DE2323937C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Steuerschaltung zum Ändern der Amplitude eines Steuersignals für ein variables Impedanzglied gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Eine solche Steuerschaltung ist durch die ältere Anmeldung gemäß der DE-OS 22 36 173 bereits vorgeschlagen worden. Ausgangspunkt ist, daß Informationssignale ganz allgemein von Rauschsignalen überlagert sind und nach der Erzeugung aufgezeichnet und wiedergegeben werden sollen. Bei der Aufzeichnung und der Wiedergabe durchläuft das Informationssignal mehrere Schaltungsanordnungen, die wiederum Einfluß auf das Informationssignal und das diesem überlagerte Rauschsignal nehmen. Insbesondere können Schaltungsanordnungen vorgesehen sein, um den Einfluß der Rauschsignale zu verringern. Von Bedeutung ist dies, wenn die Informationssignale auf ein Magnetband oder einen ähnlichen Aufzeichnungsträger aufgezeichnet und auch von diesem wiedergegeben werden sollen. Dabei ist das störende Rauschen über den Frequenzbereich des Informationssignals nicht gleichförmig verteilt, wodurch sich die Möglichkeit ergibt, den Einfluß des Rauschens durch Steuerung der Frequenzübergangscharakteristiken bzw. des Frequenzganges der Schaltungsanordnung zu verringern. Es soll jedoch ein befriedigender Frequenzgang über den gesamten (interesssierenden) Frequenzbereich des Informationssignals erhalten werden, weshalb jede Signalverstärkung in einem Teil der Anordnung durch eine Schwächung des Signals in einem anderen Teil der Anordnung zu kompensieren ist.

Bei der vorgeschlagenen Steuerschaltung ist das variable Impedanzglied ein variables Filter, das von einem Signalverstärker ein Eingangssignal empfängt. Das variable Filter hat einen dynamisch veränderbaren Frequenzgang. Die Amplitude des Signals vom Verstärker wird durch das variable Filter entsprechend der jeweils vorliegenden Frequenzcharakteristik modifiziert. Die Frequenzcharakteristik bzw. der Frequenzgang des variablen Filters ist dabei so, daß ein Teil des Frequenzbandes gegenüber dem anderen Teil gedämpft wird. Beispielsweise wird der Bereich niedriger Frequenzen gegenüber dem hoher Frequenzen des Informationssignals gedämpft. Das variable Filter ist so aufgebaut, daß die Dämpfung der Signale im niederfrequenten Bereich relativ konstant ist, aber auch die Dämpfung der Signale im höherfrequenten Bereich ebenfalls relativ konstant ist. Zwischen den beiden Bereichen liegt jedoch ein Übergangsbereich, in dem die Dämpfung zwischen einer oberen und einer unteren Grenze variabel ist. Die die Steuerung im Übergangsbereich erreichende Steuerschaltung empfängt eingangsseitig die Informationssignale und steuert den Frequenzgang des variablen Filters derart, daß der erwähnte Übergangsbereich zum hochfrequenten oder zum niederfrequenten Ende abhängig von der jeweiligen Amplitude des Informationssignals verschoben wird.

Bei Anwendung bei einer Anordnung zum Aufzeichnen und zum Wiedergeben von Informationssignalen auf bzw. von einem Magnetband stehen in der Aufzeichnungsbetriebsart die Informationssignale nach Durchtritt durch den Verstärker und das variable Filter zur Aufzeichnung zur Verfügung. Dabei kann zwischen dem Eingang und dem Ausgang des Verstärkers eine Gegenkopplungsschaltung vorgesehen sein. In der Wiedergabebetriebsart wird der Ausgang des variablen Filters zum Eingang des Verstärkers rückgekoppelt, so daß das variable Filter und die zugeordnete Steuerschaltung Teile der Gegenkopplungsschleife sind. Daher werden die durch das variable Filter weniger gedämpften Signale in dem Verstärker weniger stark gegengekoppelt, wodurch diese Signale am Ausgang des Verstärkers mit größerer Amplitude vorliegen als durch das variable Filter stärker gedämpfte Signale. Die Anordnung kann selbstverständlich so sein, daß umschaltbar Wiedergabe- und Aufzeichnungsbetriebsart durchgeführt werden können. In der Wiedergabebetriebsart wird durch das Magnetband eine Zisch-Störung verursacht, die ebenfalls beseitigt werden soll. Hierzu ist vorgeschlagen worden, das variable Filter so anzusteuern, also die Steuerschaltung so auszubilden, daß dann, wenn das Informationssignal im höherfrequenten Bereich liegt und gleichzeitig relativ niedrige Amplitude hat, das Informationssignal mehr als ein anderes Signal gleicher Amplitude im niederfrequenten Bereich verstärkt wird. In der Wiedergabebetriebsart ist also die Verstärkung eines Signals hoher Frequenz und niedriger Amplitude geringer als die Verstärkung eines Signals niedriger Frequenz und niedriger Amplitude. In der vorgeschlagenen Steuerschaltung ist ferner ein Glättungsfilter vorgesehen, das zur Glättung scharfer Änderungen im Signalpegel dient.

