A1; DE2558155C3

Description

Die Erfindung betrifft eine Lichtmeßschaltung mit einem photoelektrischen Wandler im Eingang eines rückgekoppelten Verstärkers nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1 bzw. 3.

Aus der DE-OS 23 48 250 ist eine Lichtmeßschaltung bekannt, bei der ein photoelektrischer Wandler mit dem Eingang eines rückgekoppelten Verstärkers verbunden ist und bei der eine Schaltungsanordnung zur Kompensation der Streukapazität im Eingang des Verstärkers vorgesehen ist. Erst wenn diese anfänglich ungeladene Streukapazität auf eine bestimmte, vom Ausgangssignal des photoelektrischen Wandlers abhängige Spannung aufgeladen wurde, hat die Lichtmeßschaltung ihren stabilen bzw. eingeschwungenen Zustand erreicht. Müßte die Streukapazität allein vom — insbesondere bei geringer Helligkeit — kleinen Strom des photoelektrischen Wandlers aufgeladen werden, dann würde eine entsprechend lange Zeit vergehen, bevor die Lichtmeßschaltung diesen stabilen Zustand einnimmt Bei der bekannten Lichtmeßschaltung enthält daher die Schaltungsanordnung zur Kompensation der Streukapazität einen Kondensator, der zwischen den Eingang des Verstärkers und einen Pol eines Versorgungsschalters geschaltet ist, dessen anderer Pol mit der Versorgungsspannungsquelle verbunden ist. Nach Einschalten dieses Versorgungsschalters kann sich daher die Streukapazität relativ rasch über den zusätzlichen Kondensator aufladen. Der Ladeweg über den Versorgungsschalter und den zusätzlichen Kondensator bleibt bei der bekannten Lichtmeßschaltung so lange bestehen, solange die Lichtmeßschaltung eingeschaltet ist. Die Streukapazität wird dabei auf einen Spannungswert aufgeladen, der vom Verhältnis ihrer Kapazität zu derjenigen des zusätzlichen Kondensators abhängt je nach diesem Kapazitätsverhältnis kann die Streukapazi tat daher entweder zu gering geladen oder überladen werden, wobei in beiden Fällen der relativ langsame Ausgleich durch den Strom des photoelektrischen Wandlers herbeigeführt werden müßte.

Aufgabe der Erfindung ist es, eine Lichtmeßschaltung zu schaffen, bei der die Ansprechgeschwindigkeit gegenüber der bekannten Lichtmeßschaltung noch weiter erhöht ist.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die Merkmale des Kennzeichenteils des Patentanspruchs 1 bzw. 3 gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche.

Bei beiden angegebenen Lösungsmöglichkeiten wird die Streukapazität im Eingang des Verstärkers unabhängig von der Helligkeit und damit vom Strom des photoelektrischen Wandlers nach Einschalten der Lichtmeßschaltung zunächst rasch aufgeladen und — im einen Fall immer, im anderen Fall möglicherweise — überladen, wobei die Überladung dann jedoch über einen gesonderten Entladeweg rasch abgeleitet wird, so daß der eingeschwungene Zustand der Lichtmeßschaltung schnell erreicht werden kann.

Die Erfindung wird nachstehend anhand von Ausführungsbeispielen unter Bezug auf die Zeichnungen naher erläutert. Es zeigt

Fig. 1 ein Schaltbild einer ersten Ausführungsform der Lichtmeßschaltung,

Fig.2 und 3 Spannungsverläufe in Abhängigkeit von der Zeit der Lichtmeßschaltung von F i g. 1,

Fig.4 ein Schaltbild einer zweiten Ausführungsform der Lichtmeßschaltung und

Fig.5 und 6 Spannungsverläufe über der Zeit der Lichtmeßschaltung gemäß F i g. 4.

