DE2442693A1 - Hochfrequenzuebertrager, insbesondere hochfrequenzleistungsausgabeeinrichtung - Google Patents
Hochfrequenzuebertrager, insbesondere hochfrequenzleistungsausgabeeinrichtungInfo
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Description
Patentanwälte Dipl.-Ing. F. ΨεΟκ^ανν
Dipl.-Ing. H.Weickmann, Dipl.-Phys. Dr. K. Fincke
Dipl.-Ing. F. A.Weickmann, Dipl.-Chem. B. Huber
8 MÜNCHEN 86, DEN
POSTFACH 860 R20
DECCA LIMITED, Decca House,
9 Albert Embankment, London, SE 1 7SW, England
Hochfrequenzübertrager, insbesondere Hochfrequenzleistungsausgabeeinrichtung
Die- Erfindung betrifft Hochfrequenzübertrager bzw. -sender und Leistungsausgabeeinrichtungen zur Verwendung in diesen.
Insbesondere in Funknavigationssystemen ist es erforderlich, die Phase des ausgestrahlten Signals genau zu steuern. Wenn
in Übertragern bzw. Sendern für hohe Leistungen die Festkörpertechnik Verwendung findet, dann ist es erforderlich, eine
große Anzahl von Steuer- bzw. Treiberschaltungen zu verwenden, und die Erfindung bezieht sich, soweit einer ihrer Aspekte
in Betracht steht, auf eine verbesserte Ausbildung einer Leistungsausgabeeinrichtung,
die es ermöglicht, eine große Anzahl von Festkörper-Stromsteuereinheiten zu benutzen, um einen
Hochfrequenzausgang hoher Spannung und hoher Leistung zu erzielen.
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Die Erfindung findet insbesondere Anwendung in der Übertragung
von Hochfrequenzimpulsen in einer solchen Weise, daß ein individueller Zyklus in einem Impuls identifiziert werden kann.
Derartige Impulssignale sind beispielsweise in dem Funknavigationssystem notwendig, das unter der Bezeichnung "Loran C" bekannt
ist und in dem Hochfrequenzübertragungen von einer Anzahl von räumlich getrennten Übertragern bzw. Sendern in Aufeinanderfolge
durchgeführt werden. Jede dieser Übertragungen besteht aus kurzzeitigen Impulsen von Hochfrequenzenergie mit einer
vorbestimmten Wellenform, wobei die Hochfrequenzzyklen innerhalb der Impulse von verschiedenen Stationen in einer festen
Phasenbeziehung gehalten werden. Eine grobe Positionsinformation kann infolgedessen dadurch erzielt werden, daß man am Ort
des Empfängers die Zeitdifferenzen zwischen den empfangenen
Impulsen bestimmt, es ist jedoch auch möglich, eine genauere Positionsinformation zu erlangen, indem man die Phasenbeziehung
zwischen den Hochfrequenzsignalen von räumlich getrennten Stationen bestimmt.
Mit der Erfindung soll daher eine Ausbildung von Übertragungsbzw. Senderausrüstung für derartige Impulsübertragungen geschaffen
werden, die ziemlich einfach und unter geringem Kostenaufwand im Vergleich mit bisher benutzter Ausrüstung hergestellt
werden kann.
Allgemeiner gesagt jedoch ist die Erfindung bei Übertragern bzw. Sendern sowohl für kontinuierliche Wellen als auch für
Impulsübertragungen anwendbar.
Gemäß einem Aspekt der Erfindung weist eine Hochfrequenzleistungsausgabeeinrichtung
eine Spule auf, die eine primäre Induktanzeinheit bildet und eine Mehrzahl von benachbarten
Wicklungen umfaßt, welche symmetrisch aufgebaut und physikalisch so angeordnet sind, daß sie eine einzige primäre Induktanzein-
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heit bilden, die ein vernachlässigbares äußeres Feld besitzt;
weiterhin eine Mehrzahl von Festkörper-Stromsteuereinheiten, von denen jede direkt mit einer jeweiligen zugeordneten Wicklung
verbunden ist, wobei die Stromsteuereinheiten in der Nähe der jeweiligen Windungen, jedoch außerhalb des Feldes der
primären Induktanz angeordnet sind; außerdem eine oder mehrere Kapazitäten, die so angeordnet sind, daß sie jede der benachbarten
Wicklungen bei der gleichen vorbestimmten Frequenz in Resonanz bringen; und schließlich eine Hochfrequenzleistungsausgabeschaltungji
die eine Sekundärwicklung aufweist, welche an die primäre Induktanzschaltung angekoppelt ist.
Die einfachsten Wege zur Ausbildung einer Spule mit vernachlässigbarem
äußerem Feld bestehen in der Verwendung eines toroidalen Aufbaus oder darin, daß man eine leitende Abschirmung
vorsieht. Die Verwendung eines solchen Aufbaus ermöglicht es,
die Festkörpereinheiten dicht benachbart zu ihren jeweiligen Wicklungen mit kurzen Verbindungsleitungen anzuordnen. In
einem Übertrager bzw. Sender hoher Leistung müssen die Festkörpereinrichtungen außerhalb des Feldes hohen Flusses sein,
wenn sie betriebssicher und ohne Zusammenbrechen arbeiten sollen; beispielsweise können Thyristoren durch ein starkes
Feld getriggert werden» Die vorbeschriebene Anordnung ermöglicht die Verwendung kurzer Leitungen, wodurch die Phasenverschiebungsprobleme
vermieden werden, die. anderenfalls in Erregungswicklungen
von unabhängigen Erregungsquellen auftreten würden.
Zieht man eine toroidale Anordnung in Betracht, dann kann eine
einzige Primärwicklung eines konventionellen toroidalen Transformators in eine Anzahl von Segmente unterteilt werden, die
getrennt durch ihre jeweiligen Festkörper-Steuereinheiten erregt werden können, Die Spannung jedes Segments ist für einen
gegebenen Fluß proportional der Fläche bzw. dem Bereich des
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Segments stiiltipliziert sit äsr A^saiil Ψύζι iJiadungsn im Segment
(für i'/sleiian Begriff auch ύΦΤ Betriff rj Abschnitt·3 verwendet
tvsrdea kaiui)0 Für ©ins gegsb©n2 Spaaauzig der Ausgangs schaltung
besitzt iefölgeäesasKi eine Primärspiül-3;. die eine vollständige
liiiidimg aiif^rjsist die a-facJas SpaBsufflag ύοώ. getrennten Segmenten
einsr SpuleP di© n-=getrs?j^te Ssgasats b@si.tztο Es 'jestslrt eine
Erfindung die priaar© Isiiyfetaassiiifesit ö'iispislswsiss Tiels
sit itiFsr Etigsorciiistszi Fs3i&ö;pp92'5-Sisü®r€;i2ih©it Törbimcien ists
12M iEifolffSdessesü ist ob Tiuzm&h:? l©isät söglicfej, Spannungen
aa d©r ÄMSgaagssctialtimg su ^i^iältsaj die so iiocli sind, me e
lii ©in©!5 toi^öiöaleEi ^,aoräaviag !sSsm^n di® ?©stkörpsrainiieitea
fet© Mit de^i ¥ic'ii«sag®a v^rbusiden werden, Durch
g ©sgea parallslea BrsSitpaersa £ίΐτ Eadialdräht©?
iii dsaesi 3®des Paar iron EadiaMrähtsn gleiclae Ströme in ©ntgsg©ngss©tzt'3Si
RichtiiHgen aufweist- ist der sffsktiTS Metto-
©ines Paares bsaaclibartsr1 Radiaids'Mhts MnIi9 wenn siaia
mB betrachtet., ü<&r ümtgL· die ¥ickliaiageB srzsugfS^rd.
Diese Eadialparalleliaitimgesi bilden ©in 2litt©l? welches es'
SJTMDgliclita @iae Spanmangsan-zapflang aa eine Spule ©iner einzigen Ifindimg su machen, ahn® daß di© llquiiralsatschaltung "!/erllsdert
1WiFd0 Diese Radi all ©itungea kcjrmen a ich nach einwärts
©eier- auswärts erstrecken« Wenn si© sich nach auswärts eratr©ck@n9
"^ird das Iqui^/aient einer zweiten aiaSeren Spule
©iner einzigen Windung gebildete He© sage bzw«, dichte äußere
ICurzseliliiBspule eraiedrigt die imlviktQMZ ä>3T erwähnten äußeren
Ui'Mimg auf im wesentl±eh©n Mull, Boi-sIi Verwendung einer Ansah!
"ion Spulenatoschnitteia in aieser T;J©is@ liörmen die Beschränkungen
L©isty2agsbem©ssung won Festkörper-StsOsnsteuereinheiten, v/i
von Transistoren oder Thyristoren überwunden werden.
Im einfachsten Falle möge man einen toroidalen Spulenaufbau betrachten^ der eine Anzahl von Primärwicklungen besitzt, von
denen jede eine oder mehrere Windungen hat, wobei jede Wicklung die gleiche Anzahl von Windungen besitzt und die primären Wicklungen
gleichmäßig auf eine vorhergehende gewickelt sind, wobei die Endverbindungen jeder Wicklung dicht zusammen und entweder
auf der inneren Umfangsflache oder, was mehr bevorzugt
istρ auf der äußeren Umfangsflache angeordnet sind. Jedes
Paar von Endverbindungen kann mit einem zugeordneten 'Kondensator und einer Festkörper-Stromsteuereinheit verbunden sein,'
so daß jeder Spulenabschnitt einen getrennten Schwingkreisabschnitt
bildet» Eine sekundäre oder Antennenwicklung kann über die Primärwicklungen gewickelt sein9 wobei sich die Primär
wicklungsverbindungen durch die Sekundärwicklung erstrecken.
Bei Hochleistung erfordert die Sekundärwicklung viel weniger Windungen als die Primärwicklung„ Um den großen Strom in einem
Hochleistungsübertrager bzw, -sender zu leiten, kann die Sekundärwicklung aus einer Anzahl von parallelen Drähten ausgebildet
sein» wobei die Windungen gleichmäßig bzw. -förmig um
das Toroid herum verteilt sind.
Ein einfacher Toroidaufbau kann jedoch nicht die vorteilhafteste
Anordnung sein» und zwar wegen der Schwierigkeit der Anbringung der Sekundärwicklung und \mgen der Schwierigkeit des Einstellens
des Kopplungskoeffizienten zwischen den Wicklungen. In einem Impulsübertrager bzw. -sender (die Begriffe "Übertrager11
und "Sender15 werden im Rahmen der vorliegenden Anmeldung synonym
verwendet) steuert dieser Kopplungskoeffizient die Energieübertragungsrate vom Schwingungskreis zum Antennenkreis, und
infolgedessen stellt er einen wichtigen Faktor beim Bestimmen der Amplitudenanstiegsrate in ,dem ausgestrahlten Impuls dar.
In einem Navigationssystem wie beispielsweise dem Loran C-System,
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einen Phasenvergleich von Zyklen innerhalb der Impulse anwendet
s, ist eine Zyklusidentifikation notwendig, und die Anstiegsrate
der Amplitude muß ziemlich schnell sein, und typischerweise soll die Spitze der Ausgangsleistung im fünften
Zyklus -auftreten.
Damit es möglich wird, die Kopplung einzustellen, ist es daher
zu bevorzugen^ die primäre und die sekundäre Wicklung auf getrennte
Formstücke zu wickeln. Eine Form eines Spulenaufbaus,
in dem dieses geschieht, weist ein zylindrisches Formstück auf, dessen Sekundärwicklung um das zylindrische Formstück herumgewickelt
istι sowie eine zylindrische Abschirmung aus leitfähigem
Material um die Sekundärwicklung herum; und innerhalb der Abschirmung eine Mehrzahl von weiteren Formstücken, von denen
jedes eine Wicklung oder Wicklungen einer primären Induktanzeinheit
trägt; diese Weiteren Formstücke sind benachbart der Sekundärwicklung in solchen Positionen angeordnet, daß jede
Wicklung der primären Induktanzeinheit nur in einem begrenzten bogenförmigen Bereich an den Fluß der Sekundärwicklung angekoppelt
ist, jedoch sind diese Wicklungen gleichmäßig bzw. -förmig um die Achse des Aufbaus herum angeordnet«, Die Primärwicklungen
sind vorzugsweise zwischen dem Umfang der Sekundärwicklung und der Abschirmung vorgesehen. Sie sind bevorzugt
dicht benachbart der Abschirmung angeordnet, und ihre Endverbindungen
werden durch Löcher in der Abschirmung herausgeführt; infolgedessen können die zugeordneten Kondensatoren
und Schaltereinrichtungen für die Primärwicklung außerhalb der Abschirmung sein. Die Endverbindungen, für jeden Spulenabschnitt
können daher dicht zusammen liegen.
Zwischen der Primär- und der Sekundärwicklung kann ein Luftspalt gelassen werden, was von dem zwischen den Wicklungen
erforderlichen Kopplungsgrad abhängt.
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Vorzugsweise besitzt jeder Spulenabschnitt der Primärwicklung die
gleiche Anzahl von Windungen, so daß die verschiedenen Spulenabschnitte
parallel geschaltet werden können.
Die Sekundärwicklung besitzt typischerweise nur einige, wenige
Windungen, jedoch kann jede Windung wegen des großen Stroms, der im Antennenkreis eines Übertragers hoher Leistung aufgenommen
werden mußs eine Anzahl von parallelen Drähten aufweisen.
Die zylindrische Abschirmung aus leitfähigem"Material wird vorteilhafterweise
aus Kupfer hergestellt, und vorzugsweise ist
wenigstens eine Stirnfläche der Abschirmung geschlossen»
Bevorzugt sind die getrennten Abschnitte der Primärwicklung,
von denen jeder einen bogenförmigen Abschnitt bzw« einen bogenförmiges
Segment belegt, um den Bereich innerhalb der Abschirmung
herum verteilt„ so daß die Abschnitte susammen einen Aufbau
bilden, der sich vollständig um den Raum zwischen der Abschirmung
und der Sekundärwicklung herum erstreckt9 wobei jeder
Abschnitt nur an einen Teil des Feldflusses der Sekundärificklung
angekoppelt ist. Durch diese Anordnung kann, die Spannung
auf jedem Spulenabschnitt der Primärwicklimg viel kleiner gemacht
\tferden als die Spannung auf der Sekundärwicklung, Die
Abschnitte der Primärwicklung können axial von der Sekundärwicklung
im Abstand angeordnet seins jedoch sind sie Vorzugspreise
um den Umfang der Sekundärwricklung herum angeordnet. Im
letzteren Falle ist jeder Spulenabschnitt der Primärwicklung
an den Teil des Flußverlaufs der Sekundärwicklung angekoppelt, der im wesentlichen parallel zur Achse der Sekundärwicklung,
jedoch zwischen der Sekundärwicklung und der Abschirmung verläuft.
Jeder Abschnitt kann auf ein Formstück gewickelt sein, das so geformt ist, daß es zwischen die Sekundärwicklung und
die Abschirmung paßtp wobei die Spule oder die Spulen jedes
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dessen ein© Hochfy©qu@na~L@istimgsamsg®b@@is^ioSi"tt!Bg> wi©
dessen ein© Hochfy©qu@na~L@istimgsamsg®b@@is^ioSi"tt!Bg> wi©
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w©it@r@ n@b@nge!ilußabg@stiMiit@ ifiefelisÄgg (Ü© eslg
h@iten kann ©insu oder m©hr©r®
aufweisen« Typischerweis©-köraaen zw@i Transistoren- im-.Gegentakt betrieben werden. Di® Hochfrequ@nzsteu©rung@n für die Ausgangstransistoren körnen vor einer gemeinsamen Hochfrequenz Steuer=· bzw. -treibsreialieit abg@l©it@t·
aufweisen« Typischerweis©-köraaen zw@i Transistoren- im-.Gegentakt betrieben werden. Di® Hochfrequ@nzsteu©rung@n für die Ausgangstransistoren körnen vor einer gemeinsamen Hochfrequenz Steuer=· bzw. -treibsreialieit abg@l©it@t·
vorstehend b@r©its dargelegt 9 findet die Erfindung jedoch
londer® £m/endung bsi IispiilsUfe^rtrageTO hoher Leistung,
In gewissen Funkaa"^igationssyst@®©B niedriger Frequenz;* wie
beispielsweise in dem «»Loran C68-Sy©t@s9 1st es-'erforderlich»
Hochfrequenzenorgl©isapuls© kursei» Dau@s° b®& ©iner niedrigen .
