DE2442693C3 - Hochfrequenzimpulsgenerator - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft einen Hochfrequenzimpulsgenerator, der eine Mehrzahl von zusammen mit Wicklungen jeweils primäre Resonanzkreise bildende Kondensatoren und eine Schaltungsanordnung zum Laden der Kondensatoren aufweist, wobei jeder Kondensator einen damit verbundenen Stromsteuerschalter besitzt, der durch eine Zeitgebungsemrichtung steuerbar ist und den Kondensator über die Wicklung des jeweiligen primären Resonanzkreises entlädt, der induktiv mit einem sekundären Resonanzkreis gekoppelt ist

In einer Schaltungsanordnung der vorstehenden Art, die primäre und sekundäre Wicklungen aufweist, wird die Energieübertragungsrate der Energieübertragung vom primären zum sekundären Resonanzkreis oder vom Schwingungskreis zum Antennenkreis durch den Kopplungskoeffizienten zwischen den Wicklungen gesteuert, und dieser stellt infolgedessen einen wichtigen Faktor beim Bestimmen der Amplitudenanstiegsrate in einem ausgestrahlten Impuls dar. Die Energie wird bei dieser Energieübertragung abwechselnd von der primären zur sekundären Wicklung übertragen, und dieser Vorgang ist beispielsweise in dem Buch von L. B. Turner »Wireless« 1931 Cambridge at the University Press, Seiten 85—93 beschrieben. Hiernach beginnt die Spannung im Primärkreis mit einem Maximum, und in diesem Augenblick befindet sich die Spannung im Sekundärkreis auf einem Minimum. Wenn sich die Spannung im Sekundärkreis bis zu einem Maximum aufschaukelt dann fällt sie im Primärkreis auf ein Minimum ab, wobei sich die Hochfrequenzphase an jedem Nulldurchgang umkehrt

Aus der DE-PS 8 65 754, die einen rückgekoppelten Generator für die Erzeugung modulierter Schwingungen betrifft ist es weiterhin bekannt daß sich für gedämpfte Schwingungen bei miteinander gekoppelten, auf die gleiche Frequenz abgestimmten Kreisen Kopplungsschwingungen ergeben, deren Frequenz von dem Grade der Kopplung abhängig ist, so daß auch die Frequenz der dadurch entstehenden Schwebungsschwingungen durch den Kopplungsgrad bestimmt ist.

Nun ist es weiterhin insbesondere in Funknavigationssystemen erforderlich, die Phase des ausgestrahlten Signals genau zu steuern. Wenn in Sendern für hohe Leistungen die Festkörpertechnik Anwendung findet, dann ist es erforderlich, eine große Anzahl von Steuerbzw. Treiberschaltungen zu verwenden, und die

ίο Erfindung bezieht sich, soweit einer ihrer Aspekte in Betracht steht, auf eine verbesserte Ausbildung eines Hochfrequenzimpulsgenerators, die es ermöglicht, eine große Anzahl von Festkörper-Stromsteuerschaltern zu benutzen, um einen Hochfrequenzausgang hoher Spannung und hoher Leistung zu erzielen.

Die Erfindung findet insbesondere Anwendung in der Übertragung von Hochfrequenzimpulsen in einer solchen Weise, daß ein individueller Zyklus in einem Impuls identifiziert werden kann. Derartige Impulssignale sind beispielsweise in dem Funknavigationssystem notwendig, das unter der Bezeichnung »Loran C« bekannt ist und in dem Hochfrequenzübertragungen von einer Anzahl von räumlich getrennten Übertragern bzw. Sendern in Aufeinanderfolge durchgeführt werden.

Jede dieser Übertragungen besteht aus kurzzeitigen Impulsen von Hochfrequenzenergie mit einer vorbestimmten Wellenform, wobei die Hochfrequenzzyklen innerhalb der Impulse von verschiedenen Stationen in einer festen Phasenbeziehung gehalten werden. Eine grobe Positionsinformation kann infolgedessen dadurch erzielt werden, daß man am Ort des Empfängers die Zeitdifferenzen zwischen den empfangenen Impulsen bestimmt, es ist jedoch auch möglich, eine genauere Positionsinformation zu erlangen, indem man die Phasenbeziehung zwischen den Hochfrequenzsignalen von räumlich getrennten Stationen bestimmt.

Dazu geht die Erfindung aus von einem Hochfrequenzimpulsgenerator der eingangs genannten Art wie er aus der US-PS 32 43 728 bekannt ist, in der ein Sinuswellengenerator beschrieben ist der einen Sekundärkreis hat der von Induktivitäten gebildet und durch einen Kondensator abgestimmt wird sowie an eine Antenne angekoppelt ist Jede der Induktivitäten wird aufeinanderfolgend gesondert erregt, und zwar durch eine entsprechende, zeitlich gesteuerte Zündung von Thyristoren. Die Aufgabe, die dieser bekannten Anordnung zugrundeliegt besteht darin, eine kontinuierliche Sinuswelle zu erzeugen. Die erreichbaren Hochfrequenzimpulsleistungen sind verhältnismäßig

so beschränkt

Aufgabe der Erfindung ist es demgegenüber, einen Hochfrequenzimpulsgenerator ?u schaffen, der es gestattet sehr hohe Hochfrequenzimpulsleistungen zu erzielen, und der gleichzeitig eine Zyklusidentifikation unter den Zyklen einer Hochfrequenzimpulsfolge ermöglicht

Diese Aufgabe wird mit einem Hochfrequenzimpulsgenerator der eingangs genannten Art erfindungsgemäß dadurch gelöst daß die Zeitgebungseinrichtungen

f>o die Kondensatoren gleichzeitig entladen, wobei alle primären Resonanzkreise bei der gleichen Frequenz wie der Sekundärkreis in Resonanz sind, so daß in jedem Primärkreis und infolgedessen auch im Sekundärkreis eine oszillierende Entladung erzeugt wird und dabei im Sekundärkreis der Maximalspannung, die in aufeinanderfolgenden Zyklen nach der anfänglichen Entladung der Kondensatoren entsteht während einer Verzögerung von einer vorbestimmten Anzahl von Zyklen, die

von dem Kopplungskoeffizienten zwischen den beiden Kreisen abhängt, bis zu einem Maximum zunimmt.

Obwohl in dem erfindungsgemäßen Hochfrequenzimpulsgenerator ebenso wie in demjenigen nach der vorerwähnten US-PS 32 43 728 eine Mehrzahl von Wicklungen vorgesehen ist, sind diese Wicklungen alle in primären Resonanzkreisen angeordnet, die zusammen bei der gleichen Frequenz wie der Sekundärkreis in Resonanz sind. Die Kondensatoren, die sich in diesen Primärkreisen befinden, werden im Gegensatz zu der Anordnung nach der US-PS 32 43 728 gleichzeitig entladen, um oszillierende Entladungen in den Primärkreisen und damit im Sekundärkreis zu erzeugen.

In dem erfindungsgemäßen Hochfrequenzimpulsgenerator wird die Maximalspannung allmählich im Sekundärkreis aufgebaut, wobei die Maxirnalspannung, die in aufeinanderfolgenden Zyklen nach der anfänglichen Entladung der Kondensatoren entsteht, während einer Verzögerung von einer vorbestimmten Anzahl von Zyklen, die von dem Kopplungskoeffizienten zwischen dem Primär- und dem Sekundärkreis abhängt, bis zu einem Maximum zunimmt Dieser letzterwähnte Kopplungskoeffizient bestimmt die Frequenz der Energieübertragung zwischen dem Primär und dem Sekundärkreis, die abwechselnd zwischen diesen beiden Kreisen hin- und hergeht.

Der Hochfrequenzimpulsgenerator nach der Erfindung kann im übrigen ziemlich einfach und unter geringem Kostenaufwand im Vergleich mit bisher benutzter Ausrüstung hergestellt werden, und außerdem ist die Erfindung allgemein über Übertragern bzw. Sendern sowohl für kontinuierliche Wellen als auch für Impulsübertragungen anwendbar.

Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben, diese Weiterbildungen sowie deren Merkmale und Vorteile werden nachstehend näher erläutert:

In der einen Weiterbildung der Erfindung umfaßt die primäre Induktanz eine Mehrzahl von symmetrisch aufgebauten Wicklungen, die physisch benachbart zueinander angeordnet sind, so daß sie eine primäre Induktanzeinheit bilden, wobei die Stromsleuerschaller benachbart den jeweiligen Wicklungen, jedoch außerhalb des Feldes der primären Induktanz angeordnet sind.

Die einfachsten Wege zur Ausbildung einer Spule mit vernachlässigbarem äußerem Feld bestehen in der Verwendung eines toroidalen Aufbaus oder darin, daß man eine leitende Abschirmung vorsieht Die Verwendung eines solchen Aufbaus ermöglicht es, die Festkörpereinheiten dicht benachbart zu ihren jeweiligen Wicklungen mit kurzen Verbindungsleitungen anzuordnen. In einem Übertrager bzw. Sender hoher Leistung müssen die Festkörpersteuereinheiten außerhalb des Feldes hohen Flusses sein, wenn sie betriebssicher und ohne Zusammenbrechen arbeiten sollen; beispielsweise können Thyristoren durch ein starkes Feld getriggert werden. Die vorbeschriebene Anordnung ermöglicht die Verwendung kurzer Leitungen, wodurch die Phasenverschiebungsprobleme vermieden werden, die anderenfalls in Erregungswicklungen voa unabhängigen Erregungsquellen auftreten würden.

Zieht man eine toroidale Anordnung in Betracht, dann kann eine einzige Primärwicklung eines konventioneDen toroidalen Transformators in eine Anzahl von Segmenten unterteilt werden, die getrennt durch die jeweiligen Festkörper-Steuereinheiten erregt werden können. Die Spannung jedes Segments ist für einen gegebenen Fluß proportional der Fläche bzw. dem Bereich des Segments multipliziert mit der Anzahl von Windungen im Segment (für welchen Begriff auch der Begriff »Abschnitt« verwendet werden kann). Für eine gegebene Spannung der Ausgangsschaltung besitzt infolgedessen eine Primärspule, die eine vollständige Windung aufweist die Λ-fache Spannung von getrennten Segmenten einer Spule, die η-getrennte Segmente besitzt. Es besteht eine praktische Grenze für die Spannung, die bei Festkörpereinrichtungen verwendet werden können. Wie man jedoch von der nachfolgenden Erläuterung ersieht, kann bei der Anordnung der Erfindung die primäre Induktanzeinheit beispielsweise viele hunderte von getrennten Wicklungen aufweisen, von denen jede mit ihrer zugeordneten Festkörper-Steuereinheit verbunden ist, und infolgedessen ist es nunmehr leicht möglich, Spannungen an der Ausgangsschaltung zu erhalten, die so hoch sind, wie es wünschenswert ist.

In einer toroidalen Anordnung können die Festkörpereinheiten durch Radialdrähte mit den Wicklungen verbunden werden. Durch Verwendung von engen parallelen Drahtpaaren für Radialdrähte, in denen jedes Paar von Radialdrähten gleiche Ströme in entgegengesetzten Richtungen aufweist, ist der effektive Nettostrom eines Paares benachbarter Radialdrähte Null, wenn man den Fluß betrachtet, der durch die Wicklungen erzeugt wird. Diese Radialparallelleitungen bilden ein Mittel, welches es ermöglicht, eine Spannungsanzapfung an eine Spule einer einzigen Windung zu machen, ohne daß die Äquivalentschaltung verändert wird. Diese Radialleitungen können sich nach einwärts oder auswärts erstrecken. Wenn sie sich nach auswärts erstrecken, wird das Äquivalent einer zweiten äußeren Spule einer einzigen Windung gebildet. Eine enge bzw. dichte äußere Kurzschlußspule erniedrigt die Induktanz der erwähnten äußeren Windung auf im wesentlichen NuIL Durch Verwendung einer Anzahl von Spulenabschnitten in dieser Weise können die Beschränkungen der Leistungsbemessung von Festkörper-Stromsteuereinheiten, wie von Transistoren oder Thyristoren überwunden werden.

Im einfachsten Falle möge man einen toroidalen Spulenaufbau betrachten, der eine Anzahl von Primärwicklungen besitzt, von denen jede eine oder mehrere Windungen hat, wobei jede Wicklung die gleiche Anzahl von Windungen besitzt und die primären Wicklungen gleichmäßig auf eine vorhergehende gewickelt sind, wobei die Endverbindungen jeder Wicklung dicht zusammen und entweder auf der inneren Umfangsfläche oder, was mehr bevorzugt ist auf der äußeren Umfangsfläche angeordnet sind. Jedes Paar von Endverbindungen kann mit einem zugeordneten Kondensator und einer Festkörper-Stromsteuereinheit verbunden sein, so daß jeder Spulenabschnitt einen getrennten Schwingkreisabschnitt bildet Eine sekundäre oder Antennenwicklung kann über die Primärwicklungen gewickelt sein, wobei sich die Primärwicklungsverbindungen durch die Sekundärwicklung erstrecken. Bei Hochleistung erfordert die Sekundärwicklung viel weniger Windungen als die Primärwicklung. Um den großen Strom in einem Hochleistungsübertrager bzw. -sender zu leiten, kann die Sekundärwicklung aus einer Anzahl von parallelen Drähten ausgebildet sein, wobei die Windungen gleichmäßig bzw. -förmig um das Toroid herum verteilt sind.
Ein einfacher Toroidaufbau kann jedoch nicht die

vorteilhafteste Anordnung sein, und zwar wegen der Schwierigkeit der Anbringung der Sekundärwicklung und wegen der Schwierigkeit des Einstellens des Kopplungskoeffizienten zwischen den Wicklungen. In einem Impulsübertrager bzw. -sender (die Begriffe »Übertrager« und »Sender« werden im Rahmen der vorliegenden Anmeldung synonym verwendet) steuert dieser Kopplungskoeffizient die Energieübertragungsrate vom Schwingungskreis zum Antennenkreis, und infolgedessen stellt er einen wichtigen Faktor beim Bestimmen der Amplitudenanstiegsrate in dem ausgestrahlten Impuls dar. In einem Navigationssystem wie beispielsweise dem Loran C-System, das einen Phasenvergleich von Zyklen innerhalb der Impulse anwendet, ist eine Zyklusidentifikation notwendig, und die Anstiegsrate der Amplitude muß ziemlich schnell sein, und typischerweise soll die Spitze der Ausgangsleistung im fünften Zyklus auftreten.

Damit es möglich wird, die Kopplung einzustellen, ist es daher zu bevorzugen, die primäre und die sekundäre Wicklung auf getrennte Formstücke zu wickeln. Eine Form eines Spulenaufbaus, in dem dieses geschieht, weist ein zylindrisches Formstück auf, dessen Sekundärwicklung um das zylindrische Formstück herumgewikkelt ist; sowie eine zylindrische Abschirmung aus leitfähigem Material um die Sekundärwicklung herum; und innerhalb der Abschirmung eine Mehrzahl von weiteren Formstücken, von denen jedes eine Wicklung oder Wicklungen einer primären Induktanzeinheit trägt; diese weiteren Formstücke sind benachbart der Sekundärwicklung in solchen Positionen angeordnet, daß jede Wicklung der primären Induktanzeinheit nur in einem begrenzten bogenförmigen Bereich an den Fluß der Sekundärwicklung angekoppelt ist, jedoch sind diese Wicklungen gleichmäßig bzw. -förmig um die Achse des Aufbaus herum angeordnet Die Primärwicklungen sind vorzugsweise zwischen dem Umfang der Sekundärwicklung und der Abschirmung vorgesehen. Sie sind bevorzugt dicht benachbart der Abschirmung angeordnet, und ihre Endverbindungen werden durch Löcher in der Abschirmung herausgeführt; infolgedessen können die zugeordneten Kondensatoren und Schaltereinrichtungen für die Primärwicklung außerhalb der Abschirmung sein. Die Endverbindungen für jeden Spulenabschnitt können daher dicht zusammen liegen.

