DE2530037A1

DE2530037A1 - Oszillator mit variabler frequenz

Info

Publication number: DE2530037A1
Application number: DE19752530037
Authority: DE
Inventors: Katsuo Isono
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1974-07-05
Filing date: 1975-07-04
Publication date: 1976-01-22
Also published as: FR2277460A1; FR2277460B1; DE2530037C2; AT371961B; NL7508081A; ATA522375A; JPS516643A; JPS5818815B2; US3992679A; GB1512254A; CA1020641A

Description

4. Juli 1975 It 3301

SONY CORPORATION

7-35, Kitashinagawa 6-chome, Shinagawa - ku Tokyo , Japan

Oszillator mit variabler Frequenz

Die Erfindung "bezieht sich allgemein auf Oszillatoren mit variabler Frequenz und speziell derartige Oszillatoren, die eine geschlossene Regelschleife enthalten, durch die der Oszillator auf einem "bestimmten Frequenzwert festgelegt werden kann.

Um eine Frequenzstabilisierung eines Oszillators zu erreichen, wurde bisher ein Frequenzsynthesizer verwendet, der eine phasenstabilisierende Schleife aufweist, in der sich ein Bezugsoszillator befindet, ein gewöhnlicher spannungsgesteuerter Oszillator mit variabler Frequenz, ein Frequenzteiler oder Multiplier für das Ändern der Frequenz des Ausgangs des Oszillators mit variabler Frequenz auf im wesentlichen dieselbe Frequenz wie den Ausgang des Bezugsoszillators und einen Phasenkomparator, mit dem die Phase des Ausgangs des Bezugsoszillators mit der Phase des frequenzgeänderten Ausgangs des Oszillators mit variabler Frequenz verglichen wird und der Oszillator mit variabler Frequenz abhängig von dem Vergleichsausgang dann gesteuert wird. Wenn der Frequenzteiler oder Multiplier fest ist, ist die Frequenz des Oszillators mit variabler Frequenz ebenfalls fest auf einen bestimmten Wert eingestellt, so daß dannein Signal mit der gewünschten

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Frequenz zuverlässig erzeugt werden kann. Bei einem derartigen Oszillator mit fest eingestellter Frequenz oder derartigen Frequenzsynthesizer der herkömmlichen Art kann die Frequenz, auf die der Oszillator fest eingestellt wird, durch Ändern des Teilerverhältnisses oder des Vervielfältigungsfaktors des Frequenzteilers bzw. Multipliers geändert werden. Wenn jedoch die gewünschte Frequenz, auf die der Oszillator mit einstellbarer Frequenz festgelegt werden soll, im Vergleich zur Ausgangsfrequenz des Bezugsoszillators verhältnismäßig hoch ist, so daß die Ausgangsfrequenz des einstellbaren Frequenzoszillators durch eine große Zahl geteilt werden muß, so daß sie der Frequenz des Ausgangs des Bezugsoszillators entspricht, dann wird die Einstell- oder Ansprechzeit des Frequenzteilers unerwünscht lang, und außerdem muß das Teilerverhältnis des Frequenzteilers sehr groß sein.

Die lange Ansprechzeit des Frequenzteilers führt zu Instabilitäten der festen Frequenzeinstellung des Oszillators mit variabel einstellbarer Frequenz, und die große Frequenzteilerrate benötigt einen komplizierten und teuren Frequenzteiler.

Mit der Erfindung soll deshalb eine Verbesserung des auf einen festen Frequenzwert einstellbaren Oszillators geschaffen werden, bei der die den bekannten Oszillatoren dieser Art inne^wohnenden Fachteile vermieden sind. Dabei soll im Oszillator eine neuartige Frequenzsteuerrückführschleife eingesetzt werden. Weiterhin wird mit der Erfindung angestrebt, einen einfachen und billigen Oszillator mit fest einstellbarer Frequenz zu schaffen, dessen stabile Oszillatorfrequenz leicht und auf jeweils stabile Werte mit Hilfe einer einfach aufgebauten Frequenzsteuerrückführschleife eingestellt werden kann.

Gemäß der Erfindung weist ein Oszillatorkreis für stabilisierte Frequenz einen variablen Frequenzoszillator auf, der an seinem Ausgang ein Frequenzsignal abgeben kann, das durch ein dem Oszillator zugeführtes Steuersignal bestimmt wird, ferner eine Verzögerungseinrichtung, die vom Oszillator dessen Aus-

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gangswert aufnimmt und einen verzögerten Ausgangswert schafft, sowie eine Schaltung zur Erzeugung eines Steuersignals, die den Oszillatorausgang und den verzögerten Ausgang aufnimmt und daraus ein Steuersignal zusammenfügt, das vorzugsweise zyklisch und abhängig von Änderungen in der Frequenz am Oszillatorausgang sich ändert und das dann dem Oszillator zugeführt wird, damit mit seiner Hilfe der Ausgangswert des Oszillators auf die gewünschte Frequenz festgelegt wird.

Bei einem "bevorzugten Ausführungsbeispiel können die das Steuersignal erzeugenden Schaltungsteile eine Addiereinrichtung aufweisen, die den Oszillatorausgang und den verzögerten Ausgang addiert und daraus einen addierten Ausgangswert bildet, sowie einen Detektorkreis, der die Amplitude des addierten Ausgangswertes feststellt und daraus das zyklisch sich ändernde Steuersignal bildet. Die Frequenz, auf die das Ausgangssignal des Oszillators festgelegt werden soll, kann einfach dadurch bestimmt werden, daß ein Steuersignal von ausgewählter Amplitude dem sich zyklisch ändernden Steuersignal überlagert wird, das dem Oszillator zugeleitet wird, oder daß entweder der Oszillatorausgang oder der verzögerte Ausgang, bevor diese der Addiereinrichtung zugeleitet werden, phasenverschoben werden.