Hochfrequenzρ beispielsweis© 100 kHg^ ausstistrahlen* Die Impulse
müssen zeitmäSig genau s©1bs und iia "Lo^aa" C'-Syetem ffliu0 die
Phase der Schwingungen In den Impulsen g@nau. gesteuert sein»
Di® Erindung betrifft basondars di© Probleme der Erzeugung
von Impulsen höh©!0
Gemäß eine« Aspekt der Erfinduag w@iat eia Impulsübertrager
bzw. -sender wenigstens einen Seiwingkreia auf, der einen
Kondensator und eine Ps-imärwiekimag besitzt s sowie e^ne ein~
@©itlg g@3?i©Irij®tCi! LaaQSshaltimg zum Laden d®s Kondensators p
ois© triggQEissre isiseJ,ter0lsrIs5litiMg Ie Scfewingfegls zum ¥er-
^atöFO suit der- Primärwicklung» wobei die
© S@SieJ,teiffiri»eSittiai| einen In zwei Richtungen verlau-
ß eratigliofet § Midi sdfeließlicli ©ine Sekundär-ÄiÄJfeti^?
mt die PjflüiFwicjteinmg aragakoppelt
Md (ßca ιίΘΡΟ-δθΙίθΕείΙ erlirtert©® ßFlMdes ©rgibt sich normalerweise
di© eins primäre Induktanzite·©
triggerbar® Schalter-
tste ^©lclae il© vorerwMtete Festkörper einheit
oB* Itesm qmig g@Eeiasass@ Lad®schaltung zum Laden
i, ist d©is i^erselsiedeEesi Schwingkreisen ver-
et merü®F&e w®tm al® Wiefelmigen i© Hinblick auf die ge-H©GMrequ@Easesx
voneinander isoliert sind0
Di@s©F MordmyBg wird der Kondensator im Schwingkreis über die
einseitig gerichtete (ussictirektionelle) Ladeschaltung geladen,
er geladen wordea ist9 wird» wem der Hochfrequenzgesendet
werdea s©lls di© triggerbare
9. s© de® si© den geladenen Konden»
"verbindets wodurcfe ein oszillieeSiwingkr©is
gebildet wird, der to©i der gewünschten
eseiisas besitzt«, Di© ScfewiBgungea in diesem Kreis
iss die SelsiMdiywickliang im Mtenn@alcr@is eingekoppelt»
^0F2ts§gw©ise ©ia r©iSi©nresoEÄsyater Kreis ist9 der ebenfalls
(Sie ©rferderlleli© Hoctifrequeas abgestimmt ist.
sind D&apfungswiderstände sowohl für den Schwing-
als aucl£ für den teteraienkreis vorgeseheiag wobei diese
induktiv durch triggergesteuerte Schalteran di© Primärwicklung bzw. di© Sekundärwicklung
sindg und wobei ferner diese Schaltereinrichtungen
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»steuert'werden, daß sie die Dämpfungseinrichtungen in
die Schaltung bzw, den Kreis nach der Spitzenstrahlung einschalten, um eine weitere Ausstrahlung von Hochfrequenzeaergie
zu verhindern.
Alternativ kann eine Dämpfung durch einen Serienwiderstand
vorgesehen sein,, der in den S@knndärkr@ls eingefügt ist und
durch einen Thyristorschalter während d©s frühen Teils des
Impulses kurzgeschlossen ist? dieser Kursschlußkr©is ifird sum
Dämpfen oder Verkürzendes lmpulsschwanz@s weggenommen bzw«.
unwirksam gemachte Bei Verwendung von Thyristorschaltern M©ibt
der Schalter nach der Zündung geschlossen fels d©r Hochfrequanzstrom
unter einen kritischen Viert abfällt0 der iron dem
verwendeten Thyristor abhängt« Wenn dl© Dämpfung.im offenen
Zustand des Thyristors aktiv ist^ kann infolgedessen die
Schwanzlänge bei einem niedrigen. Miveau g.©st-©ugrt" baw. kontrolliert
werden= Wenn andererseits die Dämpfwag aktiv bei geschlossenem
Thyristor ist, dann geht di@ Mapfwagssteuerung
bei niedrigem Niveau verloren, wbwi üer Thyristor öffnet.
In einem Übertrager bzw» Sender für ©ia Fimkaa^igationssystem '
des "Loran C"»-Typs muß die Umhüllung das Impulses genau ge*-.
steuert werden, so daß es möglich ist, einen besonderen Zyklus in einem Impuls am Empfänger zu Identifizieren. In einer
bevorzugten Ausbildung besitzt die Umhüllung ©inen schnellen Anstieg für die ersten drei Zyklen land ©inen Spitzenwert bei ·
ungefähr vier bis sieben Zyklen nach dem Beginn des Impulses. Um die Gesamtstrahlung auf ©in Minimum herabzusetzen ist eine
kurze Abfall- bzw» Abklingz©it zu bevorzugen. Es wird manchmal eine lange Umhülluagswellenform als wünschenswert- angesehen,,
um ein maximales Verhältnis zwischen der Energie» die innerhalb von beispielsweise plus oder minus 10 kHz der Resonanzfrequenz
(typischerweise 100 kHz) und die innerhalb des
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Restes des Spektrums liegt, zu erzielen. Das ist jedoch nicht richtig, da die Interferenz, die durch irgendeinen anderen
Hochfrequenzempfänger festgestellt werden kann, von der absoluten interferierenden Strahlung innerhalb des Bandes dieses
Empfängers unabhängig vom Prozentsatz ist, den diese Interferenz zur gesamten Strahlung des interferierenden Strahlers
hat«, Um infolgedessen die Interferenz mit anderen Benutzern
zu minimalisierein, erhält man keinen Vorteil 9 wenn man eine
weitere Ausstrahlung des Funknavigationssenders bei der gewünschten Frequenz durchführt. Es ist infolgedessen möglich,
eine kurze Äbkliingzeit für die Impulse vom Fwnknavigationssender
zu benutzen.
Hinblick auf die Anzahl der Zyklen vor dem Erreichen der Spitzenausstrahlung, sollten die folgenden Tatsachen in Betracht
gezogen werden. Wenn eine Zyklusidentifikation zeitig durchgeführt wird, beispielsweise bei 1 1/2 Zyklen nach dem
Beginn des Xmpulises, dann hat die Umhüllung (bzw. Hüllkurve)
des Empfängerausgangs eine ümhüllungsStartneigung oder -charakteristik,
die einen exponentiellen Charakter aufweist, was bedeutet,
daß in einem vorgegebenen Zeitintervall ein gegebener prozentualer Anstieg vorliegt. Mit einer solchen Neigung oder
Charakteristik ijst es unmöglich, einen bestimmten Zyklus zu identifizieren. Wenn die Zyklusidentifikation spät durchgeführt
wird, beispielsweise beim fünften oder sechsten Zyklus, dann ist die prozentuale Änderung in der Amplitude pro Zyklus
wesentlich geringer als bei der Identifizierung des dritten Zyklus. Ein eingehendes Studium des Zyklusidentifikationsproblems
hat gezeigt, daß dann, wenn die Umhüllungswellenform als scharfe und perfekte Rampe beginnt, der zu identifizierende
Zyklus etwa der dritte Zyklus sein sollte. Um einen guten Phasenvergleich der Zyklen und eine anfängliche Festlegung
bzw. Verriegelung der Impulszeitgebung zu erzielen, ist es wünschenswert, Signale zu verwenden, die tiefer im Impuls
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liegen·Ρ tatsächlich ist ein Impials wünschenswert, der länger
als die oben genannten vier bis sieben Zyklen ist. Für einen mittleren Kettenbereich von Stationen kann ein Phasenvergleich
bis in den achten Zyklus hinein vorgenommen werden. Ein gute Phasenübereinstimmung oder ein guter Phasenvergleich jedoch
hat keinen Wert, wenn ein Fehler von einem gesamten Zyklus vorliegt, und infolgedessen muß eine Impulsform gewählt wer-·
den die es ermöglichts di@ genauast® Zyklusidentifikation
durchzuführen ο . -' : ' '.
Zum Laden d®s Kondensators ist di<§ vorerwähnt® unidlrektionelle
Ladeschaltung vorzugsweise ein© Respnanzladesehä&tung niedriger
Frequenz {> dti© ein® Einrichtung wqm Blockieren ®%rm& Rückstrom-«
flusses aufweist,, lach Vollendung d@s ersten halben Zyklus
einer Schwingung bei der niedrigen Frequenz will der Strom
umkehren9 und diese Umkehr wird "blockiert» Dieses Blockieren
kann durch eine Reihendiode und/oder durch einen unidirektionellen Schalter ausgeführt werden,. Wenn man einen in' Resonanz
befindlichen Ladekreis verwendets dams kann.der -Kondensatorim
Schwingkreis infolgedessen tob einer Gleichstromquelle.
auf eine Spannung aufgeladen i»rerd©ß9 di© angenähert das.Zweifache der Spannung d©r VersorgungsquelXe beträgt« . '-,- -
Ein Thyristor kam in Reihe mit der Versorgungequelle und
©inem Kondensator als Schalt©reinriclitung für die Ladeschaltung
eingefügt werden,, wodurch @s ermöglicht-vird» die Zeitgebung
des Beginns der li&dLung zn steuern.. Dieser Thyristor
verhindert @iE@n Stroiafluß in der umgekehrten Richtung, doch
es ist em bevorzugen, sowohl einen Thyristor als auch eine
Diode in Reih® anzuwendenp wobei di® Diode die Möglichkeit.
eines Rückstroma oder eines Zusammenbruchs im Thyristor aufgrund der hohen Spannung verhindert. Uns die Ladeschaltung bei
der niedrigen Frequenz in Resonanz zu bringen, kann eine Induktanz in Reihe mit dem Kondensator in der Kondensatorlade-
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schaltung, vorgesehep sein. Dies ist typischerweise eine mit
Eisenkern versehene1
Drosselspule niedrigen Verlustes.
Die triggerbare Schkltereinrichtung im Schwingkreis zum Verbinden
des Kondensa StromfluS In beiden
hat in einem prakti kehrspaxmung standzi
nungsänderungsrate einen' geringen ¥erli
gegenwärtig im Hinbi
spannung,} das Erziel
pate» dem Erreichen
besser© Ergebnisse ι im Nebenschluß aufe
;ors mit der Primärwicklung muß einen Richtungen gestatten. Dieser Schalter
sehen Ausführungsbeispiel einer hohen Umfalten»
Er muß fähig für eine hohe Span- >ezogen auf die Zeit sein* und er sollte
ist und eine kleine Schaltzeit besitzen.
Es ist möglich» einim Triac zu verwenden, Jedoch lassen sich
Lick auf das Standhalten gegen die Umkehr-L@n
einer zeitlichen Spannungsveränderungsniedriger
Verluste und kurzer Schaltzeiten
wenn man entweder zwei Thyristoren Inanderfolgend verwendet oder wenn man einen
Thyristor im Nebenschluß mit einer Diode benutzt. Ein Thyristor
mit einer Diode erfordert nur einen einzigen Triggereingang,
jedocH führt ein Ho
nen Komponenten einan niedrigeren Verlust ein als eine Hochspannuisgs-Hoehstroitt
•Diode, und aus diesem Grunde ist es zu bestoren
int Nebenschluß aufeinanderfolgend
Es ist zu !bevorzuge:
tenneti&bstlmmkreis timgen bzw. -kreise
gedämpft werden, dal Schalter im Nebensc iluß
Schalter jedoch muß Hochfrequensspannun Spannung wird durch Eine höhere Spannun
daß man Thyristoren
:hstromthyristor bei den derzeitig vorhande-
dl© Dämpfung im Schwingkreis und im Aniurch
induktiv gekoppelte Dämpfungsschalzu bewirken. Der Schwingkreis kann dadurch
man einen Widerstand mit einem triggerbaren
über den Schwingkreis schaltet. Der im ausgeschalteten Zustand einer hohen
standhalten, und die maximal zulässige die TST -Bemessung des Transistors begrenzt,
sbemessung kann dadurch erreicht werden,
in Reihe verwendet, jedoch wird dadurch die
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Triggeranordnung komplizierter.
Es ist möglich, eine 90°-Verzögerungsleitung oder eine 90°-
Voreilschaltung (bei der Hochfrequenz) zu verwenden, um die Aktion des Schalters umzukehren, d.h., um die Eingangsimpedanz
des Schalterkreises Null zu machen, wenn der Schalter offen ist , und in gleicher Weise die.Eingangsimpedanz auf einen begrenzten
Wert zu bringen, wenn der Schalter geschlossen ist; infolgedessen ist der Schalterverlust Null, wenn die Dämpfung
ausgeschaltet ist. Es wird bevorzugt, besser eine Voreilschaltung als eine Verzögerungsschaltung zu verwenden, da diese
nicht nur die Aktion des Schalters umkehrt sondern außerdem die an den Thyristorschalter angelegte Spannung auf einen
günstigeren Wert bringt.
Bei dem Schwingkreis, der ein parallel abgestimmter Kreis ist, wird vorzugsweise ein Parallelwiderstand eingefügt, während
es bei einem in Reihe abgestimmten Kreis zu bevorzugen ist, einen Reihenwiderstand einzufügen.
Bei der Verwendung von gekoppelten Spulen zur Erzielung einer
Spannungstransformation zwischen dem Schwingkreis und dem Antennenkreis
ist es außerordentlich wünschenswert, daß eine enge Kopplung erzielt wird. Eine lose Kopplung führt eine
Lekageinduktanz ein, die in unvorteilhafter Weise die Umhüllung der Impulswellenform ändern kann. Dies gilt insbesondere für
die Kopplung der Dämpfungskreise an die primäre und die sekundäre Wicklung, Eine Spule mit einer einzigen Windung gibt eine
maximale Kopplung bei einem vorgegebenen Durchmesser, einer vorgegebenen Weite und Lokalisierung bezüglich der Spule. Wenn
die Spannung einer einzigen Windung im Dämpfungskreis zu groß, ist, wie vorstehend erläutert wurde, dann kann diese einzige
Windung durch Radialdrähte in Abschnitte aufgespalten werden, wobei die Abschnitte parallel geschaltet werden. Infolgedessen
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weist die Kopp lung slspule im Dämpfungskreis typischerweise
eine einzige Windung auf, die in eine Anzahl von Abschnitte mit radialen Kopplungsdrähten unterteilt ist, wobei die verschiedenen
Abschnitte parallel in den Dämpfungskreis geschaltet sind.
Die Verwendung der
Multi-Abschnitt-Primärwicklung ermöglicht
eine hohe Ausgangsleistung in einem Impuls, den man von einem Hochfrequenzsender
versehenen und einön Luftkern aufweisenden Transformator erhält, abgesehen vor
wegen der triggerbaren Schaltereinrichtungen, wie beispielsweise der Thyristor spannung besitzen,
von Joules, die vor verarbeitet werden gesamten Anzahl vor
der maximalen Betri der gewählten ander wendig, die Spule i teilen, von denen
Gesamtzahl von Schi
unter Verwendung eines mit Anzapfungen
den Beschränkungen, die sich in der Praxis
en, ergeben, die eine maximale Betriebsund außerdem gibt es eine maximale Anzahl
jeder Schaltereinrichtung bei jedem Impuls kann. Diese Impulsleistung hängt von der
Joules ab. Es ist daher wesentlich, daß
der Transformator Abgriffe aufweist, so daß die Spannung gleich
ebsspannung des gewählten Thyristors oder en Schaltereinrichtung ist, und es ist notn
getrennte geschaltete Abschnitte aufzueder getrennt geschaltet wird, wobei die ltereinrichtungen und Abschnitten von der
im Impuls erforderlichen Gesamtausgangsleistung abhängt.
Ein Funknavigation^system kann wenigstens drei oben beschriebene
Impulsübertrag voneinander getrenr der Stationen vorhc
er bzw. -sender aufweisen, die räumlich t sind, wobei ein Hauptoszillator in einer
nden ist, der das Schalten steuert, um die
zeitlichen Momente der Einleitung der Impulse zu bestimmen und um die Einleitung der Zyklen in den Impulsen zeitlich zu
i steuern; und die arjideren Stationen werden je durch einen
Oszillator gesteuert, der von den Übertragungen bzw. Sendungen
der ersten Station abhängt oder mit diesen verriegelt ist bzw.
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von diesen zwangsläufig gesteuert wird.