Zwischen der Primär- und der Sekundärwicklung kann ein Luftspalt gelassen werden, was von dem zwischen den Wicklungen erforderlichen Kopplungsgrad abhängt

Vorzugsweise besitzt jeder Spulenabschnitt der Primärwicklung die gleiche Anzahl von Windungen, so daß die verschiedenen Spulenabschnitte parallel geschaltet werden können.

Die Sekundärwicklung besitzt typischerweise nur einige wenige Windungen, jedoch kann jede Windung wegen des großen Stroms, der im Antennenkreis eines Übertragers hoher Leistung aufgenommen werden muß, eine Anzahl von parallelen Drähten aufweisen.

Die zylindrische Abschirmung aus leitfähigem Material wird vorteilhafterweise aus Kupfer hergestellt und vorzugsweise ist wenigstens eine Stirnfläche der Abschirmung geschlossen.

Bevorzugt sind die getrennten Abschnitte der Primärwicklung, von denen jeder einen bogenförmigen Abschnitt bzw. ein bogenförmiges Segment belegt um den Bereich innerhalb der Abschirmung herum verteilt so daß die Abschnitte zusammen einen Aufbau bilden, der sich vollständig um den Raum zwischen der Abschirmung und der Sekundärwicklung herum erstreckt, wobei jeder Abschnitt nur an einen Teil des Feldflusses der Sekundärwicklung angekoppelt ist. Durch diese Anordnung kann die Spannung auf jedem Spulenabschnitt der Primärwicklung viel kleiner gemacht werden als die Spannung auf der Sekundärwicklung. Die Abschnitte der Primärwicklung können axial von der Sekundärwicklung im Abstand angeordnet sein, jedoch sind sie vorzugsweise um den Umfang der Sekundärwicklung herum angeordnet. Im letzteren Falle ist jeder Spulenabschnitt der Primärwicklung an den Teil des Flußverlaufs der Sekundärwicklung angekoppelt, der im wesentlichen parallel zur Achse der Sekundärwicklung, jedoch zwischen der Sekundärwicklung und der Abschirmung verläuft Jeder Abschnitt kann auf ein Formstück gewickelt sein, das so geformt ist daß es zwischen die Sekundärwicklung und die Abschirmung paßt, wobei die Spule oder die Spulen jedes Abschnitts mit ihren Achsen parallel zur Achse der Sekundärwicklung sind.

Jeder Spulenabschnitt der Primärwicklung kann eine Mehrzahl von Windungen aufweisen, die auf einem Formstück angeordnet sind, welches einen Teil eines Toroids oder eines gestreckten Abschnitts eines Toroids bildet, wobei jeder der Spulenabschnitte die gleiche Anzahl von Windungen besitzt und wobei ferner jeder Spulenabschnitt zwei Endverbindungen aufweist die einander benachbart auf der äußeren Umfangsfläche liegen, und wobei schließlich die Endverbindungen für getrennte Spulenabschnitte über Umfangsfläche räumlich verteilt sind bzw. im räumlichen Abstand über der Umfangsfläche vorhanden sind. Diese Endverbindungen können durch Löcher in der vorerwähnten Abschirmung vorgenommen werden.

In einer Ausführungsform der Erfindung sind sechs Formstücke für die Primärwicklungsabschnitte vorgesehen, wobei diese Formstücke so geformt sind, daß die Formstücke mit ihren Wicklungen einen geschlossenen Zusammenbau bilden, der sich um die Achse der Sekundärwicklung herum erstreckt; diese geschlossene Form besitzt innere und äußere flache hexagonale Oberflächen, von denen jede in einer Ebene liegt die sich senkrecht zu einer radialen Linie von der Achse der Sekundärwicklung zum Zentrum der Oberfläche erstreckt Auf jedem dieser Formstücke ist eine Anzahl von Spulenabschnitten, jeder aus nur einer einzigen Windung, gewickelt wobei sich die Achse jedes Spulenabschnitts parallel zur Achse der Sekundärwicklung erstreckt

An Stelle der Verwendung eines hexagonalen Aufbaus bzw. Zusammenbaus können die Spulenformstücke so geformt sein, daß sie einem Abschnitt eines ringförmigen Bereichs mehr angepaßt sind, beispielsweise können die inneren und äußeren Oberflächen je in drei getrennten Sehnenebenen liegen.

Wie vorstehend bereits dargelegt findet die Erfindung jedoch insbesondere Anwendung bei Impulsübertragern hoher Leistung. In gewissen Funknavigationssystemen niedriger Frequenz, wie beispielsweise in dem »Loran C«-System, ist es erforderlich, Hochfrequenzenergieimpulse kurzer Dauer bei einer niedrigen Hochfrequenz, beispielsweise 100 kHz, auszustrahlen. Die Impulse müssen zeitmäßig genau sein, und im »Loran C«-System muß die Phase der Schwingungen in den Impulsen genau gesteuert sein. Die Erfindung betrifft besonders die Probleme der Erzeugung von Impulsen hoher Leistung.

Gemäß einem Aspekt der Erfindung weist ein Impulsübertrager bzw. -sender wenigstens einen Schwingkreis auf, der einen Kondensator und eine Primärwicklung besitzt, sowie eine einseitig gerichtete Ladeschaltung zum Laden des Kondensators, eine triggerbare Schaltereinrichtung im Schwingkreis zum Verbinden des Kondensators mit der Primärwicklung, wobei die triggerbare Schalteinrichtung einen in zwei Richtungen verlaufenden Stromfluß ermöglicht; und schließlich eine Sekundärwicklung, die induktiv an die Primärwicklung angekoppelt und in einem Antennenkreis angeordnet ist.

Aus den vorstehend erörterten Gründen ergibt sich normalerweise eine Mehrzahl von Primärwicklungen, die eine primäre Induktanzeinheit bilden, wobei jede Wicklung ihre triggerbare Schaltereinrichtung besitzt, welche die vorerwähnte Festkörpereinheit bildet Jedoch kann eine gemeinsame Ladeschaltung zum Laden aller Kondensatoren in den verschiedenen Schwingkreisen verwendet werden, wenn die Wicklungen im Hinblick auf die gewählten Hochfrequenzen voneinander isoliert sind.

Dieser Anordnung wird der Kondensator im Schwingkreis über die einseitig gerichtete (unidirektionelle) Ladeschaltung geladen, und nachdem er geladen worden ist, wird, wenn der Hochfrequenzimpuls übertragen bzw. gesendet werden soll, die triggerbare Schaltereinrichtung betätigt, so daß sie den geladenen Kondensator mit der Primärwicklung verbindet, wodurch ein oszillierender Schwingkreis gebildet wird, der bei der gewünschten Hochfrequenz Resonanz besitzt. Die Schwingungen in diesem Kreis werden in die Sekundärwicklung im Antennenkreis eingekoppelt, der vorzugsweise ein reihenresonanter Kreis ist, der ebenfalls auf die erforderliche Hochfrequenz abgestimmt ist

Vorzugsweise sind Dämpfungswiderstände sowohl für den Schwingkreis als auch für den Antennenkreis vorgesehen, wobei diese Dämpfungswiderstände induktiv durch triggergesteuerte Schaltereinrichtungen an die Primärwicklung bzw. die Sekundärwicklung angekoppelt sind, und wobei ferner diese Schaltereinrichtungen so gesteuert werden, daß sie die Dämpfungseinrichtungen in die Schalter bzw. den Kreis nach der Spitzenstrahlung einschalten, um eine weitere Ausstrahlung von Hochfrequenzenergie zu verhindera

Alternativ kann eine Dämpfung durch einen Serienwiderstand vorgesehen sein, der in den Sekundärkreis eingefügt ist und durch einen Thyristorschalter während des frühen Teils des Impulses kurzgeschlossen ist; dieser Kurzschlußkreis wird zum Dämpfen oder Verkürzen des Impulsschwanzes weggenommen bzw. unwirksam gemacht Bei Verwendung von Thyristorschaltern bleibt der Schalter nach der Zündung geschlossen, bis der Hochfrequenzstrom unter einen kritischen Wert abfällt, der von dem verwendeten Thyristor abhängt Wenn die Dämpfung im offenen Zustand des Thyristors aktiv ist, kann infolgedessen die Schwanzlänge bei einem niedrigen Niveau gesteuert bzw. kontrolliert werden. Wenn andererseits die Dämpfung aktiv bei geschlossenem Thyristor ist, dann geht die Dämpfungssteuerung bei niedrigem Niveau verloren, wenn der Thyristor öffnet

In einem Übertrager bzw. Sender für ein Funknavigationssystem des »Loran C«-Typs muß die Umhüllung des Impulses genau gesteuert werden, so daß es möglich ist, einen besonderen Zyklus in einem Impuls am Empfänger zu identifizieren. In einer bevorzugten Ausbildung besitzt die Umhüllung einen schnellen Anstieg für die ersten drei Zyklen und einen Spitzenwert bei ungefähr vier bis sieben Zyklen nach dem Beginn des Impulses. Um die Gesamtstrahlung auf ein Minimum herabzusetzen ist eine kurze Abfall- bzw. Abklingzeit zu bevorzugen. Es wird manchmal eine lange Umhüllungswellenforrp als wünschenswert angesehen, um ein maximales Verhältnis zwischen der Energie, die innerhalb von beispielsweise plus oder minus 1OkHz der Resonanzfrequenz (typischerweise 100 kHz) und die innerhalb des Restes des Spektrums liegt, zu erzielen. Das ist jedoch nicht richtig, da die Interferenz, die durch irgendeinen anderen Hochfrequenzempfänger festgestellt werden kann, von der absoluten interferierenden Strahlung innerhalb des Bandes dieses Empfängers unabhängig vom Prozentsatz ist, den diese Interferenz zur gesamten Strahlung des interferierenden Strahlers hat Um infolgedessen die Interferenz mit anderen Benutzern zu minimalisieren, erhält man keinen Vorteil, wenn man eine weitere Ausstrahlung des Funknavigationssender bei der gewünschten Frequenz durchführt. Es ist infolgedessen möglich, eine kur.'e Abklingzeit für die Impulse vom Funknavigationssender zu benutzen.

Im Hinblick auf die Anzahl der Zyklen vor dem Erreichen der Spitzenausstrahlung, sollten die folgenden Tatsachen in Betracht gezogen werden. Wenn eine Zyklusidentifikation zeitig durchgeführt wird, beispielsweise bei Vh Zyklen nach dem Beginn des Impulses, dann hat die Umhüllung (bzw. Hüllkurve) des Empfängerausgangs eine Umhüllungsstartneigung oder -charakteristik, die einen exponentiellen Charakter aufweist, was bedeutet daß in einem vorgegebenen Zeitintervall ein gegebener prozentualer Anstieg vorliegt Mit einer solchen Neigung oder Charakteristik ist es unmöglich, einen bestimmter. Zyklus zu identifizieren. Wenn die Zyklusidentifikation spät durchgeführt wird, beispielsweise beim fünften oder sechsten Zyklus, dann ist die prozentuale Änderung in der Amplitude pro Zyklus.

wesentlich geringer als bei der Identifizierung des dritten Zyklus. Ein eingehendes Studium des Zyklusidentifikationsproblems hat gezeigt daß dann, wenn die Umhüllungswellenform als scharfe und perfekte Rampe beginnt der zu identifizierende Zyklus etwa der dritte Zyklus sein sollte Um einen guten Phasenvergleich der Zyklen und eine anfängliche Festlegung bzw. Vernege lung der Impulszeitgebung zu erzielen, ist es wünschenswert, Signale zu verwenden, die tiefer im Impulsliegen; tatsächlich ist ein Impuls wünschenswert, der länger als

so die oben genannten vier bis sieben Zyklen ist Für einen mittleren Kettenbereich von Stationen kann ein Phasenvergleich bis in den achten Zyklus hinein vorgenommen werden. Eine gute Phasenübereinstimmung oder ein guter Phasenvergleich jedoch hat keinen Wert, wenn ein Fehler von einem gesamten Zyklus vorliegt, und infolgedessen muß eine Impulsform gewählt werden die es ermöglicht die genaueste Zyklusidentifikation durchzuführen.

Zum Laden des Kondensators ist die vorerwähnte unidirektionelle Ladeschaltung vorzugsweise eine Resonanzladeschaltung niedriger Frequenz, die eine Einrichtung zum Blockieren eines Rückstromflusses aufweist Nach Vollendung des ersten halben Zyklus einer Schwingung bei der niedrigen Frequenz will der

es Strom umkehren, und diese Umkehr wird blockiert Dieses Blockieren kann durch eine Reihendiode und/oder durch einen unidirektionellen Schalter ausgeführt werden. Wenn man einen in Resonanz befindli-

chen Ladekreis verwendet, dann kann der Kondensator im Schwingkreis infolgedessen von einer Gleichstromquelle auf eine Spannung aufgeladen werden, die angenähert das Zweifache der Spannung der Versorgungsquelle beträgt

Ein Thyristor kann in Reihe mit der Versorgungsquel-Ie und einem Kondensator als Schaltereinrichtung für die Ladeschaltung eingefügt werden, wodurch es ermöglicht wird, die Zeitgebung des Beginns der Ladung zu steuern. Dieser Thyristor verhindert einen Stromfluß in der umgekehrten Richtung, doch es ist zu bevorzugen, sowohl einen Thyristor als auch eine Diode in Reihe anzuwenden, wobei die Diode die Möglichkeit eines Rückstroms oder eines Zusammenbruchs im Thyristor aufgrund der hohen Spannung verhindert Um die Ladeschaltung bei der niedrigen Frequenz in Resonanz zu bringen, kann eine Induktanz in Reihe mit dem Kondensator in der Kondensatorladeschaltung vorgesehen sein. Dies ist typischerweise eine mit Eisenkern versehene Drosselspule niedrigen Verlustes.

Die triggerbare Schaltereinrichtung im Schwingkreis zum Verbinden des Kondensators mit der Primärwicklung muß einen Stromfluß in beiden Richtungen gestatten. Dieser Schalter hat in einem praktischen Ausführungsbeispiel einer hohen Umkehrspannung standzuhalten. Er muß fähig für eine hohe Spannungsänderungsrate bezogen auf die Zeit sein, und er sollte einen geringen Verlust und eine kleine Schaltzeit besitzen. Es ist möglich, einen Triac zu verwenden, jedoch lassen sich gegenwärtig im Hinblick auf das Standhalten gegen die Umkehrspannung, das Erzielen einer zeitlichen Spannungsveränderungsrate, dem Erreichen niedriger Verluste und kurzer Schaltzeiten bessere Ergebnisse erzielen, wenn man entweder zwei Thyristoren im Nebenschluß aufeinanderfolgend verwendet oder wenn man einen Thyristor im Nebenschluß mit einer Diode benutzt Ein Thyristor mit einer Diode erfordert nur einen einzigen Triggereingang, jedoch führt ein Hochstromthyristor bei den derzeitig vorhandenen Komponenten einen niedrigeren Verlust ein als eine Hochspannungs-Hochstrom-Diode, und aus diesem Grunde ist es zu bevorzugen, zwei Thyristoren im Nebenschluß aufeinanderfolgend zu verwenden.