Die Eigenschaften und Einzelheiten der Erfindung werden nun näher erläutert anhand der Beschreibung von Ausführungsbeispielen in Verbindung mit der Zeichnung. Es zeigen:

Fig. 1 ein schematisches Blockdiagramm eines Frequenzsynthesizers mit einer phasenstabilisierenden Rückführschleife nach bekannter Art;

Fig. 2 ein Blockdiagramm einer Grundeinheit für einen frequenzstabilisierten Oszillator nach einem Ausführungsbeispiel der Erfindung;

Fig. 3 ein Vektordiagramm für die Erläuterung der Erfindung;

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Pig. 4 ein Diagramm teils in Blockdarstellung eines weiteren Ausführungsbeispiels des frequenzstabilisierten Oszillators nach der Erfindung;

Pig. 5 ein Vektordiagramm, auf das bei der Erläuterung der Pig. 4 Bezug genommen wird;

Pig. 6a und 6B Wellenformdiagramme zur Erklärung der Wirkungsweise der Ausführungsbeispiele aus den Piguren 2 und 4;

Pig. 7 ein Blockdiagramm eines wiederum anderen Ausführungsbeispiels des frequenzstabilisierten Oszillators nach der Erfindung;

Pig. 8A, 8B, 8C, 8D und 8E Wellenformdiagramme zur Erklärung der Wirkungsweise des Oszillators nach Pig. 7;

Pig. 9 und 10 Blockdiagramme weiterer Ausführungsbeispiele des frequenzstabilisierten Oszillators nach der Erfindung und

Pig. 11 und 12 ein Vektordiagramm bzw. ein Wellenformdiagramm, das der Erläuterung des Ausführungsbeispiel aus Pig. 10 dient.

Um das Verständnis für die Erfindung und deren Vorteile zu erleichtern, wird zunächst anhand der Pig. 1 ein Prequenzsynthesizer von bekannter Art beschrieben, der eine Phasenstabilisierungs-Rückführschleife hat.

Dieser Prequenzsynthesizer besteht aus einem Bezugsoszillator 1, der genau bei einer Prequenz f schwingt, einem Prequenzoszillator 3 für variable Prequenz, der spannungsgesteuert ist und in dem normalerweise eine Kapazitätsdiode verwendet wird, einem 1/H" Prequenzteiler 4, von dem ein Ausgangssignal der Prequenz f aus dem Oszillator 3 mit variabler Prequenz in seiner Prequenz H^--fach geteilt wird, wobei dieser Teiler beliebig durch ein von außen zugeführtes Eingangssignal eingestellt wird, und einem Phasenkomparator 2, durch den ein Signal der Prequenz f/ff, das vom 1/H" Prequenzteiler 4 abgeleitet wird, in seiner Phase mit dem Ausgangssignal des Bezugsoszillators 1 verglichen wird, um eine entsprechende Steuerspannung zu erzeugen. Diese Steuerspannung vom Phasenkompara-

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tor 2 wird dann dem Oszillator für variable Frequenz 3 zugeleitet, um aus diesem ein Ausgangssignal der Frequenz f=N*f_Q zu erhalten. Folglich kann vom Oszillator 3 durch geeignete Programmierung oder Auswahl des Frequenzteilerverhältnisses N ein Signal der gewünschten Frequenz abgenommen werden. Wie bereits an früherer Stelle ausgeführt, wird der 1/F Frequenzteiler 4 unerwünscht kompliziert und teuer, wenn die Frequenz f am Oszillatorausgang des Oszillators 3 um ein Vielfaches größer als die Frequenz f des Bezugsoszillators 1 ist, d. h. wenn das Teilerverhältnis N groß sein muß. Außerdem wird dann die Ansprechzeit des Frequenzteilers 4 unerwünscht lang und kann zu Instabilität bei der Festlegung des Ausgangs des Oszillators 3 auf die gewünschte Frequenz führen.

Aus der Fig. 2, die ein Ausführungsbeispiel eines frequenzstabilisierten Oszillators gemäß der Erfindung zeigt, ist zu erkennen, daß dieser einen spannungsgesteuerten Oszillator mit variabler Frequenz 3' aufweist, der dem im Frequenzsynthesizer mit Phasenstabilisierungs-Rückführschleife gemäß Fig. 1 gleich ist. Ein Ausgangssignal S. wird an einer Ausgangsklemme des Oszillators 3' für variable Frequenz abgenommen, und es hat die Frequenz f, die ansteigen soll in Abhängigkeit von einer Steigerung einer Steuerspannung E, die den Steuerklemmen des Oszillators 3' zugeführt wird. Der stabilisierte Oszillator nach der Erfindung weist weiterhin eine Signalverzögerungseinrichtung auf, beispielsweise eine Ultraschallverzögerungsleitung, die einen Eingangswandler 6 (elektrisch auf Ultraschallwelle) und einen Ausgangswandler 7 (Ultraschallwelle auf elektrisches Signal) enthält. Die Verzögerungszeit X der Verzögerungsleitung 5 ist durch die Schallgeschwindigkeit ν im dem Ultraschall leitenden Medium bedingt, sowie durch die Länge dieses Mediums 1, so daß sich nach der Formel die Verzögerungszeit X = l/v ergibt, die von Frequenzeigenschaften praktisch nicht beeinflusst ist.

Das Schwingungsausgangssignal S_A des Oszillators 3' variabler Frequenz wird dem Eingangswandler 6 der Verzögerungsleitung 5

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zugeführt, so daß dann ein Ausgangssignal S₅ mit der Verzögerungszeit 'C "vom Ausgangswandler 7 der Verzögerungsleitung 5 abgenommen werden kann. Dieses Ausgangssignal S^, das in seinem Pegelwert wegen der Verluste in der Verzögerungsleitung 5 gedämpft ist, wird einem Addierkreis 8 zugeleitet, wo es mit dem Frequenzausgangssignal S. addiert wird, das unmittelbar vom Frequenzoszillator variabler Frequenz 3' zugeleitet wird.

