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Technisches
Gebiet
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Die
vorliegende Erfindung betrifft eine Vorrichtung zur Impulsversorgung
einer elektrischen Last.
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Eine
solche Vorrichtung kann insbesondere zur elektrischen Versorgung
eines Kupferdampflasers oder eines Kupferhalogenid-Lasers wie etwa
eines CuBr-Lasers benutzt werden.
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Die
Erfindung findet noch allgemeiner Anwendungen bei allen elektrischen
Versorgungen, die sehr kurze Impulse mit hoher Stromstärke liefern müssen, das
heißt
zum Beispiel mit einer Dauer unter 100 ns und Spitzenwerten von
einigen tausend Ampères.
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Stand der Technik
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Die 1 der
beigefügten
Zeichnungen zeigt einen Schaltplan einer Impulsversorgung bekannten
Typs.
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Die
Versorgung umfasst eine Energiequelle 110 und einen Kondensator 112,
Akkumulationskondensator genannt und eingeschaltet in einen mit 114 bezeichneten
Lastkreis. Der Lastkreis umfasst in Serie außer der Energiequelle 110 und
dem Kondensator 112 eine Lastspule 116, eine Lastdiode 118,
eine Sättigungsinduktivitätsspule 120 und
die zu versorgende elektrische Last 122. Die elektrische
Last 122 wird in dem Beispiel der 1 gebildet
durch einen Kondensator 124 für die Spitzen (peaking) einer
Spule 126, Ionisierungsspule genannt, und eine Laserröhre 128.
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Ein
Kreis bzw. eine Schaltung zur Entladung des Akkumulationskondensators 112 in
die elektrische Last 122 umfasst – in Reihe mit diesen Elementen – die Sättigungsinduktivitätsspule 120 und
ein Thyratron 130. Der Entladekreis bzw. die Entladeschaltung
trägt das
Bezugszeichen 132.
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In
einer ersten Betriebsphase befindet sich das Thyratron 130 in
einem nichtleitenden Zustand. Der Akkumulationskondensator 112 wird
durch einen von der Energiequelle 110 gelieferten und die
Lastschaltung 114 durchquerenden schwachen Strom langsam
aufgeladen. Der Ladestrom durchquert die Diode 118 in ihrer
Durchlassrichtung.
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In
einer zweiten, sehr kurzen Betriebsphase wird das Thyratron 130,
das als ein steuerbarer Schalter benutzt wird, leitend gemacht,
um einen Stromimpuls auszulösen.
Die in dem Kondensator 112 gespeicherten Ladungen werden
dann schnell in Richtung elektrische Last 122 und noch
genauer in Richtung Spitzenkondensator 124 übertragen.
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Der
dann in der Entladeschaltung 132 fließende Strom ist von hoher Intensität.
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Das
Thyratron 130, das die Fähigkeit hat, schnell von einem
nicht-leitenden Zustand in einen leitenden Zustand überzugehen,
wird benutzt, um die Entladestromimpulse auszulösen. Jedoch zeigt die Erfahrung,
dass bei einem Betrieb mit sehr kurzen Stromimpulsen von großer Amplitude
das Thyratron eine kurze Lebensdauer hat.
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Um
das Thyratron zu entlasten, kann ihm ein magnetischer Schalter zugeordnet
werden, der die Funktion einer Schalthilfe hat. Unter magnetischem Schalter
versteht man ein elektrisches Bauteil, dessen Selbstinduktivität zwischen
einem gesättigten und
einem ungesättigten
Zustand innerhalb großer Proportionen
variieren kann.
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In
dem Schaltplan der 1 wird der magnetische Schalter
durch die Sättigungsinduktivitätsspule 120 gebildet.
Der Scheinwiderstand, den diese Spule aufweist, kann zwischen ihrem
gesättigten Faktor
und ihrem ungesättigten
Faktor um einen Faktor 100 variieren. Eine solche Spule verhält sich
wie ein Schalter.
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Wenn
der Thyristor 130 plötzlich
in den leitenden Zustand übergeht,
wird die Spannung an seinen Anschlüssen null, was sich gewissermaßen auf die
Anschlüsse
der Spule 120 überträgt. Ab diesem Zeitpunkt
ist die Spule 120 zunächst
in einem ungesättigten
Zustand und lässt
quasi keinen Entladestrom passieren. Dann geht die Spule in einen
Sättigungszustand über, in
dem sie einen großen
Strom des Akkumulationsgenerators 112 in Richtung Last 122 durchlässt. Der Übergang
zwischen dem ungesättigten
Zustand und dem gesättigten
Zustand ist sehr kurz. Diese Charakteristik sowie die Dauer, während der
die Spule im. ungesättigten
Zustand ist, sind anpassbar durch physikalische Herstellungsparameter
der Spule.
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Dem
Thyratron eine solche Hilfe zuzuordnen, ist sicher eine Verbesserung,
die aber nicht genügt,
um der Vorrichtung eine ausreichende Zuverlässigkeit für industrielle Anwendungen
zu verleihen.
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Wegen
solcher Zuverlässigkeitsmängel werden
Ersatzbauteile vorgeschlagen, um das Tyhratron zu ersetzen.
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Unter
diesen Bauteilen kann man den Thyristor nennen, der leicht Ströme von hoher
Intensität aushält.