Es ist zu bevorzugen, die Dämpfung im Schwingkreis und im Antennenabstimmkreis durch induktiv gekoppelte Dämpfungsschaltungen bzw. -kreise zu bewirken. Der Schwingkreis kann dadurch gedämpft werden, daß man einen Widerstand mit einem triggerbaren Schalter im Nebenschluß über den Schwingkreis schaltet Der Schalter jedoch muß im ausgeschalteten Zustand einer hohen Hochfrequenzspannung standhalten, und die

maximal zulässige Spannung wird durch die j_f -Bemessung des Transistors begrenzt Eine höhere Spannungsbemessung kann dadurch erreicht werden, daß man Thyristoren in Reihe verwendet, jedoch wird dadurch die Triggeranordnung komplizierter.

Es ist möglich, eine 90°-Verzögerungsleitung oder eine 90°-Voreilschaltung (bei der Hochfrequenz) zu verwenden, um die Aktion des Schalters umzukehren, d. h., um die Eingangsimpedanz des Schalterkreises Null zu machen, wenn der Schalter offen ist, und in gleicher Weise die Eingangsimpedanz auf einen begrenzten Wert zu bringen, wenn der Schalter geschlossen ist; infolgedessen ist der Schalterverlust Null, wenn die Dämpfung ausgeschaltet ist es wird bevorzugt, besser eine Voreilschaltung als eine Verzögerungsschaltung zu verwenden, da diese nicht nur die Aktion des Schalters umkehrt, sondern außerdem die an den Thyristorschalter angelegte Spannung auf einen günstigeren Wert bringt

Bei dem Schwingkreis, der ein parallel abgestimmter Kreis ist, wird vorzugsweise ein Parallelwiderstand eingefügt, während es bei einem in Reihe abgestimmten Kreis zu bevorzugen ist, einen Reihenwiderstand einzufügen.

Bei der Verwendung von gekoppelten Spulen zur Erzielung einer Spannungstransformation zwischen dem Schwingkreis und dem Antennenkreis ist es außerordentlich wünschenswert, daß eine enge Kopplung erzielt wird. Eine lose Kopplung führt eine Lekageinduktanz ein, die in unvorteilhafter Weise die Umhüllung der Impulswellenform ändern kann. Dies gilt insbesondere für die Kopplung der Dämpfungskreise an die primäre und die sekundäre Wicklung. Eine Spule mit einer einzigen Windung gibt eine maximale Kopplung bei einem vorgegebenen Durchmesser, einer vorgegebenen Weite und Lokalisierung bezüglich der Spule. Wenn die Spannung einer einzigen Windung im Dämpfungskreis zu groß ist wie vorstehend erläutert wurde, dann kann diese einzige Windung durch Radialdrähte in Abschnitte aufgespalten werden, wobei die Abschnittp parallel geschaltet werden. Infolgedessen weist die Kopplungsspule im Dämpfungskreis typischerweise eine einzige Windung auf, die in eine Anzahl von Abschnitte mit radialen Kopplungsdrähten unterteilt ist wobei die verschiedenen Abschnitte parallel in den Dämpfungskreis geschähet sind.

Die Verwendung der Multi-Abschnitt-Primärwicklung ermöglicht eine hohe Ausgangsleistung in einem Impuls, den man von einem Hochfrequenzsender unter Verwendung eines mit Anzapfungen versehenen und einen Luftkern aufweisenden Transformator erhält abgesehen von den Beschränkungen, die sich in der Praxis wegen der triggerbaren Schaltereinrichtungen, wie beispielsweise der Thyristoren, ergeben, die eine maximale Betriebsspannung besitzen, und außerdem gibt es eine maximale Anzahl von Joules, die von jeder Schaltereinrichtung bei jedem Impuls verarbeitet werden kann. Diese Impulsleistung hängt von der gesamten Anzahl von Joules ab. Es ist daher wesentlich, daß der Transformator Abgriffe aufweist, so daß die Spannung gleich der maximalen Betriebsspannung des gewählten Thyristors oder der gewählten anderen Schaltereinrichtung ist, und es ist notwendig, die Spule in getrennte geschaltete Abschnitte aufzuteilen, von denen jeder getrennt geschaltet wird, wobei die Gesamtzahl von Schaltereinrichtungen und Abschnitten von der im Impuls erforderlichen Gesamtausgangsleistung abhängt.

Ein Funknavigationssystem kann wenigstens drei oben beschriebene Impulsübertrager bzw. -sender aufweisen, die räumlich voneinander getrennt sind. Wobei ein Hauptoszillator in einer der Stationen vorhanden ist, der das Schalten steuert, um die zeitlichen Momente der Einleitung der Impulse zu bestimmen und um die Einleitung der Zyklen in den Impulsen zeitlich zu steuern; und die anderen Stationen werden je durch einen Oszillator gesteuert der von den Übertragungen bzw. Sendungen der ersten Station abhängt oder mit diesen verriegelt ist bzw. von diesen zwangsläufig gesteuert wird.

In einer beweglichen Empfangsstation werden die Signale von der Übertragungs- bzw. Sendestation empfangen und in der Phase und in der Zeit verglichen, um daraus die Positionsinformation zu erhalten. An

jeder der abhängigen Sationen kann zum Empfang der Übertragungen bzw. Sendungen von der Hauptstation eine Empfangsantenne vorgesehen sein, die einen Kreis aufweist, der außer Phase mit der lokalen Sendeantenne ist oder nichts von letzterer empfängt um Fehler zu vermeiden, die durch die Signale der Hauptstation hervorgerufen werden könnten, welche erneut durch die Sendeantenne der abhängigen Station ausgestrahlt und durch die Empfangsantenne empfangen würden.

In jeder Station werden vorzugsweise die erforderlichen Triggerimpulse zum Einleiten der Impulse, zum Einleiten der Ladung, zum Triggern des Schwingkreises und zum Betätigen der Dämpfungskreise bzw. -schaltungen durch Verwendung eines Oszillators und digitalen Frequenzteilers in zeitlich aufeinander abgestimmter Beziehung erzeugt

Im »Loran C«-System kann eine Codierung zum Identifizieren einer Übertragung bzw. Sendung dadurch erzielt werden, daß man periodisch die Phase der Übertragung bzw. Sendung umkehrt, ohne den zeitlichen Ablauf zu verändern. Normalerweise wird die Codierung durch Umkehren der Phase von abwechselnden Impulsen erzielt Die Impulse sind solche von kurzer Dauer, die nur wenige Zyklen der Hochfrequenz aufweisen. Es ist nicht möglich, diese Phasenumkehr nur durch Verzögerung um einen halben Zyklus des Zündens der triggerbaren Schaltereinrichtung vorzunehmen, da hierdurch eine entsprechende Verzögerung der Zeitgebung bewirkt werden würde. Obwohl es möglich wäre, halbzyklische Zeitwechsel von aufeinanderfolgenden Impulsen zu verwenden, um eine Phasenumkehrcodierung zu erzielen, würde ein solches Vorgehen e^;n Modifikation des Zeitformats in dem Empfänger im Vergleich mit vorhandenen »Loran C«-Empfängern erfordern.

In einem Impulsübertrager bzw. -sender der oben beschriebenen Art, der eine triggerbare Schaltereinrichtung zum Entladen eines Kondensators in jedem Schwingkreis besitzt, werden zwei primäre Induktanzeinheiten vorgesehen, die an den Antennenkreis angekoppelt sind, wobei die zwei primären Induktanzeinheiten je auf einer Seite der induktiv daran anzukoppelnden Sekundärwicklung angeordnet sind. Jede primäre Induktanzeinheit kann eine oder mehrere Wicklungen aufweisen, von denen jede ihren getrennten triggerbaren Schalter besitzt. Die beiden primären Induktanzeinheiten können in entgegengesetzter Phase an die Antenne angekoppelt sein, und es kann eine Einrichtung vorgesehen sein, welche die den beiden primären Induktanzeinheiten zugeordneten Schalter in Übereinstimmung mit der Phase des erforderlichen übertragenen bzw. gesendeten Impulses zündet.

Ein Ziel der Verwendung zweiter getrennter primärer Induktanzeinheiten, von denen je eine auf je einer Seite der Sekundärwicklung plaziert ist, besteht darin, den physikalischen Aufbau durch Auscinanderspreizung der verschiedenen Elemente zu erleichtern. Ein weiterer Vorteil jedoch ergibt sich aus der Möglichkeit, die Einrichtung nur mit einer primären Induktanzeinheit zu betreiben, während die andere inoperativ oder aus der Schaltung entfernt ist. Die Entfernung kann physikalisch bzw. physisch oder elektrisch durchgeführt werden. Wenn daher eine Einheit Fehlerhaft wird, kann der Sender mit halber Leistung betrieben werden, indem man nur die andere primäre Induktanzeinheit verwendet. Vorausgesetzt, daß die Kopplung oder der Abstand bezüglich der sekundären verändert wird, so daß man die gleiche Gesamtkopplung wie mit beiden Primäreinheiten in'· Kreis bzw. in der Schaltung erhält bleibt die Impulsform die gleiche.

Ein weiterer Vorteil besteht darin, daß die Kopplung und die Dämpfung jeder einzelnen Primäreinheit eingestellt werden kann, um so zu arbeiten, daß die andere Primäreinheit durch Kurzschluß herausgenommen ist Eine Impulspolarität oder eine andere Phasenveränderung ist dann dadurch möglich, daß man von einer Primäreinheit auf die andere übergeht,

ίο beispielsweise die beiden Einheiten abwechselnd betreibt Wie weiter erläutert werden wird, kann ein Polaritätswechsel durch einen Wechsel der Kopp'ungspolarität oder durch eine Änderung der Polarität der Ladespannung erzielt werden. Auf diese Weise läßt sich eine Impulscodierung erreichen.

Bei dieser Anordnung kann eine einzige Ladeschaltung verwendet werden, die sowohl mit der primären Induktanzeinheit verbunden jedoch durch die ausgewählte primäre Induktanzeinheit entsprechend den gezündeten Schaltern entladen wird. Infolgedessen kann man eine Codierung durch Phasenveränderung erreichen, ohne daß die Zeitgebung der Impulse gewechselt wird.

Allgemeiner gesagt, hat man zwei Wicklungssätze, wobei ein Satz eine erste primäre Induktanzeinheit bildet die in entgegengesetzter Phasenbeziehung zu dem anderen Satz, welcher die zweite primäre Induktanzeinheit zur Hervorbringung einer Phasenumkehrcodierung bildet, an die Antenne angekoppelt ist Alle Wicklungen in jedem Satz haben getrennte Schalter sowie die zum Zünden des Schaltersatzes vorgesehenen Zündungseinnchtungen.

Die Ladeschaltung kann wie oben beschrieben ausgebildet sein. Die Schalter in dieser Anordnung sind vorzugsweise Schalter, welche zwei Thyristoren aufweisen. Die nichterregte Primärwicklung oder die nichterregten Primärwicklungen kann bzw können in einem offenen Schaltkreis bleiben und beeinflussen die Impulserzeugung nicht Die Spannung, die in der nichterregten Primärwicklung oder in den nichterregten Primärwicklungen induziert wird, ist relativ niedrig im Vergleich mit der Spannung, die in der erregten Wicklung erzeugt wird, und es ist leicht möglich,

Thyristoren zu bekommen, die eine ^ -Bemessung haben, aufgrund deren sie in der Lage sind, der hohen Hochfrequenzspannung im »Aus«-Zustand zu widerstehen. Die Verwendung von zwei Thyristoren führt dazu, daß jeder Stromfluß durch die nichterregte Wicklung in beiden Stromflußrichtungen verhindert wird. Ein Schalter, der einen einzigen Transistor und eine Diode aufweist derart, wie er oben beschrieben wurde, ist unerwünscht, da die Diode in einer Richtung leitet.

In einer mechanischen Anordnung ist die Antennenspule zusammen mit zwei Sätzen von Primärwicklungen vorgesehen, wobei ein Satz auf einer Seite der Antennenspule und der andere Satz auf der anderen Seite angeordnet ist. Um die Phasenumkehrcodierung zu erzielen, ist ein Satz von Primärwicklungen im Vergleich mit dem anderen Satz in entgegengesetzter Phase an die Antennenspule angekoppelt und nur ein Satz von Primärwicklungen wird zu einem jeweiligen Zeitpunkt erregt In einem »Loran C«-System werden zur Erzielung einer abwechselnden Phasenumkehr von aufeinanderfolgenden Impulsen die Schalter in den beiden Sätzen von Primärwicklungen abwechselnd gezündet.

In einer anderen mechanischen Anordnung ist die Antennenspule im Abstand von den Spulen angeordnet, welche die ersten und zweiten Primärwicklungen bilden, und es ist eine Kopplungsschaltung bzw. ein Kopplungskreis vorgesehen, die bzw. der eng an die Primärwicklungen angekoppelt ist, um Energie von der erregten Primärwicklung in den Antennenkreis einzukoppeln. Ein derartiger Kopplungskreis bzw. eine derartige Kopplungsschaltung kann ein Reihenkreis bzw. eine Reihenschaltung haben, worin Kopplungsspulen an die beiden Sätze von Primärwicklungen angekoppelt und in Reihe mit der Antenne verbunden sind. Wie vorher befinden sich die nichterregten Primärwicklungen in offenen Schaltkreisen und wirken nicht auf die Impulserzeugung ein. Ein Thyristor-Kurzschlußschalter kann zum Kurzschließen der Kopplungsspule der inoperativen Einheit vorgesehen sein. Das ermöglicht es, einen Thyristor-Dioden-Schalter für die Impulserregung zu verwenden. Ein derartiges Kurzschließen der

Kopplungsspule schaltet auch das ^ -Problem aus.

Die vorstehend beschriebenen Anordnungen erfordern zwei Primärwicklungen (oder zwei Sätze von Primärwicklungen), die in Übereinstimmung mit der erforderlichen Phase des gesendeten bzw. übertragenen Impulses wahlweise erregt werden. Es ist jedoch auch möglich, nur eine Primärwicklung (oder einen Satz von Primärwicklungen) zu verwenden, indem man zwei Ladeschaltungen zum Laden des Kondensators in der Primärwicklung (oder der Kondensatoren in den Primärwicklungen) auf ein Potential der einen Polarität oder der anderen Polarität vorsieht, so daß durch Auswahl der Ladeschaltung und demgemäß der Polarität des Potentials am Kondensator oder an den Kondensatoren die Phase des ausgestrahlten Impulses ausgewählt werden kann. Infolgedessen können in einem Impulsgenerator der oben beschriebenen Art, welcher eine triggerbare Schaltereinrichtung zum Entladen eines Kondensators in dem oder in jedem Schwingkreis aufweist, zwei getrennte Ladeschaltungen mit Einrichtungen zum wahlweisen Betrieb der einen oder der anderen Ladeschaltung zum Zwecke des Ladens des Kondensators in dem die Primärwicklung aufweisenden Schwingkreis vorgesehen sein. Eine Mehrzahl von Primärwicklungen kann parallel von der ausgewählten Ladeschaltung geladen werden, so daß die beiden Ladeschaltungen für alle Primärwicklungen dienen.

In einer Anordnung, die einen Kondensator aufweist, der wahlweise auf die eine oder die andere Polarität aufgeladen wird, besitzt vorzugsweise die Schaltereinrichtung im primären Schwingkreis zwei Thyristoren, die mit entgegengesetzten Polaritäten mit einer Einrichtung zum wahlweisen Triggern des einen oder des anderen der Thyristoren in Übereinstimmung mit der Polarität der Ladung auf dem Kondensator sowieso angeordnet sind, daß der andere Thyristor einen Halbzyklus später gezündet wird. Dadurch wird vermieden daß eine Zündspannung an einen Thyristor angelegt wird, der eine umgekehrte Anodenspannung besitzt, was anderenfalls zur Zerstörung des Thyristors führen könnte. In einigen Fällen jedoch ist es möglich, einen einzigen langen Zündimpuls an beide Thyristoren anzulegen.