In einer beweglichen Empfangsstation werden die Signale von
der Übertragungs- bzw. Sendestation empfangen und in der Phase und in der Zeit verglichen, um daraus die Positionsinformation zu erhalten. An jeder der abhängigen Stationen
kann zum Empfang der Übertragungen bzw. Sendungen von,der Hauptstation eine Empfangsantenne vorgesehen sein/ die einen
Kreis aufweist, der außer Phase mit der lokalen Sendeantenne ist oder nichts von letzterer empfängt, um Fehler zu vermeiden,
die durch die Signale der Hauptstation hervorgerufen werden könnten, welche erneut durch die Sendeantenne der abhängigen
Station ausgestrahlt und durch die Empfangsantenne empfangen würden.
In jeder Station werden vorzugsweise die erforderlichen Triggerimpulse zum Einleiten der Impulse, zum Einleiten der Ladung,
zum Triggern des Schwingkreises und zum Betätigen der Dämpfungskreise bzw. -schaltungen durch Verwendung eines Oszillators
und digitalen Frequenzteilers in zeitlich aufeinander abgestimmter
Beziehung erzeugt.
Im "Loran C"-System kann eine Codierung zum Identifizieren einer
Übertragung bzw. Sendung dadurch erzielt werden, daß man periodisch
die Phase der Übertragung bzw. Sendung umkehrt, ohne den zeitlichen Ablauf zu verändern. Normalerweise wird die Codierung
durch Umkehren der Phase von abwechselnden Impulsen er- . zielt. Die Impulse sind solche von kurzer Dauer, die nur wenige
Zyklen der Hochfrequenz aufweisen. Es ist nicht möglich, diese Phasenumkehr nur durch Verzögerung um einen halben Zyklus des
Zündens der triggerbaren Schaltereinrichtung vorzunehmen, da hierdurch eine entsprechende Verzögerung der Zeitgebung bewirkt
werden würde. Obwohl es möglich wäre, halbzyklische Zeit-
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wechsel von aufeinanderfolgenden Impulsen zu verwenden, um eine
Phasenumkehrcodierung zfi erzielen, würde ein solches Vorgehen
eine Modifikation des Z mit vorhandenen "Loran
In einem Impulsübertrag Art, der eine triggerba Kondensators in jedem
Induktanzeinheiten
koppelt sind, wobei die auf einer Seite der
lung angeordnet sind. J oder mehrere Wicklungen trennten triggerbaren S Induktanzeinheiten
Antenne angekoppelt
sehen sein, welche die zugeordneten Schalter
erforderlichen übertrag
Induktanzeinheiten
koppelt sind, wobei die auf einer Seite der
lung angeordnet sind. J oder mehrere Wicklungen trennten triggerbaren S Induktanzeinheiten
Antenne angekoppelt
sehen sein, welche die zugeordneten Schalter
erforderlichen übertrag
körnen
seil,
äitformats in dem Empfänger im Vergleich
!"-Empfängern erfordern.
sr bzw. -sender der oben beschriebenen
?e Schaltereinrichtung zum Entladen eines ;hwingkreis besitzt, werden zwei primäre
, die an den Antennenkreis angezwei primären Induktanzeinheiten je
daran anzukoppelnden Sekundärwicksde primäre Induktanzeinheit kann eine
aufweisen, von denen jede ihren gehalter besitzt. Die beiden primären in entgegengesetzter Phase an die
und es kann eine Einrichtung vorgelen beiden primären Induktanzeinheiten
Übereinstimmung mit der Phase des enen bzw. gesendeten Impulses zündet.
vorgesehen
induktiv
Ein Ziel der Verwendung einheiten, von denen je wicklung plaziert ist,
bau durch Auseinandersp erleichtern. Ein weiter Möglichkeit, die Einric
bau durch Auseinandersp erleichtern. Ein weiter Möglichkeit, die Einric
11 zweiter getrennter primärer Induktanzeine auf je einer Seite der Sekundärjesteht
darin, den physikalischen Auf-■eizung der verschiedenen Elemente zu
er Vorteil jedoch ergibt sich aus der itung nur mit einer primären Induktanz
einheit zu betreiben, während die andere inoperativ oder aus
der Schaltung entfernt Ist. Die Entfernung kann physikalisch
bzw. physisch oder elektrisch durchgeführt werden. Wenn daher
eine Einheit fehlerhaft stung betrieben werden,
duktanzeinheit verwendet. Vorausgesetzt, daß die Kopplung oder
der Abstand bezüglich d er sekundären verändert wird, so daß man
wird, kann der Sender mit halber Leiindem man nur die andere primäre In-
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die gleiche Gesamtkopplung wie mit beiden Primäreinheiten im
Kreis bzw. in der Schaltung erhält, bleibt die Impulsform die gleiche.
Ein weiterer Vorteil besteht darin, daß die Kopplung und die
Dämpfung jeder einzelnen Primäreinheit eingestellt werden kann, um so zu arbeiten, daß die andere Primäreinheit durch Kurzschluß
herausgenommen ist. Eine Impulspolarität oder eine andere Phasenveränderung ist dann dadurch möglich, daß man von
einer Primäreinheit auf die andere übergeht, beispielsweise
die beiden Einheiten abwechselnd betreibt. Wie weiter erläutert werden wird, kann ein Polaritätswechsel durch einen Wechsel
der Kopplungspolarität oder durch eine Änderung der Polarität der Ladespannung erzielt werden. Auf diese Weise läßt sich
eine Impulscodierung erreichen.
Bei dieser Anordnung kann eine einzige Ladeschaltung verwendet werden, die sowohl mit der primären Induktanzeinheit verbunden
jedoch durch die ausgewählte primäre Induktanzeinheit entsprechend den gezündeten Schaltern entladen wird. Infolgedessen
kann man eine Codierung durch Phasenveränderung erreichen, ohne die Zeitgebung der Impulse gewechselt wird.
Allgemeiner gesagt, hat man zwei Wicklungssätze, wobei ein
Satz eine erste primäre Induktanzeinheit bildet, die in entgegengesetzter Phasenbeziehung zu dem anderen Satz, welcher
die zweite primäre Induktanzeinheit zur Hervorbringung einer Phasenumkehrcodierung bildet, an die Antenne angekoppelt ist.
Alle Wicklungen in jedem Satz haben getrennte Schalter sowie die zum Zünden des Schaltersatzes vorgesehenen Zündungseinrichtungen.
Die Ladeschaltung kann wie oben beschrieben ausgebildet sein. Die Schalter in dieser Anordnung sind vorzugsweise Schalter,
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welche zwei Thyristore wicklung oder die nich
können in einem offene, die Impulserzeugung ni regten Primärwicklung lungen induziert wird,
der Spannung, die in d es ist leicht möglich, -T^ -Bemessung haben, a
hohen Hochfrequenzspan Die Verwendung von zwe Stromfluß durch die ni flußrichtungen verhind
gen Transistor und ein beschrieben wurde, ist tung leitet.
In einer mechanischen mit zwei Sätzen von Pr Satz auf einer Seite d
auf der anderen Seite codierung zu erzielen, Vergleich mit dem ande an die Antennenspule ai
wicklungen wird zu ein "Loran C"-System werde: Phasenumkehr von aufei
in den beiden Sätzen v< det.
aufweisen. Die nichterregte Primärerregten Primärwicklungen kann bzw.
Schaltkreis bleiben und beeinflussen ht. Die Spannung, die in der nichterder
in den nichterregten Primärwickist relativ niedrig im Vergleich mit r erregten Wicklung erzeugt wird, und
Thyristoren zu bekommen, die eine fgrund deren sie in der Lage sind, der
Lung im "Aus"-Zustand zu wiederstehen.
Thyristoren führt dazu, daß jeder hterregte Wicklung in beiden Stromrt
wird. Ein Schalter, der einen einzi-
Diode aufweist, derart, wie er oben unerwünscht, da die Diode in einer Rich-
nordnung ist die Antennenspule zusammen märwicklungen vorgesehen, wobei ein
r Antennenspule und der andere Satz ngeordnet ist. Um die Phasenumkehrist ein Satz von Primärwicklungen im
en Satz in entgegengesetzter Phase gekoppelt, und nur ein Satz von Primärm jeweiligen Zeitpunkt erregt. In einem
zur Erzielung einer abwechselnden anderfolgenden Impulse die Schalter
η Primärwicklungen abwechselnd gezün-
In einer anderen mecha im Abstand von den Spu!
zweiten Primärwicklung ischen Anordnung ist die Antennenspule en angeordnet, welche die ersten und
η bilden, und es ist eine Kopplungs-
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schaltung bzw. ein Kopplungskreis vorgesehen, die bzw. der
eng an die Primärwicklungen angekoppelt ist, um Energie von der erregten Primärwicklung in den Antennenkreis einzukoppeln.
Ein derartiger Kopplungskreis bzw. eine derartige Kopplungsschaltung kann ein Reihenkreis bzw. eine Reihenschaltung haben,
worin Kopplungsspulen an die beiden Sätze von Primärwicklungen angekoppelt und in Reihe mit der Antenne verbunden sind. Wie
vorher befinden sich die nichterregten Primärwicklungen in
offenen Schaltkreisen und wirken nicht auf die Impulserzeugung
ein. Ein Thyristor-Kurzschlußschalter kann zum Kurzschließen der Kopplungsspule der inoperativen Einheit vorgesehen sein.
Das ermöglicht es, einen Thyristor-Dioden-Schalter für die Impulserregung zu verwenden. Ein derartiges Kurzschließen der
Kopplungsspule schaltet auch das -rr -Problem aus.
Die vorstehend beschriebenen Anordnungen erfordern zwei Primärwicklungen
(oder zwei Sätze von Primärwicklungen), die in Übereinstimmung mit der erforderlichen Phase des gesendeten bzw..
übertragenen Impulses wahlweise erregt werden. Es ist jedoch auch möglich, nur eine Primärwicklung (oder einen Satz von
Primärwicklungen) zu verwenden, indem man zwei Ladeschaltungen
zum Laden des Kondensators in der Primärwicklung (oder der Kondensatoren in den Primärwicklungen) auf ein Potential der
einen Polarität oder der anderen Polarität vorsieht, so daß durch Auswahl der Ladeschaltung und demgemäß der Polarität
des Potentials am Kondensator oder an den Kondensatoren die Phase des ausgestrahlten Impulses ausgewählt werden kann« Infolgedessen
können in einem Impulsgenerator der oben beschriebenen Art, welcher eine triggerbare Schaltereinrichtung zum
Entladen eines Kondensators in dem oder in jedem Schwingkreis aufweist, zwei getrennte Ladeschaltungen mit Einrichtungen zum
wahlweisen Betrieb der einen oder der anderen Ladeschaltung zum Zwecke des Ladens des Kondensators in dem die Primärwicklung auf-
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weisenden Schwingkreis vorgesehen sein. Eine Mehrzahl von Primärwicklungen kann parallel von der ausgewählten Lade
schaltung geladen werden, für alle Primärwicklungen
Thyristoren
In einer Anordnung, die weise auf die eine oder besitzt vorzugsweise die
Schwingkreis zwei ritäten mit einer oder des anderen der Polarität der Ladung auf
sind, daß der andere zündet wird. Dadurch wird an einen Thyristor angele
spannung besitzt, was führen könnte. In einigen einzigen langen Zündimpul
efinen Kondensator aufweist, der wahlandere Polarität aufgeladen wird,
Dchaltereinrichtung im primären
, die mit entgegengesetzten PoIa-Einrichlttung zum wahlweisen Triggern des einen
Thyristoren in Übereinstimmung mit der iem Kondensator sowieso angeordnet
Thyristor einen Halbzyklus später gevermieden, daß eine Zündspannung t wird, der eine umgekehrte Anodenandjerenf
alls zur Zerstörung des Thyristors Fällen jedoch ist es möglich, einen
s an beide Thyristoren anzulegen.
Die Erfindung wird nächst
spielen, die in den Figur stellt sind, näher erläut
Fig. 1 einen Teil
für ein Funkna
Fig. 2 und 3 erläute die Spannung kreises bzw. der Fig. 1
Fig. 4, 5 und 6 je eine
der in der Schaltung kann;
505 so daß die beiden Ladeschaltungen dienen.
shend an bevorzugten Ausführungsbeisn der Zeichnung im Prinzip darge-
>rt. Es zeigen:
eines Impulsübertragers bzw. -senders vigationssystera;
rnde WellenformendarStellungen, welche
über dem Kondensator eines Schwingel ie Antennenspannung in der Schaltung
ver anschaulichen;
Form eines triggerbaren Schalters, der Fig. 1 verwendet werden
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Fig. 7 eine schematische Veranschaulichung einer 90°-
Verzögerungsleitung und eines Schalters zum Umkehren der Aktion eines Schalters;
Fig. 8 und 9 zwei äquivalente Formen einer Schaltung, in der eine 90°-Voreilschaltung und ein Schalter
zum Umkehren der Aktion eines Schalters verwendet ist;
Fig. 10, 11 und 12 drei Formen von Dämpfungsschaltungen;
Fig. 13 eine Spule mit einer einzigen Windung, die in vier Abschnitte aufgeteilt ist;
Fig. 14 eine Veranschaulichung der Art, wie vier Abschnitte der Spule der Fig. 13 parallel geschaltet werden
können;
Fig. 15 eine bevorzugte Ausbildung einer Triggerschaltung;
Fig. 16 ein Blockschaltbild zur Veranschaulichung einer Zeitgebungs-Steuerschaltung;
Fig. 17 einen Schwingkreis, der eine Anzahl von getrennten
Wicklungen besitzt;
Fig. 18 eine schematische Veranschaulichung einer mechanischen Anordnung der Schaltung der Fig. 17;
Fig. 19 eine Blockdarstellung eines Funknavigationssystems;
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Fig. 20, 21 und 22 drei alternative Anordnungen für die
Phasenumkehrcodierung eines Impulses von einem Impulsübertrager bzw. -sender in einem Funknavigationssystem,
wie beispielsweise im "Loran C"-System;
Fig. 23 einen Querschnitt in einer Diametralebene parallel
zur Achse eines zylindrischen Spulenaufbaus;
Fig. 24 eine schematische Seitenansicht, welche die Anordnung der Spulenabschnitte der Primärwicklung
und des Spulenaufbaus der Fig. 23 veranschaulicht;
Fig. 25 eine Aufsicht von unten auf eine andere Ausbildungsform des Spulenaufbaus;
Fig. 26 einen Querschnitt durch den Spulenaufbau der Fig. 25;
Fig. 27 eine schematische perspektivische Darstellung eines Abschnitts eines Primärwicklungsaufbaus, der in
dem Spulenaufbau der Fig. 25 und 26 anwendbar ist;
Fig. 28 ein Diagramm, das den Verlauf einer der Windungen des Spulenaufbaus der Fig. 27 zeigt;
Fig. 29, 30 und 31 erklärende Schaltbilder zum Erläutern
des Spulenaufbaus der Fig. 25 bis 28;
Fig. 32 eine Abwandlung eines Spulenabschnitts, der in der Anordnung der Fig. 25 verwendet wird;
Fig. 33 und 34 Diagramme, die eine andere Ausbildungsform
des Spulenaufbaus veranschaulichen; und
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Fig. 35 einen Leistungsverstärker und einen Antennenkreis für einen Hochfrequenzsender mit kontinuierlichen
Wellen.
Die Erfindung ist insbesondere bei Impulsübertragern bzw. -sendern
für hohe Leistung anwendbar, und vor der Erläuterung von bevorzugten Ausführungsformen von Spulenkonstruktionen, die in
einem Hochleistungssender verwendet werden können, · erscheint es zweckmäßig, zunächst die Impulserzeugungsschaltung näher
zu erläutern.