F i g. 1 zeigt ein Schaltbild des ersten Ausführungsbeispiels der für eine Kamera vorgesehenen Lichtmeßschaltung. In der Zeichnung ist 1 ein photoelektrischer Wandler, etwa in Form einer Silicium-Photodiode, die überlegene Anspricheigenschaften bietet. 2 ist ein Rechenverstärker, der in der Eingangsstufe einen Feldeffekttransistor (nachstehend FET genannt) und damit eine hohe Eingangsimpedanz aufweist. 3 ist ein an den Ausgangsanschluß des Rechenverstärkers 2 angeschlossener npn-Transistor, 4 ein an den Emitter des Transistors 3 angeschlossener Widerstand und 5 eine als logarithmisch komprimierende Diode in den Rückkopplungsweg geschaltete Diode; mittels dieser Elemente wird die Helligkeit des aufzunehmenden Objekts in eine zum Logarithmus der Objekthelligkeit lineare Ausgangsspannung umgesetzt. 6 ist die mit gestrichelten Linien gezeigte Streukapazität, die zwischen dem invertierenden Eingangsanschluß ( —) des Rechenverstärkers und der Masse 25 Ebesteht und die unvermeidbar beim Herstellungsprozeß der Schaltungselemente erzeugt wird. 7 ist ein Vergleicher, 8 ein npn-Transistor und 9 ein als Schalter arbeitender npn-Transistor. 10,11 und 12 sind Widerstände für die Vorspannungseinstellung. Die Elemente 7 bis 12 bilden eine Schaltungsanordnung zur Kompensation der Streukapazität 6 im Eingang des Rechenverstärkers 2, und dienen damit der Erhöhung der Ansprechgeschwindigkeit der Lichtmeßschaltung.

Die Elemente 13 bis 19 bilden eine Temperaturkompensationsschaltung für die vorstehend beschriebene Lichtmeß-Schaltung; dabei sind 13 eine Konstantspannungsquelle für die Vorspannungseinstellung, 16 ein Rechenverstärker, 18 eine Diode für die Temperaturkompensation und 14,15 und 17 Widerstände, die dafür sorgen, daß durch die Diode 18 ein Vorstrom fließt, der gleich dem in der Photodiode 1 bei Normalhelligkeit fließenden photoelektrischen S from ist. 19 ist ein Widerstandselement mit einem positiven Temperaturkoeffizienten. Die Elemente 20 bis 22 bilden eine Glättungsschaltung zur Vermeidung von Störungen (Flimmerstörungen) bei Verwendung einer Wechsel-Lichtquelle, etwa einer Leuchtstoffröhre, zum Ausleuchten des zu photographierenden Objekts. Diese Schaltung ist für den Fall sehr schneller Ansprecheigenschaften der Photodiode 1 vorgesehen, wobei 20 ein Rechenverstärker und 21 und 22 jeweils ein im Rückkupplungsweg angebrachter Kondensator und Widerstand zur Bildung einer Zeitkonstantenschaltung für die Vermeidung der Flimmerstörung sind. 23 ist eine Belichtungswert-Steuerschaltung.

Nachstehend wird die Wirkungsweise der beschriebenen Lichtmeßschaltung erläutert.

Allgemein ist ein bipolarer Transistor bezüglich der Einschwingeigenschaften einem Feldeffekttransistor überlegen, so daß er daher häufig vor einem aus einem FET bestehenden Schaltkreis wirksam wird. Wenn der in der Zeichnung gezeigte Stromversorgungsschalter 24 geschlossen wird, wird der bipolare Transistor 3 daher in den Leitzustand versetzt, bevor die aus dem Rechenverstärker 2 bestehende Eingangsstufe des Verstärkers aus den Elementen 2 und 3 in den Funktionszustand gebracht ist. Infolgedessen fließt durch die zwischen dem invertierenden EingangsanschluE ( —) des Rechenverstärkers Z und der Masse 25E bestehende Streukapazität 6 und die Diode 5 ein Strom, der die Streukapazität 6 übermäßig auflädt. Wenn die Streukapazität 6 geladen wird, ist das Potential des nichtinvertierenden Eingangsanschlusses ( + ) des Rechenverstärkers 2 niedriger als das des invertierenden

ίο Eingangsanschlusses (-). Wenn dann nach Ablauf ei.ier bestimmten festliegenden Zeitdauer der Rechenverstärker 2 in den Funktionszustand gelangt, wird der Transistor 3 gesperrt, wodurch das Potential am Ausgang (Emitter) des Transistors 3 nahezu zu Null (Volt) wird. Damit ist der Ladestromweg zu der Streukapazität 6 unterbrochen, so daß deren Aufladung beendet wird. Die in der Streukapazität 6 gespeicherte Ladung kann infolge der aus F i g. 1 ersichtlichen Polung der Diode 5 und der Photodiode 1 über diese Elemente 1 und 5 nicht abfließen. Ohne die Elemente 7 bis 12 dauert es — insbesondere wenn die Helligkeit des aufzunehmenden Objekts gering ist — im Falle der vorstehend erläuterten Lichtmeßschaltung aus den Elementen 1 bis 6 eine beträchtliche Zeit, bis das Ausgangssignal der Lichtmeßschaltung einen stabilen Zustand erreicht, weil die in der Streukapazität 6 gespeicherte Ladung durch den in der Photodiode 1 erzeugten lichtelektrischen Strom kompensiert werden muß und dieser lichtelektrische Strom selbst sehr klein ist.