Die Erfindung wird nachstehend an bevorzugten Ausführungsbeispielen, die in den Figuren der Zeichnung im Prinzip dargestellt sind, näher erläutert. Es zeigen:

F i g. 1 einen Teil eines Impulsübertragers bzw. -senders für ein Funknavigationssystem,

F i g. 2 und 3 erläuternde Wellenformendarstellungen, welche die Spannung über dem Kondensator eines Schwingkreises bzw. die Ajitennenspannung in der Schaltung der F i g. 1 veranschaulichen,

Fig.4, 5 und 6 je eine Form eines triggerbaren Schalters, der in der Schaltung der Fig. 1 verwendet werden kann,

Fig.7 eine schematische Veranschaulichung einer 90°-Verzögerungsleitung und eines Schalters zum Umkehren der Aktion eines Schalters,

Fig.8 und 9 zwei äquivalente Formen einer Schaltung, in der eine 90°-Voreilschaltung und ein Schalter zum Umkehren der Aktion eines Schalters verwendet ist,

F i g. 10,11 und 12 drei Formen von Dämpfungsschaltungen,

F i g. 13 eine Spule mit einer einzigen Windung, die in vier Abschnitte aufgeteilt ist,

Fig. 14 eine Veranschaulichtung der Art, wie vier Abschnitte der Spule der Fig. 13 parallel geschaltet werden können,

Fig. 15 eine bevorzugte Ausbildung einer Triggerschaltung,

Fig. 16 ein Blockschaltbild zur Veranschaulichtung einer Zeitgebungs-Steuerschaltung,

Fig. 17 einen Schwingkreis, der eine Anzahl von getrennten Wicklungen besitzt,

Fig. 18 eine schematische Veranschaulichung einer mechanischen Anordnung der Schaltung der F i g. 17,

F i g. 19 eine Blockdarstellung eines Funknavigationssystems,

Fig.20, 21 und 22 drei alternative Anordnungen für die Phasenumkehrcodierung eines Impulses von einem Impulsübertrager bzw. -sender in einem Funknavigationssystem, wie beispielsweise im »Loran C«-System,

Fig.23 einen Querschnitt in einer Diametralebene parallel zur Achse eines zylindrischen Spulenaufbaus, Fig.24 eine schematische Seitenansicht, welche die Anordnung der Spulenabschnitte der Primärwicklung und des Spulenaufbaus der F i g. 23 veranschaulicht,

F i g. 25 eine Aufsicht von unten auf eine andere Ausbildungsform des Spulenaufbaus, Fig.26 einen Querschnitt durch den Spulenaufbau der F i g. 25,

F i g. 27 eine schematische perspektivische Darstellung eines Abschnitts eines Primärwicklungsaufbaus, der in dem Spulenaufbau der F i g. 25 und 26 anwendbar ist,

Fig.28 ein Diagramm, das den Verlauf einer der Windungen des Spulenaufbaus der F i g. 27 zeigt,

Fig. 29, 30 und 31 erklärende Schaltbilder zum Erläutern des Spulenaufbaus der F i g. 25 bis 28, Fig. 32 eine Abwandlung eines Spulenabschnitts, der in der Anordnung der F i g. 25 verwendet wird,

F i g. 33 und 34 Diagramme, die eine andere Ausbildungsform des Spulenaufbaus veranschaulichen.

Die Erfindung ist insbesondere bei Impulsübertragern bzw. -sendern für hohe Leistung anwendbar, und vor der Erläuterung von bevorzugten Ausführungsformen von . Spulenkonstruktionen, die in einem Hochleistungssender verwendet werden können, erscheint es zweckmäßig, zunächst die Impulserzeugungsschaltung näher zu erläutern.

In Fig. 1, in der in schematischer Form die Komponenten dargestellt sind, die für die Erläuterung des Betriebs einer Ausführungsform des Hochfrequenz-

impulsübertragers bzw. -senders erforderlich sind, bedeutet 10 eine Versorgungsquelle für Gleichstromleistung, die typischerweise eine Spannung von 600 V zur Verfügung stellt und dazu benutzt wird, einen Kondensator 11 in einem Schwingkreis zu iaden, der von dem Kondensator 11 und der Primärwicklung 12 gebildet wird; der Schwingkreis wird durch einen in zwei Richtungen wirkenden (bidirektionellen) Schalter vervollständigt, der eine Diode 13 aufweist sowie einen Thyristor 14, der von einem Triggereingang 15 triggerbar ist Typischerweise ist der Schwingkreis auf eine Frequenz der Größenordnung von 100 kHz abgestimmt Der Kondensator 11 wird von der Gleichstromquelle 10 über eine Resonanzladeschaltung niedriger Frequenz geladen, und zwar wird der Kondensator 11 bei dieser niedrigen Frequenz für einen Halbzyklus geladen. Diese Resonanzladeschaltung niedriger Frequenz weist eine mit einem Eisenkern versenene Induktanz 16 auf, die mit dem Kondensator 11 einen Kreis bildet, der in diesem speziellen Fall eine Resonanzfrequenz von etwa 80 Hz besitzt. Infolgedessen hat ein Halbzyklus dieser niedrigen Frequenz eine Dauer von 6250 Mikrosekunden. Die Ladeschaltung wird durch einen Schalter vervollständigt, der einen Thyristor 17 aufweist, welcher durch einen Triggerimpuls von einer Triggerschaltung 18 über einen Transformator 19 getriggert wird. Eine Diode 20 ist in Reihe mit dem Thyristor geschaltet, wodurch die Möglichkeit einer Stromumkehr oder eines Durchbruchs im Thyristor 17 verhindert wird. Die Ladeschaltung besitzt ein Überlastungsrelais 21, das normalerweise geschlossene Kontakte 22 aufweist, die einen Nebenschlußweg über einen Kondensator 23 bilden, wobei dieser Nebenschlußweg einen Widerstand 24 kleiner Größe und eine Induktionsspule 25 von ebenfalls kleiner Größe beinhaltet Das Überlastungsrelais besitzt eine Betätigungsspule 26, durch weiche der Ladestrom vom Kondensator 11 hindurchgeht.

Eine Stoßspannungsdämpfungsanordnung umfassend eine Diode 27 und einen Widerstand 29 ist im Nebenschluß zur Ladeschaltung bzw. zum Ladekreis geschaltet. Eine Reiheninduktanz 28 ist im Ladekreis zwischen den Kondensator 11 (und die Dämpfungsanordnung) geschaltet, und diese Reiheninduktanz 28, die eine Induktionsspule sein kann, besitzt eine Induktanz niedriger Größe im Vergleich mit der Induktanz der mit einem Eisenkern versehenen Induktionsspule 16, jedoch hat die Induktanz 29 einen Induktanzwert großer Größe im Vergleich mit der Induktanz des Schwingkreises. Die Induktanz 28 dient als Glättungsfilter für Stoßspannungen und als Isolationsimpedanz, welche verhindert, daß die Hochfrequenzschwingungen im Schwingkreis zurück in den Ladekreis gelangen können. Der Antennenkreis bzw. die Antennenschaltung ist reihuiabgestimmt und weist eine Sekundärwicklung 30 auf, die an die vorerwähnte Primärwicklung 12 in Reihe mit einem Kondensator 31 und einem Widerstand 32 angekoppelt ist; dieser Kondensator und Widerstand sind die Antennenkapazität und der Antennenwiderstand.

Zum Dämpfen des Schwingkreises ist ein Dämpfungswiderstand 33 vorgesehen, der in eine Schaltung eingefügt ist, die eine Wicklung 34 aufweist welche ihrerseits an die Primärwicklung 12 angekoppelt ist, sowie einen triggerbaren Schalter 35, der weiter unten in näheren Einzelheiten erläutert wird. Zum Dämpfen des Antennenkreises ist ein Widerstand 36 in einem Dämpfungskreis bzw. einer Dämpfungsschaltung vorgesehen, der bzw. die eine Wicklung 37 aufweist, welche an die Sekundärwicklung 30 angekoppelt ist sowie einen triggerbaren Schalter 38. Die Schalter 35 und 38 werden durch eine Triggereinheit 39 gesteuert

Bevor der Betrieb der Schaltung der F i g. 1 in näheren Einzelheiten erläutert wird, sei kurz bemerkt, daß der Kondensator 11 von der Gleichstromquelle 10 über einen Resonanzkreis niedriger Frequenz geladen wird, so daß er auf eine Spannung aufgeladen werden kann, die das Zweifache der Spannung der Gleichstromquelle 10 beträgt, was beim vorliegenden Ausführungsbeispiel eine Ladespannung von 1200 V bedeutet In einem geeigneten Zeitpunkt wird dieser Kondensator 11 durch den Thyristor 14 und die Diode 13 (die eine Schaltereinrichtung niedrigen Verlustes bilden) und die Primärwicklung 12 (die eine Induktanz niedrigen Verlustes darstellt.) entladen, so daß ein Schwingungsstrom in der Primärwicklung 12 bei der Resonanzfrequenz des Schwingkreises erzeugt wird. Der Antennenkreis ist ein Reihenresonanzkreis, der an die Primärwicklung angekoppelt ist Diese Kopplungsanordnung ist einem Reihenresonanzkreis bzw. einer Reihenresonanzschaltung iin Nebenschluß mit der Primärwicklung äquivalent, in welcher die Induktanz dieses Serieiiresonanzkreises bzw. dieser Serienresonanzschaltung gleich der Primärinduktanz multipliziert durch das Inverse des Quadrats des Kopplungskoeffizienten ist Bei dieser Kopplung wird die Primärenergie abwechselnd von der Primärwicklung zur Sekundärwicklung und zurück übertragen, wobei die Frequenz der Übertragung von dem Kopplungskoeffizienten abhängt Es kann gezeigt werden, daß dann, wenn die Primär- und die Sekundärwicklung ihre Resonanzfrequenz bei 100 kHz haben und wenn die Leistungsspitze der Sekundärwicklung in fünf Zyklen erreicht wird, der Kopplungskoeffizient 10% sein sollte.

In F i g. 2 ist der Spannungsverlauf über dem Schwingkreis dargestellt. In dieser Figur ist die Zeitskala nicht gleichförmig, sondern die Ladezeit ist in einer stark reduzierten Zeitskala verglichen mit der Zeitskala, die zur Veranschaulichung der Hochfrequenzwellenform benutzt wird, dargestellt Die Impulse treten bei diesem speziellen Ausführungsbeispiel bei einer Frequenz von 100 Hz auf, und infolgedessen ist die Zyklusperiode für die Impulse 10 000 Mikrosekunden. Wie oben bereits festgestellt wurde, beträgt die Zeit zum Laden typischerweise 6250 Mikrosekunden. Der Ladestrom ist in F i g. 2 zwischen den Punkten A und B dargestellt und ist ein Halbzyklus bei der Resonanzfrequenz der Ladeschaltung mit niedriger Resonanzfrequenz. Die resultierende Spannung am Ende dieses Halbzyklus beträgt ungefähr das Doppelte der Versorgungsspannung. Nach Vollendung eines Schwingungshalbzyklus bei dieser niedrigen Frequenz will der Strom umkehren, und diese Umkehr wird sowohl durch die Reihendiode 20 als auch durch den Thyristor 17 blockiert. Die Abweichung vom Zweifachen der Versorgungsspannung hängt von den Verlusten in der Induktanz 16 und dem Schalter 17 ab, jedoch können diese Verluste durch richtige Wahl der Schaltungselemente in der Serienresonanz-Ladeschaltung klein gehalten werden.

Am Punkt C, an dem der Thyristor 14 gezündet wird, typischerweise 7000 μβεΰ nach dem Beginn des Ladezyklus des Kondensators, beginnt die Hochfrequenzschwingung. Die Energie im Primär- oder Schwingungskreis wird auf den angekoppelten Sekundär- oder Antennenkreis übertragen und von diesem absorbiert, und die Spannungswellenform im Antennenkreis ist in

Fig.3 dargestellt. Die Sekundärwicklung 30 hat viel mehr Windungen als die Primärwicklung, und infolgedessen ist die Spannung, die schließlich von den Hochfrequenzschwingungen im Antennenkreis erreicht wird, viel höher als im Primärkreis, und zwar typischerweise in der Größenordnung von 20 000 bis 30 000 V. Wie bereits früher erläutert wurde, wird die Energie bei einer Frequenz, die in diesem speziellen Ausführungsbeispiel 5 kHz beträgt, abwechselnd von der Primärwicklung zur Sekundärwicklung und wieder zurück verlagert Jeder Zyklus bei dieser Frequenz entspricht infolgedessen 20 Zyklen der Hochfrequenzenergie. An der Nulistelle bei jedem Halbzyklus dieser abwechselnden Verlagerung der Energie findet eine Phasenumkehr statt Das ist keine wünschenswerte Charakteristik, und auch die lange Verzögerung bei der Unterdrückung des Impulses ist nicht wünschenswert. Infolgedessen wird die Dämpfung durch Schließen der Schalter 35 und 38 an der Spitze der Antennenspannung eingeschaltet, d.h. beim fünften Zyklus der Hochfrequenzschwingung. Der schnelle Dreizyklenanstieg im Antennenkreis führt zu einem Signal, das eine gute Zyklusidentifikation der Hochfrequenzschwingungen am Empfänger und die Ausschaltung von Raumwellenstörungen bzw. -Überlagerungen des für den Phasenvergleich benutzten Signals ergibt Die Dämpfung wird so gewählt daß das gesamt Q des Schwingungskreises im gedämpften Zustand eine gewünschte Impulsform ergibt

F i g. 4 veranschaulicht eine Anordnung zum Verwenden eines Thyristors zum Zwecke des Schaltens eines Wechselstroms. In Fig.4 wirkt ein Thyristor 40 als Wechselstromschalter zwischen den Anschlüssen 41,42, indem er als diagonales Element über eine Brückenschaltung, die von vier Dioden 43,44,45 und 46 gebildet ist geschaltet wird. Durch einen Kondensator 47 kann ein Nebenschluß zum Thyristor gebildet werden. Die F i g. 5 veranschaulicht eine andere Ausführungsform eines Wechselstromschalters, in der zwei Thyristoren 50, 51 aufeinanderfolgend im Nebenschluß zwischen Anschlüssen 52, 53 angeordnet sind In der Anordnung der F ί g. 5 müssen die beiden Thyristoren im geeigneten Augenblick gezündet werden. Es ist möglich, einen der Thyristoren durch eine Diode zu ersetzen, so daß nur ein einziger Triggereingang erforderlich ist jedoch führt ein Hochstromthyristor zu einem geringeren Verlust als eine Hochspannungs-Hochstrom-Diode, wenn man von den derzeitig verfügbaren Ausführungen dieser Ausrüstungen ausgeht F i g. 6 zeigt eine bevorzugte Ausführungsform eines Schalters, der unter Verwendung von zwei Thyristoren aufgebaut ist aber nur einen einzigen Tnegereineang erfordert Nach F i g. 6 ist die Anordnung so gewählt daß die Primärwicklung 12 und der Schwingkreiskondensator 11 zusammen mit zwei Thyristoren 60, 61 im Nebenschluß aufeinanderfolgend im Schwingkreis liegen. An den Triggereingang des Thyristors 60 wird ein Triggersignal angelegt Der Thyristor 61 wird von der resultierenden Hochfrequenzschwingung getriggert und zwar durch eine Triggerschaltung, die einen Widerstand 63, typischerweise von 20 Ohm, und eine Diode 64 aufweist

Die Schaltungen der in den Fig.4 und 5 gezeigten Ausführungsform können als die Schalter 35 und 38 zum Schalten im Dämpfungskreis bzw. in der Dämpfungsschaltung verwendet werden. Die Dämpfung des Schwingkreises kann dadurch bewirkt werden, daß man einen Widerstand direkt in den Nebenschluß über die Kapazität und die Induktivität des Schwingkreises durch die -r- -Bemessung

schaltet Jedoch führt diese Maßnahme in der Praxis wegen der hohen Spannungsveränderungsrate zu Schwierigkeiten. Die an einen Thyristor im ausgeschalteten Zustand angelegte Hochfrequenzspannung wird

des Thyristors begrenzt

Darüber hinaus ist es wünschenswert, daß der Schalter während der ersten 50 MikroSekunden des Impulses, d. h. also während der ersten fünf Zyklen, offen und verlustlos ist. Eine höhere Spannungsbemessung kann man dadurch erhalten, daß man Thyristoren in Reihe benutzt, jedoch wird dadurch das Triggern kompliziert. Es ist daher zu bevorzugen, eine gekoppelte Anordnung, wie sie in F i g. 1 dargestellt ist zu verwenden. In gleicher Weise kann die Dämpfung im Antennenkreis dadurch erzielt werden, daß man in den Antennenkreis einen Dämpfungswiderstand mit einem über den Dämpfungswiderstand im Nebenschluß gelegten Schalter einfügt so daß man den Widerstand kurzschließt, wenn keine Dämpfung erforderlich ist. Auch hier entsteht jedoch die Schwierigkeit der hohen Spannung am Thyristor.

