DE2437427B2

DE2437427B2 - Temperaturkompensierte Konstantstromschaltung

Info

Publication number: DE2437427B2
Application number: DE2437427A
Authority: DE
Inventors: Steven Alan Clark N.J. Steckler (V.St.A.)
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Corp
Priority date: 1973-08-03
Filing date: 1974-08-02
Publication date: 1980-08-14
Also published as: AU7185374A; JPS5310257B2; SE398928B; CA1034200A; GB1472988A; DE2437427C3; JPS5044454A; FR2239719A1; SE7409647L; KR790001971B1; DE2437427A1; IT1014836B; US3886435A; NL7410073A; FR2239719B1

Description

Die Erfindung betrifft eine Konstantstromschaltung nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Eine Konstantstromschaltung dieser Art ist aus der Zeitschrift »Electronic Design«, Bd. 16, 1.2.1968, Seite bekannt.

Bei Verwendung integrierter Transistorschaltungen auf zahlreichen Gebieten muß berücksichtigt werden, daß viele Betriebsparameter des Transistors, wie beispielsweise dessen Kollektorstrom, von der Temperatur abhängen. Das Problem dieser Temperaturempfindlichkeit der Betriebsparameter wird besonders groß, wenn integrierte Schaltungen in ungünstigen Umgebungen relativ weiten Temperaturschwankungen unterworfen sind oder wenn eine große Anzahl integrierter Schaltungen verhältnismäßig dicht beieinander betrieben werden, so daß eine wirksame Kühlung bestimmter Elemente der integrierten Schaltungen verhindert wird. Unter solchen Umständen bilden integrierte Schaltungsanordnungen, die eine Temperaturkompensation zur Erzielung relativ temperaturunabhängiger Kennlinien bewirken, für den Konstrukteur eine große Hilfe.

Es ist bekannt, in einer Schaltungsanordnung zur Stabilisierung kleiner Gleichspannungen, bei der ein an der Emitter-Basis-Strecke eines Vergleichstransistors auftretender Spannungsabfall als Referenzspannung dient, für eine Temperaturkompensation des Arbeitspunktes der Schaltungsanordnung zu sorgen, und zwar mittels eines über die Emitter-Basis-Strecke des Vergleichstransistors geschalteten NTC-Widerstandes (DE-AS 15 13 319). Ferner ist es bekannt, zur Temperaturstabilisierung in Transistorstufen in den Kollektorkreis des betreffenden Transistors eine Anordnung zu schalten, die der Reihenschaltung aus einer Diode und einem NTC-Widerstand entspricht, zu dem noch ein weiterei Widerstand parallel liegt (»Elektrouikpraxis« 1971, Nr. 5, Seite 37).

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Konstantstromschaltung der eingangs angegebenen Art so weiterzubilden, daß sie in der Lage ist, einen im wesentlichen temperaturunabhängigen Strom zu liefern.

Diese Aufgabe wird erfindungssemäß durch die Merkmale im kennzeichnenden Teil des Patentanspruchs I gelöst.

Diese Lösung, die sich aus ihr ergebenden Vorteile sowie ihre in den Unteransprüchen gekennzeichneten Weiterbildungen werden nachstehend anhand der Zeichnungen im einzelnen erläutert. Es zeigt

Fig. 1 teilweise in Blockform imd teilweise als Detailschaltbild eine Schaltungsanordnung zur Erläuterung der Erfindung,

Fig.2 das Schaltbild eines Ausführungsbeispiels der Erfindung und

Fig.3 ein Schaltbild eines weiteren Ausführungsbeispiels der Erfindung.