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Der
Thyristor hat jedoch den Nachteil einer sich nur langsam aufbauenden
Leitfähigkeit.
Nachdem er sich in einem nichtleitenden (gesperrten) Zustand befunden
hat, wird er nur nach einer relativ langen Zeit leitend. Die Leitfähigkeit
beginnt um das Gate herum, und breitet sich dann langsam aus. Der Thyristor
ist also nicht angepasst an eine Verwendung in einer Vorrichtung
mit kurzen Impulsen: bei Impulsen in der Größenordnung von 1 μs leitet
nur der das Gate des Thystors umgebende Halbleiterteil. Außerdem sind
die Thyristoren nicht mittels Sperrung steuerbar.
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Eine
andere vorgeschlagene Lösung
zur Realisierung des steuerbaren Schalters der Impulsversorgung
ist die Verwendung von bipolaren Transistoren mit isoliertem Gate
des Typs IGBT. Bei diesen Transistoren sind das Leitfähigmachen
und das Sperren leicht steuerbar. Zu diesem Thema kann man das Dokument
(1) konsultieren, dessen Referenzen am Ende der vorliegenden Beschreibung
angegeben sind.
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Jedoch
ermöglichen
auch die IGBT-Transistoren wie die Thyristoren keine kurzen Impulse
unter einer Mikrosekunde.
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Um
diese Bauteile also in der Impulsversorgungsvorrichtung verwenden
zu können,
muss diese mit mehreren Kompressionsstufen ausgestattet sein. Eine
solche Lösung
für Kupferdampflaser
mit Leistungen von 200 W und 400 W ist beschrieben in den Dokumenten
(2) und (3), deren Referenzen ebenfalls am Ende der Beschreibung
angegeben sind.
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Die 2 der
beigefügten
Zeichnungen zeigt ein Grundschaltbild einer Zweistufen-Kompressionsschaltung
in einer Impulsversorgung eines Lasers.
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In
der Folge der Beschreibung tragen identische oder ähnliche
Teile der verschiedenen Figuren dieselben Bezugszeichen, ausgenommen
die Zahl der Hunderterstelle dieser Bezugszeichen, die immer der
Nummer der jeweiligen Figur entspricht.
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Die 2 entspricht
der Entladekreis bzw. die Entladeschaltung 232 einer Impulsversorgung, die
wie im Falle der 1 einen steuerbaren Schalter 230 umfasst,
zum Beispiel einen IGBT-Transistor und einen Akkumulationskondensator 212.
Aus Gründen der
Vereinfachung ist die Ladeschaltung des Akkumulationskondensators 212 in
der 2 nicht dargestellt. Die Entladeschaltung 232 ist
mit einer elektrischen Last 222 in Form eines Lasers verbunden.
Die Entladeschaltung umfasst außerdem
zwei Zwischenkondensatoren 240 und 242 und zwei
magnetische Schalter 246, 248, die mit den Kondensatoren 240 und 242 Kompressionsstufen
der Impulse bilden. Die magnetischen Schalter 246, und 248 präsentieren sich
in Form von Sättigungsinduktivitätsspulen.
Außerdem
sei angemerkt, dass die Kondensatoren 212, 240 und 242 im
Wesentlichen gleiche Kapazitäten haben.
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Festzustellen
ist, dass das US-Patent 4,607,619 eine Schaltung mit einem Sättigungsinduktivitätsschalter
beschreibt, der nach dem gleichen Prinzip wie der in Verbindung
mit der 2 für einen Zweistufenschalter
beschriebene funktioniert. Der in der 1 dieses
Patents dargestellte Schaltplan dieses Schalters umfasst einfach
eine zusätzliche
Stufe mit einer Sättigungsinduktivität, die in
Serie mit den beiden Sättigungsinduktivitäten 246 und 248 verbunden
ist, dargestellt in der 2, und einen zusätzlichen
Kondensator, angeschlossen zwischen der zusätzlichen Induktivität und dem
Schalter 230, in derselben Art wie die Kondensatoren U40
und U42.
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In
der 2 der vorliegenden Erfindung ist ein erster Anschluss
des Akkumulationskondensators 121 über eine Spule 220 mit
einem ersten Knotenpunkt 250 verbunden. Der erste Knotenpunkt 250 ist über den
ersten magnetischen Schalter 246 mit einem zweiten Knotenpunkt 252 verbunden,
und der zweite Knotenpunkt 252 ist über den zweiten magnetischen
Schalter 248 mit der Last 222 verbunden. Die Knotenpunkte 250 und 252 sind
außerdem
mit einem zweiten Anschluss des Akkumulationskondensators 212 verbunden,
jeweils durch die Zwischenkondensatoren 240 und 242 und
durch den steuerbaren Schalter 230.
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Die 3 der
beigefügten
Zeichnungen dient der Erläuterung
der Funktionsweise des Entladekreises bzw. der Entladeschaltung.
Es handelt sich um ein Diagramm, das als Funktion der Zeit – und in arbiträrem Maßstab – die Spannungen
U12, U40 und U42 an den Anschlüssen der Kondensatoren 212, 240 und 242 darstellt
sowie die Ströme
I20, I46 und I48, welche die Spulen 220, 246 und 248 in
Richtung der elektrischen Last 222 durchqueren.
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In
der 3 fällt
der Zeitnullpunkt zusammen mit dem Schließen des Schalters 230.