In Fig. 1, in der in schematischer Form die Komponenten dargestellt sind, die für die Erläuterung des Betriebs einer Ausführungsform
des Hochfrequenzimpulsübertragers bzw. -senders erforderlich sind, bedeutet 10 eine Versorgungsquelle für
Gleichstromleistung, die typischerweise eine Spannung von 600 V zur Verfugung stellt und dazu benutzt wird, einen Kondensator
11 in einem Schwingkreis zu laden, der von dem Kondensator Il und der Primärwicklung 12 gebildet wird; der Schwingkreis
wird durch einen in zwei Richtungen wirkenden (bidirektionellen) Schalter vervollständigt, der eine Diode 13 aufweist
sowie einen Thyristor 14, der von einem Triggereingang 15 triggerbar ist. Typischerweise ist der Schwingkreis auf
eine Frequenz der Größenordnung von 100 Hz abgestimmt. Der Kondensator 11 wird von der Gleichstromquelle 10 über eine
Resonanzladeschaltung niedriger Frequenz geladen, und zwar wird der Kondensator 11 bei dieser niedrigen Frequenz für einen
Halbzyklus geladen. Diese Resonahzladeschaltung niedriger Frequenz weist eine mit einem Eisenkern versehene Induktanz
auf, die mit dem Kondensator 11 einen Kreis bildet, der in diesem speziellen Fall eine Resonanzfrequenz von etwa 80 Hz
besitzt. Infolgedessen hat ein Halbzyklus dieser niedrigen Frequenz eine Dauer von 6250 MikrοSekunden. Die Ladeschaltung
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wird durch einen Schalter vervollständigt, der einen Thyristor 17 aufweist, welcher durch einen Triggerimpuls von einer
Triggerschaltung 18 über einen Transib rmator 19 getriggert
wird. Eine Diode 20 ist in Reihe mit dem Thyristor geschaltet, wodurch' die Möglichkeit einer Stromumkehr oder eines Durchbruchs
im Thyristor 17 verhindert wird. Die Ladeschaltung besitzt ein Überlastungsrelais 21, das normalerweise geschlossene
Kontakte 22 aufweist, die einen Nebenschlußweg über einen Kondensator 23 bilden, wobei dieser Nebenschlußweg einen Widerstand
24 kleiner Größe und eine Induktionsspule 25 von ebenfalls kleiner Größe beinhaltet. Das Uberlastungsrelais besitzt
eine Betätigungsspule 26, durch welche der Ladestrom vom Kondensator 11 hindurchgeht.
Eine Stoßspannungsdämpfungsanordnung umfassend eine Diode 27 und einen Widerstand 29 ist im Nebenschluß zur Ladeschaltung
bzw. zum Ladekreis geschaltet. Eine Reiheninduktanz 28 ist im Ladekreis zwischen den Kondensator 11 (und die Dämpfungsanordnung)
geschaltet, und diese Reiheninduktanz 28, die eine Induktionsspule sein kann, besitzt eine Induktanz niedriger
Größe im Vergleich mit der Induktanz der mit einem Eisenkern versehenen Induktionsspule 16, jedoch hat die Induktanz 29
einen Induktanzwert großer Größe im Vergleich mit der Induktanz des Schwingkreises. Die Induktanz 28 dient als Glättungsfilter
für Stoßspannungen und als Isolationsimpedanz, Welche
verhindert, daß die Hochfrequenzschwingungen im Schwingkreis zurück in den Ladekreis gelangen können. Der Antennenkreis
bzw. die Antennenschaltung ist reihenabgestimmt und weist eine Sekundärwicklung 30 auf, die an die vorerwähnte Primärwicklung
12 in Reihe mit einem Kondensator 31 und einem Widerstand 32 angekoppelt ist; dieser Kondensator und Widerstand
sind die Antennenkapazität und der Antennenwiderstand.
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Zum Dämpfen des Schwingkreises ist ein Dämpfungswiderstand 33 vorgesehen, der in eine Schaltung eingefügt ist, die eine
Wicklung 34 aufweist, welche ihrerseits an die Primärwicklung
12 angekoppelt ist, sowie einen triggerbaren Schalter 35, der weiter unten in näheren Einzelheiten erläutert wird. Zum
Dämpfen des Antennenkreises ist ein Widerstand 36 in einem
Dämpfungskreis bzw. einer Dämpfungsschaltung vorgesehen, der
bzw. die eine Wicklung 37 aufweist, welche an die Sekundärwicklung 30 angekoppelt ist, sowie einen triggerbaren Schalter
38. Die Schalter 35 und 38 werden durch eine Triggereinheit
39 gesteuert.
Bevor der Betrieb der Schaltung der Fig. 1 in näheren Einzelheiten
erläutert wird, sei kurz bemerkt, daß der Kondensator 11 von der Gleichstromquelle 10 über einen Resonanzkreis niedriger
Frequenz geladen wird, so daß er auf eine Spannung aufgeladen werden kann, die das Zweifache der Spannung der Gleichstromquelle
10 beträgt, was beim vorliegenden Ausführungsbeispiel eine Ladespannung von 1200 V bedeutet. In einem geeigneten
Zeitpunkt wird dieser Kondensator 11 durch den Thyristor 14 und die Diode 13 (die eine Sehaltereinrichtung niedrigen Verlustes
bilden) und die Primärwicklung 12 (die eine Induktanz niedrigen Verlustes darstellt) entladen, so daß ein Schwingungsstrom in der Primärwicklung 12 bei der Resonanzfrequenz des
Schwingkreises erzeugt wird. Der Antennenkreis ist ein Reihenresonanzkreis, der an die Primärwicklung angekoppelt ist. Diese
Kopplungsanordnung ist einem Reihenresonanzkreis bzw. einer Reihenresonanzschaltung im Nebenschluß mit der Primärwicklung
äquivalent, in welcher die Induktanz dieses Serienresonanzkreises bzw. dieser Serienresonanzschaltung gleich der Primärinduktanz
multipliziert durch das Inverse des Quadrats des Kopplungskoeffizienten ist. Bei dieser Kopplung wird die
Primärenergie abwechselnd von der Primärwicklung zur Sekundärwicklung und zurück übertragen, wobei die Frequenz der Übertra-
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gung von dem Kopplungskoeffizienten abhängt. Es kann gezeigt
werden, daß dann, wenn die Primär- und die Sekundärwicklung ihre Resonanzfrequenz bei 100 kHz haben und wenn die Leistungsspitze
der Sekundärwicklung in fünf Zyklen erreicht wird, der Kopplungskoeffizient 10 % sein sollte.
in Fig. 2 ist der Spannungsverlauf über dem Schwingkreis dargestellt.
In dieser Figur ist die Zeitskala nicht gleichförmig, sondern die Ladezeit ist in einer stark reduzierten Zeitskala
verglichen mit der Zeitskala, die zur Veranschaulichung der Hochfrequenzwellenform benutzt wird, dargestellt. Die
Impulse treten bei diesem speziellen Ausführungsbeispiel bei einer Frequenz von 100 Hz auf, und infolgedessen ist die
Zyklusperiode für die Impulse 10 000 MikrοSekunden. Wie oben
bereits festgestellt wurde, beträgt die Zeit zum Laden typischerweise 6250 MikroSekunden. Der Ladestrom ist in Fig. 2
zwischen den Punkten A und B dargestellt und ist ein Halbzyklus bei der Resonanzfrequenz der Ladeschaltung mit niedriger
Resonanzfrequenz. Die resultierende Spannung am Ende dieses Halbzyklus beträgt ungefähr das Doppelte der Versorgungsspannung.
Nach Vollendung eines Schwingungshalbzyklus bei dieser niedrigen
Frequenz will der Strom umkehren, und diese Umkehr wird sowohl durch die Reihendiode 20 als auch durch den Thyristor 17 blockiert
Die Abweichung vom Zweifachen der Versorgungsspannung hängt von den Verlusten in der Induktanz 16 und dem Schalter 17 ab, jedoch
können diese Verluste durch richtige Wahl der Schaltungselemente in der Serienresonanz-Ladeschaltung klein gehalten
werden.
Am Punkt C, an dem der Thyristor 14 gezündet wird, typischerweise
7000 msec nach dem Beginn des Zyklus, beginnt die Hochfrequenzschwingung. Die Energie im Primär- oder Schwingungskreis wird auf den angekoppelten Sekundär- oder Antennenkreis
übertragen und von diesem absorbiert, und die Spannungswellen-
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form im Antennenkreis ist in Fig. 3 dargestellt. Die Sekundärwicklung
30 hat vielmehr Windungen als die Primärwicklung, und infolgedessen ist die Spannung, die schließlich von den Hochfrequenzschwingungen
im Antennenkreis erreicht wird, viel höher als im Primärkreis, und zwar typischerweise in der Größenordnung
von 20 000 bis 30 000 V. Wie bereits früher erläutert wurde, wird die Energie bei einer Frequenz, die in diesem
speziellen Ausführungsbeispiel 5 kHz beträgt, abwechselnd von der Primärwicklung zur Sekundärwicklung und wieder zurück verlagert.
Jeder Zyklus bei dieser Frequenz entspricht infolgedessen 20 Zyklen der Hochfrequenzenergie. An der Nullstelle
bei jedem Halbzyklus dieser abwechselnden Verlagerung der Energie findet eine Phasenumkehr statt. Das ist keine wünschenswerte
Charakteristik, und auch die lange Verzögerung bei der Unterdrückung des Impulses ist nicht wünschenswert. Infolgedessen
wird die Dämpfung durch Schließen der Schalter 35 und 38 an der Spitze der Antennenspannung eingeschaltet, d.h. beim
fünften Zyklus der Hochfrequenzschwingung. Der schnelle Dreizyklenanstieg
im Antennenkreis führt zu einem Signal, das eine gute Zyklusidentifikation am Empfänger und die Ausschaltung
von Raumwellenstörungen bzw. -Überlagerungen des für den Phasenvergleich benutzten Signals ergibt. Die Dämpfung
wird so gewählt, daß das gesamt Q des Schwingungskreises im gedämpften Zustand eine gewünschte Impulsform ergibt.
Fig. 4 veranschaulicht eine Anordnung zum Verwenden eines Thyristors
zum Zwecke des Schaltens eines Wechselstroms. In Fig. wirkt ein Thyristor 40 als Wechselstromschalter zwischen den
Anschlüssen 41, 42, indem er als diagonales Element über eine Brückenschaltung, die von vier.Dioden 43, 44, .45 und 46 ge-:
bildet ist, geschaltet wird. Durch einen Kondensator 47 kann ein Nebenschluß zum Thyristor gebildet werden. Die Fig. 5
veranschaulicht eine andere Ausführungsform eines Wechselstromschalters, in der zVei Thyristoren 50, 51 aufeinanderfolgend
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im Nebenschluß zwischen Anschlüssen 52, 53 angeordnet sind. In der Anordnung der Fig. 5 müssen die beiden Thyristoren
im geeigneten Augenblick gezündet werden. Es ist möglich, einen der Thyristoren durch eine Diode zu ersetzen, so daß nur ein
einziger Triggereingang erforderlich ist, jedoch führt ein Hochstromthyristor zu einem geringeren Verlust als eine Hochspannungs-Hochstrom-Diode,
wenn man von den derzeitig verfügbaren Ausführungen dieser Ausrüstungen ausgeht. Fig. 6 zeigt
eine bevorzugte Ausführungsform eines Schalters, der unter Verwendung von zwei Thyristoren aufgebaut ist, aber nur einen
einzigen Triggereingang erfordert. Nach Fig. 6 ist die Anordnung so gewählt, daß die Primärwicklung 12 und der Schwingkreiskodensato'r
11 zusammen mit zwei Thyristoren 60, 61 im Nebenschluß aufeinanderfolgend im Schwingkreis liegen. An den
Triggereingang des Thyristors 60 wird ein Triggersignal angelegt.
Der Thyristor 61 wird von der resultierenden Hochfrequenzschwingung getriggert, und zwar durch eine Triggerschaltung,
die einen Widerstand 63» typischerweise von 20 Ohm, und eine Diode 64 aufweist.
Die Schaltungen der in den Fig. 4 und 5 gezeigten Ausführungsform können als die Schalter 35 und 38 zum Schalten im Dämpfungskreis bzw. in der Dämpfungsschaltung verwendet werden. Die
Dämpfung des Schwingkreises kann dadurch bewirkt werden, daß man einen Widerstand direkt in den Nebenschluß über die Kapazität
und die Induktivität des Schwingkreises schaltet. Jedoch führt diese Maßnahme in der Praxis wegen der hohen Spannungsveränderungsrate
zu Schwierigkeiten. Die an einen Thyristor im ausgeschalteten Zustand angelegte Hochfrequenzspannung wird
durch die ^r- -Bemessung des Thyristors begrenzt. Darüber hinaus
ist es wünschenswert, daß der Schalter während der ersten 50 Mikrosekunden des Impulses, d.h. also während der ersten fünf
Zyklen, offen und verlustlos ist. Eine höhere Spannungsbemessung kann man dadurch erhalten, daß man Thyristoren in Reihe benutzt,
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jedoch wird dadurch das Triggern kompliziert. Es ist daher zu bevorzugen, eine gekoppelte Anordnung, wie sie in Fig. 1 dargestellt
ist, zu verwenden. In gleicher Weise kann die Dämpfung im Antennenkreis dadurch erzielt werden, daß man in den Antennenkreis
einen Dämpfungswiderstand mit einem über den Dämpfungswiderstand im Nebenschluß gelegten Schalter einfügt, so daß man
den Widerstand kurzschließt, wenn keine Dämpfung erforderlich ist. Auch hier entsteht jedoch die Schwierigkeit der hohen
Spannung am Thyristor.
Die Fig. 7 veranschaulicht die Verwendung von einer Dreielement-90°-Verzögerungsleitung
zum Umkehren der Wirkung eines Schalters, wie er im Antennenkreis zur Dämpfung Verwendung finden
kann. Es sei im einzelnen auf Fig. 7 Bezug genommen, nach welcher die Verzögerungsleitung durch eine T-Schaltung gebildet
wird, die zwei Reiheninduktanzen 70, 71 und eine Nebenschlußkapazität
72 aufweist, welche so angeordnet sind, daß sich eine Verzögerung um 90° bei der Hochfrequenz ergibt. Die Verzögerungsleitung
ist in Reihe mit der Antennenkapazität 31 und der Sekundärwicklung 32 geschaltet. Ein Thyristorschalter
Ik in Reihe mit einem Widerstand 75 ist über das andere Ende
der Verzögerungsleitung geschaltet. Wenn der Schalter geöffnet ist, dann ist die wirksame Impedanz zwischen der Leitung 76
und der Verbindung der Wicklung 30 und der Induktanz 70 gleich
Null·. Wenn der Schalter dagegen geschlossen ist, ;Lst diese Impedanz gleich Z /R , wenn die Impedanzen 70, 71 und 72 alle
gleich Z sind, wobei R die Größe des Widerstandes 75 bedeutet. Infolgedessen ist der Schalterverlust Null, wenn die Dämpfung
ausgeschaltet ist.
Die Fig. 8 veranschaulicht eine andere Schaltung, die zum Schalten
einer Impedanz im Antennenkreis verwendet werden kann. Die Anordnung der Fig. 8 benutzt eine 90°-Voreilschaltungf mit der
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die Verzögerungsschaltung der Fig. 7 ersetzt ist. Diese 90°- Voreilschaltung wird durch eine T-Schaltung mit Reihenkapazitäten
80, 81 und einer Nebenschlußinduktanz 82 gebildet. Ein Ende dieser Voreilschaltung ist in Reihe mit der Antennenkapazität
31 und der Wicklung 30 geschaltet, während über das andere Ende der Voreilschaltung ein Thyristor 83 in Reihe mit
dem Widerstand 84 geschaltet ist. Diese Voreilschaltung invertiert nicht nur die Wirkung des Schalters, sondern sie dient
auch dazu, die an den Schalter angelegte Spannung auf einen günstigeren Wert zu verändern. Wiederum ist der Schalterverlust
Null, wenn die Dämpfung ausgeschaltet ist. Fig. 9 zeigt ein gekoppeltes Äquivalent der Schaltung der Fig. 8, wobei eine
Induktanz 90 und eine Kapazität 91 in einen Reihenkreis mit einem Widerstand 92 und einem Thyristorschalter 93 geschaltet
sind, und wobei ferner die Induktanz 90 an die Antennenwicklung 30 angekoppelt ist. Verwendet man eine gekoppelte Schaltung,
so ist es wiederum möglich, die Spannung am Schalter wesentlich herabzusetzen, wodurch die Schwierigkeiten vermieden werden,
die sich aufgrund der beschränkten Bemessung des Thyristors ergeben.