Wenn das Signal S. vom Oszillator 3' variabler Frequenz der Gleichung a sin tu t und das Signal S„ am Ende der Verzögerungsleitung 5 der Gleichung a' sin CU (t -%) folgt, ergibt sich am Ausgang des Addierkreises 8 ein zusammengesetztes Signal S_c, welches folgender Gleichung genügt:

S₀ = a sin CiJt + a' sin ü) (t - T? ) (1)

In der Fig. 3 ist mit der Strecke OA ein Vektor dargestellt, der das Frequenzsignal S. wiedergibt, während die Strecke AC für den Vektor des Signals S-n steht. In der Annahme, daß der Vektor OA bezüglich des Vektors AC feststeht und der Vektor AC um den Punkt A mit der Phasendifferenz zwischen den Vektoren OA und AC, die gleich CuV ist, dann wird das zusammengesetzte Signal S_Q durch den Vektor OC wiedergegeben, so daß die Amplitude B dieses zusammengesetzten Signal S~ durch folgende Gleichung ausgedrückt werden kann:

^{B = a}\/ 1 + m² + 2 m cos
wobei m = /a ist.

Für dan Fall, daß m <(,<, 1 ist, was aufgrund der Verluste in der Verzögerungsleitung 5 angenommen werden kann, kann Gleichung (2) näherungsweise folgendermaßen dargestellt werden:

B = a + a' cos Cu 2f (3) .

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~⁷~ 253003?

Wenn man nun die Schaltung nach Fig. 2 weiterverfolgt, ist zu erkennen, daß die Amplitude des zusammengesetzten Signals Sp von einem Amplitudendetektorkreis 9 festgestellt wird und dieser dann eine festgestellte Ausgangsspannung E abgibt, die proportional der Amplitude ist, welche durch die Gleichung (3) dargestellt ist. Mit anderen Worten, die Ausgangsspannung E des Detektorkreises 9 kann durch folgende Gleichung angegeben werden:

E = ja + a¹ (cosWZyr K (4) ,

worin K ein Detektorwirkungsgrad ist. Diese Ausgangsspannung E kommt dann auf einen Gleichspannungspegel-Schiebekreis 100, durch den die Ausgangsspannung E einen Gleichspannungspegel erhält, der so verschoben ist, daß eine Spannung E^! nach folgender Gleichung erhalten wird:

E' = (a^! cosÄtf) K (5).

Als nächstes soll betrachtet werden, wenn die Ausgangsspannung E^f des Gleichspannungspegel-Schiebekreises 100 gemäß Gleichung (5) Null wird, d. h. wo folgende Bedingungen herrscht:

(a¹ cos#>£) K=O (6).

Um die Gleichung (6) lösen zu können, ist es nötig, die folgende Beziehung zu erhalten:

cos 2 lift = 0 (7).

Eine Bedingung zur Lösung der Gleichung (7) ist folgende: 2KfL = nT +fi/2 (n » 0, 1, 2, ) ... (8)

Aus Gleichung (8) wird folgende Gleichung erhalten:

Wenn in der Schaltungsanordnung nach Pig. 2 die Rtickkopplungsschleife aus der Ausgangsklemme des Gleichspannungspegel-Schiebekreises 100 zum Steuereingang des Oszillators 3' variabler Frequenz in eine offene Schleife umgewandelt wird und eine

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Steuerspannung von außen her der Steuerklemme des Oszillators 3' für variable Frequenz zugeführt und in ihrem Wert gesteigert wird, wie dies durch die ausgezogene Linie in der Fig. dargestellt ist, um die Oszillatorausgangsfrequenz f zu steigern, dann ändert sich die Ausgangsspannung E' des Gleichspannungspegel-Schiebekreises 100 in zyklischer Weise, wie dies die Fig. 6B zeigt und wie es aus den Gleichungen (5) und (9) hervorgeht. Im vorangehenden Fall hat der Oszillator 3^f für variable Frequenz eine steigende Ausgangsfrequenz, die proportional der von außen zugeführten Steuerspannung steigt. Wenn jeder Punkt, bei dem die Ausgangsspannung E¹ in der Wellenform der Fig. 6B Null wird, betrachtet wird, dann wird jede Frequenz f_n, f . , die durch schwarze Punkte angezeigt ist, und bei der die Spannung E¹ von der positiven Halbwelle in die negative Halbwelle übergeht, zu einem stabilen Punkt, auf den die Oszillatorfrequenz stabilisiert ist, wie dies durch Pfeile angedeutet ist, während die durch Kreise angedeuteten Frequenzwerte f_n', f_n+1', ..... , bei denen die Spannung E' von einer negativen Halbwelle zu einer positiven Halbwelle übergeht, unstabile Punkte bilden. Somit sind die Frequenz f bei einem stabilen Punkt und die Frequenz f ' bei einem unstabilen Punkt aus der Gleichung (9) folgendermaßen zu bestimmen:

^fn " ^{(n +} Tp k (n = 0, 1, 2 , ) (10)

J_n'= (n + f) \ (n = 0, 1, 2, ) (11).

Aus diesen Gleichungen (10) und (11) läßt sich ablesen, daß der Frequeneabstand zwischen einem stabilen Punkt oder einem instabilen Punkt und dem nächsten stabilen Punkt bzw. instabilen Punkt gleich ;p ist, und folglich hängt dieser Frequenzabstand nur von der Verzögerungszeit % in der Verzögerungsleitung 5 ab. Wie an früherer Stelle beschrieben, ist die Verzögerungseeit t? der Verzögerungsleitung 5 bestimmt durch Länge oder durch die Abmessungen des Ultraschall-Schwingungsmediums und die Geschwindigkeit der SchallUbertragung in dieBem

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Medium, so daß die Yerzögerungszeit durch die Frequenz selbst kaum beeinflusst ist. Daraus folgt, daß in dem frequenzstabilisierten Oszillator nach der Erfindung der Frequenzabstand zwischen einem Btabilen Punkt und dem nächsten stabilen Punkt sehr zuverlässig festgelegt werden kann.