In der Schaltungsanordnung nach F i g. 1 ist eine Spannungsquelle 8 mit später näher beschriebenem Aufbau vorgesehen, deren gelieferte Spannung gleich sei der Spannung Vbe an einem in Durchlaßrichtung vorgespannten Basis-Emitter-Halbleiterübergang. Die positive Klemme der Spannungsquelle 8 ist über einen Widerstand 29 mit dem Punkt C verbunden. Die negative Klemme der Spannungsquelle 8 liegt am Punkt C. Eine Diode 26 ist mit ihrer Anode an die positive Klemme der Spannungsquelle 8 und mit ihrer Kathode an das eine Ende eines Widerstands 35 angeschlossen. Das andere Ende des Widerstands 35 ist mit dem Punkt G verbunden. Ferner ist eine Lastimpedanz 60 vorgesehen, die einen Strom benötigt, der sich über einen beträchtlichen Bereich von Betriebstemperaturen praktisch nicht mit der Temperatur ändert. Die Lastimpedanz 60 liegt in Reihe /wischen einem Versorgungsspannungs-Potential am Punkt B+ und dem gemeinsamen Anschluß der Anode der Diode 26. der positiven Klemme der Kw-Spannungsquelle 8 und des einen Endes des Widerstands 29.

Bei der in F i g. 1 gezeigten Schaltungsanordnung ist die von der Spannungsquelle 8 gelieferte Spannung gekennzeichnet durch die Spannung an einem in der Durchlaßrichtung gespannten Basis-Emitter-Halbleiterübergang. Diese Spannung Vbe nimmt mit wachsender Temperatur ab, und zwar nach folgender Funktion.

v_BE =

Hierbei ist Vefdie Spannung am Basis-Emitter-Übergang; Vgo it'· die Spannung an dieser Übergangszone ι ο beim absoluten Nullpunkt; Vbeo ist die Spannung an der Übergangszone bei der Bezugstemperatur To; π ist eine Konstante, die sich nach der jeweiligen Konstruktion des Elements richtet (typischerweise 1,5 für einen doppelt-diffundierten Siliziumtransistor); klq ist eine is physikalische Konstante mit einem Wert von etwa 8,66χ ΙΟ-⁵ V/°C; Fist die Temperatur der Übergangszone; Ic ist der Kollektorstrom bei der Temperatur T (gemessen in Kelvin); /„ ist der Kollektorstrom bei der Temperatur 7J (in Kelvin) und bei der Basis-Emitter-Spannung Vbeo; In bezeichnet den natürlichen Logarithmus des nachgestellten Klammerausdrucks. Hinsichtlich der Ableitung und der Anwendungen der obenstehenden Formel sei als Beispiel verwiesen auf die Veröffentlichungen »An Exact Expression for the Thermal Variation of the Emitter-Base Voltage of Bipolar Transistors« von R. J. Widlar in Proc. IEEE (Letters), Band 55, Seiten 96 bis 97, Januar 1967, und »Silicon Transistor Biasing for Linear Collector Current Temperature Dependence« von J. S. Brugler in IEEE jo Journal of Solid State Circuits (correspondence), Band SC-2, Nr. 2, Seiten 57 bis 58, Juni 1967, und die in diesen Veröffentlichungen genannten Literaturangaben.

Wenn sich die Spannung an der Spannungsquelle 8 ändert, dann muß sich auch der durch den Widerstand j-5 29 fließende Strom ändern. Die Spannung an der Spannungsquelle 8 soll nämlich im wesentlichen gleich dem Produkt des Widerstandswerts des Widerstands 29 mit dem durch den Widerstand 29 fließenden Strom sein. Eine Untersuchung des vorstehenden Ausdrucks zeigt also, daß sich der Strom durch den Widerstand 29 direkt mit der Spannung an der Spannungsquelle 8 ändert.

Die obenstehende Gleichung zeigt ferner, daß sich die Spannung an der Spannungsquelle 8 umgekehrt mit der 4^r> Temperatur der Basis-Emitter-Übergangszone ändert (die letzten beiden Ausdrücke in der Gleichung sind relativ klein im Vergleich zu den die Größen V_go und VtJEo enthaltenden Ausdrücken der Gleichung, wie es in der oben an erster Stelle genannten Veröffentlichung >o gezeigt ist).

Die Spannung an der Anoden-Kathoden-Übergangszone der Diode 26 wird durch dieselbe Gleichung bestimmt wie die Spannung an der Spannungsquelle 8. Wenn die Temperatur ansteigt, dann nimmt also auch die Spannung an der Anoden-Kathoden-Übergangszone der Diode 26 und somit auch der effektive Widerstand der Serienschaltung aus der Diode 26 und dem Widerstand 35 ab.