In einem Reihenresonanzkreis ist es erwünscht, einen Reihenwiderstand
zum Dämpfen einzufügen, und in einem Parallelresonanzkreis ist es wünschenswert, einen Parallelwiderstand zum
Dämpfen einzufügen. Die Fig. 10 veranschaulicht in schematischer Form einen Paralleldämpfungskreis, in dem ein Widerstand 100
und ein Thyristorschalter 102 als Dämpfung über einen abgestimmten Kreis geschaltet sind, der einen Kondensator 103 und
eine Induktivität 104 aufweist. Die Fig. 11 veranschaulicht ein gekoppeltes Äquivalent des Kreises der Fig. 10. Der abgestimmte
Kreis weist, wie vorher, einen Kondensator 103 und eine Induktivität 104 auf. An die Induktivität 104 ist eine
Induktivität 105 mit einem Dämpfungskreis angekoppelt, der
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seinerseits eine Induktivität 106 und eine Kapazität 107sowie
einen Widerstand 108 und einen Thyristorschalter 109 umfaßt. Die Spulen sind eng gekoppelt, damit das gewünschte
Transformationsverhältnis erzielt wird, das typischerweise ein 30 : 1 Herabsetzungsverhältnis im Sender bzw. Übertrager
bei Verwendung von Spannungen, wie sie oben als Beispiele gegeben worden sind, sein sollte. Eine lose Kopplung würde
eine Lekageinduktanz einführen, welche die Umhüllung der Impulswellenform
in nachteiliger Weise verändern kann. Die Fig. 12 zeigt ein direkt gekoppeltes Äquivalent der Schaltung der Fig»
11. In Fig. 12 ist eine Kapazität 110 und eine Induktivität 111 gezeigt, die jeweils die Kapazität 31 und die Induktivi- '
tat 30 des Antennenkreises sein können. Die Schaltung der
Fig. 12 weist eine T-Kopplungsschaltung auf, welche drei Induktionsspulen
112, 113 und 114 von gleicher Größe besitzt, wobei sich eine Kopplung über eine Induktivität 115 an Anschlüsse
116 und 117 ergibt, zwischen die der Schalter gelegt ist. Dieser Schalter weist eine Induktivität 118 und eine Kapazität
119 sowie einen Widerstand 120 und eine triggerbare Schaltereinrichtung 121 auf.
Wie vorstehend erwähnt ist eine enge Kopplung zur Vermeidung
jeder Lekageinduktanz wünschenswert, wenn die Dämpfungskreise an den Schwingkreis und den Antennenkreis angekoppelt-sind.
Eine Spule von einer einzigen Windung im Dämpfungskreis kann eine Spannung geben, die für ein vorteilhaftes Schalten durch
die Schalterkreise 35» 38 zu groß ist. In diesem Falle kann die
Kopplungsspule im Dämpfungskreis in eine Anzahl von Abschnitte unterteilt werden, wie sie beispielsweise in den Fig. 13 und
14 veranschaulicht sind. In Fig. 13 ist eine Spule mit einer einzigen Windung in vier Abschnitte 130, 131, 132 und 133
mit radialen Leitungen an den Enden jedes Abschnitts unterteilt. Die Abschnitte sind parallel geschaltet, wie in Fig. 14 veranschaulicht
ist, und zwar jeder Abschnitt mit einem zugehörigen
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Dämpfungswiderstand 135. Ein Thyristorschalter I36 ist über diese
Parallelschaltung geschaltet.
Die Spannung jedes Abschnitts ist proportional zum Bereich
bzw. der Fläche des Abschnitts multipliziert durch die Anzahl von Windungen jedes Abschnitts. Infolgedessen besitzt eine
Spule, die einen einzigen Abschnitt hat, der eine vollständige Windung aufweist, eine Spannung, die das "n"-fache der Spannung
von jedem der "n" identischen Abschnitten einer vollständigen
Windung beträgt. Die Abschnitte werden dadurch installiert, daß man enge Paralleldrähte als Radialleitungen benutzt, wobei
jedes Paar gleichen- Strom in entgegengesetzten Richtungen
hat, so daß der effektive Nettostrom des Radialleitungspaares Null ist. Die Paralleldrahtradialleitungen bilden daher ein
Mittel, eine Spule einer einzigen Windung mit Spannungsanzapfungen zu versehen,, ohne das Äquivalent bzw. die Restdämpfung
zu verändern. Eine alternative Erläuterung ergibt sich durch die Tatsache, daß ein geschlossener Kreis, der eine Nullfläche
bzw. einen Nullbereich hat, auch eine Nullinduktanz besitzt, und infolgedessen weist ein Paar paralleler Drähte, die gleiche
Ströme aufweisen und einen Nullbereich bzw. eine Nullfläche umschließen, eine Nullinduktanz auf.
Die Anzapfung einer Spule mit einer Windung durch Verwendung von parallelen Radialleitungen kann entweder durch einwärts
verlaufende oder durch auswärts verlaufende Radialleitungen erzielt werden. Im Falle von auswärts verlaufenden Radialleitungen
wird das Äquivalent einer zweiten äußeren Spule mit einer einzigen Windung ausgebildet. Eine enge kurzgeschlossene
äußere Spule reduziert die Induktanz dieser äußeren Windung auf im wesentlichen Null. Eine praktische kurzgeschlossene
Windung ist im Effekt ein Abschirmungsmetallkolben bzw. eine Abschirmungsmetallröhre.
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Eine weitere Erläuterung des Spulenaufbaus soll weiter unten
erfolgen. Bevor das jedoch geschieht, erscheint es zweckmäßig, die Triggerschaltung sowie die Art und Weise der Steuerung der
Triggerschaltung in einem Funknavigationssystem in näheren Einzelheiten zu erörtern.
Die Fig. 15 veranschaulicht eine bevorzugte Ausführungsform einer Triggerschaltung zum Triggern des Thyristorschalters. In
Fig. 15 wird der Eingangsimpuls zum Einleiten des Triggerns
an die Eingangsanschlüsse 146, 147 angelegt, die Anschlüsse der Eingangsschaltung darstellen, welche ihrerseits einen
Reihenwiderstand 148 und eine Nebenschlußinduktivität 149 aufweist, wobei letztere über den Basis-Emitter-Kreis eines
npn-Transistors 150 geschaltet ist, der in bekannter Weise an einen pnp-Transistor 151 zur Ausbildung eines Thyristoräquivalents
angekoppelt ist. Der Drosselspuleneingang stellt sicher, daß dieses Äquivalent eines Transistors nicht aufgeschaltet
bleiben kann. Die beiden Transistoren 150, 151 bilden einen Schalter für einen weiteren Transistor 153, der in einen
Schwingkreis geschaltet ist, welcher seinerseits einen Kondensator 154 und eine Primärwicklung 155 e.ines mit einem Eisenkern
versehenen Transformators aufweist, wobei letzterer eine Ausgangswicklung 156 besitzt, von der die Triggersignale einem
geeigneten Thyristor zugeführt werden. Da der Strom durch die Schalttransistoren 150, 151 nicht umgekehrt werden kann, dauert
die Oszillatorentladung nur einen Halbzyklus. Lediglich ein Viertel eines Zyklus ist ein positives Triggersignal , und die
Schaltung stellt infolgedessen einen kurzen und starken Triggerimpuls zur Verfügung. Der Kondensator wird mittels eines konstanten
Stromes wiederaufgeladen, damit sich eine minimale Aufladungszeit ergibt.
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Die Fig. 16 veranschaulicht in einem Blockschaltbild die Steuerung der Triggerschaltungen für die verschiedenen Schalter.
Ein Oszillator 160 liefert Signale zu einem digitalen Teiler 161, der Ausgangssignale in Zeitgebungstore 162 einspeist,
so daß man einen ersten Triggerausgang 163 für die Schwingkreissteuerung 15, einen zweiten Triggerausgang 164
für die Dämpfungsschaltersteuerung 39 und einen dritten Triggerausgang 165 für die Ladesteuerung 18 erhält. Durch die Verwendung
einer digitalen Teilerschaltung wird ein genauer Zeitablauf der verschiedenen Schalter erzielt. Für die Ladeschaltung
ist die Dauer des Triggerimpulses lang, jedoch kürzer als die gesamte Ladezeit; der lange Impuls ist erforderlich, da
der Thyristorstrom für ein Sich-Aufschalten des Thyristors
zu niedrig ist. Zum Schalten des Schwingkreises und der Dämpfungskreise bzw. -schaltungen können die Triggerimpulse für das erforderliche
Schließen und Einrasten der Schalter kurz sein, da die Schalterhochfrequenz-Hochstrom-Wechselstrom-Schalter
sind. Diese kurzen Impulse lassen sich jedoch leicht·mit einer digitalen Zeitgebungsschaltung der Art erzielen, wie sie in
Fig. 16 veranschaulicht ist.
Der Schalter zum Bewirken der Oszillatorentladung des Schwingkreises
muß ein schneller Einschalter sein, und er muß eine
di *
hohe -^r -Fähigkeit haben sowie einen geringen Verlust und eine
hohe Durchbruchsspannung. Die Durchbruchsspannung kann dadurch
erhöht werden, daß man Einheiten in Reihe verwendet. Jedoch wird dadurch der Spannungsabfall und der Verlust erhöht, wenn
der Schalter eingeschaltet ist. Parallele Einheiten zur Erhöhung der -Tr· -Fähigkeit sind daher in der Praxis schlecht,
weil es schwierig ist, eine gleichmäßige Verteilung auf jede Einheit zu erreichen. Die Verwendung eines großen Thyristors,
der ein hohes Stromverhältnis hat, führt nicht zu einer proportionalen Erhöhung des ^r- . Darüber hinaus ist die Schalt
geschwindigkeit von großen Thyristoren allgemein langsamer
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als bei kleinen Thyristoren. Es ist daher wünschenswert, eine Schaltungsanordnung zur Verfügung zu haben, in der eine Anzahl
von Thyristoren mit einer hohen Spannungsbemessung in einer solchen Weise angeordnet sind, daß man getrennte Schaltungen bzw. Kreise erhält, die eine gleiche Verteilung des
Strom auf jeden Thyristor ergeben. Infolgedessen i.st es vorteilhaft, einen gekoppelten Schwing- und Antennenkreis zu
verwenden, wobei der Schwingkreis ein Paar Spulen aufweist, die symmetrisch an die Antennenspule angekoppelt sind. Jede
dieser Spulen im Schwingkreis besitzt acht getrennte und symmetrisch vorgesehene Wicklungen. Eine solche Anordnung
ist in den Figuren 17 und 18 veranschaulicht. Jede der sechzehn getrennten Wicklungen im Schwingkreis besitzt ihren eigenen
Kondensator und Schalter.
Es sei nun auf Fig. 17 Bezug genommen, in der ein Teil des Schwingkreises mit der einen Eisenkern aufweisenden Induktanz
in der Ladeschaltung dargestellt ist. Der Schwingkreis besitzt sechzehn parallele Schwingkreise, von denen jeder eine Primärwicklung
170 mit deren zugeordnetem Schalter 171 und einem über die Primärwicklung und den Schalter geschalteten Kondensator
172 aufweist. Die Primärwicklungen sind, soweit die Hochfrequenzen betroffen sind, durch Hochfrequenzdrosselspulen
173 voneinander isoliert, obwohl sie über ihre jeweiligen Drosselspulen 173 parallel zur Ladeschaltung 174 geschaltet
sind.
Die mechanische Anordnung ist in Fig. 18 gezeigt, und zwar sieht man hier die Sekundärwicklung 180 im Antennenkreis, die
zwischen die Antenne 181 und Masse bzw. Erde 182 geschaltet. ist. Diese Sekundärwicklung besitzt eine zugehörige gekoppelte
Wicklung 183, die für eine Dämpfungsschaltung in vier Abschnitte aufgeteilt ist, wie mit Bezugnahme auf die Fig. 1 und
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8 -
2U2693
lgkreis weist zwei Spulen 185,
Ltor und Schalter hat. Die
14 näher erläutert worden ist; d einen Dämpfungssteuereingang, de
stellt ist, gesteuert. Der Schwi 186 auf, und zwar ist je eine au:
spule und symmetrisch mit Bezug
dieser Spulen 185, 186 besitzt a< denen jede ihren eigenen Kondens Schwingkreissteuerschalter sind
und werden durch einen gemeinsam gesteuert. Die Dämpfung wird in < erzielt, und zwar, wie schematise durch den Widerstand 189 und den Dämpfungssteuereingang gesteuert tung ist, abgesehen davon, daß d< zum Steuern des Schalters 17 in ( ansonsten in Fig. 18 nicht darges
dieser Spulen 185, 186 besitzt a< denen jede ihren eigenen Kondens Schwingkreissteuerschalter sind
und werden durch einen gemeinsam gesteuert. Die Dämpfung wird in < erzielt, und zwar, wie schematise durch den Widerstand 189 und den Dämpfungssteuereingang gesteuert tung ist, abgesehen davon, daß d< zum Steuern des Schalters 17 in ( ansonsten in Fig. 18 nicht darges
Nachfolgend sei ein typisches BeJ Bemessungs- und Betriebswerte eir
Senders und einer Antenne wieder^ r Steuerschalter wird durch
* schematisch bei 184 darge-
je einer Seite der Antenneniuf dieselbe angeordnet. Jede
:ht getrennte Wicklungen, von
»chematisch bei 187 angedeutet in Steuerschaltungseingang 188
509811/0 er vorher beschriebenen Weise h aus Fig. 18 ersichtlich ist,
Schalter 190, der von dem wird. Die einzige Ladeschalr Steuersignaleingang 189
er Ladeschaltung gezeigt ist, teilt.
spiel der Eigenschaften bzw. es Ausführungsbeispiels eines geben:
er effektiven Höhe von
Antenne = 91,44 m mit eir 38,406 m
Strahlungswiderstand = 0 27 Ohm Gesamtwiderstand = 1 |73 Ohm Antennen-Reihendämpfungsmiderstand = 40 0hm
Antennenkapazität = 4000 bF Resonanzfrequenz und ausgestrahlte Frequenz = 100 kHz
Schwingkreiskapazität, ge 3amt Schwingkreiskapazitäts-La
Schwingkreis-ParalleldämpjCungswiderstand
= 3,52 /UF, 16 χ 0,22 / iespannung = 1200 V
=4,5 Ohm
24A2693
Kopplungskoeffizient = 10 %
Schwingkreisspitzenstrom = 2640 Ampere, 16 χ 165
Schwingkreisspitzenstrom = 2640 Ampere, 16 χ 165
Antennenspitzenspannung = 35 600 V
Antennenspitzenstrom =89, 63 Ampere quadratischer
Mittelwert
Antennenspitzenstrahlung = 980 W
Joules pro Impuls =2,53
Joules pro Impuls =2,53
Für hundert Impulse pro Sekunde ergeben sich folgende Werte:
Watts Eingang = 253
ausgestrahlte Wattleistung in den ersten 30 msec der Impulse = 0,70 W
ausgestrahlte Wattleistung in den ersten 50 msec der Impulse = 2,67 W
gesamte ausgestrahlte Leistung = 5,4 Ii
Wattleistung, die durch Dämpfungswiderstände vernichtet werden muß = 160 W
In Fig. 19 ist schematisch ein Funknavigationssystem dargestellt,
in dem Impulsübertrager bzw. -sender der oben beschriebenen Art verwendet sind. Dieses Navigationssystem weist
eine Haupt- bzw. Steuerstation auf, die einen Haupt- bzw.
Steuer- bzw. Leitoszillator 190 und einen Impulsübertrager bzw. -sender 191 auf, der an eine Antenne 192 angekoppelt ist. Typischerweise
werden Impulse mit einer Wiederholungsfrequenz von 100 Hz bei einer Hochfrequenz von 100 kHz ausgestrahlt,
wobei die Dauer der Impulse derart ist, wie oben erläutert wurde. Im Abstand von der Haupt- bzw. Steuerstation befinden
sich zwei Nebenstationen, von denen nur eine veranschaulicht ist. Jede Nebenstation besitzt eine Empfangsantenne 193 mit
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einem Empfänger 194 zum Empfang der Signale von der Hauptbzw.
Steuerstation, damit durch diese Signale ein Mitlaufoszillator
195 gesteuert wird, der synchron mit den Hauptbzw. Steuersignalen (den Signalen von der Haupt- bzw. Steuerstation)
betrieben wird. Dieser Oszillator 195 steuert die Zeitgebung der Zyklen in den Impulsen von dem Impulsübertrager
bzw. -sender 196, der an eine austrahlende Antenne 197 angekoppelt ist, wobei der Impulsübertrager bzw. -sender
und die Antenne die oben beschriebene Ausführungsform haben. Ein Impulszeitgeber 198 steuert die Zeitgebung der Impulse
in festgelegter Zeitbeziehung mit den Haupt- bzw. Steuerimpulsen (den Impulsen von der Haupt- bzw. Steuerstation). Die
Empfangsantenne 193 besitzt eine zugeordnete Schaltung, mit welcher Steuer- bzw. Leitsignale, die aufgrund einer Wiederaustrahlung
von der Antenne der Nebenstation empfangen werden, außer Phase gebracht oder zunichte gemacht werden, so daß oar
Mitlaufoszillator 195 durch das direkt empfangene Haupt- bzw.
Steuersignal gesteuert wird.
Um bei einem beweglichen Empfänger zwischen den Signalen von den beiden Nebenstationen unterscheiden zu können, werden
die Signale von einer der Nebenstationen mit abwechselnden Impulsen gesendet, die von in gleichem Abstand vorgesehenen
Zeitintervallen um einen Halbzyklus der Hochfrequenz abweichen.