Wenn eine Rückkopplungsschleife vorgesehen ist, um eine Steuerspannung vom Gleichspannungspegel-Schiebekreis 100 an den Oszillator 3' variabler Frequenz weiterzuleiten, wie dies in Fig. 2 dargestellt ist, dann wird die Oszillatorfrequenz

auf die Frequenzen f , f .., bei den stabilen Punkten

stabilisiert, so daß die Beziehung zwischen der Oszillatorfrequenz und der Steuerspannung als eine durch stufenweises Ansteigen der Spannungswellenform gekennzeichnete bezeichnet werden kann, wie dies durch gestrichelte Linien in Fig. 6A dargestellt ist. Wenn die Bezugsschwingungsfrequenz des Oszillators 3 variabler Frequenz, d. h. die Frequenz, bei der der Oszillator 3' in seiner Ausgangsbedingung schwingt, f ist, dann ist die Ausgangsspannung E' des Gleichspannungspegel-Schiebekreises 100, die für das Erreichen dieser Bezugsschwingungsfrequenz nötig ist, E . Wenn die Spannung E¹ im Bereich zwischen E ' und E' . verändert wird, mit Hilfe einer äußeren Steuerspannungsquelle, oder durch Frequenztriggern, dann wird die Schwingungsfrequenz f auf den Frequenzwert £ .

stabilisiert, der um =7 höher ist als f . Wenn also die Frequenztriggerzahl N ist, ist die Schwingungsfrequenz f durch folgende Gleichung gegeben:

f = f + N χ % (12)

η Q

Selbstverständlich gilt obige Beziehung in gleicher Weise für Änderungen der Oszillatorfrequenz in fallender Richtung wie in steigender Richtung.

Es wird jetzt die Fig. 4 betrachtet, in der eine praktische Schaltkreisanordnung eines Addierkreises 8 aus der Fig. 2 dargestellt ist. Dieser Addierkreis setzt sich zusammen aus

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' ¹⁰ " 253003?

einer Widerstandsbrückenschaltung und der Ausgangswandler 7 entnimmt aus der Verzögerungsleitung die Signale S_ß und.-Sg, die dieselbe Zeitverzögerung % haben und in der Phase zueinander in Opposition stehen. Diese Signale S₁, und -S-n sind wegen der Verluste auf der Verzögerungsleitung in ihrem Pegel geschwächt. Die Ausgangssignale S-g und -S-g der Verzögerungsleitung 5 werden auf ein Paar einander entgegengesetzter Anschlußpunkte a und b der Widerstandsbrlicke gegeben, welche den Addierschaltkreis 8 bildet. Die anderen gegenüberliegenden Brückenpunkte c und d liegen an Masse bzw. an der Ausgangsklemme des Frequenzoszillators 3', von der das Ausgangsoszillatorsignal S. zugeführt wird.

Der Widerstandswert R der Widerstände des Addierkreises 8 ist der Ausgangs impedanz des Ausgangswandlers 7 gleich gemacht, so daß die Impedanz zwischen den Punkten a und b -gleich R ist und daß Impedanzanpassung vorliegt. Das Oszillatorausgangssignal S., das dem Punkt d zugeführt wird, erscheint an den Punkten a und b mit einem durch den Faktor 2 geteilten Pegel wegen des Spannungsteilereffektes der Widerstände der Schaltung 8. Mittlerweile sind die Signale S-g und -S-g, die den Punkten a und b zugeführt werden und die füreinander in Gegenphase stehen, gegeneinander aufgehoben, so daß an den Punkten c und d von ihnen keine Wirkung mehr auftritt.

Wenn das Oszillatorausgangssignal S,, des Oszillators 3' variabler Frequenz wiederum mit dem Ausdruck a sinqjt und das Signal S-g, das die Verzögerungsleitung 5 durchlaufen hat, wieder mit dem Ausdruck a' sinuJ(t - X) belegt wird, dann können die zusammengesetzten Signale S~ und S_c' an den Punkten a und b in folgender Weise geschrieben werden:

S₀=|a sin O)t + a¹ sin ω (t -t) (13)

S₀ ¹= ·| a sin <*H - a¹ sinaXt-tf) (H).

Diese Signale werden durch die zugehörigen Vektoren der Fig. 5 dargestellt, in welcher OA der Vektor ist, der das Signal

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•ψ _Α zeigt, während AC den Vektor des Signals S^ und AC den Vektor des Signals -S-g zeigt.

Der Vektor OA wird als feststehend gegenüber den Vektoren AC und AC angesehen, während die Vektoren AC und AC um den Mittelpunkt A mit konstanter Phasendifferenz von 180° zueinander in derselben Richtung kreisen, wobei sie aber gegenüber dem Vektor OA eine Phasendifferenz von toV haben. Somit bilden die Vektoren OC und OC die zusammengesetzten Signale S_G und S_c', deren Amplitudengleichungen B und B¹ folgendermaßen geschrieben werden können:

cos (JuX (15)

B'= a \j 1 + m² - 2 m cos ων (16)

worin m = ^a/a ist.

Wenn die Bedingung m4(i eingehalten wird, was wegen der Verluste auf der Verzögerungsleitung 5 näherungsweise zutrifft, können die Gleichungen (15) und (16) folgendermaßen vereinfacht werden:

B » I + a¹ cos CÜt (17)

B'= ξ - a« cos U)Z (18)

Diese zusammengesetzten Signale S_G und S₀' werden dann durch Dioden 9a und 9a¹ ihrer Amplitude nach festgestellt, um Ausgangswerte zu erzeugen, die proportional den Amplitudengleichungen B und B¹ entsprechend den Gleichungen (17) und (18) sind. Diese Ausgangswerte werden einem Komparator zugeführt, z. B. in Form eines Differentialverstärkers 10, dessen Ausgangsspannung folgenden Wert hat:

E - (2a« cos coZ ) K· (19),

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" ¹² " , 253003?

worin K¹ das Produkt aus Detektorwirkungsgrad und Verstärkungsfaktor des Differentialverstärkers 10 ist. Es sei "bemerkt, daß Gleichung (19) dieselbe Form wie Gleichung (5) hat, welche zur Erläuterung der Arbeitsweise der Schaltung nach Pig. 2 diente. Es ist deshalb verständlich, daß die zyklisch sich ändernde Ausgangs spannung E des Differentialverstärkers 10 dem Steuereingang des Oszillators 3' variabler Frequenz zugeleitet werden kann, um dieselbe Wirkung zu erzielen, wie sie bereits in Verbindung mit dem Ausführungsbeispiel nach Fig. dargelegt wurde.