Es besteht der Wunsch, den durch die Lastimpedanz 60 fließenden Strom im wesentlichen unabhängig von der Temperatur zu machen, und zwar für einen ziemlich großen Bereich von Betriebstemperaturen. Die temperaturbedingte Änderung des Stroms, der von der Serienschaltung aus der Diode 26 und dem Widerstand 35 gezogen wird, S(¹II 'laher gleich sein dem negativen Wert der tempera unbedingten Änderung des durch den stand 29 füeß'.'ni'sn Stroms.

In einer Gleichung, die das gegenseitige Verhältnis der Widerstände 29 und 35 angibt, ist folgendes einzubeziehen:

a) die mathematische Ableitung der vorstehenden Gleichung für V_ß£nach der Temperatur;

b) die Tatsache, daß die Spannung an der Spannungsquelle 8 annähernd gleich ist dem Strom durch die Lastimpedanz 60 minus dem Strom durch die Diode 26, geteilt durch den Wert des Widerstands 29;

c) die Temperatur, um welche herum die Kompensation stattfinden soll (im vorliegenden Fall sei hierzu die Raumtemperatur von 25° C oder 298 K genommen);

d) die Diodengleichung, welche die Beziehung der Spannung Vbe an einem in Durchlaßrichtung gespannten PN-Halbleiterübergang zum Sättigungsstrom Λ dieses Übergangs angibt:

(worin alle anderen Symbole die gleiche Bedeutung wie in der weiter oben stehenden Gleichung für Vbf. haben);

e) der Umstand, daß die mathematische Ableitung des durch die Lastimpedanz 60 fließenden Stroms nach der Temperatur den Wert 0 ergeben soll.

Beispielsweise läßt sich für doppelt-diffundierte Siliziumelemente mit Halbleiter-Übergangszone bei Raumtemperatur der Wert für Vbe (gemäß der ersten Gleichung) zu annähernd 0,7 Volt angeben. Die mathematische Ableitung der Basis-Emitter-Spannung Vbe nach der Temperatur beträgt etwa - 2 Millivolt pro "C oder K bei Siliziumelementen.

Wenn man voraussetzt, daß die Sättigungsströme für die Spannungsquelle 8 und die Diode 26 gleich sind, läßt sich aus der Gleichung, welche die Beziehung zwischen dem Sättigungssüom und der Spannung am in Durchlaßrichtung vorgespannten Basis-Emitter-Übergang angibt, die Spannung am Widerstand 35 folgendermaßen herleiten:

wobei Iss der effektive Diodenstrom der Spannungsquelle 8 ist.

Die mathematische Ableitung dieses Ausdrucks nach der Temperatur ergibt folgendes:

dT

Wenn man für den Ausdruck Ist//026 bei Raumtemperatur den Zahlenwert 4 wählt, dann ergibt sich für den obenstehenden Differentialquotienten PVroIPT ein Wert von annähernd 1,2 χ 10-⁴ Volt/°C. Der Konstrukteur der Schaltung kann natürlich auch irgendeinen anderen Wert für d,v, .Simrrivprhäiink L-*'!,,-». hr-i

Raumtemperatur wählen, je nach den speziellen Erfordernissen. Da die Spannungsänderung am Widerstand 35 nach der Temperatur geteilt durch den Wert des Widerstands 35 gleich ist dem Negativen der Spannungsänderung am Basis-Emitter-Übergang des Transistors 22 nach der Temperatur geteilt durch den Wert des Widerstands 29 und die letztgenannte Spannungsänderung oben zu etwa —2 Millivolt pro °C definiert wurde, beträgt das Verhältnis des Werts des Widerstands 29 zum Wert des Widerstands 35 ι ο annähernd 16,6. Andere Kenngrößen der Schaltung wie z. B. die zwischen die Punkte ß-f und G gelegte Spannung und der gewünschte Strom in der Lastimpedanz 60 geben die Maximal- und Minimalwerte der Widerstände selbst vor. Wenn man diese Überlegungen einbezieht, lassen sich für die Widerstände Werte finden, um gute Ergebnisse über den gewählten Temperaturbereich zu erzielen.