Die vorgeschlagene Steuerschaltung hat zwar dem Grunde nach zufriedenstellende Ergebnisse gezeigt. Jedoch konnte der Einfluß der Störsignale nicht vollständig unterdrück werden, u. U. war sogar eine Verstärkung feststellbar.

Ausgehend hiervon ist es Aufgabe der vorliegenden Erfindung, die Steuerschaltung der vorgeschlagenen Art so weiterzubilden, daß die Beseitigung von störenden Rauschsignalen weiter verbessert ist.

Die Erfindung geht dabei von der Erkenntnis aus, daß der Einfluß sehr schneller Signalübergänge, sogenannter Transienten, zu dem beobachteten Verhalten der Anordnung beiträgt, insbesondere wenn diese polaritätsverkehrt addiert werden.

Die Aufgabe wird also ausgehend davon dadurch gelöst, daß die Gleichrichterschaltung zusätzlich so ausgebildet ist, daß auch sehr schnelle Signalübergänge, sogenannte Transienten, und zwar auch hinsichtlich ihrer Polarität berücksichtigbar sind.

Die Erfindung wird durch die Merkmale der Unteransprüche weitergebildet.

Hierbei ist zu bemerken, daß Schaltungsanordnungen zur Verstärkungsregelung eines Niederfrequenzverstärkers bekannt sind (z. B. FR-PS 14 43 492), bei der abhängig von einem gleichgerichteten Signal ein schneller Signalanstieg und ein langsamer Signalabfall erreicht wird. Irgendein Hinweis, daß Transienten berücksichtigt werden sollen, und zwar auch hinsichtlich ihrer Polarität, ist jedoch nicht gegeben.

Die Berücksichtigung der Transienten war auch bei der vorgeschlagenen Steuerschaltung nicht möglich, insbesondere auch deshalb, weil durch die Dämpfungsschaltung deren Einflüsse unterdrückt worden sind und darüber hinaus die konkret angegebene Steuerschaltung zu langsam arbeitete. Bei den besonderen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung wird die Berücksichtigung der Transienten auch hinsichtlich ihrer Polarität im wesentlichen dadurch erreicht, daß mehrere eine Gleichrichtung erreichende Signalwege vorgesehen sind, über die das Signal jeweils abhängig von der Polarität tritt und dort auch hinsichtlich der Frequenz verarbeitet wird. Dadurch wird die Steuerschaltung unempfindlich hinsichtlich der Polarität der Transienten, wobei ferner keine zusätzlichen Verzögerungen auftreten.

Die Erfindung wird im folgenden anhand der in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiele näher erläutert. Es zeigt

Fig. 1 ein Blockschaltbild einer Signalübertragungsanordnung, bei der die Steuerschaltung gemäß der Erfindung verwendbar ist;

Fig. 2 ein Schaltbild des variablen Filters in Fig. 1;

Fig. 3 einen Frequenzübertragungsverlauf der Signalübertragungsanordnung nach Fig. 1 in der Aufzeichnungsbetriebsart;

Fig. 4 einen Frequenzübertragungsverlauf der Anordnung nach Fig. 1 in der Wiedergabebetriebsart;

Fig. 5 eine graphische Darstellung der Eingangs/Ausgangs- Charakteristiken der Signalübertragungsanordnung nach Fig. 1;

Fig. 6 ein Schaltbild einer Ausführungsform der Steuerschaltung nach Fig. 1 gemäß der Erfindung.

Fig. 1 zeigt eine Signalübertragungsanordnung, die zur Reduzierung des Einflusses bestimmter Rauschsignale auf ein Informationssignal geeignet ist. Die Anordnung gemäß Fig. 1 kann entweder in dem Abschnitt des Signalweges eingesetzt werden, der vor der Stelle liegt, an der das zu reduzierende Rauschen in den Signalweg eintritt, oder in dem Abschnitt des Signalweges, der auf diese Stelle, an der das Rauschen in den Signalweg eintritt, folgt.