Ab diesem Zeitpunkt entlädt
sich der Kondensator 212 durch die Spule 220 in
den Kondensator 240. Die Spannung U12 fällt von
einem Wert U0 entsprechend der Kurve 301 und
in der Zeit t1 auf den Wert 0.
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Gleichzeitig,
wie die Kurve 302 zeigt, steigt die Spannung U40,
um am Ende der Zeit t1 den Wert U0 zu erreichen.
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Die
Spule 246 ist so konzipiert, dass ihre Induktivität nach der
Zeit t1 gesättigt ist. Der Kondensator 240 entlädt sich
dann in den Kondensator 242 während einer Zeit t2.
Die Spannungen U40 und U42 an den
Anschlüssen
der Kondensatoren 240 und 242, wiedergegeben durch
die Kurven 302 und 303, entwickeln sich sinusförmig.
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Die
Spannung U40 fällt bis auf den Wert 0 und die
Spannung U42 nimmt zu bis zu ungefähr dem Wert U0.
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Schließlich ist
die Spule 248 so konzipiert, dass ihre Induktivität nach der
Zeit t1 + t2 gesättigt ist. Der
Kondensator 242 entlädt
sich dann während
der Zeit t3 in die elektrische Last 222.
Während
der Zeit t3 fällt die Spannung U42 an
den Anschlüssen
des Kondensators 242 von dem Wert U0 auf
einen Wert, der im Wesentlichen null ist (Kurve 303).
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Die
Zeiten t
1, t
2 und
t
3 sind jeweils gleich
und
wo L
20,
L
46, L
48 und C jeweils
die Sättigungswerte
der Induktivitäten
220,
246 und
248 und
die Kapazität
der Kondensatoren sind.
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Die
Kurven 304, 305 und 306 geben die Ströme I20, I46 und I48 wieder, welche die Spulen 220, 246 und 248 während der
Zeiten t1, t2 und
t3 durchqueren. Es scheint einerseits, dass
der durch die Entladeströme
erreichte Wert, jeweils I1, I2 und
I3 während
der Zeiten t1, t2 und
t3 von einer Stufe der Entladeschaltung
zur nächsten
Stufe stark ansteigt. Außerdem sind
die Zeiten t1, t2 und
t3 so, dass t3 < t2 < t1.
Derart bildet man immer kürzere
aber auch immer stärkere Stromimpulse.
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Die
für die
aufeinanderfolgenden Stufen der Entladeschaltung verwendeten magnetischen
Schalter müssen
folglich einem großen
Strommessbereich entsprechen. Die magnetischen Schalter müssen auch
einen möglichst
kleinen Induktivitätswert
im gesättigten
Zustand aufweisen, um sehr kurze Impulse zu erhalten.
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Weitere
Beschränkungen
bzw. Grenzwertbedingungen, wie zum Beispiel die Erhitzung des den Kern
der Spulen der Schalter bildenden magnetischen Materials, müssen auch
berücksichtigt
werden.
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Die
Laser des Typs Kupferdampf und Halogenid (CuBr, CuHBr) erfordern
Versorgungen, die in einem Wiederholungs- bzw. Impulsfolgefrequenzbereich
von 5 bis 20 kHz arbeiten. Nun nehmen die Verluste in den magnetischen
Schaltern mit der Frequenz zu und die Erwärmung der Ferrite der Spulen ist
groß.
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Um
die Abkühlung
des magnetischen Materials zu erleichtern, verwendet man üblicherweise Spulen
mit Ringkern, wobei der Ring einen großen Durchmesser – zum Beispiel
in der Größenordnung von
200 mm – und
einen kleinen Querschnitt hat.
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Die
oben erwähnten
Impulsversorgungen arbeiten oft mit hohen Spannungen. Diese Spannungen
können
in bestimmten Fällen
Werte von 25 kV bis 100 kV erreichen. Also müssen die die Wicklung bildenden
leitfähigen
Drähte
durch Mäntel
isoliert werden und/oder müssen
so angeordnet werden, dass sie ausreichend weit voneinander entfernt
sind. Die Leiter müssen
auch gut gegenüber
den die Kerne bildenden Ferrite isoliert sein, wenn sie aus einem wenig
resistiven Material sind.
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Die
Dokumente (4), (5) und (6), deren Referenzen am Ende der vorliegenden
Beschreibung angegeben sind, liefern Realisierungsbeispiele für magnetische
Schalter. Es handelt sich zum Beispiel um große Ringe mit einer Wicklung
aus steifen Drähten oder
anderen koaxialen oder plattenförmigen
Sättigungsinduktivitätselementen.
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Die
magnetischen Schalter, die den oben genannten Bedingungen entsprechen,
sind oft voluminös
und sehr teuer. Zudem ist es schwierig, ihre Charakteristika denen
einer Aufladungsschaltung und einer elektrischen Last anzupassen.
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Die
vorliegende Erfindung hat die Aufgabe, einen kostengünstigen
magnetischen Schalter vorzuschlagen, der eine leichte Anpassung
an die oben beschriebenen Charakteristiken und Beschränkungen
einer Impulsversorgung ermöglicht.
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Eine
Aufgabe der Erfindung besteht auch darin, einen magnetischen Schalter
für eine
Impulsversorgung vorzuschlagen, der eine sehr gute Spannungsfestigkeit
hat, mit reduzierten Isolationsmitteln.