In der F i g. 2 ist eine Ausführungsform der Erfindung dargestellt, bei welcher von einer positiven Spannungsquelle am Punkt B+ eine Versorgungsgleichspannung über den Punkt C an jeweils das eine Ende dreier Widerstände 10,11 und 12 gelegt wird.

Das andere Ende des Widerstands 10 ist mit dem Emitter eines Transistors 14 verbunden. Das andere Ende des Widerstandes 11 ist mit dem Emitter eines Transistors 15 verbunden. Die Kollektoren und Basen der Transistoren 14 und 15 sind beide mit der Basis des Transistors 23 und mit dem Emitter eines Transistors 21 verbunden. Die beschriebenen Verbindungen der Transistoren 14 und 15 stellen nur eine von vielen möglichen Anordnungen zur Bildung einer Diode dar, deren Anode der Kollektor-Basis-Verbindung des Transistors entspricht, und deren Kathode durch den Emitter des Transistors dargestellt wird. Die Transistoren 14 und 15 können vom einen oder anderen Leitfähigkeitstyp sein, da sie lediglich als Dioden wirken. Wenn sie vom anderen Leitfähigkeitstyp sind, bilden ihre Emitter die Anoden der Dioden, während ihre zusammengekoppelten Kollektor- und Basisanschlüsse die Kathoden darstellen.

Die Basis des Transistors 21 ist mit dem Kollektor des Transistors 23 verbunden. Dieser Verbindungspunkt D bildet die Eingangsklemme eines Stromreglers. Der Kollektor des Transistors 21, d. h. der Punkt A, stellt eine Ausgangsklemme des Stromreglers dar.

Der Punkt D ist über eine Klemme D' mit dem Kollektor eines ersten Transistors 24 verbunden. Der Punkt A ist über eine Klemme A' mit der Basis des ersten Transistors 24 und dem Kollektor eines zweiten Transistors 22 verbunden. Der Emitter des ersten Transistors 24 liegt an der Basis des zweiten Transistors 22 und an einem Ende eines Stromüberwachungswiderstands 29. Der Emitter des zweiten Transistors 22 und das andere Ende des Widerstands 29 sind mit dem Punkt G verbunden. Die mit den Transistoren 22 und 24 und dem Widerstand 29 gebildete Anordnung umfaßt einen Stromweg für dessen Ausgangsstrom über den Punkt G.

Der Kollektor eines Transistors 25 ist mit dem gemeinsamen Anschluß der Basis des zweiten Transistors 22, des Emitters des ersten Transistors 24 und des Widerstands 29 verbunden. Die Basis des Transistors 25 ist ebenfalls mit diesem gemeinsamen Anschluß verbunden. Der Emitter des Transistors 25 ist über einen Widerstand 35 mit dem Punkt G verbunden. Man erkennt, daß der Transistor 25 in der Schaltung nach F i g. 2 die gleiche Aufgabe erfüllt, wie die Diode 26 in der Anordnung nach Fig. 1.

Der Transistor 25 und der Widerstand 35 stellen in der Anordnung nach F i g. 2 diejenigen Elemente dar, die den mit positivem Temperaturkoeffizienten behafteten Steuerstrom für den Stromregler liefern. Durch Addition dieses Stroms mit dem Steuerstrom, der einen negativen Temperaturkoeffizienten hat, weil die Spannung des Transistors 22 bei ansteigender Temperatur abnimmt, wird als Resultat ein im wesentlichen temperaturabhärigiger Eingangsstrom für den Stromregler erhalten.

An der Gleichspannungs-Versorgungsquelle liegt ferner der Kollektor eines Anlaßtransistors 50, dessen Emitter mit dem Punkt A verbunden ist. Es ist nicht notwendig, die Bnsis des Transistors 50 in der Schaltung anzuschließen, da die alleinige Funktion dieses Transistors darin besteht, einen Kollektor-Emitter-Leckstrom zum Anlassen deir Schaltung zu liefern. Je nach der Art der verwendeten Transistoren können auch andere Leckströme in der Schaltung dazu ausreichen, die Schaltung in Gang zu setzen. In diesem Fall kann der Transistor 50 fortgelassen werden.