Ein Empfänger, der in Verbindung mit einem derartigen Sendersystem benutzt werden kann, kann allgemein gleichartig bzw.
ähnlich wie ein "Loran C"-Empfänger aufgebaut sein, er muß jedoch in der Lage sein, Einzelimpulse mit der erforderlichen
Rate zu empfangen und außerdem zwischen der Hauptstation und
den Nebenstationen, welche die oben beschriebene Codierung oder irgendwelche andere unterscheidende Veränderung haben, unterscheiden
können.
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In den Fig. 20, 21 und 22 sind drei alternative Anordnungen für die Phasenumkehrcodierung der Impulse von einem Impulssender
in einem Funknavigationssystem, wie beispielsweise dem "Loran C"-System, veranschaulicht.
Es sei zunächst auf Fig. 20 Bezug genommen, in der schematisch
eine Antenne 210 mit einer Antennenspule 211 und zwei Primärwicklungen
212, 213 gezeigt ist, wobei je eine der beiden letzteren Wicklungen auf jeder Seite der Antennenspule angeordnet
und an diese angekoppelt ist. Mit jeder Primärwicklung ist ein Kondensator 214 und ein Doppelthyristorschalter 215
verbunden, die den in Resonanz befindlichen Schwingkreis ver-'
vollständigen. Die Kondensatoren 214 für beide Primärwicklungen werden von einer gemeinsamen Ladeschaltung 216 aufgeladen. Physikalisch bzw. physisch kann die Anordnung gleichartig ausgebildet sein, wie die mit Bezug auf Fig. 18 oben
erläuterte Anordnung, wobei jede Primärwicklung einen Satz
von Spulen je mit einem zugehörigen Kondensator und Schalter aufweist. In der Anordnung der Fig. 20 sind die zwei Primärwicklungen
212, 213 jedoch in entgegengesetzter Phase an den Antennenkreis angekoppelt, und die Schaltersteuereinrichtungen
217 sind so angeordnet bzw. ausgebildet, daß sie einen Triggerimpuls an den Schalter 215 (oder an die Schalter 215) für die
eine oder die andere der Primärwicklungen 212, 213 abgeben,
so daß nur eine Primärwicklung erregt wird. Infolgedessen können die beiden Primärwicklungen abwechselnd erregt werden,
so daß man einen Phasenwechsel der Impulse von der Antenne erhält, wie es in Codierungsanordnungen erforderlich ist, die
in "Loran C"-Systemen angewandt werden.
In Fig. 21 ist eine andere Anordnung gezeigt, in der eine Antenne 220 mit einer Antennenspule 221 über einen Kopplungskreis 222 erregt wird, wobei letzterer eine Reihe von Kopplungsspulen 223, 224 aufweist, die eng an die beiden Primärwicklungen
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225 bzw. 226 angekoppelt sind. Die Pr imärwic kiting en und die
Kopplungsspulen können, wie später erläutert werden wird, so aufgebaut sein, daß jede Primärwicklung eine Mehrzahl von
Spulenabschnitten je mit ihrem eigenen triggerbaren Schalter
besitzt.. Die Triggerimpulse von einer Impulsquelle 227 werden über die Leitung 228 oder die Leitung 229 an die Schalter für
den einen oder den anderen Satz von Primärwicklungen 225,
226 angelegt, so daß eine ausgewählte Primärwicklung durch Entladung
von Kondensatoren durch die verschiedenen Spulen, welche die Wicklungsabschnitte bilden, erregt wird. Die beiden Primärwicklungen
225, 226 und die Kopplungsspulen 223, 224 sind so angeordnet bzw. ausgebildet, daß sich eine Kopplung mit entgegengesetzter
Phase an den Antennenkreis ergibt, so daß man eine Phasenumkehrcodierung der gesendeten Impulse erhalten
kann, indem man die eine oder die andere der Leitungen 228, <
229 zum Anlegen von Triggerimpulsen an die ausgewählte Wicklung in geeigneter Weise auswählt. Die Schalter sind Doppelthyristorschalter,
damit sichergestellt wird, daß die Spulenabschnitte für die nichterregte Primärwicklung in einem offenen
Kreis bzw. einer offenen Schaltung bleiben und infolgedessen
in keiner Weise auf die Impulserzeugung einwirken.
In der in Fig. 22 dargestellten Anordnung ist eine Antenne
230 gezeigt, die eine Antennenwicklung 231 mit einem Dämpfer 232 aufweist, der als "Schwanz"-Dämpfer bezeichnet wird, da
er zum Dämpfen des Impulsschwanzes dient. Die Antennenwicklung 231 ist an eine Mehrzahl von Primärwicklungen angekoppelt,
von denen drei bei 233» 234, 235 gezeigt sind. Es kann eine große Anzahl derartiger Primärwicklungen, beispielsweise mehrere
hundert, vorgesehen sein, von denen jede mit ihrem Kondensator und Schalter in parallelen Kreisen geschaltet sind. Einer dieser
Kreise, der die Wicklung 233 aufweist, wird nachstehend in näheren Einzelheiten erläutert. Dieser Kreis weist einen Kondensator
236 auf, der von der einen oder der anderen der beiden
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Ladeschaltungen 237, 238 entgegengesetzter Polarität aufgeladen
werden kann. Diese Ladeschaltungen sind gleichartig wie die weiter oben beschriebenen Ladeschaltungen aufgebaut, so
daß es nicht nötig ist, sie hier in näheren Einzelheiten zu beschreiben, abgesehen davon, daß es zweckmäßig erscheint,
darauf hinzuweisen, daß die beiden Ladeschaltungen getrennte
Triggereingänge bei 239 und 240 haben, wodurch jede der beiden Ladeschaltungen wahlweise zum Aufladen des Kondensators 236
benutzt werden kann. Der Primärkreis besitzt zwei Thyristoren 241, 242, die als Schalter zur Vervollständigung des Kreises
geschaltet jedoch so angeordnet sind, daß sie entgegengesetzte Polarität haben. Diese Thyristoren 241, 242 besitzen getrennte
Zündschaltungen einschließlich von Trenntransformatoren 243* 244 zum Anlegen von Triggerimpulsen. Eine Steuerschaltung
gibt Steuerimpulse zum Triggern der Ladeschaltungen und der Thyristorschalter ab. In Übereinstimmung mit der erforderlichen
Polarität des gesendeten Impulses wird die eine oder die andere der beiden Ladeschaltungen zum Aufladen des Kondensators 236
auf die erforderliche Polarität operativ gemacht, und dann wird die Oszillatorentladung durch Triggern des passenden der beiden
Thyristoren, d.h. desjenigen Thyristors, der ein solches Poten- · tial hat, daß er sofort leitet, eingeleitet. Der andere Thyristor
wird einen Halbzyklus später getriggert.
Es können relativ lange Triggerimpulse angewandt* werden, jedoch sind die Thyristoren in ihrem Betrieb ausreichend langsam,
daß sie, wenn sie getriggert sind, während der Schwingungen der Hochfrequenzimpulse gezündet bleiben, bis die Spannung auf
einen ziemlich niedrigen Wert abgesunken ist. Nach der erforderlichen Anzahl von Hochfrequenzzyklen wird der Impuls durch die
Dämpfungsschaltung 232 gedämpft.
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In den Fig. 23 und 24 ist ein Spulenaufbau dargestellt, der ein zylindrisches Formstück 310 aufweist, auf das eine Sekundärwicklung
311 gewickelt ist, welches in diesem speziellen Fall aus vier Windungen besteht. Jede Windung weist zwölf parallele
Drähte auf, die in gleichmäßigem Abstand über die Umfangsoberflache
des Spulenformstücks 310 verteilt sind. Jeder Draht ist ein Litzendraht, der 729 Litzen besitzt. Das Formstück
und die Sekundärwicklung wird von einer Kupferabschirmung
312 zylindrischer Form mit zwei geschlossenen Enden umgeben. Die Primärwicklung weist 46 getrennte Abschnitte 313
auf, von denen sich jeder um einen Abschnitt des ringförmigen Bereichs zwischen der Sekundärwicklung und der zylindrischen
inneren Oberfläche der Abschirmung 312 herum erstreckt. Jeder Abschnitt besitzt 44 getrennte Spulen, die von Litzendraht gebildet
sind, der 729 Litzen hat; die 44 Spulen in jedem Abschnitt sind durchschossen, und jede dieser 44 Spulen besetzt
eine einzige Windung, und die Endverbindungen von jeder Spule sind durch Löcher in der Abschirmung, wie beispielsweise bei
314 gezeigt, nach außen geführt. Infolgedessen hat man 2024 getrennte Spulen, und zwar jede mit zwei Endverbindungen 314.
Die beiden Endverbindungen für jede Spule sind einander dicht benachbart. Es sei darauf hingewiesen, daß jede primäre Abschnittsspule
um das Abschnittsformstück herumgewickelt ist, so daß die Achse der Spule parallel zur Achse der Sekundärwicklung
311 ist, jedoch innerhalb des Raums zwischen der Sekundärwicklung 311 und der Abschirmung 312 liegt. Demgemäß
ist jede Spule der Primärwicklung an l/46stel des Flusses der Sekundärspule angekoppelt, und daher beträgt die Spannung
pro Windung der Sekundärspule das 46-fache der Spannung an jeder Primärspule. Die Lekage der Primärwicklungen kann groß
sein, jedoch entfallen die Lekagespannungen der Radialverbiridungsdrähte,
vorausgesetzt, daß benachbarte Spulen gleiche Ströme haben.
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- 45 - ■ ■ . ,
Jede der Spulen von jedem Abschnitt besitzt ihren zugeordneten Kondensator und ihre zugeordnete triggerbare Schaltereinrichtung
zur Ausbildung eines Schwingkreisabschhitts eines Impulssenders, wobei die verschiedenen Abschnitte für die Aufladung
parallel geschaltet sind, wie vorstehend erläutert wurde. Die Sekundärwicklung 311 ist in den Antennenkreis geschaltet. Eine
schaltbare Dämpfungseinrichtung kann für die Primär- und die
Sekundär spul en vorgesehen sein, wie es auch weiter1 oben näher
erläutert worden ist.
Es ist ersichtlich, daß der Aufbau dieses Spulenzusammenbaus
die Möglichkeit geschaffen hat, die auf die Schaltereinrich- '
tungen einwirkende Spannung auf ungefähr 1/46 der Spannung
herabzusetzen, die in Verbindung mit einer einzigen konventionellen Spule auftritt, und daß es weiterhin gelungen ist,
die Leistungsverarbeitungserfordernisse für die Schaltereinrichtungen um einen Faktor von 2046 herabzusetzen.
In den Fig. 25 bis 28 ist ein anderer Aufbau der Spulenzusammensetzung
veranschaulicht. Diese Spulenzusammensetzung ist in Aufsicht extern von hexagonaler Form. Sie besitzt eine äußere
Kupferabschirmung 318, die sechs Seitenbereiche 320 aufweist, welche ein Hexagon bilden, sowie ein geschlossenes oberes Ende
321. Das bodenseitige Ende der Abschirmung ist offen. Inner-. halb dieser Kupferabschirmung ist sowohl ein zylindrisches
Formstück 322, das die Sekundärwicklung 323 trägt, als auch ein hexagonales Formstück, das von sechs getrennten Abschnitten
324 gebildet wird. Das hexagonale Formstück paßt eng in das Innere der Kupferabschirmung, und das zylindrische Formstück
322 ist koaxial mit dem hexagonalen Formstück 324 und liegt.
innerhalb des letzteren und wird von diesem letzteren umgeben. Die Sekundärwicklung 323 auf dem zylindrischen Formstück 322
ist wie vorher aus wenigen Windungen gebildet, wobei jede Windung eine Anzahl von parallelen Drähten aufweist und jeder Draht
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ein aus mehreren Litzen, beispielsweise aus 729 Litzen, bestehender
Litzendraht ist.
Die Figur 27 zeigt einen der Primärwicklungsabschnitte. Dieser Primärwicklungsabschnitt trägt 64 Spulen, von denen jede aus
einer Windung besteht, wobei jede Spule mit aus Litzen bestehendem Litzendraht gewickelt ist. Jede Windung erstreckt sich von
einer Endverbindung (beispielsweise der Verbindung 325) auf der äußeren Umfangsflache der hexagonalen Einheit, die in
Fig. 28 gezeigt ist, über einen Weg 326 längs dieser Fläche, dann quer über eine der Endflächen der Einheit 324 und danach
im Zick-Zack-Weg längs der inneren Umfangsfläche 327 zur anderen
Endfläche, über welche sie bei 328 verläuft, und weiter so zurück über die äußere Fläche zur zweiten Endverbindung
329, die dicht benachbart der ersten Endverbindung dieser Spule liegt. Die Windungen sind so angeordnet, daß sie zick-zwackförmig
quer über die inneren und äußeren Umfangsflächen verlaufen, wie in den Fig. 27 und 28 veranschaulicht ist. Es sei
jedoch darauf hingewiesen, daß die Wicklungen sich nicht quer über die oberen oder die unteren Flächen der Einheit erstrecken,
und infolgedessen bildet jede der in Fig. 28 gezeigten Windungen im Ergebnis eine einzige Windung, die einen Flußverlauf ergibt,
der sich durch die Einheit in einer Richtung vom Boden zum oberen Ende erstreckt, wie durch die gestrichelte Linie
330 in Fig. 26 angedeutet ist. Die Formstücke für die Primärwicklungsabschnitte weisen im wesentlichen vier dünne rechteckige
Kunststoffplatten 331 auf, die in Radialebenen bezüglich der Achse der Sekundärwicklung liegen, sowie innere und
äußere dünne rechteckige Kunststoffplatten 332, 333, welche die inneren und äußeren Oberflächen der Hexagonaleinheit bilden.
Diese dünnen Platten sind an ihren Rändern alle mit Nuten versehen, so daß sie die um die Einheit herumgewickelten bzw.
gewebten Drähte festhalten. Alle diese dünnen Platten liegen parallel zur Achse der Spulen und erstrecken sich nicht quer
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über den Flußverlauf.
Die Spannung jedes Spulenabschnitts ist proportional zum Bereich bzw. zur Fläche des Abschnitts multipliziert mit der *
Anzahl der Windungen jedes Abschnitts. Infolgedessen weist ein einziger Abschnitt, der eine vollständige Windung hat,
eine Spannung auf, die das η-fache der Spannung jeder der
η identischen Abschnitte einer vollständigen Windung beträgt.
Eng aneinanderliegende Paralelldrähte werden als radiale Eingangsleitungen und Ausgangsverbindungen verwendet, wobei jedes
Paar dieser Drähte gleichen Strom in entgegengesetzten Richtungen hat, so daß der wirksame Nettostrom der beiden ein
Paar formenden Radialdrähte gleich Null isti Die Anzapfung
einer Spule mit einer Windung durch Verwendung von parallelen Radialdrähten kann im Prinzip entweder durch einwärts- oder
durch auswärtsgerichtete Radialdrähte bzw. -leitungen erzielt werden. In der Anordnung der Fig. 25 - 28 werden wegen der
Vorteilhaftigkeit des Aufbaus auswärtsverlaufende Radialleitungen benutzt, wobei die Verbindungen, wie beispielsweise
325, 326 durch Löcher in der Abschirmung 318 nach außen geführt sind. Diese auswärts verlaufenden Radialleitungen geben
das Äquivalent einer zweiten äußeren Spule mit einer einzigen Windung. Jedoch bildet die Abschirmung 318 einen eine dicht
anliegende kurzgeschlossene äußere Spule, welche die Induktanz dieser äußeren Windung auf im wesentlichen Null herabsetzt.
Die Endverbindungen außerhalb der Abschirmung können dort mit einem getrennten Kondensator und einem triggerbaren Schalter
für jede Spule verbunden werden, wie weiter oben näher erläutert wurde. Diese Endverbindungen sind gleichmäßig über
die äußere Oberfläche verteilt.
Infolgedessen hat man in der Anordnung der Fig. 25 - 38 effektiv 384 Spulen mit je einer Windung. In jedem der sechs Abschnitte
sind die 64 Spulen mit ihren zugeordneten Kondensa-
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toren parallel geschaltet. Die Fig. 29 zeigt ein äquivalentes Schaltbild mit den sechs Abschnitten, von denen jeder so dargestellt
ist, daß er eine Induktanz 334 und eine Kapazität 335 aufweist, wobei die Induktanz die Induktanz von 64 einzelnen
parallelen Windungen repräsentiert und wobei ferner die Kapazität gleich der Parällelkapazität der 64 Kondensatoren
ist. Über jeden der Abschnitte ist ein triggerbarer Schalter angeschlossen, der bei 336 angedeutet ist. Es sei jedoch darauf
hingewiesen, daß die beiden Endverbindungen für jeden Abschnitt, wie die Endverbindungen bei 337 und 338 aus den
oben beschriebenen Gründen physisch eng benachbart sind.