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Eine
weitere Aufgabe der Erfindung ist ein magnetischer Schalter, der
in sehr kurzen Zeiten starke Ströme
schalten kann.
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Noch
eine Aufgabe der Erfindung ist ein magnetischer Schalter, der in
Impulsversorgungen mit hoher Wiederholungs- bzw. Impulsfolgefrequenz
eingesetzt werden kann und dessen Kühlung keine teure Einrichtung
erfordert.
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Darstellung
der Erfindung
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Die
Erfindung hat eine Vorrichtung zur Impulsversorgung einer elektrischen
Last zum Gegenstand, die eine Schaltung zur Aufladung wenigstens eines
Akkumulationskondensator genannten Kondensators und wenigstens eine
Schaltung zur Entladung des Akkumulationskondensators in die elektrische
Last umfasst, wobei der Entladekreis bzw. die Entladeschaltung wenigstens
einen magnetischen Schalter umfasst. Um diese Vorrichtung erfindungsgemäß zu realisieren,
umfasst der magnetische Schalter eine Vielzahl von Sättigungsinduktivitätsspulen,
verteilt auf eine Vielzahl seriengeschalteter Spulengruppen und
eine Vielzahl parallelgeschalteter Spulengruppen, so dass jede einzelne
Spule zugleich zu einer einzigen seriengeschalteten Spulengruppe
und zu einer einzigen parallelgeschalteten Spulengruppe gehört.
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Entsprechend
einer speziellen Anordnung der Sättigungsinduktivitätsspulen
können
diese gemäß Spulen-Zeilen
und Spulen-Spalten angeordnet sein, wobei jede Spule einer Zeile
parallelgeschaltet ist mit jeder anderen Spule der genannten Zeile,
und jede Spule einer Spalte seriengeschaltet ist mit jeder anderen
Spule der genannten Spalte.
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Die
Spulenzeilen und -spalten entsprechen in diesem Fall jeweils den
parallelgeschalteten Spulengruppen und den seriengeschalteten Spulengruppen.
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Da
in dem Netzwerk eine bestimmte Anzahl Spulen seriengeschaltet sind,
wird die Spannung, der jede einzelne Spule ausgesetzt ist, reduziert
aufgrund der Verteilung der Gesamtspannung auf alle seriengeschalteten
Spulen.
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Wenn
die Spulen mit einem Kern aus einem magnetischen Material wie zum
Beispiel einem Ferrit auf Mangan- oder Nickelbasis oder einem anderen, ausreichend
resitiven Material ausgestattet sind, ist es auch möglich, die
Leiter der Spule direkt auf den Kern zu wickeln, ohne weitere Isolatoren.
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Da
also die elektrischen Isolationsmittel reduziert werden, ist es
möglich,
Spulen mit kleinen Dimensionen zu verwenden, die im Handel leicht
erhältlich
sind und wenig kosten. Die Vervielfachung der Anzahl der Spulen
in einem erfindungsgemäßen Netzwerk
erleichtert auch die Kühlung
dieser Bauteile. Insbesondere kann eine Luftkühlung der Bauteile vorgesehen
werden, was bei den Vorrichtungen nach dem Stand der Technik nicht
ausreicht.
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Zudem
können
die elektrischen und physikalischen Charakteristiken des Spulennetzwerks
mit einer guten Genauigkeit angepasst werden, indem man jeweils
die Anzahl der seriengeschalteten Spulen und der parallelgeschalteten
Spulen in dem Netzwerk variiert. Auch dies ist sehr vorteilhaft
gegenüber den
magnetischen Schaltern nach dem Stand der Technik. Die Modifizierung
der Charakteristiken der üblichen
magnetischen Schalter erfordert nämlich eine Anpassung ihrer
geometrischen Form oder ihrer Dimensionen.
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Nach
einem anderen speziellen Aspekt der Erfindung können Spulen eine elektrische
Wicklung um einen Ringkern aus magnetischem Material umfassen. Die
Wicklung kann aus einem einzigen elektrisch leitfähigen Draht
bestehen, umfasst aber vorzugsweise eine Vielzahl von parallel angeschlossenen
Drähten,
um den Strom um den durch den Kern erzeugten Magnetkreis herum besser
zu verteilen.
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Das
erfindungsgemäße Spulennetzwerk kann
in einer magnetischen Kompressionsstufe der Impulse einer wie oben
beschriebenen Impulsversorgung verwendet werden. Es kann auch als
eine Hilfe bei der Umschaltung eines steuerbaren Schalters der Versorgung
verwendet werden.
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Zum
Beispiel – bei
einer speziellen Ausführung
der Versorgungsvorrichtung – kann
diese eine Initialisierungsschaltung der Entladung des Akkumulationskondensators
in die elektrische Last umfassen. Diese Schaltung umfasst einen
steuerbaren Schalter und einen magnetischen Schalter als Hilfe bei
der Umschaltung. Erfindungsgemäß kann dieser magnetische
Schalter eine Vielzahl Sättigungsinduktivitätsspulen
umfassen, entsprechend einem Serien-Parallelschaltungsnetzwerk.
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Weitere
Merkmale und Vorteile der Erfindung gehen besser aus der nachfolgenden
Beschreibung hervor, die sich auf die Figuren der beigefügten, rein erläuternden
und nicht einschränkenden
Zeichnungen bezieht.