Die F i g. 7 veranschaulicht die Verwendung von einer Dreielement-90°-Verzögerungsleitung zum Umkehren der Wirkung eines Schalters, wie er im Antennenkreis zur Dämpfung Verwendung finden kann. Es sei im einzelnen auf F i g. 7 Bezug genommen, nach welcher die Verzögerungsleitung durch eine T-Schaltung gebildet wird, die zwei Reiheninduktanzen 70, 71 und eine Nebenschlußkapazität 72 aufweist welche so angeordnet sind, daß sich eine Verzögerung um 90° C bei der Hochfrequenz ergibt Die Verzögerungsleitung ist in Reihe mit der Antennenkapazität 31 und der Sekundärwicklung 3Q geschaltet Ein Thyristorschalter 74 in Reihe mit einem Widerstand 75 ist über das andere Ende der Verzögerungsleitung geschaltet Wenn der Schalter geöffnet ist dann ist die wirksame Impedanz zwischen der Leitung 76 und der Verbindung der Wicklung 30 und der Induktanz 70 gleich Null. Wenn der Schalter dagegen geschlossen ist ist diese Impedanz gleich Z¹IR, wenn die Impedanzen 70, 71 und 72 alle gleich Z sind, wobei R die Größe des Widerstandes 75 bedeutet Infolgedessen ist der Schalterverlust Null, wenn die Dämpfung ausgeschaltet ist

Die F i g. 8 veranschaulicht eine andere Schaltung, die zum Schalten einer Impedanz im Antennenkreis verwendet werden kann. Die Anordnung der F i g. 8 benutzt eine 90° -Voreilschaltung, mit der die Verzögerungsschaltung der F i g. 7 ersetzt ist Diese 90° -Voreilschaltung wird durch eine T-Schaltung mit Reihenkapazitäten 80, 81 und einer Nebenschlußinduktanz 82 gebildet Ein Ende dieser Voreilschaltung ist in Reihe mit der Antennenkapazität 31 und der Wicklung 30 geschaltet während über das andere Ende der Voreilschaltung ein Thyristor 83 in Reihe mit dem Widerstand 84 geschaltet ist Diese Voreilschaltung invertiert nicht nur die Wirkung des Schalters, sondern sie dient auch dazu, die an den Schalter angelegte Spannung auf einen günstigeren Wert zu verändern.

6G Wiederum ist der Schalterverlust Null, wenn die Dämpfung ausgeschaltet ist Fig.9 zeigt ein gekoppeltes Äquivalent der Schaltung der Fig.8, wobei eine Induktanz 90 und eine Kapazität 91 in einen Reihenkreis mit einem Widerstand 92 und einem Thyristorschalter 93 geschaltet sind, und wobei ferner die Induktanz 90 an die Antennenwicklung 30 angekoppelt ist Verwendet man eine gekoppelte Schaltung, so ist es wiederum möglich, die Spannung am Schalter wesentlich herabzu-

setzen, wodurch die Schwierigkeiten vermieden werden, die sich aufgrund der beschränkten Bemessung des Thyristors ergeben.

In einem Reihenresonanzkreis ist es erwünscht, einen Reihenwiderstand zum Dämpfen einzufügen, und in einem Parallelresonanzkreis ist es wünschenswert, einen Parallelwiderstand zum Dämpfen einzufügen. Die Fig. 10 veranschaulicht in schematischer Form einen Paralleldämpfungskreis, in dem ein Widerstand 100 und ein Thyristorschalter 102 als Dämpfung über einen abgestimmten Kreis geschaltet sind, der einen Kondensator 103 und eine Induktivität 104 aufweist. Die F i g. 1¹1 veranschaulicht ein gekoppeltes Äquivalent des Kreises der Fig. 10. Der abgestimmte Kreis weist, wie vorher, einen Kondensator 103 und eine Induktivität 104 auf. An die Induktivität iO4 ist eine Induktivität 105 mit eineim Dämp^fungskreis angekoppelt, der seinerseits eine Induktivität 106 und eine Kapazität 107 sowie einen Widerstand 108 und einen Thyristorschalter 109 umfaßt. Die Spulen sind eng gekoppelt, damit das gewünschte Transformations verhältnis erzielt wird, das typischerweise ein 30:1 Herabsetzungsverhältnis im Sender bzw. Übertrager bei Verwendung von Spannungen, wie sie oben als Beispiele gegeben worden sind, sein sollte. Eine lose Kopplung würde eine Lekageinduktanz einführen, welche die Umhüllung der Impulswellenform in nachteiliger Weise verändern kann. Die F i g. 12 zeigt ein direkt gekoppeltes Äquivalent der Schaltung der Fig. 11. In Fig. 12 ist eine Kapazität 110 und eine Induktivität 111 gezeigt, die jeweils die Kapazität 31 und die Induktivität 30 des Antennenkreises sein können. Die Schaltung der Fig. 12 weist eine T-Kopplungsschaltung auf welche drei Induktionsspulen 112,113 und 114 von gleicher Größe besitzt, wobei sich eine Kopplung über eine Induktivität 115 an Anschlüsse 116 und 117 ergibt, zwischen die der Schalter gelegt ist. Dieser Schalter weist eine Induktivität 118 und eine Kapazität 119 sowie einen Widerstand 120 und eine triggerbare Schaltereinrichtung 121 auf.

Wie vorstehend erwähnt ist eine enge Kopplung zur Vermeidung jeder Lekageinduktanz wünschenswert, wenn die Dämpfungskreise an den Schwingkreis und den Antennenkreis angekoppelt sind. Eine Spule von einer einzigen Windung im Dämpfungskreis kann eine Spannung geben, die für ein vorteilhaftes Schalten durch die Schalterkreise 35, 38 zu groß ist In diesem Falle kann die Kopplungsspule im Dämpfungskreis in eine Anzahl von Abschnitte unterteilt werden, wie sie beispielsweise in den Fig. 13 und 14 veranschaulicht sind. In Fig. 13. ist eine Spule mit einer einzigen Windung in vier Abschnitte 130, 131, 132 und 133 mit radialen Leitungen an den Enden jedes Abschnitts unterteilt Die Abschnitte sind parallel geschaltet, wie in Fig. 14 veranschaulicht ist, und zwar jeder Abschnitt mit einem zugehörigen Dämpfungswiderstand 135. Ein Thyristorschalter 136 ist über diese Parallelschaltung geschaltet

Die Spannung jedes Abschnitts ist proportional zum Bereich bzw. der Fläche des Abschnitts multipliziert durch die Anzahl von Windungen jedes Abschnitts. Infolgedessen besitzt eine Spule, die einen einzigen Abschnitt hat, der eine vollständige Windung aufweist, eine Spannung, die das »n«-fache der Spannung von jedem der »n« identischen Abschnitten einer vollständigen Windung beträgt. Die Abschnitte werden dadurch installiert, daß man enge Paralleldrähte als Radialleitun- gen benutzt, wobei jedes Paar gleichen Strom in entgegengesetzten Richtungen hat, so daß der effektive Nettostrom des Radialleitungspaares Null ist. Die Paralleldrahtradialleitungen bilden daher ein Mittel, eine Spule einer einzigen Windung mit Spannungsanzapfungen zu versehen, ohne das Äquivalent bzw. die Restdämpfung zu verändern. Eine alternative Erläuterung ergibt sich durch die Tatsache, daß ein geschlossener Kreis, der eine Nullfläche bzw. einen Nullbereich hat, auch eine Nullinduktanz besitzt, und infolgedessen weist ein Paar paralleler Drähte, die gleiche Ströme aufweisen und einen Nullbereich bzw. eine Nullfläche umschließen, eine Nullinduktanz auf.

Die Anzapfung einer Spule mit einer Windung durch Verwendung von parallelen Radialleitungen kann entweder durch einwärts verlaufende oder durch auswärts verlaufende Radialleitungen erzielt werden. Im Faiie von auswärts verlaufenden Radiaileitungen wird das Äquivalent einer zweiten äußeren Spule mit einer einzigen Windung ausgebildet Eine enge kurzgeschlossene äußere Spule reduziert die Induktanz dieser äußeren Windung auf im wesentlichen Null. Eine praktische kurzgeschlossene Windung ist im Effekt ein Abschirmungsmetallkolben bzw. eine Abschirmungsmetallröhre.
Eine weitere Erläuterung des Spulenaufbaus soll weiter unten erfolgen. Bevor das jedoch geschieht, erscheint es zweckmäßig, die Triggerschaltung sowie die Art und Weise der Steuerung der Triggerschaltung in einem Funknavigationssystem in näheren Einzelheiten zu erörtern.

Die F i g. 15 veranschaulicht eine bevorzugte Ausführungsform einer Triggerschaltung zum Triggern des Thyristorschalters. In Fig. 15 wird der Eingangsimpuls zum Einleiten des Triggerns an die Eingangsanschlüsse 146,147 angelegt, die Anschlüsse der Eingangsschaltung darstellen, weiche ihrerseits einen Reihenwiderstand 148 und eine Nebenschlußinduktivität 149 aufweist wobei letztere über den Basis-Emitter-Kreis eines npn-Transistors 150 geschaltet ist der in bekannter Weise an einen pnp-Transistor 151 zur Ausbildung eines Thyristoräquivalents angekoppelt ist Der Drosselspuleneingang stellt sicher, daß dieses Äquivalent eines Transistors nicht aufgeschaltet bleiben kann. Die beiden Transistoren 150, 151 bilden einen Schalter für einen weiteren Transistor 153, der in einen Schwingkreis geschaltet ist welcher seinerseits einen Kondensator 154 und eine Primärwicklung 155 eines mit einem Eisenkern versehenen Transformators aufweist wobei letzterer eine Ausgangswicklung 156 besitzt von der die Triggersignale einem geeigneten Thyristor zugeführt werden. Der Emitter des Transistors 153 liegt über einen Widerstand 157 an dem positiven Anschluß 158 einer Spanniingsquellei während der Kollektor des Transistors mit der Verbindungsstelle zwischen der Primärwicklung 155 und dem Emitter des Transistors 151 verbunden ist Die Basis des Transistors 153 wird mittels eines zwischen dem Anschluß 158 und Masse vorgesehenen Spannungsteilers auf einem konstanten Potential gehalten, so daß der Transistor 153 im leitenden Zustand einen konstanten Kollektorstrom zieht Wenn ein Eingangstriggerimpuls an die Anschlüsse 146, 147 angelegt wird, um die Transistoren 150, 151 leitend zu machen, dann fällt das Potential auf der linken Seite des Kondensators 154 auf Massepotential ab. Da der Strom durch die Schalttransistoren 150, 151 nicht umgekehrt werden kann, dauert die schwingende Entladung des Kondensators 154 nur einen Halbzyklus der Schwingungsfrequenz des Resonanzkreises. Lediglich ein Viertel eines Zyklus ist ein positives Triggersignal auf

der Sekundärwicklung, und die Schaltung liefert infolgedessen einen kurzen und starken Triggerimpuls. Die Transistoren 150,151 schalten nach dem Halbzyklus der schwingenden Entladung ab. Der Kondensator wird mittels eines konstanten Stroms durch den Transistor 153 wiederaufgeladen, nachdem die Transistoren 150, 151 abgeschaltet sind, so daß sich eine minimale Aufladungszeit ergibt.

Die F i g. 16 veranschaulicht in einem Blockschaltbild die Steuerung der Triggerschaltungen für die verschiedenen Schalter. Ein Oszillator 160 liefert Signale zu einem digitalen Teiler 161, der Ausgangssignale in Zeitgebungsstore 162 einspeist, so daß man einen ersten Triggerausgang 163 für die Schwingkreissteuerung 15, einen zweiten Triggerausgang 164 für die Dämpfungs-Schaltersteuerung 39 und einen dritten Triggerausgang 165 für die Ladesteuerung 18 erhall. Durch die Verwendung einer digitalen Teilerschaltung wird ein genauer Zeitablauf der verschiedenen Schalter erzielt. Für die Ladeschaltung ist die Dauer des Triggerimpulses lang, jedoch kürzer als die gesamte Ladezeit; der lange Impuls ist erforderlich, da der Thyristorstrom für ein Sich-Aufschalten des Thyristors zu niedrig ist. Zum Schalten des Schwingkreises und der Dämpfungskreise bzw. -schaltungen können die Triggerimpulse für das erforderliche Schließen und Einrasten der Schalter kurz sein, da die Schalterhochfrequenz-Hochstrom-Wechselstrom-Schalter sind. Diese kurzen Impulse lassen sich jedoch leicht mit einer digitalen Zeitgebungsschaltung der Art erzielen, wie sie in F i g. 16 veranschaulicht ist

Der Schalter zum Bewirken der Oszillatorentladung des Schwingkreises muß ein schneller Einschälter sein,

und er muß eine hohe -r- -Fähigkeit haben sowie einen

geringen Verlust und eine hohe Durchbruchsspannung. Die Durchbruchsspannung kann dadurch erhöht werden, daß man Einheiten in Reihe verwendet Jedoch wird dadurch der Spannungsabfall und der Verlust erhöht, wenn der Schalter eingeschaltet ist Parallele Einheiten zur Erhöhung der ^' -Fähigkeit sind daher in der Praxis schlecht, weil es schwierig ist eine gleichmäßige Verteilung auf jede Einheit zu erreichen. Die Verwendung eines großen Thyristors, der ein hohes Stromverhältnis hat führt nicht zu einer proportionalen

Erhöhung des j . Darüber hinaus ist die Schaltgeschwindigkeit von großen Thyristoren allgemein langsamer als bei kleinen Thyristoren. Es ist daher wünschenswert eine Schaltungsanordnung zur Verfügung zu haben, in der eine Anzahl von Thyristoren mit einer hohen Spannungsbemessung in einer solchen "Weise angeordnet sind, ffaft man getrennte Schaltungen bzw. Kreise ei hält die eine gleiche Verteilung des Stroms auf jeden Thyristor ergeben. Infolgedessen ist es vorteilhaft einen gekoppelten Schwing- und Antennenkreis zu verwenden, wobei der Schwingkreis ein Paar Spulen aufweist die symmetrisch an die Antennenspule angekoppelt sind. Jede dieser Spulen im Schwingkreis besitzt acht getrennte und symmetrisch vorgesehene Wicklungen. Eine solche Anordnung ist in den Fig. 17 und 18 veranschaulicht Jede der sechzehn getrennten Wicklungen im Schwingkreis besitzt ihren eigenen Kondensator und Schalter.