Die im vorliegenden Fall vorgesehene und von den Elementen 7 bis 12 gebildete Schaltungsanordnung sorgt jedoch dafür, daß die Lichtmeßschaltung selbst bei geringer Helligkeit des aufzunehmenden Objekts schnell in den stabilen Zustand gelangt. Wenn nämlich der Rechenverstärker 2 in den Funktionszustand versetzt ist, ist das Potential am Ausgang des Rechenverstärkers 2 infolge der in der Streukapazität 6 gespeicherten Ladung auf einem niedrigen Pegel, so daß das Potential an dem nichtinvertierenden Eingangsanschluß ( + ) des Vergleichers 7 niedriger ist als das an dem invertierenden Eingangsanschluß ( —), so daß auf diese Weise der Transistor 8 in den Sperrzustand versetzt wird, während der Transistor 9 in den leitenden Zustand gebracht wird. Wenn der Transistor 9 in den leitenden Zustand gebracht worden ist, wird die in der Streukapazität 6 gespeicherte Ladung augenblicklich über den Kollektor und den Emitter des Transistors 9 und die Basis und den Emitter des Transistors 3 derart entladen, daß das Potential an dem invertierenden

so Eingangsanschluß des Rechenverstärkers 2 augenblicklich dasjenige des nichtinvertierenden Eingangsanschlusses des Rechenverstärkers 2 erreicht. Bei Abführung der übermäßigen Ladung von der Streukapazität kommt der Rechenverstärker 2 in den Normalzustand, wenn der Basisstrom des Transistors 3 schnell anzusteigen beginnt, bis der Transistor 3 wieder vollständig leitfähig wird, während zur gleichen Zeit das Potential an dem nichtinvertierenden Eingang des Vergleichers 7 höher wird als das an dem invertierenden Eingang. Daher wird der Transistor 8 in den leitfähigen Zustand versetzt, während der Transistor 9 in den Sperr'ustand gebracht wird, wodurch der durch den Transistor 9 gebildete Entladestromweg für die Streukapazität 6 unterbrochen wird und die Entladung der Streukapazität 6 aufhört.

Der Entladestromkreis in Form des Transistors 9 ist also so ausgebildet, daß die in der Streukapazität 6 gespeicherte Ladung schnei! abnimmt und daher der

Rechenverstärker 2 schnell in den normalen Funktionszustand gebracht wird, selbst wenn die Helligkeit des aufzunehmenden Objekts gering ist. An dem Emitter des Transistors 3 wird dann, d. h. eine sehr kurze Zeit nach dem Schließen des Stromversorgungsschalters 24, eine der Helligkeit des von der Photodiode 1 aufgefangenen Lichtstroms entsprechende Spannung erzeugt.

Weil dabei die Gefahr besteht, daß infolge eines Reststroms des Transistors 9 ein Belichtungsfehler auftritt, da der photoelektrische Strom der Photodiode 1 im Falle geringer Objektheilig! cit sehr klein ist, sind die Widerstände 10 und 11 und 12 so festgelegt, daß die Basisspannung des Transistors 9 gleich dem Potential an dem invertierenden Eingang des Rechenverstärkers 2 ist, wobei die Sättigungsspannung des Transistors 8 in Betracht gezogen ist.

Nachstehend wird die Temperaturkompensationswirkung erläutert. Es sei angenommen, daß der photoelektrische Strom der Photodiode 1 bei einer mittleren Helligkeit oder Normalhelligkeit, für die optimale Temperaturkompensation erzielt werden soll, gleich ips ist, daß die Diode 5 die gleichen Eigenschaften wie die Diode 18 aufweist und daß der Widerstand 17 so gewählt ist, daß er einen dem Strom ips entsprechenden Vorstrom durch die Diode 18 fließen läßt. In diesem Zustand wird die durch die Widerstände 14 und 15 geteilte Spannung am Ausgang der Konstantspannungsquelle 13 als Vorspannung Vcan die nichtinvertierenden Eingänge der Rechenverstärker 16 und 20 angelegt. Die Ausgangsspannung Vi des Rechenverstärkers 16 kann wie folgt dargestellt werden:

K₁ = Vc -

XT

^₊ Λ. /0 J

(D

35

wobei die Offset-Spannung vernachlässigt ist. Dabei ist io der Sättigungsstrom der Diode 18 in Sperrichtung, K die Boltzmann-Konstante, T die absolute Temperatur und qdie Elektronenladung.