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Kurzbeschreibung der Figuren
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Die 1,
schon beschrieben, ist ein Schaltplan einer Laser-Impulsversorgung
eines bekannten Typs,
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die 2,
schon beschrieben, ist ein Schaltplan einer Entladeschaltung einer
Impulsversorgung eines bekannten Typs, die mehrere magnetische Kompressionsstufen
der Impulse umfasst,
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die 3,
schon beschrieben, ist ein Diagramm, das die an verschiedenen Punkten
der Entladeschaltung der 2 gemessenen Ströme und Spannungen
zeigt,
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die 4 ist
eine schematische Darstellung eines erfindungsgemäßen Spulennetzwerks,
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die 5 ist
eine schematische Darstellung eines Beispiels einer einzelnen in
dem Netzwerk der 4 verwendeten Spule,
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die 6 ist
ein Schaltplan einer Impulsversorgung mit wenigstens einem erfindungsgemäßen Spulennetzwerk,
und
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die 7A, 7B und 7C sind
Diagramme, welche die zeitliche Entwicklung der Spannungen in verschiedenen
Punkten der Versorgung der 6 zeigen.
Die Spannung ist jeweils auf der Ordinatenachse aufgetragen und
die Zeit auf der Abszissenachse.
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Detaillierte Beschreibung
von Ausführungsarten
der Erfindung
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Die 4 zeigt
ein Netzwerk von Sättigungsinduktivitätsspulen
nach der Erfindung. Es handelt sich um ein Netzwerk mit n × m Spulen 401,
wo n und m ganze Zahlen sind. Die Spulen sind aus Gründen der
Vereinfachung schematisch als Rechtecke dargestellt. In dem dargestellten
Beispiel umfasst das Netzwerk n Zeilen und m Spalten, das heißt n Gruppen
seriengeschalteter Spulen und m Gruppen parallelgeschalteter Spulen.
Die seriengeschalteten Spulengruppen werden als Netzwerkstufen bezeichnet und
die parallelgeschalteten Spulengruppen als Netzwerkzweige. Die Spulen
tragen kollektiv das Bezugszeichen 401, aber jede einzelne
Spule trägt
ein Bezugszeichen I. M.i,j, wobei die Variable
i einem Zeilenindex entspricht und die Variable j einem Spaltenindex,
und i von 1 bis n variiert und j von 1 bis m. Man geht im Übrigen davon
aus, dass die Kennwerte der einzelnen Spulen im Wesentlichen gleich
sind.
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Die
Anzahl n seriengeschalteter Spulen in dem Netzwerk ist in Abhängigkeit
von der Spannung angepasst, die an die Anschlüsse des Netzwerk angelegt werden
kann.
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Man
geht nämlich
davon aus, dass jede Sättigungsinduktivitätsspule
gekennzeichnet wird durch ein Produkt aus Spannung mal einer Zeit,
die der Spannung entspricht, der die Spule während dieser Zeit ausgesetzt
werden kann, ohne in einen gesättigten
Zustand überzugehen.
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Wenn
man Einzelspulen – charakterisiert durch
ein Spannungs-Zeit-Produkt V1·t1 – verwendet, ist
es möglich,
wenn man sie in ein Spulennetzwerk nach 4 integriert, zwischen
den Anschlüssen des
Netzwerks eine Spannung V2 während einer
Zeit t2 aufrecht zu erhalten, mit V2·t2 = n·V1·t1, wo n die Anzahl der seriengeschalteten
Spulen ist.
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Zudem
weist jeder seriengeschaltete Spulenzweig eine Induktivität auf, die
n mal höher
ist als die Induktivität
einer einzelnen Spule.
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Um
die Induktivität
des Netzwerks an einen gewünschten
Wert anzupassen, der niedriger ist als die Induktivität eines
seriengeschalteten Spulenzweigs des Netzwerks, genügt es eine
entsprechende Anzahl m parallelgeschalteter Spulenzweige in das
Netzwerk zu integrieren.
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Wenn
das Netzwerk in einer magnetischen Kompressionsstufe verwendet wird,
in Verbindung mit einem Kondensator, ist der Kompressionsgrad des
Netzwerks derselbe wie der einer einzelnen Spule des Netzwerks,
getrennt vom Netzwerk und denselben Bedingungen – als wäre sie in dem Netzwerk – ausgesetzt.
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Das
Kompressionsverhältnis τ definiert
man τ = θ1/θ2, wo θ1 die Dauer ist, während der der magnetische Schalter
gesperrt bleibt, während
er einer bestimmten Spannung ausgesetzt ist, und θ2 die Dauer des Stromimpulses ist, der den
magnetischen Schalter in einem Sättigungszustand
durchquert.
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Wenn
die Spulen einen Ringkern haben, sind die Kompressionsverhältnisse τb einer
Einzelspule und τr des Netzwerks so, dass τb = τr =
2NSΔB/π/I, wo N
die Anzahl der auf den Kern gewickelten Windungen der Spule ist,
S der Querschnitt des Rings ist, ΔB die
Veränderung
der magnetischen Induktion zwischen dem gesättigten und dem ungesättigten
Zustand ist, I die Induktivität
einer einzelnen Spule ist und I der sie durchfließende Strom
ist. Das Spannungs-Zeit-Produkt V·θ1 ist
so, dass V·θ1 = 2NnSΔB, wenn
n Spulen seriengeschaltet sind.