Nachdem durch einen geeigneten Kollektor-Emitter-Leckstrom des Anlaß transistors 50 der Transistor 24 zu Beginn in den leitenden Zustand versetzt worden ist, ändert sich der Kollektorstrom des ersten Transistors 24 annähernd so wie die Spannung des zweiten Transistors 22 geteilt durch den Wert des Widerstands 29.

In der Schaltungsanordnung nach F i g. 2 bilden die Elemente 10, 11, 12, 14, 15, 21 und 23 einen Stromverstärker, bei welchem das Verhältnis des an einer Eingangsklemme (Punkt D) zugeführten Eingangsstroms zu dem an eine Ausgangsklemme (Punkt A) gelieferten resultierenden Ausgangsstrom im wesentlichen konstant ist, so daß der Ausgangsstrom gleich ist dem Produkt des Eingangsstroms mit einer konstanten Verhältniszahl. Die Verhältniszahl kann einfach dadurch geändert werden, daß man die Anzahl von Reihenschaltungen aus Dioden und Widerständen, die parallel zueinander zwischen die Versorgungsspannungsklemme und die Basis des Transistors 23 geschaltet sind, ändert. Die Verhältniszahl läßt sich auch dadurch ändern, daß man das Verhältnis der Basis-Emitter-Übergangsflächen eines oder mehrerer als Dioden verwendeter Transistoren (Elemente 14 und 15 in der vorliegenden Schaltung) bezüglich der Basis-Emitter-Übergangsfläche des Transistors 23 ändert, mit dessen Basis-Emitter-Kreis diese Elemente parallelgeschaltet sind.

Bei dem dargestellten Stromverstärker bildet der vom Emitter des Transistors 23 kommende Strom den Eingangsstrom, während der vom Kollektor des Transistors 21 (d.h. von der Ausgangsklemme des Stromverstärkers) kommende Strom, der aus der Gleichspannungsquelle am Punkt B+ über die Widerstände 10 und 11 und die als Diode geschalteten Transistoren 14 und 15 herangeführt wird, den Ausgangsstrom darstellt Das Verhältnis des Eingangsstroms zum Ausgangsstrom beträgt 1 :2, vorausgesetzt, daß die Basis-Emitter-Übergangsflächen und die Diffusionsspannungsprofile der Transistoren 14, 15 und 23 einander gleich sind. Dies kommt daher, daß unter statischen Bedingungen der in Durchlaßrichtung gespannte Basis-Emitter-Übergang des Transistors 23 und die in Durchlaßrichtung gespannten Dioden-Transistoren 14 und 15 (die mit dem Transistor 23 faktisch gleich sind) jeweils mit den gleich großen Widerständen 10,11 und 12 für die Gleichspannungsquelle am Punkt B+ drei

Stromwege mit jeweils praktisch gleicher Impedanz darstellen. Die Widerstände 10,11 und 12 sind eingefügt, um irgendwelche Unterschiede, die sich bei der Herstellung in den Elementen 14, 15 und 23 ergeben können, auszugleichen. Die Widerstände können in der vorliegenden Ausführungsform unter Umständen auch fortgelassen werden. In den drei von der Gleichspannungsquclle kommenden parallelen Stromwegen fließen im wesentlichen gleiche Ströme. Die in den Transistoren 14 und 15 fließenden Ströme fließen durch ₎₀ den Kollektor des Transistors 21, während der Kollektor des Transistors 23 einen Strom führt, der im wesentlichen gleich groß mit dem Strombeitrag des Transistors 14 oder des Transistors 15 ist Bei dieser Betrachtung wurden die Basisströme ignoriert, da sie um einige Größenordnungen kleiner als die in Rede stehenden Kollektorströme sind.