Wenn Her photoelektrische Strom bei einem beliebigen Wert der Objekthelligkeit gleich ip ist, kann die Ausgangsspannung V₂ der Verstärkeranordnung 2, 3 folgendermaßen dargestellt werden:

KT

In f^ + lY
\w )

45

(2)

Diese Ausgangsspannung Vi wird zwischen den beiden Anschlüssen des Emitter-Widerstands 4 des Ausgangs-Transistors 3 erzeugt und zusammen mit der Klemmenspannung des Temperaturkompensationswiderstands 19 an den invertierenden Eingang ( —) des Rechenverstärkers 20 gegeben. Wenn der Wert des Widerstands 19 bei der Normaltemperatur To gleich Ro und der Wert des Rückkopplungswiderstands 21 des Rechenverstärkers 20 gleich RF ist, so kann die Ausgangsspannung des Rechenverstärkcrs 20 folgendermaßen dargestellt werden:

^KT<>

RF ^KT< > > f'Ps\ Ro q \ φ J

weil ips/io und ip/io sehr viel größer als 1 sind, so daß die Ausgangsspanniing V₁ des Rechenverstärkcrs 20 einen hinsichtlich der Tcmpcraturiinderung konstanten Wert annimmt. Das heißt, die Temperatur kann vollkommen kompensiert werden.

Falls die Lichtmeßschaltung ein gemischtes Licht mi einem Wechsellichtanteil (z. B. in Sinuswellenform empfängt, nachdem die Rechenverstärkeranordnung 2 3 in den stationären Zustand gebracht worden is enthält wegen der hohen Ansprechgeschwindigkeit dei Photodiode 1 die Ausgangsspannung Vj der Rechenver Stärkeranordnung 2, 3 die folgende Wechselspannungs komponente:

V₂ = E₁ + A sin (,. f. (4)

Diese Ausgangsspannung wird über den Widerstani 19 in den Rechenverstärker 20 eingegeben, wie ei vorstehend beschrieben wurde. Der Gegenkopplungs Stromkreis des Rechenverstärkers 20 enthält einen au der Parallelschaltung von Widerstand 21 und Konden sator 22 gebildeten Hochpaß. Daher ist die Verstärkun des Rechenverstärkers 20 im Bereich hochfrequente Wellen niedriger. Wenn beispielsweise die flC-Zeitkon stante des Gegenkopplungsstromkreises 5 msec be trägt, kann im Hinblick auf die Frequenz des Lichts eine Leuchtstofflampe von 100 Hz infolge der Wechsel stromversorgung die Verstärkung bei 100 Hz un ungefähr 10 dB gegenüber der Verstärkung für Gleich spannung verringert werden. Auf diese Weise wird de Wechselspannungsanteil im Ausgangssignal des Re chenverstärkers auf ³/io verringert.

Wie vorstehend erläutert, ist die beschrieben) Lichtmeßschaltung ausreichend bezüglich der Tempera tür kompensiert und gegen die Einwirkung vor Wechsellicht geschützt, so daß sich eine hervorragende Lichtmeßqualität bei hoher Ansprechgeschwindigkei ergibt.

Die Fig. 2 und 3 zeigen jeweils ein Diagramm zu Erläuterung der Funktion der in Fig. 1 gezeigtet Schaltung. In der F i g. 2 zeigt die Abszisse der Zeitablauf von dem Schließen des Stromversorgungs schalters 24 an, während die Ordinate die Spannung ar dem invertierenden Eingang (-) der Rechenverstärker anordnung 2, 3 darstellt. Vms ist der normah Betriebspegel des Rechenverstärkers 2. Q₁ stellt der Verlauf bei Verwendung der Schaltungsanordnung mi den Elementen 7 bis 12, P\ den Verlauf ohne ihn Verwendung dar. Zum Zeitpunkt is beginnt der FET ir der Eingangsstufe des Rechenverstärkers 2 zu arbeiter der Transistor 3 wird in den Sperrzustand gebracht unt die Aufladung der bereits überladenen Streukapazität ( hört auf. Ohne die Elemente 7 bis 12 wird di< Streukapazität 6 durch den photoelektrischen Stron der Photodiode 1 entsprechend der Kurve Pi entladen Insbesondere im Fall geringer Helligkeit dauert de Einschwingvorgang des Rechenverstärkers dann derar lang, daß eine große Spanne (tN—ts) vergeht, bis da Potential an dem invertierenden Anschluß (-) de Rechenverstärkers 2 den normalen Betriebspegel Vm erreicht. Bei Vorhandensein der Elemente 7 bis 12 win jedoch der Transistor 9 in den eingeschalteten Zustanc versetzt und die Ladung der Streukapazität 6 gemäß de Darstellung durch die Kurve Q\ in einer sehr kurzen Zei (ti) verringert, so daß das Einschwingverhalten de Rechenverstärkers 2 wesentlich verbessert ist.