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Ein
Spulennetzwerk gemäß 4 kann
mit einer standardmäßigen gedruckten
Schaltung in Form einer Karte realisiert werden, wie in der 4 gestrichelt
und mit dem Bezugszeichen 464 versehen dargestellt.
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Die
Eingangsverbindungen des Stroms in Richtung Spulen und die Ausgangsverbindungen,
in der 4 jeweils mit 460 und 462 bezeichnet,
sind vorzugsweise über
die gesamte Breite der Karte vorgesehen, um eine homogene Verteilung
des Stroms in den verschiedenen parallelen Zweigen des Netzwerks
sicherzustellen.
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Außerdem sind
die Eingänge
bzw. die Ausgänge
der Spulen jeder Stufe des Netzwerks gegenseitig durch Leiter 466 verbunden.
Diese Maßnahme ermöglicht,
die Spannungen an den Anschlüssen
der verschiedenen Stufen des Netzwerks zu homogenisieren und eventuelle Überschläge zwischen
parallelen Spulen zu vermeiden. Ein weiterer Vorteil ist auch ein
besseres Gleichgewicht der Ströme
in dem Netzwerk, wenn das magnetische Material der Spulen gesättigt ist.
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Die 5 zeigt
ein Realisierungsbeispiel einer einzelnen Spule, geeignet für den Anschluss
in einem Spulennetzwerk.
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Diese
Spule umfasst eine Vielzahl und vorzugsweise vier leitfähige Drähte 571, 572, 573, 574, die
eine Wicklung 577 um einen Ringkern 575 aus magnetischem
Material bilden, zum Beispiel einem Ferrit. Die Drähte 571, 572, 573, 574 sind
parallel verbunden bzw. angeschlossen, das heißt, dass die Drähte, die
von einem Ring zum nächsten
verlaufen, mit ihren Enden verbunden sind. Die Drähte 571 und 572 sind
auf einen Teil des Rings gewickelt, der im Wesentlichen gemäß einer
Querschnittsebene der Hälfte
des Rings entspricht, und die Drähte 573 und 574 sind
um die andere Hälfte
des Rings gewickelt.
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Diese
Anordnung sowie die Vervielfachung der Anzahl leitfähiger Drähte ermöglicht eine
gute Verteilung des die Spule durchquerenden Stroms um das magnetische
Material herum. Diese Charakteristik ermöglicht, eine magnetische Induktivität mit einer besonders
schwachen Sättigung
zu erhalten, was vorteilhaft ist, wenn das Netzwerk als magnetischer Schalter
benutzt wird. Die Anzahl der leitfähigen Drähte wird jedoch vorzugsweise
auf vier begrenzt, um die Herstellung der Spule zu vereinfachen.
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Die
an den Anschlüssen
der einzelnen Spulen auftretende Spannung wird vorzugsweise begrenzt
auf einen Höchstwert
von 5 kV.
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Jeder
Ring hat zum Beispiel einen Außendurchmesser
von 36 mm, einen Innendurchmesser von 22 mm und eine Höhe von 15
mm.
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Diese
Dimensionen entsprechen den Standarddimensionen der im Handel erhältlichen
und daher kostengünstigen
Ringe.
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Zudem
ermöglichen
diese Ringe aufgrund ihrer kleinen Größe und folglich ihres kleinen
Querschnitts eine unaufwändige
effiziente Kühlung
des magnetischen Materials.
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Spulennetzwerke
mit solchen Kernen können
mit Luft gekühlt
werden.
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Ein
wie oben beschriebenes Spulennetzwerk kann vorteilhaft als magnetischer
Hilfsschalter beim Umschalten dienen, in Verbindung mit einem steuerbaren
Schalter wie zum Beispiel einem IGBT-Transistor oder einem Thyratron.
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Das
Spulennetzwerk kann also in eine Impulsversorgung bekannten Typs – wie zum
Beispiel dargestellt in der 1 – integriert
werden, in der es den Platz und die Funktion des magnetischen Schalter übernimmt,
der das Bezugszeichen 120 trägt.
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Die
Funktionsweise einer solchen Versorgung wird detailliert in dem
einleitenden Teil der Beschreibung erklärt, den man konsultieren kann.
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Das
Spulennetzwerk kann auch als magnetischer Schalter in einer Kompressionsstufe
der Impulse einer Entladeschaltung einer Impulsversorgungsvorrichtung
benutzt werden.
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In
diesem Fall kann es gemäß dem Schaltplan
der 2 geschaltet werden, in der es den Platz wenigstens
eines der magnetischen Schalter 246 oder 248 einnimmt.
Diese beiden magnetischen Schalter der 2 können jeweils
auch durch zwei wie oben beschriebene Spulennetzwerke ersetzt werden.
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Die
Funktionsweise der Versorgung der 2 wird hier
nicht noch einmal beschrieben. Man kann ebenfalls den einleitenden
Teil der Beschreibung konsultieren.
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Die 6 der
beigefügten
Zeichnungen zeigt die Schaltung einer anderen Impulsversorgung, bei
der die erfindungsgemäße Verwendung
des Spulennetzwerks als magnetischer Schalter speziell angepasst
ist. Der Schaltplan dieser Versorgung ist einem Schaltplan ähnlich,
der in dem Dokument (7) vorgeschlagen wird, dessen Referenzen am
Ende der vorliegenden Beschreibung angegeben sind.