Die Fig. 29 ist ein vereinfachtes Schaltbild, das die Verwendung des Spulensystems der Fig. 25 und 36 in einem Impulshochfrequenzsender
darstellt, der bei einer Frequenz von 100 kHz arbeitet und kurzzeitige Impulse auf einer Zeitbasis
aussendet, die typischerweise so aussieht, daß acht Impulse, welche sich in einem Abstand von 1 Millisekunde voneinander
befinden, mit einer Rate von acht dieser Impulse in jeder Periode von 0,1 see ausgesandt werden. Jeder Impuls kann typischerweise
eine solche Anstiegszeit besitzen, daß die maximale Amplitude im fünften Zyklus der Hochfrequenzschwingungen
erreicht und danach so schnell wie möglich gedämpft wird. In Fig. 30 ist der Schwingungskreis so dargestellt, daß er
einen Kondensator 240 und eine Induktanz 241 aufweist, wobei letztere gegenseitig mit der Antenneninduktanz 342 verkoppelt
ist, die ihrerseits in einem Antennenkreis angeordnet ist, der eine bei 343 dargestellte Kapazität (die vorzugsweise
die Antennenkapazität umfaßt) aufweist, sowie einen Widerstand 344, der den physikalischen bzw. körperlichen Widerstand
im Antennenkreis darstellt, und schematisch den Strahlungswiderstand 345. In diesem speziellen Ausführungsbeispiel
hat der Schwingungskreis eine Kapazität von 2,396 /UF und
eine Induktanz von 1,08 Microhenry. Der Kopplungskoeffizient
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beträgt 10 %, und die Induktanz des Antennenkreises ist 189 Microhenry. Der Widerstand 344 im Antennenkreis kann
0,5 Ohm und der Strahlungswiderstand 1,9 Ohm betragen. Die Dämpfungsschaltungen zum Dämpfen des Schwingungskreises und
des Antennenkreises sind nicht dargestellt; diese können in
der vorstehend erläuterten Weise aufgebaut und angeordnet sein.
Um den Schwingungskreis der Fig. 29 auszubilden, sind 384
effektive Spulenabschnitte vorgesehen, und jeder besitzt eine Kapazität von 0.22 /uF. Die Induktanz L einer Spule ist gegeben
durch den Ausdruck:
L = 41Jt n2 A/U 10"9/l
worin η = Anzahl der Windungen, A = effektive Fläche des Flußverlaufs,
/U= Permeabilität =1, . ■ 1 = effektive Länge des Flußverlaufs.
In dem Aufbau der Fig. 25 und 26 ist die wirksame Fläche jeder
der primären Abschnittsspulen die Fläche zwischen dem inneren und dem äußeren Hexagon, während die effektive Flußlänge etwas
mehr als das Zweifache der Länge der Spule beträgt. In einem. typischen Aufbau eines Impulsübertragers bzw. -senders der eben
beschriebenen Art kann die Länge der Spule 25,4 cm sein, und der Abstand zwischen dem inneren und dem äußeren Hexagon kann
so ausgebildet werden, daß er 6,35 cm beträgt. Die hexagonalen
Abschnitte sind nahezu 91,44 cm lang. Der Kopplungskoeffizient wird durch den Betrag des Flusses bestimmt, der an die Sekundärspule angekoppelt ist, und dieser wird daher durch die
Positionierung der Sekundärspule und die Dimensionen des Formstückes der Sekundärspule gesteuert.
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Die Fig. 31 veranschaulicht schematisch die Art und Weise der Verbindung der verschiedenen Abschnitte des Schwingkreises an
eine Ladeschaltung. In Fig. 31 sind zwei Abschnitte 350 von den 324 parallel geschalteten Abschnitten gezeigt. Jeder dieser
Abschnitte weist eine Spule 351 mit einer einzigen Windung mit ihrem zugehörigen Widerstand 352 und ihrem zugehörigen triggerbaren
Schalter 353 zusammen mit einer Drosselspule 354 auf, die typischerweise 1 mH beträgt und dazu dient, die Ladeschaltung
vor den Hochfrequenzschwingungen zu schützen. Die 384 Einheiten sind parallel zwischen Erde bzw. Masse bei 355 und
einer Gleichstrom-Aufladungsleitung 356 geschaltet. Es wird,
wie bereits weiter oben beschrieben wurde, ein in Resonanz befindlicher Ladekreis benutzt, der einen Gleichstromversorgungsanschluß
357 aufweist, welcher im vorliegenden Fall eine gegenüber Erde bzw. Masse positive Spannung von 610 V hat; der
Ladekreis besitzt weiterhin einen Thyristorschalter 358, der durch einen Impuls von einer Triggerschaltung 359 über einen
Transformator 360 getriggert wird, sowie außerdem eine Diode 361, die in Reihe mit dem Thyristor geschaltet ist, damit die
Möglichkeit eines Umkehrstroms oder eines Durchbruchs des Thyristors verhindert wird, und schließlich umfaßt der Ladekreis
noch eine mit einem Luftkern versehene Ladeinduktanz 362 mit einem Nebenschlußkondensator 363 zur Festlegung der
resonanten Aufladeperiode.
Im vorliegenden besonderen Fall führt der Kopplungskoeffizient von 10 % zwischen dem Schwingkreis und dem Antennenkreis zu
einem Antennenimpuls, der eine maximale Amplitude im fünften Zyklus hat. Dann wird, wie weiter oben erläutert wurde, die
Dämpfung eingeführt, um die Rufzeit herabzusetzen. Wenn durch
die Dämpfung der Hochfrequenzruf nicht auf eine Amplitude herabgesetzt wird, die niedrig genug ist, daß alle Thyristoren zu
der Zeit öffnen, an welcher die Aufladung der Kondensator erneut beginnen muß, wird der Ladeausgang kurzgeschlossen, und
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es kommt zu einem vollständigen Zusammenbrechen. Um dem entgegenzuwirken
wird eine Umkehrspannungs-Aufladung beim Schwingkreis angewandt, damit sichergestellt wird, daß die Thyristorschalter
352 geöffnet werden. Die hierzu erforderliche Umkehrspannung wird von einem Spannungsversorgungsanschluß 364 mit
- 10 V über einen triggerbaren Schalter 365 und eine Diode
366 zugeführt.
Die haxagonale Form des Spulenzusammenbaus der Fig. 25 - 28
besitzt einige Nachteile über einen solchen Zusammenbau, der eine mehr kreisförmige Form besitzt, und es kann daher zu
bevorzugen sein, den haxgonalen Abschnitt abzuwandeln, beispielsweise
in der in Fig. 32 gezeigten Art. Diese Figur zeigt ein Formstück für einen Abschnitt des Primärwicklungszusammenbaus
in dem die Zentren der vier Platten 367, welche die Radialteile
der Spulenträger bilden, nicht auf einer geraden Linie sondern auf einem Kreisbogen liegen, und in welchem die inneren
und äußeren Oberflächen der Formstücke jeweils durch drei flache
Platten gebildet werden.
Die Fig., 33 und.34 zeigen ein weiteres Verfahren zur Ausbildung
eines Spulenzusammenbaus 368 unter Verwendung eines toroidalen Formstücks. Das Formstück weist 384 Spulen auf, von denen jede
aus zwei Windungen besteht, die auf das Formstück zur Ausbildung von 384 Abschnitten einer Primärwicklung gewickelt sind.
Jeder dieser Spulenabschnitte besitzt typischerweise eine Induktanz von 0,3 mH. Wie aus Fig. 33 ersichtlich ist, liegen
die beiden Enden (beispielsweise die Enden 370, 371) jedes Spulenabschnitts dicht beieinander, und diese Enden sind radial
nach auswärts geführt, damit sie mit der zugehörigen Induktanz bzw. dem zugehörigen Kondensator und dem triggerbaren Schalter
verbunden werden können. Die Sekundärwicklung weist acht Windungen
von zehn parallelen Drähten 372 auf, wie die Fig. 34 zeigt. Die Verbindungen für die Primärwicklungen ragen zwischen
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den Windungen der Sekundärwicklung heraus. Die Wicklungen können von einer Abschirmung umschlossen werden, wobei die
Verbindungen durch die Abschirmung hindurchgeführt sind, wie in den vorstehend beschriebenen Ausführungsbeispielen erläutert
wurde.
Die Erfindung wurde insbesondere unter Bezugnahme auf einen Impulsgenerator erläutert. Jedoch kann der Spulenaufbau auch
vorteilhaft in einem Festkörper-Leistungsverstärker für kontinuierliche Wellen, beispielsweise in einem Trägerwellen-Phasenvergleichs-Navigationssystem,
angewandt werden. Thyristoren bilden einen ausgezeichneten Schalter zum Schließen eines
primären Schwingungs-Entladungskreises, jedoch sollten für einen Festkörper-Leistungsverstärker vorzugsweise Transistoren
mit Steuer- bzw. Treiberschaltungen, die von bekannter Ausführungsform sein können, verwendet werden. Der oben erläuterte
Spulenaufbau jedoch bildet eine ausgezeichnete Einrichtung bzw. Anordnung zum wirksamen Parallelisieren einer großen Anzahl
von Transistoren. In einem solchen Leistungsverstärker kann ein großer Teil der primären Abstimmungskapazität an
eine einzige Wicklung angekoppelt werden, die so' eng wie möglich an eine Multi-Einheit-Primärinduktanz angekoppelt ist.
Eine solche weitere Wicklung, die eng an die Primärwicklungen angekoppelt ist, wurde unter Bezugnahme auf Fig. 21 näher
erläutert.
Die Fig. 35 veranschaulicht einen Trägerwellen-Leistungsverstärker
und den zugehörigen Antennenkreis. In dieser Figur ist eine Mehrzahl von Hochfrequenz-Leistungsverstärkereinheiten
380 dargestellt, von denen jede bei einer gewünschten Hochfrequenz an Eingangsanschlüssen 381 gesteuert bzw. betrieben
wird, wobei diese Eingangsanschlüsse 381 mittels eines Transformators 382 an einen Gegentaktverstärker angekoppelt sind,
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der zwei Transistoren 383 aufweist, die eine Ausgangswicklung 384 steuern. Diese Wicklungen 384 bilden zusammen die primäre
Induktanzeinheit. An diese Induktanzeinheit ist eine Hilfswicklung
385 mit einem Abstimmkondensator 386, der einen großen
Teil der primären Abstimmkapazität darstellt, angekoppelt, so daß ein Kreis gebildet wird, der auf die erforderliche Hochfrequenz
abgestimmt ist. Der Antennenkreis ist ein Reihenresonanzkreis und weist im wesentlichen eine Antenne 387 und
eine an die primäre Induktanz angekoppelte Sekundärwicklung 388 auf. -
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Claims (38)
- Patentansprüche[ l.yHochfrequenzleistungsausgabeeinrichtung, gekennzeichnet durch eine Spule (12; 170; 233,, 235; 313; 334; 341; 351), die eine primäre Induktanzeinheit bildet und eine Mehrzahl von benachbarten Wicklungen aufweist, welche symmetrisch aufgebaut und physikalisch bzw. physisch so angeordnet sind, daß sie eine einzige primäre Induktanzeinheit bilden, die ein vernachlässigbares äußeres Feld besitzt; eine Mehrzahl von Festkörper-Stromsteuereinheiten (13, 14, 15; 171; 241 - 244; 336; 352), von denen jede direkt mit einer jeweiligen zugehörigen Wicklung verbunden ist, wobei die Stromsteuereinheiten in der Nähe der jeweiligen Wicklungen,. jedoch außerhalb des Feldes der primären Induktanz liegen; ein oder mehrere Kondensatoren (11; 172; 236; 335; 340; 353), die so angeordnet bzw. bemessen sind, daß sie jede der benachbarten Wicklungen bei der gleichen vorbestimmten Frequenz in Resonanz bringen; und eine Hochfrequenzleistungsausgabeschaltung, die eine Sekundärwicklung aufweist (30; 180; 231; 311; 323; 342), die an die primäre Induktanzeinheit angekoppelt ist.
- 2. Hochfrequenzleistungsausgabeeinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Spule (313; 341) einen toroidalen Aufbau aufweist.
- 3. Hochfrequenzleistungsausgabeeinrichtung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Spule (313; 341) eine leitende Abschirmung (312; 318) besitzt, wobei die Festkörper-Steuereinheiten außerhalb der Abschirmung angeordnet sind und jede Einheit benachbarte50981 1/0851radiale Endverbindungen (314; 370, 371) besitzen, die durch die Abschirmung hindurchverlaufen.
- 4. Hochfrequenzleistungsausgabeeinrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, d. adurch gekennzeichnet, daß jede Primärwicklung (313; 341) die gleiche Anzahl von Windungen besitzt. '
- 5. Hochfrequenzleistungsausgabeeinrichtung nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennz eich net, daß die Abschirmung (312; 318) eine äußere Umfangsflache und wenigstens eine geschlossene Stirnfläche (321) aufweist.
- 6. Hochfrequenzleistungsausgabeeinrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, insbesondere nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Spule (313; 341) eine Mehrzahl von Primärwicklungen besitzt, wobei jede dieser Primärwicklungen eine oder mehrere Windungen aufweist und weiterhin jede dieser Primärwicklungen die gleiche Anzahl von Windungen besitzt, und wobei ferner in die Primärwicklungen gleichförmig bzw. -mäßig auf ein Formstück (310; 324) gewickelt und die Endverbindungen (314; 370, 371) jeder Wicklung dicht beieinander angeordnet sind, während die individuellen Primärwicklungen mit ihren Endverbindungen in gleichmäßigen Abständen um das Toroid herum vorgesehen sind. . .
- 7. Hochfrequenzleistungsausgabeeinrichtung nach einem der Ansprüche 2 bis 6, insbesondere nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichne t, daß die Endverbindungen (314; 370, 371) auf der inneren Umfangsflache des Toroids sind.50981 1/0851
- 8. Hochfrequenzleistungsausgabeeinrichtung nach einem der Ansprüche 2 bis 6, insbesondere nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Endverbindungen (314; 37Of 371) auf der äußeren Umfangsflache des Toroids sind.
- 9. Hochfrequenzleistungsausgabeeinrichtung nach einem der Ansprüche 3 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß jedes Paar von Endverbindungen (314; 370, 371) mit einem zugehörigen Kondensator (335) die auch mit der zugehörigen Festkörper-Stromsteuereinheit (336) verbunden ist, so daß jede Wicklung einen getrennten Schwingkreisabschnitt bildet.
- 10. Hochfrequenzleistungsausgabeeinrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, gekennzeichnet durch eine weitere Wicklung (16), die eng an die primäre Induktanzeinheit (12) angekoppelt ist, wobei ein oder mehrere Kondensatoren (11) in der Schaltung bzw. im Kreis mit der weiteren Wicklung verbunden sind, wodurch die primäre Induktanzeinheit mit ihrer zugeordneten Wicklung bei einer vorbestimmten Frequenz in Resonanz ist.
- 11. Hochfrequenzleistungsausgabeeinrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Primär- und die Sekundärwindungen auf getrennte Formstücke (322, 324) gewickelt sind.
- 12. Hochfrequenzleistungsausgabeeinrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 10, insbesondere nach Anspruch 11 , dadurch gekennzeichnet, daß die Primärwicklungen auf eine Mehrzahl von Formstücke (367) gewickelt sind, welche so zusammenpassen, daß sie zusammen ein Toroid bilden.50981 1/0851
- 13. Hochfrequenzleistungsausgabeeinrichtung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Spule ein zylindrisches Formstück (22) aufweist, um welches die Sekundärwicklung (323) herumgewickelt ist; sowie eine zylindrische Abschirmung (318) von leitfähigem Material, die sich um die Sekundärwicklung herum erstreckt; und innerhalb der Abschirmung eine Mehrzahl von weiteren Formstücken (324), von denen jedes eine Wicklung oder Wicklungen einer primären Induktanzeinheit trägt, wobei die weiteren Formstücke benachbart der Sekundärwicklung in solchen Positionen vorgesehen sind, daß jeder Abschnitt der Primärwicklung an den Fluß der Sekundärwicklung nur in einem beschränkten bogenförmigen Bereich angekoppelt ist, jedoch diese Abschnitte gleichmäßig bzw. -förmig um die Achse des Zusammenbaues herum vorgesehen sind.