Die in Fig.2 dargestellte Anordnung aus den Transistoren 22 und 24 und dem Widerstand 29 bilden eine Spannungsquelle. Die Arbeitsweise dieser Schaltung folgt einem bekannten Prinzip, zum leichteren Verständnis der Erfindung sei sie jedoch hier noch einmal erläutert

Der zweite Transistor 22 ist in Emitterschaltung angeordnet Wenn am Punkt C das Betriebspotential ₂s angelegt wird, dann stellt sich ein Gleichgewichtszustand ein, bei welchen am Basis-Emitter-Übergang des zweiten Transistors 22 eine mittlere Spannung in Durchlaßrichtung erscheint Diese mittlere Spannung beträgt etwa 0,7 Volt für ein Siliziumelement bei Raumtemperatur von 25° C. Der infolge dieser mittleren Spannung vom zweiten Transistor 22 geleitete Kollektorstrom stellt die Leitfähigkeit des ersten Transistors 24 ein, der an den Widerstand 29 einen Strom zur Aufrechterhaltung dieser Spannung VsEliefert

Wenn die Spannung am Widerstand 29 die Tendenz zeigt, unter diesen Wert Vbe abzusinken (beispielsweise wenn die Kollektorspannung des ersten Transistors 24 abnimmt), dann wird der zweite Transistor 22 weniger durchlässig. Dies führt dazu, daß die Spannung an der Basis des ersten Transistors 24 (d.h. am Punkt A) ansteigt, wodurch die Leitfähigkeit des ersten Transistors 24 höher wird, so daß die Basis des zweiten Transistors 22 mehr Spannung erhält, um die Spannung Vbe aufrechtzuerhalten. Sollte die Spannung an der Basis des zweiten Transistors 22 dazu neigen, wesentlich Ober den Gleichgewichtswert anzusteigen, dann wird der zweite Transistor 22 mehr durchlässig, wodurch sich die Basisspannung des ersten Transistors 24 und somit dessen Leitfähigkeit vermindert Dies wiederum bringt die Basisspannung des zweiten Transistors 22 zurück auf ihren Gleichgewichtswert

Diese Arbeitsweise führt dazu, daß ein im wesentlichen konstanter Strom durch den Widerstand 29 und somit auch durch die Kollektor-Emitter-Strecken der beiden Transistoren 22 und 24 fließt, selbst wenn sich die Betriebsspannung am Punkt B+ wesentlich ändert Voraussetzung dazu ist allerdings, daß die Temperatur praktisch konstant bleibt Wenn sich die Temperatur jedoch ändert, dann wird der Betrieb der Schaltung _M gestört, falls man keine Maßnahmen zur Kompensation trifft

Wenn die Temperatur des zweiten Transistors 22 von irgendeinem wilficürlich festgesetzten Bezugswert T₀ abweicht, dann ändert sich die Basis-Emitter-Vorwärtsspannung entsprechend der oben angegebenen Formel.

Wenn sich die Basis-Emitter-Spannung des zweiten Transistors 22 ändert, dann muß sich auch der zum Widerstand 29 gelieferte Strom ändern. Da die Gesamtheit dieses Stroms im Kollektor des ersten Transistors 24 fließt, besteht der Einfluß des zweiten Transistors 22 darin, den Kollektorstrom des ersten Transistors 24 umgekehrt mit der Temperatur zu ändern.

Um diesen Effekt zu kompensieren und sicherzustellen, daß über die Eingangsklemme (Punkt D) des Stromverstärkers und somit auch über die Ausgangsklemme (Punkt A) des Stromverstärkers ein konstanter Strom nach Masse gezogen wird, ist die Basis des Transistors 25 mit dem Fühlwiderstand 29 der VflpSpannungsquelle verbunden. Der Kollektor dieses Transistors ist mit dessen Basis gekoppelt, um in der oben beschriebenen Weise eine Diode zu bilden. Die Ströme mit positivem und negativem Temperaturkoeffizienten werden am Emitter des ersten Transistors 24 summiert. Der Emitterstrom dieses Transistors ist etwa gleich seinem Kollektorstrom, weil (entsprechend der hier stets geltenden Voraussetzung) die Basisströme solcher Elemente viel kleiner sind als ihre Kollektorströme.

Ähnlich wie es oben anhand der F i g. 1 beschrieben worden ist kann die temperaturbedingte Änderung des Kollektorstroms des Transistors 25 dazu herangezogen werden, die temperaturbedingte Änderung des durch den Widerstand 29 fließenden Stroms zu kompensieren.