Es versteht sich, daß gemäß der vorstehend beschriebenen Erfindung ein Signal erzeugt werden kann, das zwischen einem stabilen Punkt und dem nächsten stabilen Punkt einen bestimmten Frequenzabstand hat, ohne daß ein teurer und komplizierter 1/N-Frequenzteiler benötigt wird, wie dies bei den bekannten Frequenzsynthesizern mit phasenstabilisierender Riiokkopplungsschleife der Fall ist, wobei diese Frequenzteiler für die Erzeugung einer hohen Oszillatorfrequenz ungeeignet sind. Außerdem ist der Phasenabstand zwischen zwei aufeinander folgenden stabilen Punkten bestimmt durch die Eigenschaften der Verzögerungsleitung 5, so daß der Erequenzabstand äußerst stabil gemacht werden kann.

Fig. 7 zeigt wiederum ein anderes AusfUhrungsbeispiel der Erfindung, bei dem Frequenztriggern der vorstehend beschriebenen Grundanordnung des stabilisierten Oszillators mit Hilfe einer digitalen Anordnung erreicht wird. In der Fig. 7 bezeichnet das Bezugszeichen 11 ganz allgemein einen Steuerspannungsdetektor, der aus der Verzögerungsleitung 5, dem Addierkreis 9, Dioden 9a und 9a' und dem Differenzverstärker 10 besteht, wie dies bereits in Verbindung mit Fig. 4 beschrieben wurde. Die AusgangBspannung E des Steuerspannungsdetektors 11 wird zyklisch variiert, wie bereits beschrieben, und durch einen Pufferverstärker 12 den Steuereingangsklemmen des Oszillators 3' variabler Frequenz zugeleitet. Ein Auflade-Entlade-Kondensator 13 ist zwischen Steuereingang des Oszillators

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und Masse eingeschaltet. Bei diesem Ausführungsbeispiel 'ist die Oszillatorfrequenz des Oszillators 3' so steuerbar,

•1

daß sie in Stufen N » steigen oder fallen kann, gemäß der Zahl N der Steuerimpulse, die dem Oszillator zugeführt werden. Befehlsimpulse für den Frequenzanstieg werden von einer Klemme 14-U auf einen Setzeingang S eines Flip-Flops 15U gegeben, während Befehlsimpulse für eine Frequenzabsenkung von einer Klemme HD der Setzklemme S eines Flip-Flops 15D zugeleitet werden. Die Ausgangsklemme Q des Flip-Flops 15U ist über eine Diode 16U an den Kondensator 13 gelegt, so daß der Kondensator 13 von der Ausgangsspannung des Flip-Flops 15U aufgeladen wird, wenn der Pegel dieser Ausgangsspannung hoch ist; die Ausgangsklemme Q des Flip-Flops 15D ist über eine Diode 16D an den Kondensator 13 derart angeschlossen, daß der Kondensator 13 entladen wird, wenn der Pegel der Klemme Q tief ist. Der Löscheingang R des Flip-Flops 15D ist an eine Ausgangsklemme eines Wellenformkreises 17 und die Löschklemme R des Flip-Flops 15U an eine Ausgangsklemme eines Wellenformkreises 18 angeschlossen. Beide Wellenformkreise 17 und 18 enihälten die Steuerspannung E vom Steuerspannungsdetektor 11. Diese Steuerspannung wird zyklisch variiert, wie dies in Verbindung mit Fig. 6B beschrieben wurde, so daß der Wellenformkreis 17 während jeder negativen Halbwelle der Steuerspannung einen Impuls erzeugt, während der Wellenformkreis 18 einen Impuls während jeder positiven Halbwelle erzeugt. Der Schwellwertpegel der Wellenformkreise 17 und 18 kann praktisch auf einen bestimmten Wert festgelegt werden.

Mit der obigen Anordnung wird, wenn ein die Frequenzsteigerung befehlender Impuls von der Klemme 14U dem Flip-Flop 15U zugeführt wird, um diesen zu setzen, das Ausgangssignal an der Ausgangsklemme Q angehoben, wie dies in Fig. 8A gezeigt ist. Bei einem derartigen Hochpegel an der Ausgangsklemme Q wird der Oszillator 3¹ auf seine maximale Ausgangsfrequenz getrieben. Dabei befindet sich, das Flip-Flop 15D in gelöschtem Zustand, so daß das Ausgangssignal an seiner Ausgangsklemme Q den hohen Wert hat. Damit wird der Kondensator 13 geladen,