Die Fig.3 zeigt die Ausgangsspannung des Rechen Verstärkers 20 über der Zeit und läßt das Ansprcchver halten auf die Objekthelligkeit nach der Glättungsschal tung und Temperaturkompensation erkennen. Auf de Abszisse beginnt der Zcitablauf mit dem Schließen de Stromversorgungsschalters 24. Dabei sind V«//und Vn jeweils der höhere und der niedrigere Sättigungspcge des Rechenverstärkcrs 20, während Vum der normal·

Betriebsausgangspegel ist. Die anderen Werte sind die gleichen wie in der Fig. 2 und tragen die gleichen Bezugszeichen. Qi entspricht dem Verlauf Q_x, P₂ dem Verlauf Pi von F i g. 2.

F i g. 4 zeigt ein Schaltbild der zweiten Ausführungsform der Lichtmeßschaltung. Die gleichen Elemente wie die in F i g. 1 tragen die gleichen Bezugszeichen; auf ihre nochmalige Erläuterung kann verzichtet werden. Bei der in F i g. 4 gezeigten Ausführungsform wird zum Verhindern der Überladung der Streukapazität 6 über den Transistor 3 und die Diode 5 die Polarität des photoelektrischen Wandlers bzw. der Photodiode 1 und diejenige der Diode 5 umgekehrt. Selbst wenn der Transistor 3 in den eingeschalteten Zustand gebracht wird, bevor der die Eingangsstufe des Rechenverstärkers 2 bildende FET zu wirken beginnt, findet bei der in F i g. 4 gezeigten Schaltung keine Ladung der Streukapazität 6 statt, weil die Diode 5 in der Gegenrichtung geschaltet ist. Wenn jedoch die Objekthelligkeit gering ist und der in der Photodiode 1 erzeugte photoelektrisehe Strom sehr klein ist, dauert es eine beträchtliche Zeit, bis die Streukapazität 6 ausreichend aufgeladen ist und der Rechenverstärker den normalen Betriebspegel erreicht hat. Zur Vermeidung dieser Unzulänglichkeit wird in diesem Fall die Streukapazität 6 zwangsweise geladen.

Die Fig. 5 und 6 zeigen die Wirkung der hierdurch erzielten Verbesserung der Einschwingeigenschaften der in Fig. 4 gezeigten Schaltung, wobei gleiche Bezeichnungen wie in den F i g. 2 und 3 gewählt wurden, Wenn gemäß Fig.4 der Stromversorgungsschalter 24 geschlossen wird, wird der Transistor 3 in den eingeschalteten Zustand versetzt, bevor der die Eingangsstufe des Rechenverstärkers 2 bildende FET zu arbeiten beginnt. Da die Polarität der Diode 5 umgekehrt ist, findet keine Ladung der Streukapazität 6 ) über den Transistor 3 statt. Zu diesem Zeitpunkt ist das Potential an dem invertierenden Eingang ( —) des Vergleichers 7 höher als das an dem nichtinvertierenden Eingang ( + ), so daß der Transistor 8 in der Ausgangsstufe in den Sperrzustand versetzt wird,

κι während der Transistor 9 in den eingeschalteten Zustand gebracht und die Streukapazität 6 zwangsweise über den Transistor 9 geladen wird. Wenn der die Eingangsstufe des Rechenverstärkers 2 bildende FET gerade zum Zeitpunkt f/-"i in F i g. 5 zu arbeiten beginnt,