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Die
Versorgung der 6 ist mit einer elektrischen
Last 622 verbunden, gebildet durch einen Spitzenkondensator 624,
eine Ionisierungsspule 626 und eine Laserröhre 628.
Die Versorgung umfasst außerdem
eine Ladeschaltung mit zwei Akkumulationskondensatoren 612 und 613.
Diese Kondensatoren sind mit einem ersten Anschluss einer Energiequelle 610 verbunden, über eine
Ladespule 616, eine Diode 618, eine Inversionsspule 619 und
einen magnetischen Sperrschalter 620, alle in dieser Reihenfolge
in der Ladeschaltung in Serie geschaltet. Die Ladeschaltung umfasst
auch die elektrische Last 622, angeschlossen zwischen dem
zweiten Anschluss der Energiequelle und einem zweiten magnetischen Schalter 621.
Der magnetische Schalter 621 verbindet die elektrische
Last mit einem Anschluss 679 des Akkumulationskondensators 613.
Die magnetischen Schalter 620 und 621 werden jeweils
durch ein Serien-Parallelschaltungsnetzwerk des oben beschriebenen
Typs gebildet.
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Ein
Knotenpunkt 680 zwischen dem magnetischen Sperrschalter 620 und
dem Kondensator 613 ist auch mit dem zweiten Anschluss
der Energiequelle 610 verbunden, über den Akkumulationskondensator 612.
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Ein
Kreis bzw. eine Schaltung zur Entladung der Akkumulationskondensatoren
in die elektrische Last umfasst in dieser Reihenfolge und in Serie:
die Akkumulationskondenstoren 612 und 613, den
zweiten magnetischen Schalter 621 und die eigentliche elektrische
Last 622.
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Die
Versorgungsvorrichtung umfasst schließlich eine Schaltung zur Einleitung
der Entladung der Akkumulationskondensatoren. Diese Schaltung, verbunden
mit den Anschlüssen
des Kondensators 612, umfasst – ab dem Knotenpunkt 680 – den ersten
magnetischen Schalter 620, die Inversionsspule 619 und
einen Zweig 684. Dieser Zweig hat ein erste Ende, verbunden
mit der Inversionsspule 619 in einem Knotenpunkt 686,
und ein zweites, direkt mit dem Kondensator 612 verbundenes
Ende. Der Zweig 684 umfasst einen steuerbaren Schalter 630,
zum Beispiel gebildet durch einen oder mehrere Transistoren und
eine Diode 617 mit Durchlassrichtung vom ersten zum zweiten
Ende des Zweigs 684.
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Erfindungskonform
können
sowohl einer als auch beide magnetische Schalter 620 und 621 der Versorgung
durch wie oben beschriebene Spulennetzwerke gebildet werden.
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Die 7A, 7B und 7C zeigen
jeweils – in
Abhängigkeit
von der auf der Abszissenachse aufgetragenen Zeit – die Spannungen
in dem Knotenpunkt 680, dem Knotenpunkt 679 und
an den Anschlüssen
der elektrischen Last, aufgetragen auf der Ordinatenachse. Die Spannungen
und die Zeit sind in arbiträren
Maßstäben angegeben.
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In
der Folge wird summarisch die Funktionsweise der Vorrichtung der 6 in
Korrelation mit den Kurven der 7A bis 7C beschrieben.
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In
einer ersten Zeit ist der Schalter 630 geöffnet und
in der Ladeschaltung fließt
ein von der Energiequelle 610 gelieferter Strom. Die Kondensatoren 612 und 613 bilden
mit der Ladespule 616 einen Schwingkreis, die einen hohen
Induktivitätswert
aufweist in Bezug auf alle anderen induktiven Bauteile der Versorgung.
Der Schwingkreis spielt eine Verdoppler-Rolle der Ladespannung.
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Die
beiden Kondensatoren 612 und 613 werden also durch
einen im Wesentlichen gleichen Strom geladen, und jeder hat eine
Spannung im Wesentlichen gleich 2E, als Absolutwert, wobei E die Spannung
an den Anschlüssen
der Energiequelle 610 ist.
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Diese
erste Phase ist bei den Kurven der 7A, 7B und 7C mit 790 bezeichnet.
Am Ende dieser Phase ist die Spannung an den Anschlüssen des
Kondensators 612 (7A) gleich 2E,
an den Anschlüssen
des Kondensators 613 gleich –2E und an den Anschlüssen dieser
beiden vereinigten Kondensatoren sowie an den Anschlüssen des
magnetischen Schalters 821 gleich null (9C).
Der Bezugspunkt 791 in der 7A entspricht
dem Zeitpunkt, wo die Ladespannung des Absolutwerts 2E bei den Kondensatoren
erreicht ist. Die Diode 618 hindert die Kondensatoren dann
darin, sich in Richtung Energiequelle 610 zu entladen.
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Der
Punkt 792 der 7A und 7B entspricht
dem Schließen
des steuerbaren Schalters 630. Wenn der steuerbare Schalter 630 sich
schließt, wird
die Spannung an seinen Anschlüssen
null und wird zu dem durch ein Spulennetzwerk gebildeten magnetischen
Schalter 620 übertragen.