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so daß die Oszillatorfrequenz des Oszillators 3' variabler Frequenz nicht festgehalten wird, beispielsweise auf dem Frequenzwert f, sondern steigt. In diesem Augenblick wird die Steuerspannung vom Detektor 11 verändert, wie dies Fig.8B zeigt. Wenn die Frequenz den instabilen Punkt f ' übersteigt, erzeugt der Wellenformkreis 18 ein Impulssignal, das bei Fig. 8C gezeigt ist, entsprechend der positiven Halbwelle der Steuerspannung. Dadurch wird Flip-Flop 15U gelöscht, wie dies Fig. 8A erkennen läßt, und zwar durch die abfallende Flanke des Impulssignals vom Wellenformkreis 18, die nahe dem stabilen Frequenzwert £_.* auftritt, so daß die weitere Aufladung des Kondensators 13 unterbrochen wird. Das Ansteigen der Spannung am Kondensator 13 und daduroh das Ansteigen der Ausgangsfrequenz am Oszillator 3' vom Ausgangswert f aus, gibt Anlass dazu, daß der Detektor 11 die S teuer spannung gemäß Fig. 8B erzeugt, die der Spannung am Kondensator'13 überlagert wird und die so wirkt, daß die Oszillatorfrequenz des Oszillators 3' variabler Frequenz bei dem nächst höheren stabilen Frequenzwert f .. stabilisiert wird. Wenn der Kondensator 13 dann spontan entladen wird, oder die Spannung an seinen Klemmen abnimmt, um die Frequenz des Oszillators 3' abfallen zu lassen, dann wirkt die sich daraus ergebende Änderung der Steuerspannung vom Detektor 11 so, daß die Spannung am Kondensator 13 konstant gehalten wird, wobei dann die Oszillatorfrequenz auf den Wert f . stabilisiert wird. Dieser Torgang läuft jedesmal ab, wenn der Klemme 14U ein Impuls zur Steigerung der Frequenz zugeleitet wird.

Wenn ein Impuls zur Absenkung der Frequenz der Klemme 14D zugeführt wird, solange die Oszillatorfrequenz auf den Wert ^fn+1 sta^iü⁸¹⁸¹* ^iBt> ^{dann wird das} Flip-Flop 15D gesetzt, so daß dann das Ausgangssignal bzw. das Potential an der Ausgangsklemme Q niedrig wird, wie dies Fig. 8D erkennen läßt. Dadurch wird der Kondensator 13 über die Diode 16D entladen, damit die Oszillatorfrequenz abgesenkt wird.

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Die derart verminderte Oszillatorfrequenz überschreitet den instabilen Punkt f ', die Steuerspannung vom Detektor 11 läßt den Wellenformkreis 17 einen Impuls gemäß Fig. 8E erzeugen. Das Flip-Flop 15D wird durch die rückwärtige Planke in der Nähe der stabilen Frequenz f gelöscht, so daß das Potential oder das Ausgangssignal an der Ausgangsklemme Q wieder auf den hohen Pegel umgeschaltet wird, wie dies Fig. 8D deutlich macht. Als Folge wird eine weitere Entladung des Kondensators 13 gestoppt, und die Steuerspannung vom Detektor 11 (Fig. 8B) wirkt so, daß sie am Kondensator 13 die Spannung auf einem Wert hält, der der stabilisierten Oszillatorfrequenz f entspricht. Jeder Befehlsimpuls für Frequenzabsenkung, der der Klemme 14D zugeführt wird, bewirkt also, daß die Oszillatorfrequenz des Oszillators 3' auf den nächst niedrigeren stabilen Frequenzpunkt abgesenkt wird.

Bei derartiger Durchführung der Frequenztriggerung in digitaler Weise durch Anhebe- oder Absenk-Befehlsimpulse werden die Impulse durch einen Umkehrzähler 19 gezählt, und sein Inhalt wird über einen Dekoder auf eine Anzeigevorrichtung 21 gegeben, die die Frequenz des Oszillators 3', auf die er gerade stabilisiert ist, anzeigt. Auf diese Weise kann mit Leichtigkeit auch noch eine Frequenzanzeige erzielt werden.

Ein weiteres Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in der Fig. 9 dargestellt, in der die Elemente, die bereits dem anhand der Fig. 7 beschriebenen Ausführungsbeispiel entsprechen, mit denselben Bezugsziffern versehen sind. Bei dem Beispiel der Fig. 9 ist eine Kippgeneratorschaltung 28 vorgesehen, die eine sägezahnförmige Kippspannung erzeugt, die dann dem Steuereingang des Oszillators 3 zugeleitet wird. In gleicher Weise, wie die Sägezahnförmige Kippspannung von einem Bezugspegel ansteigt, steigt auch die Oszillatorfrequenz des Oszillators 3¹ variabler Frequenz, und die Ausgangsspannung E des Steuerspannungsdetektors 11 ändert sich zyklisch, wie dies in Fig. 8B dargestellt ist. Diese Ausgangsspannung E wird in ihrer Wellenform in einem Wellenformungs-

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schaltfcreis 29 gestaltet, so daü ein.Iiupuls während jeder positiven Halbwelle der Ausgangsspannung entsteht. X-ie Zahl der Impulse Tom Schaltkreis 29, die der Anzahl der stabilen oder frequeneotabilisierte-n Inmkte entspricht, Über v.'tlche die Frequenz des Oszillators 5' ansteigt, wird vom ZUiler 26 &e-

Außerdem ist alt der Beaugesiffer Zc eine Betati "bezeichnet, und die Häufigkeit, mit der die xtetöti^ungstaste 22 gedruckt wird, v/ird in einen vorbestimmten Code durch einen Codierer 23 umgewandelt und in einen opeiehericreic 24 gespeichert. £in Yergleichs&reie 25 vergleicht die #eepe icher te Zahl im Speioherkreie 24 mit der Zahl des Inhalts des Zählers 26 und erzeugt einen Ausgangßwert, wenn die beiden Zahlen über β inst Ismen, .Dieser Ausgang&wert vom Vergleichsixelß 25 wird auf einen Signaleraeugerkreiß 27 gegeben, v/odurch dieser in Betrieb genetzt wird, und das daraus hervorgtheMe Signal wird dem Sippepannungeechaltkreis 2S zugeführt, m\ die weitere Kraettgunc der Klppepannunß zu untcrbreclien, wonach die dann erhaltene Spannung durch Laden und Entladen äcs Kondensat ore 1> gehalten wird«