Es sei nun auf Fig. 17 Bezug genommen, in der ein Teil des Schwingkreises mit der einen Eisenkern aufweisenden Induktanz in der Ladeschaltung dargestellt ist Der Schwingkreis besitzt sechzehn parallele Schwingkreise, von denen jeder eine Primärwicklung 170 mit deren zugeordnetem Schalter 171 und einem über die Primärwicklung und den Schalter geschalteten Kondensator 172 aufweist. Die Primärwicklungen sind, soweit die Hochfrequenzen betroffen sind, durch Hochfrequenzdrosselspulen 173 voneinander isoliert, obwohl sie über ihre jeweiligen Drosselspulen 173 parallel zur Ladeschaltung 174 geschaltet sind.

Die mechanische Anordnung ist in Fig. 18 gezeigt, und zwar sieht man hier die Sekundärwicklung 180 im Antennenkreis, die zwischen die Antenne 181 und Masse bzw. Erde 182 geschaltet ist. Diese Sekundärwicklung besitzt eine zugehörige gekoppelte Wicklung 183, die für eine Dämpfungsschaltung in vier Abschnitte aufgeteilt ist, wie mit Bezugnahme auf die Fi g. 1 und 14 näher erläutert worden ist; der Steuerschalter wird durch einen Dämpiungssteuereingang, der sehernatiseh bei 184 dargestellt ist, gesteuert. Der Schwingkreis weist zwei Spulen 185,186 auf, und zwar ist je eine auf je einer Seite der Antennenspule und symmetrisch mit Bezug auf dieselbe angeordnet. Jede dieser Spulen 185, 186 besitzt acht getrennte Wicklungen, von denen jede ihren eigenen Kondensator und Schalter hat Die Schwingkreissteuerschalter sind schematisch bei 187 angedeutet und werden durch einen gemeinsamen Steuerschaltungseingang 188 gesteuert. Die Dämpfung wird in der vorher beschriebenen Weise erzielt, und zwar, wie schematisch aus Fig. 18 ersichtlich ist, durch den Widerstand 189 und den Schalter 190, der von dem Dämpfungssteuereingang gesteuert wird. Die einzige Ladeschaltung ist, abgesehen davon, daß der Steuersignaleingang 199 zum Steuern des Schalters 17 in der Ladeschaltung gezeigt ist ansonsten in Fig. 18 nicht dargestellt.

Nachfolgend sei ein typisches Beispie! der Eigenschaften bzw. Bemessungs- und Betriebswerte eines Ausführungsbeispiels eines Senders und einer Antenne wiedergegeben:

Antenne

= 91,44 m mit einer effektiven Höhe von

38,406 m

Strahlungswiderstand

= 0,27 Ohm

Gesamtwiderstand

= 1,73 Ohm

Antennen-Reihendämpfungswiderstand

= 40 Ohm

Antennenkapazität

= 400OpF

Resonanzfrequenz und ausgestrahlte Frequenz

= 100 kHz

Schwingkreiskapazität, gesamt

= 3,52 μΡ, 16 χ 0,22 uF

Schwingkreiskapazitäts-Ladespannung

= 1200V

Schwingkreis-Paralleldämpfungsvviderstand

= 4,5 Ohm

Kopplungskoeffizient

= 10%

Schwingkreisspitzenstrom

=2640 Ampere, 16 χ 165

Antennenspitzenspannung

= 35600V

Antennenspitzenstrom

= 89,63 Ampere quadratischer Mittelwert

I	Antennenspitzenstrahlung
I	= 980W
S	Joules pro Impuls
I	= 2,53

Für hundert Impulse pro Sekunde ergeben sich folgende Werte:

Watts Eingang

= 235

ausgestrahlte Wattleistung in den ersten

30 msec der Impulse

= 0,7OW

ausgestrahlte Wattleistung in den ersten

50 msec der Impulse

= 2,67 W

gesamte ausgestrahlte Leistung

= 5,4 W

Wattleistung, die durch Dämpfungswiderstände

vernichtet werden muß

= 160W

In F i g. 19 ist schematisch ein Funknavigationssystem dargestellt, in dem Impulsübertrager bzw. -sender der oben beschriebenen Art verwendet sind. Dieses Navigationssystem weist eine Haupt-bzw. Steuerstation auf. die einen Haupt- bzw. Steuer- bzw. Leitoszillator 190 und einen Impulsübertrager bzw. -sender 191 auf, der an eine Antenne 192 angekoppelt ist. Typischerweise werden Impulse mit einer Wiederholungsfrequenz von 100 Hz bei einer Hochfrequenz von 100 kHz ausgestrahlt, wobei die Dauer der Impulse derart ist, wie oben erläutert wurde. Im Abstand von der Haupt- bzw. Steuerstation befinden sich zwei Nebenstationen, von denen nur eine veranschaulicht ist Jede Nebenstation besitzt eine Empfangsamenne 193 mit einem Empfänger 194 zum Empfang der Signale von der Haupt- bzw. Steuerstation, damit durch diese Signale ein Mitlaufoszillator 195 gesteuert wird, der synchron mit den Hauptbzw. Steuersignalen (den Signalen von der Haupt- bzw. Steuerstation) betrieben wird. Dieser Oszillator 195 steuert die Zeitgebung der Zyklen in den Impulsen von dem Impulsübertrager bzw. -sender 1%, der an eine ausstrahlende Antenne i97 angekoppelt ist, wobei der Impulsübertrager bzw. -sender und die Antenne die oben beschriebene Ausfüifrungsform haben. Ein Impulszeitgeber 198 steuert die Zeitgebung der Impulse in festgelegter Zeitbeziehung mit den Haupt- bzw. Steuerimpulsen (den Impulsen von der Haupt- bzw. Steuerstation). Die Empfangsantenne 193 besitzt eine zugeordnete Schaltung, mit welcher Steuer- bzw. Leitsignale, die aufgrund einer Wiederausstrahlung von der Antenne der Nebenstation empfangen werden, außer Phase gebracht oder zunichte gemacht werden, so daß der Mitlaufoszillator 195 durch das direkt empfangene Haupt- bzw. Steuersignal gesteuert wird.

Um bei einem beweglichen Empfänger zwischen den Signalen von den beiden Nebenstationen unterscheiden zu können, werden die Signale von einer der Nebenstationen mit abwechselnden Impulsen gesendet, die von in gleichem Abstand vorgesehenen Zeitintervallen um einen Halbzyklus der Hochfrequenz abweichen.

Ein Empfänger, der in Verbindung mit einem derartigen Sendersystem benutzt werden kann, kann allgemein gleichartig bzw. ähnlich wie ein »Loran C«-Empfänger aufgebaut sein, er muß jedoch in der Lage sein, Einzelimpulse mit der erforderlichen Rate zu empfangen und außerdem zwischen der Hauptstation und den Nebenstationen, welche die oben beschriebene Codierung oder irgendwelche andere unterscheidende Veränderung haben, unterscheiden können.

In den Fig.20, 21 und 22 sind drei alternative Anordnungen für die Phasenumkehrcodierung der Impulse von einem Impulssender in einem Funknavigationssystem, wie beispielsweise dem »Loran C«-System, veranschaulicht.

Es sei zunächst auf F i g. 20 Bezug genommen, in der schematisch eine Antenne 210 mit einer Antennenspule

ίο 211 und zwei Primärwicklungen 212, 213 gezeigt ist, wobei je eine der beiden letzteren Wicklungen auf jeder Seite der Antennenspule angeordnet und an diese angekoppelt ist. Mit jeder Primärwicklung ist ein Kondensator 214 und ein Doppelthyristorschalter 215 verbunden, die den in Resonanz befindlichen Schwingkreis vervollständigen. Die Kondensatoren 214 für beide Primärwicklungen werden von einer gemeinsamen Ladeschaltung 216 aufgeladen. Physikalisch bzw. physisch kann die Anordnung gleichartig ausgebildet sein, wie die mit Bezug auf Fig. 18 oben erläuterte Anordnung, wobei jede Primärwicklung einen Satz von Spulen je mit einem zugehörigen Kondensator und Schalter aufweist. In der Anordnung der F i g. 20 sind die zwei Primärwicklungen 212, 213 jedoch in entgegengesetzter Phase an den Antennenkreis angekoppelt, und die Schaltersteuereinrichtungen 217 sind so angeordnet bzw. ausgebildet, daß sie einen Triggerimpuls an den Schalter 215 (oder an die Schalter 215) für die eine oder die andere der Primärwicklungen 212, 213 abgeben, so

jo daß nur eine Primärwicklung erregt wird. Infolgedessen können die beiden Primärwicklungen abwechselnd erregt werden, so daß man einen Phasenwechsel der Impulse von der Antenne erhält, wie es in Codierungsanordnungen erforderlich ist, die in »Loran C«-Syste- men ar-gevvandt werden.

In Fig.21 ist eine andere Anordnung gezeigt, in der eine Antenne 220 mit einer Antennenspule 221 über einen Kopplungskreis 222 erregt wird, wobei le'./terer eine Reihe von Kopplungsspulen 223, 224 aufweist, die eng an die beiden Primärwicklungen 225 bzw. 226 angekoppelt sind. Die Primärwicklungen und die Kopplungsspulen können, wie später erläutert werden wird, so aufgebaut sein, daß jede Primärwicklung eine Mehrzahl von Spulenabschnitten je mit ihrem eigenen triggerbaren Schalter besitzt. Die Triggerimpulse von einer Impulsquelle 227 werden über die Leitung 228 oder die Leitung 229 an die Schalter für den einen oder den anderen Satz von Primärwicklungen 225, 226 angelegt, so daß eine ausgewählte Primärwicklung durch Entladung von Kondensatoren durch die verschiedenen Spulen, welche die Wicklungsabschnitte bilden, erregt wird. Die beiden Primärwicklungen 225, 225 und äis !Coppiungsspulen 223, 224 sind so angeordnet bzw. ausgebildet, daß sich eine Kopplung mit entgegengesetzter Phase an den Antennenkreis ergibt, so daß man eine Phasenumkehrcodierung der gesendeten Impulse erhalten kann, indem man die eine oder die andere der Leitungen 228, 229 zum Anlegen von Triggerimpulsen an die ausgewählte Wicklung in geeigneter Weise auswählt Die Schalter sind Doppelthyristorschalter, damit sichergestellt wird, daß die Spulenabschnitte für die nichterregte Primärwicklung in einem offenen Kreis bzw. einer offenen Schaltung bleiben und infolgedessen in keiner Weise auf die Impulserzeugung einwirken.

In der in Fig.22 dargestellten Anordnung ist eine Antenne 230 gezeigt, die eine Antennenwicklung 231 mit einem Dämpfer 232 aufweist der als »Schwanz«-

Dämpfer bezeichnet wird, da er zum Dämpfen des Impulsschwanzes dient. Die Antennenwicklung 231 ist an eine Mehrzahl von Primärwicklungen angekoppelt, von denen drei bei 23.J. 234, 235 gezeigt sind. Es kann eke große Anzahl derartiger Primärwicklungen, beispielsweise mehrere hundert, vorgesehen r-ein, von denen jede mit ihrem Kondensator und Schalter in parallelen Kreisen geschaltet sind. Einer dieser Kreise, der die Wicklung 233 aufweist, wird nachstehend in näheren Einzelheiten erläutert Dieser Kreis weist einen Kondensator 236 auf, der von der einen oder der anderen der beiden Ladeschaltungen 237,238 entgegengesetzter Polarität aufgeladen werden kann. Diese Ladeschaltungen sind gleichartig wie die weiter oben beschriebenen Ladeschaltungen aufgebaut, so daß es nicht nötig ist, sie hier in näheren Einzelheiten zu beschreiben, abgesehen davon, daß es zweckmäßig erscheint darauf hinzuweisen, daß die beiden Ladeschaltungen getrennte Triggereingänge bei 239 und 240 haben, wodurch jede der beiden Ladeschaltungen wahlweise zum Aufladen des Kondensators 236 benutzt werden kann. Der Primärkreis besitzt zwei Thyristoren 241, 242, die als Schalter zur Vervollständigung des Kreises geschaltet jedoch so angeordnet sind, daß sie entgegengesetzte Polarität haben. Diese Thyristoren 241, 242 besitzen getrennte Zündschaltungen einschließlich von Trenntransformatoren 243, 244 zum Anlegen von Triggerimpulsen. Eine Steuerschaltung 245 gibt Steuerimpulse zum Triggern der Ladeschaltungen und der Thyristorschalter ab. In Übereinstimmung mit der erforderlichen Polarität des gesendeten Impulses wird die eine oder die andere der beiden Ladeschaltungen zum Aufladen des Kondensators 236 auf die erforderliche Polarität operativ gemacht, und dann wird die Os7.illatorentladung durch Triggern des passenden der beiden Thyristoren, d. h. desjenigen Thyristors, der ein solches Potential hat, daß er sofort leitet, eingeleitet. Der andere Thyristor wird einen Halbzyklus später getriggert

Es können relativ lange Triggerimpulse angewandt werden, jedoch sind die Thyristoren in ihrem Betrieb ausreichend langsam, daß sie, wenn sie getriggert sind, während der Schwingungen der Hochfrequenzimpulse gezündet bleiben, bis die Spannung auf einen ziemlich niedrigen Wert abgesunken ist Nach der erforderlichen Anzahl von Hochfrequenzzyklen wird der Impuls durch die Dämpfungsschaltung 232 gedämpft.

In den F i g. 23 und 24 ist ein Spulenaufbau dargestellt, der ein zylindrisches Formstück 310 aufweist, auf das eine Sekundärwicklung 311 gewickelt ist welches in diesem speziellen Fall aus vier Windungen besteht. J-xle Windung weist zwölf parallele Drähte auf, die in gleichmäßigem Abstand über die Umfangsoberfläche des Spulenformstücks 310 verteilt sind. Jeder Draht ist ein Litzendraht, der 729 Litzen besitzt. Das Formstück und die Sekundärwicklung wird von einer Kupferabschirmung 312 zylindrischer Form mit zwei geschlossenen Enden umgtben. Die Primärwicklung weist 46 getrennte Abschnitte 313 auf, von denen sich jeder um einen Abschnitt des ringförmigen Bereichs zwischen der Sekundärwicklung und der zylindrischen inneren Oberfläche der Abschirmung 312 herum erstreckt. Jeder Abschnitt besitzt 44 getrennte Spulen, die von Litzendraht gebildet sind, der 729 Litzen hat; die 44 Spulen in jedem Abschnitt sind durchschossen, und jede dieser 44 Spulen besitzt eine einzige Windung, und die Endverbindung von jeder Spule sind durch Löcher in der Abschirmung, wie beispielsweise bei 314 gezeigt, nach außen geführt Infolgedessen hat man 2024 getrennte Spulen, und zwar jede mit zwei Endverbindungen 314. Die beiden Endverbindungen für jede Spule sind einander dicht benachbart Es sei darauf hingewiesen, daß jede primäre Abschnittsspule um das Abschnittsformstück herumgewickelt ist so daß die Achse der Spule parallel zur Achse der Sekundärwicklung 311 ist jedoch innerhalb des Raums zwischen der Sekundärwicklung 311 und der Abschirmung 312 liegt

:o Demgemäß ist jede Spule der Primärwicklung an V46stel des Flusses der Sekundärspule angekoppelt, und daher beträgt die Spannung pro Windung der Sekundärspule das 46fache der Spannung an jeder Primärspule. Die Lekage der Primärwicklungen kann groß sein, jedoch entfallen die Lekagespannungen der Radialverbindungsdrähte, vorausgesetzt daß benachbarte Spulen gleiche Ströme haben.