Wenn der magnetische Schalter einen Sättigungszustand erreicht, in
den 7A und 7B der
Punkt 792, wird die Spannung an den Anschlüssen des Kondensators 612 mit
Hilfe der Inversionsspule 619 invertiert. Das Ende der
Inversionsphase ist in dem mit 793 bezeichneten Punkt erreicht.
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Wie
die 7B und 7A zeigen,
beträgt die
Spannung im Knotenpunkt 679, das heißt an den Anschlüssen des
magnetischen Schalters 621, dann –4E, und die Spannung an den
Anschlüssen
des Kondensators 612 beträgt –2E.
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Der
magnetische Schalter 621, gebildet durch ein Spulennetzwerk,
ist so dimensioniert, dass er sich ab dem Zeitpunkt sättigt, wo
die Spannung an den Anschlüssen
des Akkumulationskondensators 612 invertiert wird, das
heißt
ab dem Zeitpunkt, der das Bezugszeichen 793 trägt.
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Wenn
der magnetische Schalter 621 gesättigt ist, wird die Entladeschaltung
bzw. der Entladekreis geschlossen und die Akkumulationskondensatoren,
in Serie in diesem Kreis, entladen sich in die elektrische Last 622 und
noch genauer in den Spitzenkondensator 624. Die Spannung
an den Anschlüssen
der elektrischen Last 622, dargestellt in der 7C,
erreicht ihren Höchstwert – als Absolutwert
gleich 4E – zu
einem mit 794 bezeichneten Zeitpunkt. Dieser Zeitpunkt
entspricht der Zündung
des Lasers 628. Wie zu sehen in der 7C, wird
die Spannung in Form eines Impulses von kurzer Dauer angelegt.
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Man
bezeichnet die Dauer der Inversion der Spannung an den Anschlüssen des
Kondensators 612, also die Zeitdauer zwischen den Zeitpunkten 792 und 793,
mit Δt1 und die Zeitdauer zwischen den Zeitpunkten 793 und 794 mit Δt2.
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Bei
einer praktischen Realisierung der oben beschriebenen Vorrichtung
wird ein CuBr-Gaslaser mit einer optischen Leistung von 200 W versorgt
Da der Wirkungsgrad eines solchen Lasers bei 2 bis 3% liegt, muss
die gelieferte Leistung ungefähr
8 kW betragen.
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Die
für diesen
Laser vorgesehene Versorgung soll kurze Impulse der Größenordnung
100 ns mit einer Impulsfolgefrequenz von 16 kHz liefern. Die an
die Anschlüsse
des Lasers angelegte Spannung beträgt ungefähr 50 kV, ausgehend von einer
Energiequelle in Form eines Gleichstromgenerators mit einer Spannung
von E = 12 kV. Mit einer Vorrichtung gemäß 6 beträgt die Spannung
an den Anschlüssen
des Lasers 4E, das heißt
48 kV.
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Um
die Spannung während
einer Dauer Δt1 von 200 ns zu blockieren, benutzt man einen
magnetischen Schalter 621 in Form eines Spulennetzwerks, das
pro Zweig 12 bewickelte Ringe in Serie umfasst.
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Dabei
sind, um einen Impuls mit einer Dauer von 50 ns zu erhalten, 4 Zweige
mit jeweils 12 bewickelten Ringen in dem Netzwerk parallelgeschaltet. Die
Kühlung
der Spulen erfolgt mittels Luft- oder Ölzirkulation.
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Wenn
man die Last mit einer anderen Leistung versorgen will, genügt es, die
Dimensionen des Netzwerks zu modifizieren, das heißt die Anzahl
seiner Zweige und die Anzahl der Spulen jedes Zweigs.
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Eine
solche Anpassung erfordert keinen Eingriff bei den magnetischen
und elektrischen Kreisen der Wicklungen, so dass sie keine großen Kosten verursacht.
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IN DER BESCHREIBUNG GENANNTE
REFERENZEN
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- (1) FR-A-2 654 878
- (2) Swart, P. H., von Bergman, H. M.
"Comparative evaluation of pulsing circuits
for kHz excimer laser system"
- (3) H. T. W. Tromp, P. H. Swart and H. M. von Bergman
"Bipolar pulsing circuits
for high power high rep rate lasers"
Proc. 18th IEEE Power Modulator
symposium, Seiten 29–33,
IEEE, 1990
- (4) E. G. Cook, D. G. Ball, D. L. Birx, J. D. Branum, S. E.
Peluso,
"High
average power magnetic modulator for cooper lasers"
Proc. 8TH IEEE
Pulsed Power Conference, Seiten 537–542.
- (5) Don G. Ball, Livermore; Dan Birx, Brentwood; Edward G. Cook,
Livermore, all of Calif.
"Magnetic
compression laser driving circuit"
US-Patent Nr. 5,177,754 (5. Jan.
1993)
- (6) W. C. Nunnally, J. Power, T. E. Springer
"Development of stripline
magnetic modulators"
IEEE
Conference record of 1982 15th power modulation symposium, Seiten
28–31.
- (7) S. Gavay, P. Blau, M. Lando, I. Druckman, Z. Horvitz, Y.
Yfrah, I. Hen, E. Miron, I. Smilanski
"Stabilization of high-power cooper vapour
laser"
Optical
and Quantum Electronics 23 (1991).