Bei dieser Anordnung wird die üsaillatorfrequena des Cesillators 3* variabler Frequenz auf den entsprechenden festen Prequenewert stabilieiert, wenn die Zahl, die durch die Betatigungataete 22 vorgegeben wird, mit der Zahl dee Inhalts des Zählere 26 libereinatiiaGst. Außerdem wird, wenn die vom lippeohaltkxeis 28 eraeugte Eippspannung ihren maximalen Wert erreicht, der Sippicreis 23 eeloacht, so da£ die Kippepejmung auf tie Be«abspannung »urllckgeht, wobei außerdem «in LöBchimpule flir den Zähler 26 abgegeben wird, durch den deeBen Wert auf den Beaugewert eixigeeteilt wird, Venn also dtr Inhalt des Spfsioherkreisee 24» der durch die Betätigung der Sas ti 22 vorgegeben wird, kleiner ist als der des Zählere 26, dann wird die το» Schaltkreis 23 erzeugte Kippspaxraong auf ihr MaYlmra rergrööert und dann auf den Besuge pegel euriiokgeeteilt. Gleichzeitig vixd der Zähler 26 auf den Beaugewert

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zurückgestellt, und der Kippvorgang "beginnt von neuem. Wenn der Inhalt des Zählers 26 daraufhin mit dem Inhalt des Speicherkreises 24 übereinstimmt, hört der Kippvorgang auf, so daß die Oszillatorfrequenz auf den entsprechenden stabilisierten Wert festgelegt wird.

Die Oszillatorfrequenz des Oszillators 3' kann durch Zuführen des Inhalts des Zählers 26 über einen Decoder 30 auf eine Anzeigevorrichtung 31 dargestellt werden. Bei dem in Pig. 9 gezeigten Beispiel wird der Kippvorgang nur in einer Richtung durchgeführt, d. h. in aufsteigender Richtung, doch können auch in beiden Richtungen wirkende Kippvorgänge eingesetzt werden.

Fig. 10 zeigt ein wiederum anderes Ausführungsbeispiel der Erfindung, bei dem die dem AuBführungsbeispiel nach Fig. 4 gleichen Elemente mit denselben Bezugszeichen versehen sind. Bei diesem Beispiel wird ein Oszillatorsignal von dem Oszillator 3^f variabler Frequenz durch einen Phasenschieber 32 dem Addierkreis 8 zugeleitet. Der Phasenschieber 32 bewirkt eine PhasenvorverSchiebung des Oszillatorsignals um 90 ° des den Phasenschieber in Richtung auf den Addierer 8 durchlaufenden Oszillatorsignals, wenn ein Anstiegsbefehlimpuls von einer Klemme 33U zugeführt wird, und eine Phasenverzögerung des Oszillatorsignals um 90 °, wenn von einer Klemme 33D ein Abfallbefehlsimpuls zugeleitet wird.

Wenn die Phase des Oszillatorsignals, das den Phasenschieber 32 durchläuft, um 90 ° bei jedem Anstiegsbefehlimpuls, der der Klemme 33U zugeführt wird, vorverschoben wird, dann zeigt das Vektordiagramm der Fig. 11, bei der eine Vorverschiebung eine Vektorverdrehung im Uhrzeigersinn bedeutet, daß der Vektor O^A in die Stellungen OJl -> O₅A -> 0 JL -> O₁A der

Reihe nach verschoben wird. Folglich wird, wie dies Fig. 12 auch zeigt, die Steuerspannung des Differentialverstärkers 10 variiert über die Werte E₁ > E_g ·> E₅ ■» E₄ ·> E₁ jedesmal, wenn die Phase des Oszillatorsignals, das dem Punkt d des

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Addierers 8· zugeführt wird, um 90 ° vorverschoben ist. Daraus folgt, daß die Schwingfrequenz des Oszillators 3» variabler Frequenz mit der Zahl der Anstiegsbefehlsimpulse steigt. I¹Ur diesen Fall ist der Abstand zwischen zwei aufeinander. folgenden stabilenFrequenzen, auf die der Oszillator 3' stabilisiert werden kann, 1/4^. Wenn außerdem ein Abfallsbefehlimpuls der Klemme 33D zugeführt wird, läuft ein Vorgang ähnlich dem beschriebenen in umgekehrter Art ab, so daß die Oszillatorfrequenz stufenförmig absinkt mit Intervallen zwischen den benachbarten stabilen Frequenzen von 1/42? .

Bei dem stabilisierten Oszillator nach Fig. 10 kann die Frequenz, auf die der Oszillator 3' stabilisiert ist, durch das Zählen der Anstiegs- oder Abfallsbefehlsimpulse mit Hilfe eines Umkehrzählers 34 dargestellt werden, indem der Inhalt des Zählers 34 durch einen Dekoder 35 auf eine Anzeigevorrichtung 36 gegeben wird.

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Claims

~¹⁹~ 253Q037

PATENTANSPRÜCHE

\.J OszillatorsGhaltung für eine stabilisierte frequenz, gekennzeichnet durch einen Oszillator (3') variabler Frequenz, der eine Ausgangsgröße abgibt, deren Frequenz durch die Amplitude eines dem Oszillator zugefiihrten Steuersignals bestimmt ist, eine den Ausgang des Oszillators erhaltende Verzögerungseinrichtung (5),steuersignalerzeugende Mittel, die den Ausgang des Oszillators und der Verzögerungseinrichtung zugeführt erhalten und ein Steuersignal daraus zusammensetzen, dessen Amplitude abhängig von den Frequenzänderungen der Ausgangsgröße vom Oszillator ist, und eine Einrichtung, mit der das zusammengesetzte Steuersignal dem Oszillator wenigstens als Teil des Steuersignals zugeleitet wird, so daß die Ausgangsgröße des Oszillators auf eine gewünschte Frequenz stabilisiert ist.
2. Oszillator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die steuersignalerzeugenden Mittel einen Addierer zum Addieren der Ausgangsgröße des Oszillators und der Ausgangsgröße der Verzögerungseinrichtung aufweist, der wenigstens eine Summenausgangsgröße hat, und daß eine Detektoreinrichtung zum Feststellen der Summenausgangsgröße vorhanden ist, die einen Feststellausgang aufweist, dessen eigene Größe derjenigen des Summenausgangs entspricht.
3. Oszillator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die steuersignalerzeugenden Mittel einen ersten Teil aufweisen, der die Ausgangswerte des Oszillators und der Verzögerungseinrichtung addiert und einen ersten addierten AusgangBwert schafft, und einen zweiten Teil, der die Ausgangswerte des Oszillators und der Verzögerungseinrichtung addiert, wobei einer der Ausgangswerte eine um 180 ° gedrehte Phase gegenüber demselben, dem ersten Teil zugeleiteten Ausgangswert hat und damit einen zweiten addierten Ausgangswert erzeugt, und daß eine Vergleichseinrichtung den ersten