Jede der Spulen von jedem Abschnitt besitzt ihren zugeordneten Kondensator und ihre zugeordnete triggerbare Schmiereinrichtung zur Ausbildung eines Schwingkreisabschnitts eines Impulssenders, wobei die verschiedenen Abschnitte für die Aufladung parallel geschaltet sind, wie vorstehend erläutert wurde. Die Sekundärwicklung 311 ist in den Antennenkreis geschaltet Eine chaltbare Dämpfungseinrichtung kann für die Primär- und die Sekundärspulen vorgesehen sein, wie es auch weiter oben näher erläutert worden ist

Es ist ersichtlich, daß der Aufbau dieses Spulenzusammenbaus die Möglichkeit geschaffen hat, die auf die Schaltereinrichtungen einwirkende Spannung auf ungefähr '/46 der Spannung herabzusetzen, die in Verbindung mit einer einzigen konventionellen Spule auftritt und daß es weiterhin gelungen ist die Leistungsverarbeitungserfordernisse für die Schaltereinrichtungen um einen Faktor von 2046 herabzusetzen.

In den F i g. 25 bis 28 ist ein anderer Aufbau der Spulenzusammensetzung veranschaulicht Diese Spulenzusammensetzung ist in Aufsicht extern von hexagonaler Form. Sie besitzt eine äußere Kupferabschirmung 318, die sechs Seitenbereiche 320 aufweist, welche ein Hexagon bilden, sowie ein geschlossenes oberes Ende 321. Das bodenseitige Ende der Abschirmung ist offen. Innerhalb dieser Kupferabschirmung ist sowohl ein zylindrisches Formstück 322, das die Sekundärwicklung 323 trägt als auch ein hexagonales Formstück, das von sechs getrennten Abschnitten 324 gebildet wird. Das hexagonale Formstück paßt eng in das Innere der Kupferabschirmung, und das zylindrische Formstück 322 ist koaxial mit dem hexagonalen Formstück 324 und liegt innerhalb des letzteren und wird von diesem letzteren umgeben. Die Sekundärwicklung 323 auf dem zylindrischen Formstück 322 ist wie vorher aus wenigen Windungen gebildet, wobei jede Windung eine Anzahl von parallelen Drähten aufweist und jeder Draht ein aus mehreren Litzen, beispielsweise aus 729 Litzen, bestehender Litzendraht ist.

Die F i g. 27 zeigt einen der Primärwicklungsabschnitte. Dieser Primärwicklungsabschnitt trägt 64 Spulen, von denen jede aus einer Windung besteht, wobei jede Spule mit aus Litzen bestehendem Litzendraht gewikkelt ist. Jede Windung erstreckt sich von einer Endverbindung (beispielsweise der Verbindung 325) auf der äußeren Umfangsfläche der hexagonalen Einheit, die in Fig.28 gezeigt ist, über einen Weg 326 längs dieser Fläche, dann quer über eine der Endflächen der Einheit 324 und danach im Zick-Zack-Weg längs der inneren Umfangsfläche 327 zur anderen Endfläche, über welche sie bei 328 verläuft, und weiter so zurück über

die äußere Fläche zur zweiten Endverbindung 329, die dicht benachbart der ersten Endverbindung dieser Spule liegt Die Windungen sind so angeordnet daß sie zick-zack-förmig quer über die inneren und äußeren Umfangsflächen verlaufen, wie in den Fig.27 und 28 veranschaulicht ist Es sei jedoch darauf hingewiesen, daß die Wicklungen sich nicht quer über die oberen oder die unteren Flächen der Einheit erstrecken, und infolgedessen bildet jede der in Fig.28 gezeigten Windungen im Ergebnis eine einzige Windung, die einen Flußverlauf ergibt, der sich durch die Einheit in einer Richtung vom Boden zum oberen Ende erstreckt wie durch die gestrichelte Linie 330 in Fig.26 angedeutet ist Die Formstücke für die Primärwicklungsabschnitte weisen im wesentlichen vier dünne rechteckige Kunststoffplatten 331 auf, die in Radialebenen bezüglich der Achse der Sekundärwicklung liegen, sowie innere und äußere dünne rechteckige Kunststoffplatten 332, 333, welche die inneren und äußeren Oberflächen der Hexagonaleinheit bilden. Diese dünnen Platten sind an ihren Rändern alle mit Nuten versehen, so daß sie die um die Einheit herumgewickelten bzw. gewebten Drähte festhalten. Alle diese dünnen Platten liegen parallel zur Achse der Spulen und erstrecken sich nicht quer über den Flußverlauf.

Die Spannung jedes Spulenabschnitts ist proportional zum Bereich bzw. zur Fläche des Abschnitts multipliziert mit der Anzahl der Windungen jedes Abschnitts. Infolgedessen weist ein einziger Abschnitt, der eine vollständige Windung hat, eine Spannung auf, die das η-fache der Spannung jeder der η identischen Abschnitte einer vollständigen Windung beträgt. Eng aneinanderliegende Paralleldrähte werden als radiale Eingangsleitungen und Ausgangsverbindungen verwendet, wobei jedes Paar dieser Drähte gleichen Strom in entgegengesetzten Richtungen hat, so daß der wirksame Nettostrom der beiden ein Paar formenden Radialdrähte gleich Null ist. Die Anzapfung einer Spule mit einer Windung durch Verwendung von parallelen Radialdrähten kann im Prinzip entwtder durch einwärts- oder durch auswärtsgerichtete Radialdrähte bzw. -leitungen erzielt werden. In der Anordnung der Fig.25—28 werden wegen der Vorteilhaftigkeit des Aufbaus auswärtsverlaufende Radialleitungen benutzt, wobei die Verbindungen, wie beispielsweise 325, 329 durch Löcher in der Abschirmung 318 nach außen geführt sind. Diese auswärts verlaufenden Radialleitungen geben cias Äquivalent einer zweiten äußeren Spule mit einer einzigen Windung. Jedoch bildet die Abschirmung 318 eine dicht anliegende kurzgeschlossene äußere Spule, welche die Induktanz dieser äußeren Windung auf im wesentlichen Null herabsetzt. Die Endverbindungen außerhalb der Abschirmung können dort mit einem getrennten Kondensator und einem triggerbaren Schalter für jede Spule verbunden werden, wie weiter oben näher erläutert wurde. Diese Endverbindungen sind gleichmäßig über die äußere Oberfläche verteilt.

Infolgedessen hat man in der Anordnung der F i g. 25—38 effektiv 384 Spulen mit je einer Windung. In jedem der sechs Abschnitte sind die 64 Spulen mit ihren zugeordneten Kondensatoren parallel geschaltet. Die Fig.29 zeigt ein äquivalentes Schaltbild mit den sechs Abschnitten, von denen jeder so dargestellt ist, daß er eine Induktanz 334 und eine Kapazität 335 aufweist, wobei die Induktanz die Induktanz von 64 einzelnen parallelen Windungen repräsentiert und wobei ferner die Kapazität gleich der Parallelkapazität der 64 Kondensatoren ist Über jeden der Abschnitte ist ein triggerbarer Schalter angeschlossen, der bei 336 angedeutet ist Es sei jedoch darauf hingewiesen, daß die beiden Endverbindungen für jeden Abschnitt, wie die Endverbindungen bei 337 und 338 aus den oben beschriebenen Gründen physisch eng benachbart sind.

Die Fig.29 ist ein vereinfachtes Schaltbild, das die Verwendung des Spulensystems der F i g. 25 und 36 in einem Impulshochfrequenzsender darstellt, der bei einer Frequenz von iOO kHz arbeitet und kurzzeitige Impulse auf einer Zeitbasis aussendet, die typischerweise so aussieht, daß acht Impulse, welche sich in einem Abstand von 1 Millisekunde voneinander befinden, mit einer Rate von acht dieser Impulse in jeder Periode von 0,1 see ausgesandt werden. Jeder Impuls kann typischerweise eine solche Anstiegszeit besitzen, daß die maximale Amplitude im fünften Zyklus der Hochfrequenzschwingungen erreicht und danach so schnell wie möglich gedämpft wird. In Fi g. 30 ist der Schwingungskreis so dargestellt, daß er einen Kondensator 240 und eine Induktanz 241 aufweist, wobei letztere gegenseitig mit der Antenneninduktanz 342 verkoppelt ist, die ihrerseits in einem Antennenkreis angeordnet ist, der eine bei 343 dargestellte Kapazität (die vorzugsweise die Antennenkapazität umfaßt) aufweist, sowie einen Widerstand 344, der den physikalischen bzw. körperlichen Widerstand im Antennenkreis darstellt, und schematisch den Strahlungswiderstand 345. In diesem speziellen Ausführungsbeispiel hat der Schwingungskreis eine Kapazität von 2,396 μΓ und eine Induktanz von 1,08 Microhenry. Der Kopplungskoeffizient beträgt 10%, und die Induktanz des Antennenkreises ist 189 Microhenry. Der Widerstand 344 im Antennenkreis kann 0,5 Ohm und der Strahlungswiderstand 1,9 Ohm betragen. Die Dämpfungsschaltungen zum Dämpfen des Schwingungskreises und des Antennenkreises sind nicht dargestellt; diese können in der vorstehend erläuterten Weise aufgebaut und angeordnet sein.

Um den Schwingungskreis der Fig.29 auszubilden, sind 384 effektive Spulenabschnitte vorgesehen, und jeder besitzt eine Kapazität von 0,22 μΚ Die Induktanz L einer Spule ist gegeben durch den Ausdruck:

worin
η = A =

μ = 1 =

Anzahl der Windungen,

effektive Fläche des Flußverlaufs,

Permeabilität = !,

effektive Länge des Flußverlaufs.
In dem Aufbau der F i g. 25 und 26 ist die wirksame Fläche jeder der primären Abschnittsspulen die Fläche zwischen dem inneren und dem äußeren Hexagon, während die effektive Flußlänge etwas mehr als das Zweifache der Länge der Spule beträgt. In einem typischen Aufbau eines Impulsübertragers bzw. -senders der eben beschriebenen Art kann die Länge der Spule 25,4 cm sein, und der Abstand zwischen dem inneren und dem äußeren Hexagon kann so ausgebildet werden, daß er 6,35 cm beträgt. Die hexagonalen Abschnitte sind nahezu 91,44 cm lang. Der Kopplungskoeffizient wird durch den Betrag des Flusses bestimmt, der an die Sekundärspule angekoppelt ist, und dieser wird daher durch die Positionierung der Sekundärspule und die Dimensionen des Formstückes der Sekundärspule gesteuert.

Die Fi g. 31 veranschaulicht schematisch die Art und Weise der Verbindung der verschiedenen Abschnitte des Schwingkreises an eine Ladeschaltung. In Fig.31

sind zwei Abschnitte 350 von den 324 parallel geschalteten Abschnitten gezeigt Jeder dieser Abschnitte weist eine Spule 351 mit einer einzigen Windung mit ihrem zugehörigen Kondensator 353 und ihrem zugehörigen triggerbaren Schalter 352 zusammen mit einer Drosselspule 354 auf, die typischerweise 1 mH beträgt und dazu dient, die Ladeschaltung vor den Hochfrequenzschwingungen zu schützen. Die 384 Einheiten sind parallel zwischen Erde bzw. Masse bei 355 und einer Gleichstrom-Aufladungsleitung 356 geschaltet. Es wird, wie bereits weiter oben beschrieben wurde, ein in Resonanz befindlicher Ladekreis benutzt, der einen Gleichstromversorgungsanschluß 557 aufweist, welcher im vorliegenden Fall eine gegenüber Erde bzw. Masse positive Spannung von 610 V hat; der Ladekreis besitzt weiterhin einen Thyristorschalter 358, der durch einen Impuls von einer Triggerschaltun£ 359 über einen Transformator 360 getrisgert wird, sowie außerdem eine Diode 361, die in Reihe mit dem Thyristor geschaltet ist, damit die Möglichkeit eines Umkehrstroms oder eines Durchbruchs des Thyristors verhindert wird, und schließlich umfaßt der Ladekreis noch eine mit einem Luftkern versehene Ladeinduktanz 362 mit einem Nebenschlußkondensator 363 zur Festlegung der resonanten Aufladeperiode.

Im vorliegenden besonderen Fall führt der Kopplungskoeffizient von 10% zwischen dem Schwingkreis und dem Antennenkreis zu einem Antennenimpuls, der eine maximale Amplitude im fünften Zyklus hat. Dann wird, wie weiter oben erläutert wurde, die Dämpfung eingeführt, um die Rufzeit herabzusetzen. Wenn· durch die Dämpfung der Hochfrequenzruf nicht auf eine Amplitude herabgesetzt wird, die niedrig genug ist, daß alle Thyristoren zu der Zeit öffnen, an welcher die Aufladung der Kondensatoren erneut beginnen muß, wird der Ladeausgang kurzgeschlossen, und es kommt zu einem vollständigen Zusammenbrechen. Um dem entgegenzuwirken wird eine Umkehrspannungs-Aufladung beim Schwingkreis angewandt, damit sichergestellt wird, daß die Thyristorschalter 352 geöffnet werden. Die hierzu erforderliche Umkehrspannung wird von einem Spannungsversorgungsanschluß 364 mit —10 V über einen triggerbaren Schalter 365 und eine Diode 366 zugeführt

Die hexagonale Form des Spulenzusammenbaus der F i g. 25—28 besitzt einige Nachteile über einen solchen Zusammenbau, der eine mehr kreisförmige Form besitzt und es kann daher zu bevorzugen sein, den hexagonalen Abschnitt abzuwandeln, beispielsweise in der in Fig.32 gezeigten Art. Diese Figur zeigt ein Formstück für einen Abschnitt des Primärwicklungszusammenbaus in dem die Zentren der vier Platten 367, welche die Radialteile der Spulenträger bilden, nicht auf einer geraden Linie sondern auf einem Kreisbogen liegen, und in welchem die inneren und äußeren Oberflächen der Formstücke jeweils durch drei flache Platten gebildet werden.

Die F i g. 33 und 34 zeigen ein weiteres Verfahren zur Ausbildung eines Spulenzusammenbaus 368 unter Verwendung eines toroidalen Formstücks. Das Formstück weist 384 Spulen auf, von denen jede aus zwei Windungen besteht, die auf das Formstück zur Ausbildung von 384 Abschnitten einer Primärwicklung gewickelt sind. Jeder dieser Spulenabschnitte besitzt typischerweise eine Induktanz von 0,3 mH. Wie aus Fig.33 ersichtlich ist, liegen die beiden Enden (beispielsweise die Enden 370, 371) jedes Spulenabschnitts dicht beieinander, und diese Enden sind radial nach auswärts geführt, damit sie mit dem zugehörigen Kondensator und dem triggerbaren Schalter verbunden werden können. Die Sekundärwicklung weist acht Windungen von zehn parallelen Drähten 372 auf, wie die F i g. 34 zeigt. Die Verbindungen für die Primärwicklungen ragen zwischen den Windungen der Sekundärwicklung heraus. Die Wicklungen können von einer Abschirmung umschlossen werden, wobei die Verbindungen durch die Abschirmung hindurchgeführt sind, wie in den vorstehend beschriebenen Ausführungsbeispielen erläutert wurde.