Unter Berücksichtigung der oben angegebenen Gleichungen und unter Berücksichtigung der Tatsache, daß die Spannung Vbe des zweiten Transistors 22 annähernd gleich ist dem Kollektorstrom des ersten Transistors 24 geteilt durch den Wert des Widerstands 29, ferner unter Berücksichtigung der Temperatur, um welche herum die Kompensation stattfinden soll, und schließlich unter Berücksichtigung der Tatsache, daß die mathematische Ableitung des von D oder D' kommenden Stroms nach der Temperatur gleich 0 sein soll, lassen sich wiederum Gleichungen herleiten, die das gegenseitige Verhältnis der Widerstände 29 und 35 enthalten, und aus denen dieses Verhältnis wie oben erläutert ermittelt werden kann.

Für die absoluten Werte der Widerstände sind wiederum andere Gesichtspunkte ausschlaggebend. Wenn man diese Gesichtspunkte berücksichtigt dann lassen sich für die Widerstände Werte Finden, mit denen gute Ergebnisse über den gewählten Temperaturbereich erzielt werden können. In einer Anordnung, die mit Siliziumwiderständen 29 und 35 ausgestattet ist erhält man für einen Widerstand 29 von 4300 Ohm und einen Widerstand 35 von 250 Ohm ein Widerstandsverhältnis von 17,2. In einem solchen Fall konnte man in der Praxis am Ausgang des Stromverstärkers einen Strom von etwa 1,02 Milliampere bei 25° C erhalten, der sich bei Temperaturänderungen zwischen 25°C und 110°C um etwa 1 % änderte.

Mit der hier beschriebenen Kompensationsschaltung wird also der Strom durch die Punkte A, D, Cund G bei Temperaturanderungen fiber einen gewählten Bereich im wesentlichen konstant gehalten. Der Eingangsstrom des Stromverstärkers fließt durch den Punkt D. In der dargestellten Schaltung fließt der »Eingangsstrom« in Wirklichkeit aus dem Stromverstärker heraus zum Bezugspotential, weil die Transistoren des Stromverstärkers PNP-Transistoren sind. Der vom Verstärker »reproduzierte« Strom fließt über den Punkt A. Die Summe des Eingangsstroms und des reproduzierten Stroms, die fiber einen Bereich von Betriebstemperaturen ebenfalls im wesentlichen temperaturunabhängig

ist, fließt von der Gleichspannungsquelle am Punkt B+ zum Punkt C und verläßt die Schaltung am Punkt G. Irgendwelche Lastschaltungen, die mit konstanten Strömen betrieben werden sollen, können daher zwischen die Punkte A und A', Cund C", D und D'und G und Bezugspotential geschaltet werden.

In einer anderen Ausführungsform der Erfindung, die in Fig.3 dargestellt ist, hat der Transistor 25 einen Innenwiderstand, welcher der Ausgangswiderstand des Transistors 25 parallel zu dessen Kollektor-Emitter-Strecke ist Unter Berücksichtigung dieser Tatsache ist bei der Ausführungsform nach F i g. 3 der Kollektor des Transistors 25 von dessen Basis abgetrennt, und am Punkt D ist der Kollektor eines Transistors 30 angeschlossen. Die Basis des Transistors 30 ist mit der Basis des Transistors 25 verbunden. Der Emitter des Transistors 30 liegt am Kollektor des Transistors 25. Alle anderen Punkte, Elemente und Verbindungen sind die gleichen wie im Falle der F i g. 2 und haben auch dieselbe Funktion wie dort

Um den Einfluß des Kollektor-Emitter-Ausgangswiderstands des Transistors 25 auf die temperaturkompensierende Komponente des Stroms zu vermindern, kann die Kollektorspannung des Transistors 25 auf irgendeinen niedrigen Gleichspannungswert geregelt werden. Dies geschieht dadurch, daß man den Transistor 30 mit dem ersten Transistor 24 zu einer Kaskadenschaltung kombiniert, wie es in F i g. 3 gezeigt ist Hiermit wird die Kollektorspannung des Transistors 25 auf einen Wert geregelt, der gleich ist einer Basis-Emitter-Spannung. Im Falle der F i g. 3 ist diese Spannung die Summe der Basis-Emitter-Spannung entweder des Transistors 22 oder des Transistors 25 mit der Basis-Emiuer-Spannung des Transistors 24 minus der Basis-Emitter-Spannung des Transistors 30. Da sich die Kollektorspannung des Transistors 25 nicht auf irgendeinem höheren Gleichspannungswert frei bewegen kann, sondern auf einer Basis-Emitter-Spannung festgehalten wird, ist der Einfluß des Ausgangswiderstands dieses Transistors minimal.