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und den zweiten addierten Ausgangswert vergleicht und als zusammengeeetztes Steuersignal einen verglichenen Ausgangswert schafft.
4. Oszillator nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine Frequenzwandleranordnung, mit der die gewünschte Frequenz gewandelt wird, auf die der Ausgang des Oszillators stabilisiert werden soll.
5. Oszillator nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine Einrichtung zum Verschieben eines Gleichspannungspegels des zusammengesetzten Steuersignals, das dem Oszillator zugeführt wird.
6. Oszillator nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenzwandlereinrichtung Mittel zur Erzeugung eines zusätzlichen Steuersignals aufweist, das dem Oszillator zusammen mit dem zusammengesetzten Steuersignal zugeführt wird.
7. Oszillator nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenzwandlermittel einen Kondensator (13) aufweisen, der derart mit dem Oszillator verbunden ist, daß das Steuersignal für den Oszillator aus der Spannung am Kondensator gebildet wird, daß Mittel vorhanden sind, das zusammengesetzte Steuersignal dem Kondensator (13) zuzuführen, und Mittel zur Zuführung eines zusätzlichen Steuersignals zum Kondensator, so daß die Spannung am Kondensator (13) durch das zusammengesetzte Steuersignal und das zusätzliche Steuersignal bestimmt ist.
8. Oszillator nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Frefuenzwandlereinriohtung eine Anordnung für die Phasenverschiebung dee einen Ausgangs des Oszillators bzw. der Verzögerungseinriohtung, bevor diese Ausgänge der Steuersignal-Eree^ereinriahtung zugeführt werden, aufweist.

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9. Frequenzstabilisierte Oszillatorschaltung, gekennzeichnet durch, einen Oszillator (3') variabler Frequenz, der eine Ausgangsgröße mit einer Frequenz abgibt, die durch die Amplitude eines dem Oszillator (3¹) zugeführten Steuersignals bestimmt ist, eine die Ausgangsgröße des Oszillators (3¹) aufnehmende Verzögerungseinrichtung (5), die einen verzögerten Ausgangswert abgibt, Mittel zum Addieren des Oszillatorausgangswertes mit dem verzögerten Ausgangswert, um daraus ein zusammengesetztes Steuersignal zu erzeugen mit einer Amplitude, die sich zyklisch abhängig von den Inderungen der Frequenz der Oszillatorausgangsgröße ändert, und Mittel, um das zusammengesetzte Steuersignal dem Oszillator (3¹) wenigstens als !eil seines Steuersignals zuzuführen, um die Oszillatorausgangsgröße auf eine gewünschte Frequenz zu stabilisieren.
10. Oszillator nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Mittel zum Zuführen des zusammengesetzten Steuersignals zum Oszillator einen Kondensator (13) aufweisen, der das zusammengesetzte Steuersignal erhält und mit dem Oszillator derart verbunden ist, daß dessen Steuersignal aus der Spannung am Kondensator 13 gebildet wird.
11. Oszillator nach Anspruch 10, gekennzeichnet durch eine Frequenzwandlereinrichtung, mit der die gewünschte Frequenz, auf die die Ausgangsgröße des .Oszillators stabilisiert werden soll, geändert werden kann.
12. Oszillator nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenzwandlereinrichtung Mittel zum Phasenverschieben einer der Ausgangsgrößen von Oszillator (3¹) und Yerzögerungseinrichtung (5) vor deren Zusammenfügen aufweist.
13. Oszillator nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenzwandlereinrichtung Hilfsmittel zum Zuführen eines zusätzlichen Steuersignals zum Kondensator (13) aufweist, so daß die Spannung am Kondensator durch das zusammen-

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gesetzte Steuersignal und das zusätzliche Steuersignal bestimmt ist.
14. Oszillator nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß die Mittel zum Zuführen des zusätzlichen Steuersignals zum Kondensator einen ersten und einen zweiten Flip-Flop-Kreis aufweisen, die abhängig davon, ob ihnen ein Anstiegsoder Abfallbefehlsimpuls zugeführt wird, gesetzt werden und die mit Ausgängen mit dem Kondensator verbunden sind, wobei die erste Flip-Flop-Einrichtung, wenn sie gesetzt ist, eine relativ hohe Spannung an ihrem Ausgang zum Aufladen des Kondensators hat, während die zweite Flip-FLop-Einrichtung, wenn sie gesetzt ist, eine relativ niedrige Spannung an ihrem Ausgang zum Entladen des Kondensators hat, und daß Mittel vorgesehen sind, die in Abhängigkeit von den positiven und negativen Halbwellen des zyklisch schwankenden zusammengesetzten Steuersignals die erste bzw. zweite Flip-Plop-Einrichtung löschen.
15. Oszillator nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß die Hilfsmittel zum Zuführen eines zusätzlichen Steuersignals zum Kondensator (13) eine Einrichtung zur Erzeugung eines Kippspannungssignals aufweist, die eine Sägezahnkippspannung hervorruft, welche dem Kondensator (13) zugeführt wird, Mittel zur Erzeugung einer bestimmten Anzahl von Steuerimpulsen, Mittel zur Erzeugung von Vergleiohsimpulsen abhängig von ausgewählten Abschnitten de-s zyklisch schwankenden zusammengesetzten Steuersignals und Mittel, um den Betrieb des Kippspannungssignalerzeugers zu unterbrechen, wenn die Zahl der Vergleichsimpulse der Zahl der Steuerimpulse gleich ist.

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