I¹J weist der invertierende Eingang ( — ) des Rechenverstärkers 2 das Einschwingverhalten Qi in F i g. 5 auf. Wenn der die Eingangss'ufe des Rechenverstärkers 2 bildende FET jedoch erst bei i.v2 zu arbeiten beginnt, wird die Streukapazität 6 gemäß der Darstellung durch die

2« Kurve Qi zunächst überladen. Diese Überladung wird aber augenblicklich über die Photodiode 1 und die Diode 5 abgeführt (ti 2)- Falls in der Lichtmeßschaltung nach Fig. 4 die Schaltungsanordnung mit den Elementen 7 bis 12 nicht vorhanden ist, wird die Streukapazität 6 gemäß der Darstellung durch die Kurve Pj durch den der Objekthelligkeit entsprechenden photoelektrischen Strom aufgeladen, so daß der Einschwingzustand lange anhält und die Lichtmeßschaltung verzögert anspricht. Die Fig. 6 zeigt den Verlauf des Ausgangssignals des

jo Rechenverstärkers 20, wobei die Kurven Q% Q, und P₄ jeweils den Kurven Q₁, Q₄ und Pi in der F i g. 5 entsprechen.

Hierzu 4 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Lichtmeßschaltung mit einem photoelektrischen Wandler im Eingang eines rückgekoppelten Verstärkers, einer Schaltungsanordnung zur Kompensation der Streukapazität im Eingang des Verstärkers sowie einer Versorgungsspannungsquelle, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltungsanordnung im Falle einer anfänglichen Überladung der Streukapazität durch die Versorgungsspannung einen Entladekreis (9, 3, 4), der mittels eines Schalters (9) an den Eingang des Verstärkers (2) anschließbar ist, sowie eine Steuerschaltung (7,8, 11, 12) zur Betätigung des Schalters für eine die Entladung der Streukapazität (6) ?.uf das Niveau des eingeschwungenen Zustands ermöglichende Zeit aufweist.

2. Lichtmeßschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärker ein Differenzverstärker (2) ist, daß der photoelektrische Wandler eine Photodiode (1) ist, die mit ihrer Kathode an den invertierenden und mit ihrer Anode an den nicht invertierenden Eingang des Differenzverstärkers angeschlossen ist, und daß der Differenzverstärker (2) durch eine Diode (5) rückgekoppelt ist, deren Kathode mit dem invertierenden Eingang des Differenzverstärkers (2) verbunden ist

3. Lichtmeßschaltung mit einer Versorgungsspannungsquelle, einem photoelektrischen Wandler im Eingang eines rückgekoppelten Verstärkers, dessen Eingangsstufe erst nach einer bestimmten Zeitspanne nach Einschaltung der Versdrgungsspannung betriebsbereit ist, und einer der Kompensation der Streukapazität im Eingang des Verstärkers dienenden Schaltungsanordnung, die einen mittels eines Schalters an den Eingang des Verstärkers anschließbaren Ladekreis zur zwangsweisen Ladung der anfänglich ungeladenen Streukapazitet aufweist, dadurch gekennzeichnet, daß eine Steuerschaltung (3,7,8,10,11,12) zur Schließung des Schalters (9) für eine der bestimmten Zeitspanne entsprechende Zeit und ein Entladeweg (1, 4, 5) zur Abführung einer eventuellen Überladung der Streukapazität (6) nach Beendigung der zwangsweisen Ladung vorgesehen sind.

4. Lichtmeßschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärker ein Differenzverstärker (2) ist, daß der photoelektrische Wandler eine Photodiode (1) ist, die mit ihrer Anode an den invertierenden und mit ihrer Kathode an den nicht invertierenden Eingang des Differenzverstärkers (2) angeschlossen ist, und daß der Differenzverstärker durch eine Diode (5) rückgekoppelt ist, deren Anode mit dem invertierenden Eingang des Differenzverstärkers (2) verbunden ist.

5. Lichtmeßschaltung nach Anspruch 2 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung einen Komparator (7, 8) umfaßt, dessen einer Eingang mit dem Ausgang des Differenzverstärkers eo (2), dessen anderer Eingang mit dem nicht invertierenden Eingang des Differenzverstärkers (2) und dessen Ausgang mit dem Schalter (9) verbunden ist.

6. Lichtmeßschaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Schalter aus einem Transistor (9) besteht, dessen Emitter-Kollektor-Strecke den Ausgang des Differenzversiärkers (2) mit dessen invertierendem Eingang verbindet und dessen Basis an den Ausgang des Komparators (7,8) angeschlossen ist