ίο Der Unterschied zwischen der Schaltung nach F i g. 3 und der Schaltung nach F i g. 2 besteht darin, daß in der Schaltung nach F i g. 3 die Ströme mit negativem und positivem Temperaturkoeffizienten am Punkt D' und nicht am Emitter des Transistors 24 summiert werden.

In jeder anderen Hinsicht ist die Arbeitsweise der beiden Schaltungen im wesentlichen gleich.

Diese Anordnung zur Kompensation des positiven Temperaturkoeffizienten kann auch dazu verwendet werden, konstante Ströme von einer Anzahl von Transistoren zu ziehen, die mit den Transistoren 21,22, 23 oder 24 der Schaltungen nach den Fig.2 und 3 jeweils eine Kaskadenschaltung bilden, da die Kollektorströme aller dieser Transistoren temperaturkompensiert sind. Hiermit wird der Ausgangsstrom des Stromverstärkers, der über den Kollektor jedes kaskadegeschalteten Elements fließt, durch die Anzahl der kaskadegeschalteten Elemente geteilt Die kaskadegeschalteten Transistoren können auch unterschiedlich große Basis- Emitter-Übergangsflächen haben, um eine Stromteilung durch einen unganzzahligen Faktor zu erzielen.

Hierzu 1 Blatt Zeichnunuen

Claims

Patentanspruch^:

1. Konstantstromschaltung mit einem ersten Transistor, dessen Kollektorstrom der konstant zu haltende Strom ist, dessen Emitter mit der Basis eines zweiten Transistors gleichen Leitungstyps und über einen Widerstand mit dessen Emitter verbunden ist, wobei die Basis des ersten Transistors mit dem Kollektor des zweiten verbunden ist und wobei Kollektor und Emitter des zweiten Transistors an eine Eingangsstromquelle angeschlossen sind, dadurch gekennzeichnet, daß zu dem Widerstand (29) eiine Reihenschaltung aus einem Widerstand (35) und einem in Durchlaßrichtung gepolten pn-übergang eines weiteren Halbleiterelements (25) parallelgeschaltet und das Verhältnis der Werte der beiden Widerstände (29,35) so bemessen ist, daß sich der Strom durch die Reihenschaltung aus dem Widerstand (35) und dem pn-übergang innerhalb eines Arbeitstemperaturbereichs abhängig von der Temperatur in entgegengesetztem Sinn wie der Strom durch den Widerstand (29) ändert, derart, daß der Summenstrom durch die beiden Widerstände im wesentlichen temperaturunabhängig ist.

2. Konstantstromschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Verhältnis der Werte der beiden Widerstände (29, 35) so ausgewählt ist, daß durch die Reihenschaltung aus dem Widerstand (35) und dem weiteren Halbleiterelement (25) ein Strom fließt, der mit der Temperatur in einer solchen Weise zunimmt, daß eine Stromabnahme im Widerstand (29) infolge einer Abnahme der Basis-Emitter-Spannung des zweiten Transistors (22) kompensierbar ist. r>

3. Konstantstromschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß ein an sich bekannter Stromverstärker mit konstanter Verstärkung mit einem Eingang an eine Last (60) und mit einem Ausgang an den zweiten Transistor (22) angeschlossen ist und den Strom durch den zweiten Transistor (22) in einem bestimmten Verhältnis zum Strom durch die Last hält.

4. Konstantstromschaltiing nach Anspruch 3, 4^r> dadurch gekennzeichnet, daß der Stromverstärker mit der Last (60) und dem zweiten Transistor (22) gekoppelt ist, so daß der Strom zum Stromverstärker und der Strom vom Stromverstärker sowie der Gesamtstrom durch den zweiten Transistor (22) und ^r> <> die Reihenschaltung aus dem weiteren Widerstand (35) und dem weiteren Halbleiterelement (25) im wesentlichen unabhängig von der Temperatur konstant haltbar sind.