Hierzu 12 BIuIl Zcichnuimcn

Claims (38)

Patentansprüche:

1. Hochfrequenzimpulsgenerator* der eine Mehrzahl von zusammen mit Wicklungen jeweils primäre Resonanzkreise bildende Kondensatoren und eine Schaltungsanordnung zum Laden der Kondensatoren aufweist, wobei jeder Kondensator einen damit verbundenen Stromsteuerschalter besitzt, der durch eine Zeitgebungseinrichtung steuerbar ist und den Kondensator über die Wicklung des jeweiligen primären Resonanzkreises entlädt, der induktiv mit einem sekundären Resonanzkreis gekoppelt ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Zeitgebungseinrichtung (15; 146—156; 160—162; 198; 359) die Kondensatoren (11; 172; 236; 335; 340; 352) gleichzeitig entladen, wobei alle primären Resonanzkreise bei der gleichen Frequenz wie der Sekundärkreis (30, 31; 211; 221; 231) in Resonanz sind, so daß in jedem Primärkreis und infolgedessen auch im Sekundärkreis eine oszillierende Entladung erzeugt wird und dabei im Sekundärkreis die Maximalspannung, die in aufeinanderfolgenden Zyklen nach der anfänglichen Entladung der Kondensatoren entsteht, während einer Verzögerung von einer vorbestimmten Anzahl von Zyklen, die von dem Kopplungskoeffizienten zwischen den beiden Kreisen abhängt, bis zu einem Maximum zunimmt

2. Hochfrequenzimpulsgenerator nach Anspruch

1, dadurch gekennzeichnet, daß die primäre Induktanz (12; 173; 233, 234,235; 334; 351) eine Mehrzahl von symmetrisch aufgebauten Wicklungen (Fig. 13; F ig. 14; 170; 233,234,235; F i g. 23,24; Fi g. 25-28; 334; 341; 351) umfaßt, die physisch benachbart zueinander angeordnet sind, so daß sie eine primäre Induktanzeinheit bilden, wobei die Stromsteuerschalter (14; 171; 190; 241,242; 336; 352) benachbart den jeweiligen Wicklungen, jedoch außerhalb des Feldes der primären Induktanz angeordnet sind.

3. Hochfrequenzimpulsgenerator nach Anspruch

2, dadurch gekennzeichnet, daß die primäre Induktanzeinheit (185; 186; 212;213;225; 226; F i g. 23,24; Fig. 25-28; Fig.29; Fig. 32; Fig.33, 34) einen toroidalen Aufbau aufweist.

4. Hochfrequenzimpulsgenerator nach Anspruch

2, dadurch gekennzeichnet, daß die primäre Induktanzeinheit eine leitfähige Abschirmung (312; 318) aufweist, wobei Festkörpersteuereinheiten (13—26; 162,163; 171; 188,190; 198; 215; 227;352;357-366) außerhalb der Abschirmung sind und jede Einheit benachbarte, radiale Endverbindungen (Fig. 18; 314; 325, 329; 337, 338; 370, 371) hat, die durch die Abschirmung hindurchgehen.

5. Hochfrequenzimpulsgenerator nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß jede Primärwicklung (12; 173; 233, 234, 235; 334; 351) die gleiche Anzahl von Windungen hat.

6. Hochfrequenzimr-ulsgenerator nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Abschirmung (312; 318) eine äußere Umfangsfläche (320) und wenigstens eine geschlossene Stirnfläche (321) aufweist.

7. Hochfrequenzimpulsgenerator nach Anspruch

3, dadurch gekennzeichnet, daß die primäre Induktanzeinheit eine Mehrzahl von Primärwicklungen aufweist, von denen jede eine oder mehrere Windungen hat und von denen jede die gleiche Anzahl von Windungen besitzt, wobei die Primärwicklungen (313; Fig.27) gleichförmig auf ein Formstück (310; 324; F i g. 33,34) gewickelt sind und die Endverbindungen (314; 325,329; 370,371) jeder Wicklung eng nebeneinander angeordnet sind, und wobei ferner die einzelnen Primärwicklungen (313; 324) mit ihren Endverbindungen (314; 325,329; 370, 371) in gleichmäßigen Abständen um das Toroid angeordnet sind.

8. Hochfrequenzimpulsgenerator nach Anspruch

7, dadurch gekennzeichnet, daß die Endverbindungen auf der inneren Umfangsfläche des Toroids sind.

9. Hochfrequenzimpulsgenerator nach Anspruch

8, dadurch gekennzeichnet, daß die Endverbindungen (314; 325, 329; 370, 371) auf der äußeren Umfangsfläche des Toroids sind.

10. Hochfrequenrimpulsgenerator nach einem der Ansprüche 4 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß jedes Paar von Endverbindungen (314; 325,329; 370, 371) mit einem zugehörigen Kondensator (11; 81; 172; 214; 236; 335; 357) wie auch mit der zugehörigen Festkörper-Stromsteuereinheit (190; 215; 336) verbunden ist, so daß jede Wicklung einen getrennten Schwingkreisabschnitt bildet.

¹1. Hochfrequenzimpulsgenerator nach einem der Ansprüche 2 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß eine weitere Wicklung (223; 224) eng an die primäre Induktanzeinheit (225; 226) angekoppelt ist, wobei einer oder mehrere Kondensatoren im Kreis mit der weiteren Wicklung verbunden sind, wodurch die primäre Induktanzeinheit mit ihren zugeordneten Wicklungen bei einer vorbestimmten Frequenz in Resonanz ist.

12. Hochfrequenzimpulsgenerator nach einem der Ansprüche 1 bis 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Primär- und Sekundärwicklungen auf getrennte Formstücke (Fig.23, 24; Fig.25-28) gewickelt sind.

13. Hochfrequenzimpulsgenerator nach Anspruch

12, dadurch gekennzeichnet, daß die Primärwicklungen auf eine Mehrzahl von Formstücken gewickelt sind, welche so zusammenpassen, daß sie ein Toroid bilden (F ig. 25-28).

14. Hochfrequenzimpulsgenerator nach Anspruch

13, dadurch gekennzeichnet, daß die Spule ein zylindrisches Formstück (322) aufweist, um welches die Sekundärwicklung (323) herumgewickelt ist; sowie eine zylindrische Abschirmung (318) von leitfähigem Material um die Sekundärwicklung (323) herum; und innerhalb der Abschirmung eine Mehrzahl von weiteren Formstücken (324), von denen jedes eine Wicklung oder Wicklungen einer primären Induktanzeinheit (F i g. 27) trägt, wobei die weiteren Formstücke in solchen Positionen sind, daß jeder Abschnitt der Primärwicklung an den Fluß der Sekundärwicklung nur in einem beschränkten, bogenförmigen Bereich angekoppelt ist, jedoch diese Abschnitte gleichmäßig um die Achse des Zusammenbaus herum vorgesehen sind.

15. Hochfrequenzimpulsgenerator nach Anspruch

14, dadurch gekennzeichnet, daß die Primärwicklun- · gen (F i g. 26, 27) zwischen dem Umfang der Sekundärwicklung (323) und der Abschirmung (318) vorgesehen sind.

16. Hochfrequenzimpulsgenerator nach Anspruch

15, dadurch gekennzeichnet, daß die Endverbindungen (325,329) für jede Primärwicklung durch Löcher in der Abschirmung (318) hindurchgehen.

17. Hochfrequenzimpulsgenerator nach einem der Ansprüche 1 bis 16, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromsteuerschalter (13,14; 171; 241,242; 336; 353) bi-direktionelle Festkörperschalter sind.

18. Hochfrequenzimpulsgenerator nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß er eine Antenne (181; 197; 210; 220; 230) aufweist, die mit dem Sekundärkreis (30, 31; 211; 221; 231) verbunden ist, wobei jeder Stromsteuerschalter (13, 14; 171; 241, 242; 336; 352) eine Festkörpereim ichtung umfaßt, die eine triggerbare Schaltereinrichtung (14; 171; 241, 242) zum Schließen eines primären Schwingungsentladungskreises, der die Wicklung (12; 170; 233, 234, 235; 334; 351) und den zugehörigen Kondensator (11; 172; 236; 335; 340; 352) umfaßt, bildet

19. Hochfrequenzimpulsgenerator nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch einen Antennenkreis, der eine Antenne (181, 197; 210; 220; 230) umfaßt, die einen Teil des Sekundärkreises bildet oder an letzteren angekoppelt ist; eine Ladeschaltung (10, 16-29; 216; 237, 238; 357-362, 364-366) zum Laden der Kondensatoren; und eine Zeitgebungseinrichtung (160-162; 193; 198; 359), die die Ladeschaltung zur Einleitung des Ladens der Kondensatoren (11; 172; 236; 335; 340; 353) in den Primärkreisen und zum nachfolgenden Triggern der triggerbaren Schaltereinrichtung (14; 171; 190; 241, 242; 336; 352) operativ steuert so daß jeder der Kondensatoren gleichzeitig durch die damit verbundene Primärwicklung (12; 173; 233, 234, 235; 334; 351) entladen und dadurch ein kurzzeitiger Schwingungsstrom in der Antenne erzeugt wird.

20. Hochfrequenzimpulsgenerator nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, daß die triggerbare Schaltereinrichtung (13, 14; 171; 241, 242; Fig. 4; Fig.5; Fig.6) einen bi-direktionellen Stromfluß ermöglicht und so angeordnet ist, daß sie im getriggerten Zustand den Kondensator (11; 172; 236) mit der Primärwicklung (12; 170; 233) in einem parallel abgestimmten Kreis verbindet.

21. Hochfrequenzimpulsgenerator nach Anspruch 19 oder 20, dadurch gekennzeichnet, daß eine einzige Sekundärwicklung (211; 221; 231), die in Reihe mit dem Antennenkreis geschaltet ist, an alle Primärwicklungen angekoppelt ist.

22. Hochfrequenzimpulsgenerator nach einem der Ansprüche 19 bis 21, dadurch gekennzeichnet, daß eine einzige Ladeschaltung (357-362, 364—366) zum Laden aller Kondensatoren (352), die mit einer primären Induktanzeinheit verbunden sind, vorgesehen ist.

23. Hochfrequenzimpulsgenerator nach einem der Ansprüche 19 bis 22, dadurch gekennzeichnet, daß eine Schwingungsdämpfungseinrichtung (33, 36) für jeden Primärkreis (11, 12) und den Antennenkreis (30, 31, 32) zusammen mit durch Triggerung gesteuerten Schaltereinrichtungen (35, 38, 39) vorgesehen ist, wobei letztere die Dämpfungseinrichtung nach der Spitzenstrahlung in den Kreis BO schalten.

24. Hochfrequenzimpulsgenerator nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, daß die Dämpfungseinrichtung induktiv gekoppelte Dämpfungskreise (33, 34; 36,37) umfaßt.

25. Hochfrequenzimpulsgenerator nach Anspruch 23 oder 24, dadurch gekennzeichnet, daß ein Thyristor (74; 83) mit einer 90°-Verzögerungseinrichtung (Fig. 7) oder einer 90°-Voreilschaltung (F i g. 8) zur Umkehrung der Wirkung des Schalters vorgesehen ist

26. Hochfrequenzimpulsgenerator nach einem der Ansprüche 23 bis 25, dadurch gekennzeichnet daß die Dämpfungseinrichtung für jeden Primärkreis eine Einrichtung (102) zum Einfügen eines Parallelwiderstands (100) über den Primärkreis (103, 104) umfaßt

27. Hochfrequenzimpulsgenerator nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, daß die Dämpfungseinrichtung für den Antennenkreis eine Einrichtung (74) zum Einfügen eines Reihenwiderstandes (75) in den Antennenkreis umfaßt

28. Hochfrequenzimpulsgenerator nach einem der Ansprüche 19 bis 27, dadurch gekennzeichnet, daß die uni-direktionelle Ladeschaltung eine Gleichstromquelle (10) und einen bei niedriger Frequenz in Resonanz befindlichen Kreis (11, 16) umfaßt, wobei letztere eine Einrichtung (20) zum Blockieren eines umgekehrten Stromflusses aufweist

29. Hochfrequenzimpulsgenerator nach Anspruch 28, dadurch gekennzeichnet, daß die Ladeschaltung einen Thyristor (17) als Schaltereinrichtung zum Steuern der Zeitgebung des Beginns der Ladung umfaßt

30. Hochfrequenzimpulsgenerator nach einem der Ansprüche 19 bis 29, dadurch gekennzeichnet daß die triggerbare Schaltereinrichtung zwei Thyristoren (50, 51; 60, 61) im Nebenschluß gegensinnig geschaltet umfaßt

31. Hochfrequenzimpulsgenerator nach einem der Ansprüche 19 bis 29, dadurch gekennzeichnet, daß die triggerbare Schaltereinrichtung einen Thyristor (14) im Nebenschluß zu einer Diode (13) umfaßt, deren Anordnung einen bi-direktionellen Schalter bildet

32. Hochfrequenzimpulsgenerator nach einem der Ansprüche 19 bis 31, dadurch gekennzeichnet daß zwei primäre Induktanzeinheiten (185,186; 212,213) vorgesehen sind, die an den Antennenkreis angekoppelt sind, wobei je eine der beiden primären Induktanzeinheiten auf je einer Seite der Sekundärwicklung (180; 211) angeordnet ist, so daß sie induktiv an dieselbe angekoppelt ist.

33. Hochfrequenzimpulsgenerator nach Anspruch

32, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden primären Induktanzeinheiten (212, 213) in entgegengesetzter Phase an die Antenne (210) angekoppelt: sind.

34. Hochfrequenzimpulsgenerator nach Anspruch

33, dadurch gekennzeichnet, daß eine Einrichtung (217) zum wechselweisen Zünden der Schalter (215) vorgesehen ist, die mit der einen und der anderen der primären Induktanzeinheiten (211, 213) verbunden sind, so daß abwechselnde Impulse mit Phasenumkehr erzeugt werden.

35. Hochfrequenzimpulsgenerator nach einem der Ansprüche 19 bis 31, dadurch gekennzeichnet, daß die Antennenspule (221) im räumlichen Abstand von den Primärwicklungen (225,226) vorgesehen ist, und daß zwei primäre Induktanzeinheiten zusammen mit einem Kopplungskreis (223, 224), der eng an die beiden Primärwicklungen angekoppelt ist, so daß er Energie von einer erregten Primärwicklung an den Antennenkreis ankoppelt, vorgesehen sind.

36. Hochfrequenzimpulsgenerator nach Anspruch 35, dadurch gekennzeichnet, daß der Kopplungskreis einen Reihenkreis umfaßt, der KopplungssDu-

len (223,224) aufweist, die mit den beiden Sätzen von Primärwicklungen (225,226) verbunden und in Reihe mit der Antenne (200) geschaltet sind.

37. Hochfrequenzimpulsgenerator nach einem der Ansprüche 19 bis 31, dadurch gekennzeichnet, daß eine einzige, primäre Induktanzeinheit vorgesehen ist, die eine Mehrzahl von Wicklungen (233,234,235) umfaßt, von denen jede mit einem Kondensator (236) verbunden ist; und daß zwei Ladeschaltungen (237, 238) vorgesehen sind, von denen die eine die Kondensatoren auf eine Polarität und die andere die Kondensatoren auf die entgegengesetzte Polarität auflädt, wobei eine Einrichtung zum wahlweisen Betreiben der einen oder der anderen Ladeschaltung entsprechend der erforderlichen Polarität des auszustrahlenden Impulses vorgesehen ist.

38. Hochfrequenzimpulsgenerator nach Anspruch 36, dadurch gekennzeichnet, daß die Festkörper-Stromsteuereinheiten für jede Primärwicklung zwei Thyristoren (241,242) umfassen, die mit entgegengesetzten Polaritäten angeordnet sind, und eine Einrichtung (243,244) zum wahlweisen Triggern des einen oder anderen der Thyristoren entsprechend der Polarität der Ladung des Kondensators, wobei der andere Thyristor einen Halbzyklus bei der Hochfrequenz später gezündet wird.