- 14. Hochfrequenzleistungsausgabeeinrichtung nach einem der Ansprüche 5 bis 12, insbesondere nach Anspruch 13, d a d u r ch gekennzeichnet, daß die Primärwicklungen zwischen dem Umfang der Sekundärwicklung (323) und der Abschirmung (318) vorgesehen sind.
- 15. Hochfrequenzleistungsausgabeeinrichtung nach einem der Ansprüche 5 bis 13, insbesondere nach Anspruch 14, d a durch gekennzeichnet, daß die Endverbindungen für jede Primärwicklung durch Löcher in der Abschirmung (318) hindurchverlaufen.
- 16. Hochfrequenzleistungsausgabeeinrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 15, dadurch gekennzeichnet, daß ein Luftspalt zwischen der Primärwicklung bzw. den Primärwicklungen und der Sekundärwicklung bzw. den Sekundärwicklungen (323) vorhanden ist.5 09811/0851
- 17. Hochfrequenzübertrager bzw. -sender, gekennzeichnet durch eine Hochfrequenzleistungsausgabeein-■ richtung nach einem der Ansprüche 1 bis 16 und eine Antenne (181; 210; 220; 230), welche mit der Sekundärwicklung (180; 211; 221; 231) verbunden ist, wobei die Festkörpereinheiten Leistungsverstärker aufweisen, die mit Hochfrequenzsteuersignalquellen verbunden sind.
- 18. Hochfrequenzimpulsübertrager bzw. -sender, gekennzeichnet durch eine Hochfrequenzleistungsausgabeeinrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 16, insbesondere nach einem der Ansprüche 1 bis 9, und eine mit der Sekundärwicklung verbundene Antenne, wobei für die oder jede Primärwicklung eine Ladeeinrichtung (10; 216; 230, 237; 357 - 363) zum Laden eines mit der Primärwicklung verbundenen Kondensators vorgesehen ist, und wobei ferner die Festkörpereinrichtung eine triggerbare Schaltereinrichtung (13, 14; 165; 241, 242; 352) zum Schließen eines primären Oszialltorentladungskreises, der diese Wicklung und den damit verbundenen Kondensator umfaßt, aufweist.
- 19. Hochfrequenzimpulsübertrager bzw. -sender, insbesondere nach Anspruch 18, gekennzeichnet durch einen Schwingkreis, der einen Kondensator (11; 172; 236; 335; 340; 353) aufweist, sowie eine Primärwicklung (12; 170; 233, 234, 235; 313; 334; 341; 351) und eine triggerbare Schaltereinrichtung (13, 14; 165; 241, 242; 352), wobei letztere so angeordnet bzw. geschaltet ist, daß sie den Kondensator und die Primärwicklung zur Vervollständigung eines schwingenden Kreises verbindet; und einen Antennenkreis, der eine Antenne (181; 210; 220; 230) sowie eine Sekundärwicklung (180; 211; 221; 231) besitzt, wobei letztere induktiv an die Primärwicklung angekoppelt ist; eine unidirektionelle Ladeschaltung (17, 19, 20; 146 - 156; 165; 239, 240; 357 - 363) zum Laden des Kondensators; und eine509811/0851Zeitgebungseinrichtung (18; 162; 198; 359), welche die Ladeschaltung zum Einleiten der Ladung des Kondensators und zum nachfolgenden Triggern der triggerbaren Schaltereinrichtung steuert, so daß der Kondensator durch die Primärwicklung entladen wird.
- 20. Hochfrequenzimpulsübertrager bzw. -sender zum Übertragen bzw. Senden von Impulsen einer vorbestimmten Frequenz,- insbesondere nach Anspruch 18, gekennzeichnet durch die Kombination eines auf die vorbestimmte Frequenz abgestimmten Schwingkreises, der einen Kondensator (236), eine Primärwicklung (233) aufweist sowie eine triggerbare Schaltereinrichtung (241, 242)r welche einen bidirektionellen Stromfluß ermöglicht und so angeordnet bzw. ausgebildet ist, daß sie im getriggerten Zustand den Kondensator mit der Primärwicklung in einem Parallelresonanzkreis verbindet; einen Antennenkreis, der eine Antenne (230) und eine an die Primärwicklung induktiv angekoppelte Sekundärwicklung (231) aufweist sowie einen Reihenresonanzkreis bildet, der bei der vorbestimmten Frequenz in Resonanz ist; eine Ladeschaltung (237, 238) zur, unidirektionellen Aufladung des Kondensators, welche eine Schaltereinrichtung aufweist, die so betrieben werden kann, daß sie die Ladung des Kondensators einleitet; und eine Zeitgebungseinrichtung (239, 240), welche die Schaltereinrichtung der Ladeschaltung und die triggerbare Schaltereinrichtung steuert, so daß der Kondensator zu einem kontrollierten bzw. gesteuerten Zeitpunkt nach seiner Aufladung mit der Primärwicklung verbunden wird.5 0 9811 /085-1- 6ο -
- 21. Hochfrequenzimpulsübertrager bzw. -sender nach Anspruch oder 20, gekennzeichnet durch eine Mehrzahl von Primärwicklungen (233» 234, 235), die zusammen eine primäre Induktanzeinheit bilden, wobei jede Primärwicklung ihren getrennten Kondensator 236 und ihre triggerbare Schaltereinrichtung (241, 242) besitzt, mit denen sie einen triggerbaren Schwingkreis bildet, und wobei ferner die Primärwicklungen zusammen an den Antennenkreis (230, 231) angekoppelt sind.
- 22. HochfrequenzimpulsUbertrager bzw. -sender nach Anspruch 21, gekennzeichnet durch eine einzige Ladeschaltung (237, 238) zum Laden aller Kondensatoren, die zur primären Induktanzeinheit gehören bzw. mit dieser verbunden sind.
- 23. Hochfrequenzimpulsübertrager bzw. -sender nach einem der Ansprüche 18 bis' 22, gekennzeichnet durch eine Schwingungsdämpfungseinrichtung (33, 36) für den Schwingkreis und den Antennenkreis zusammen mit einer triggergesteuerten Schaltereinrichtung (35, 38), die so angeordnet bzw. ausgebildet ist, daß sie die Dämpfungseinrichtung nach der Spitzenausstrahlung in den Kreis schaltet.
- 24. Hochfrequenzimpulsübertrager bzw. -sender nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, daß die Dämpfungseinrichtung induktiv gekoppelte Dämpfungskreise bzw. -Schaltungen (33, 34; 36, 37) aufweist.
- 25. Hochfrequenzimpulsübertrager bzw. -sender nach Anspruch oder 24, gekennzeichnet durch einen Thyristor (74, 83, 93) mit einer 90°-Verzögerungseinrichtung oder einer 90 -Voreilschaltung zur Umkehrung der Wirkung des Schalters.5 0 9 8 11/0851
- 26. Hochfrequenzimpulsübertrager bzw. -sender nach einem der Ansprüche 23 bis 25, dadurch gekennzeichnet, daß die Dämpfungseinrichtung für den Schwingkreis oder die Schwingkreise eine Einfügungseinrichtung (35, 136) zum Einfügen eines Parallelwiderstandes (33, 135) über den oder jeden Schwingkreis aufweist.
- 27. Hochfrequenzimpulsübertrager bzw. -sender nach einem der Ansprüche 23 bis 26, dadurch gekennzeichnet, daß die Dämpfungseinrichtung für den Antennenkreis eine Einfügungseinrichtung (232) zum Einfügen eines Reihenwiderstandes in den Antennenkreis aufweist.
- 28. Hochfrequenzimpulsübertrager bzw. -sender nach einem der Ansprüche 18 bis 27, dadurch, gekennzeichnet, daß die unidirektionelle Ladeschaltung (17, 19, 20) eine Gleichstromversorgungsquelle (10) und einen bei niedriger Frequenz in Resonanz befindlichen Kreis (16, 11) , der eine Blockierungseinrichtung (20) zum Blockieren eines Umgekehrten Stromflusses besitzt, aufweist.
- 29. Hochfrequenzimpulsübertrager bzw. -sender nach einem der Ansprüche 18 - 27, insbesondere nach Anspruch 28, dadurch gekennzeichnet, daß die Ladeschaltung wenigstens einen Thyristor (17) als Schalter zum Steuern der Zeitgebung des Beginns der Ladung aufweist.
- 30. Hochfrequenzimpulsübertrager bzw. -sender nach einem der Ansprüche 18 bis 29, dadurch gekennzeichnet, daß die triggerbare S haltereinrichtung zwei Thyristoren (50, 51; 60, 61) aufeinanderfolgend bzw. in Wechselkopplung im Nebenschluß aufweist.50981 1/0851
- 31. Hochfrequenzimpulsübertrager bzw. -sender nach einem der Ansprüche 18 bis 29, dadurch gekennzeichnet, daß die triggerbare Schaltereinrichtung einen Thyristor (50)· im Nebenschluß mit einer Diode aufweist, die so angeordnet sind, daß sie einen bidirektionellen Schalter bilden.
- 32. Hochfrequenzimpulsübertrager bzw. -sender nach einem der Ansprüche 18 bis 31, dadurch gekennzeichnet, daß zwei primäre Induktanzeinheiten (212, 213; 225, 226) vorgesehen sind, die an den Antennenkreis (210, 211; 220, 221) angekoppelt und je auf je einer Seite der Sekundärwicklung (211; 221) so angeordnet sind, daß die induktiv an letztere angekoppelt sind.
- 33. Hochfrequenzimpulsübertrager bzw. -sender nach Anspruch 32, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden primären Induktanzeinheiten (212, 213; 225, 226) in entgegengesetzter Phase an die Antenne angekoppelt sind.
- 34. Hochfrequenzimpulsübertrager bzw. -sender nach Anspruch 33, gekennzeichnet durch eine Zündeinrichtung (215; 227) zum wechselweisen Zünden der Schalter, die mit der einen und der anderen der primären Induktanzeinheiten verbunden sind, so daß man abwechselnde Impulse mit Phasenumkehr erhält.
- 35. HochfrequenzimpulsUbertrager bzw. -sender nach einem der Ansprüche 18 bis 31, dadurch gekennzeichnet, daß die Antennenspule (221) im räumlichen Abstand von den Primärwicklungen (225, 226) vorgesehen ist und daß zwei primäre Induktanzeinheiten zusammen mit einem Kopplungskreis (222) vorgesehen sind, wobei letzterer eng an die beiden Primärwicklungen zum Zwecke der Energiekopplung von509811/08512Λ42693einer erregten Primärwicklung in den Antennenkreis (220, 221) angekoppelt ist.
- 36. Hochi'requenzimpulsübertrager bzw. -sender nach Anspruch 35, dadurch gekennzeichnet, daß der Koppiungskreis (222) eine Reihenschaltung bzw. einen Reihenkreis aufweist, der Köpplungsspulen (223» 224) besitzt, die mit den beiden Sätzen von Primärwicklungen (225, 226) verbunden und in Reihe mit der Antenne (220) verbunden sind.
- 37. Hochfrequenzimpulsübertrager bzw. -sender nach einem der Ansprüche 18 bis 31, gekennzeichnet durch eine einzige primäre Induktanzeinheit, die eine Mehrzahl von Wicklungen (233, 234, 235) aufweist, von denen jede mit einem Kondensator (236) verbunden ist, wobei zwei Ladeschaltungen (237, 238) vorgesehen sind, von denen die eine die Kondensatoren auf die eine Polarität und die andere die Kondensatoren auf die entgegengesetzte Polarität aufladen kann, wobei ferner eine Betätigungseinrichtung (239, 240) vorgesehen ist, welche die eine oder die andere Ladeschaltung in Übereinstimmung mit der erforderlichen Polarität des auszustrahlenden Impulses betätigt.
- 38. Hochfrequenzimpulsübertrager bzw. -sender nach Anspruch 36, dadurch gekennzeichnet, daß die Festkörper-Stromsteuereinheiten für jede Primärwicklung zwei mit entgegengesetzten Polaritäten angeordnete Thyristoren (241, 242) aufweisen; sowie eine Triggereinrichtung (243, 244) zum wahlweisen Triggern des einen oder des anderen Thyristors in Übereinstimmung mit der Polarität der Ladung auf dem Kondensator (236), während der andere Thyristor einen Halbzyklus der Hochfrequenz später gezündet wird.5 0 9 8 11/0851
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|---|---|---|---|---|
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| US4151528A (en) * | 1977-04-07 | 1979-04-24 | Megapulse, Incorporated | Method of and apparatus for unambiguous radio navigation |
| US4251741A (en) * | 1979-02-08 | 1981-02-17 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Air Force | High power pulser |
| US4272692A (en) * | 1979-02-23 | 1981-06-09 | Westinghouse Electric Corp. | Power supply distribution system |
| GB2050735A (en) * | 1979-03-13 | 1981-01-07 | Decca Ltd | Protecting oscillator transistor |
| DE3229326A1 (de) * | 1982-08-06 | 1984-02-09 | BBC Aktiengesellschaft Brown, Boveri & Cie., 5401 Baden, Aargau | Schaltungsanordnung zur erzeugung und uebertragung von hochleistungsimpulsen sowie ein verfahren zu deren betrieb |
| JPS6023262A (ja) * | 1983-07-20 | 1985-02-05 | 株式会社日立製作所 | エレベ−タ−制御装置 |
| US5365235A (en) * | 1993-09-07 | 1994-11-15 | Ford Motor Company | Method and apparatus for reducing residual RF power in a transmitter/receiver antenna |
| US5739738A (en) * | 1994-07-18 | 1998-04-14 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy | Inflatable HI Q toroidal inductor |
| US5504341A (en) * | 1995-02-17 | 1996-04-02 | Zimec Consulting, Inc. | Producing RF electric fields suitable for accelerating atomic and molecular ions in an ion implantation system |
| CN1175617C (zh) * | 1999-09-14 | 2004-11-10 | 皇家菲利浦电子有限公司 | 网络耦连器 |
| CA2390845C (en) * | 2002-06-18 | 2004-10-26 | Magneto-Inductive Systems Limited | Apparatus and method for continuous variable reactive impedance control |
| US6882236B2 (en) * | 2002-11-05 | 2005-04-19 | Magneto-Inductive Systems Limited | Dynamically tuned amplifier for frequency shift keyed signals |
| US7928607B2 (en) * | 2007-03-29 | 2011-04-19 | Lamar Technologies Llc | Aircraft power system and apparatus for supplying power to an aircraft electrical system |
| CN106990390A (zh) * | 2016-01-20 | 2017-07-28 | 华北电力大学 | 传感器待测位置定位方法及装置 |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE865754C (de) * | 1934-05-18 | 1953-02-05 | Siemens Ag | Rueckgekoppelter Generator fuer die Erzeugung modulierter Schwingungen |
| US3243728A (en) * | 1963-06-28 | 1966-03-29 | Westinghouse Electric Corp | Sine wave generator comprising a plurality of resonant circuits discharged into a resonant load |
| US3590279A (en) * | 1970-02-24 | 1971-06-29 | Ltv Ling Altec Inc | Variable pulse-width pulse-modulator |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5036104Y2 (de) * | 1971-04-24 | 1975-10-21 | ||
| US3774054A (en) * | 1971-08-09 | 1973-11-20 | Westinghouse Electric Corp | Voltage variable solid state line type modulator |
-
1973
- 1973-09-07 GB GB42236/73A patent/GB1483584A/en not_active Expired
-
1974
- 1974-09-03 CA CA208,374A patent/CA1042076A/en not_active Expired
- 1974-09-04 NO NO743179A patent/NO141237C/no unknown
- 1974-09-05 FR FR7430147A patent/FR2243564B1/fr not_active Expired
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- 1974-09-06 DE DE2442693A patent/DE2442693C3/de not_active Expired
- 1974-09-06 SE SE7411298A patent/SE396865B/xx unknown
- 1974-09-06 NL NL7411875A patent/NL7411875A/xx not_active Application Discontinuation
-
1976
- 1976-07-19 US US05/706,271 patent/US4058742A/en not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE865754C (de) * | 1934-05-18 | 1953-02-05 | Siemens Ag | Rueckgekoppelter Generator fuer die Erzeugung modulierter Schwingungen |
| US3243728A (en) * | 1963-06-28 | 1966-03-29 | Westinghouse Electric Corp | Sine wave generator comprising a plurality of resonant circuits discharged into a resonant load |
| US3590279A (en) * | 1970-02-24 | 1971-06-29 | Ltv Ling Altec Inc | Variable pulse-width pulse-modulator |
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| Turner, L.B.: Wireless, 1931, S. 85-93 * |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
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| JPS5711167B2 (de) | 1982-03-03 |
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