Die in Fig. 1 dargestellte Anordnung enthält einen Eingangsanschluß 11, der mit der Eingangsschaltung eines Hauptverstärkers 12 verbunden ist. Der Ausgang des Hauptverstärkers 12 ist mit einem Ausgangsanschluß 13 verbunden. Mit einer Eingangsschaltung des Hauptverstärkers 12 ist ferner auch ein Rückkopplungselement 14 verbunden. Es kann sich hierbei um die mit dem Eingangsanschluß 11 verbundene Eingangsschaltung des Hauptverstärkers 12 handeln, aber auch um einen anderen Teil des Eingangsabschnitts des Hauptverstärkers 12. Das hier als Widerstand dargestellte Rückkopplungselement ist mit dem Arm eines Schalters 16 verbunden, der zwei stationäre Kontakte R und P besitzt. Der Buchstabe R kennzeichnet die Verwendung der Anordnung zur Aufzeichnung von Informationssignalen auf ein Magnetband. Der Buchstabe P kennzeichnet die Verwendung der Anordnung zur Wiedergabe aufgezeichneter Informationssignale. In der Aufzeichnungsbetriebsart ist also der Arm des Schalters 16 mit dem Kontakt R, in der Wiedergabebetriebsart dagegen mit dem kontakt P verbunden.

Mit dem Ausgangsanschluß 13 ist ein weiter unten näher erläutertes variables Filter 17 verbunden. Das variable Filter 17 empfängt daher die Ausgangssignale des Hauptverstärkers 12. Die Frequenzübertragungs-Charakteristik (Frequenzgang) des variablen Filters 17 wird mittels eines Steuerverstärkers 18 dynamisch geregelt. Das Ausgangssignal des variablen Filters 17 wird einen Kompensationsverstärker 19 zugeführt, dessen Verstärkungsfaktor so einstellbar ist, daß hinsichtlich der Dämpfung eines Dämpfungsgliedes 20 und des variablen Filters 17 kompensiert wird. Der Ausgang des Kompensationsverstärkers 19 ist mit dem Kontakt P des Schalters 16 und außerdem mit einem Systemausgangsanschluß 21 verbunden, der seinerseits bei der vorliegenden Ausführungsform mit einem Magnetaufzeichnungskopf 22 verbunden ist. Der Aufzeichnungskopf 22 ist so positioniert, daß er Informationen auf ein Magnetband 23 aufzeichnen kann, von dem in der Zeichnung nur ein kurzes Stück gezeigt ist.

Fig. 2 zeigt das variable Filter 17 gemäß Fig. 1 mit einem Eingangsanschluß 24, der mit der Basis eines ersten Transistors 26 verbunden ist. Der erste Transistor 26 ist als Emitterfolger geschaltet, um niedrige Ausgangsimpedanz zu erreichen. Zwischen dem Emitter des ersten Transistors 26 und Masse sind zwei Widerstände 27, 28 als ein Spannungsteiler geschaltet, die die Filtercharakteristik kompensieren, insbesondere im Niederfrequenzbereich des Frequenzübertragungsbandes. Die eigentlichen Filterelemente sind in einer Hilfsschaltung 29 enthalten und durch zwei Kondensatoren 32 und 33 gebildet, die parallel zu den Widerständen 27 und 28 geschaltet sind. Die beiden Kondensatoren 32 und 33 bilden daher ebenfalls einen Spannungsteiler. Zu den Filterelementen gehört weiterhin ein dritter Kondensator 34, dessen einer Anschluß mit dem Verbindungspunkt zwischen den beiden Kondensatoren 32 und 33 und dessen anderer Anschluß mit dem Emitter eines zweiten Transistors 36 verbunden ist. Der Kollektor des zweiten Transistors 36 liegt an Masse. Die Emitter-Kollektor- Strecke des zweiten Transistors 36 liegt parallel zu einem Widerstand 37. Die Basis des zweiten Transistors 36 ist mit einem Steuersignal-Eingangsanschluß 38 verbunden. Die maximale Impedanz zwischen dem dritten Kondensator 34 und Masse, die dann auftritt, wenn der Transistor 36 gesperrt ist, ist durch den Widerstand 37 begrenzt, um die gewünschte Zwei- Pegel-Übertragungscharakteristiken gemäß Fig. 3 zu erhalten.

Die Hilfsschaltung 29 ist mit der Basis eines dritten Transistors 39 verbunden, der relativ hohe Eingangsimpedanz hat. Das Ausgangssignal des variablen Filters 17 wird von einem Anschluß 41 abgeleitet, der mit dem Kollektor des dritten Transistors 39 verbunden ist.

Die Hilfsschaltung 29 bildet zusammen mit den Widerständen 27 und 28 ein Hochpaßfilter. Die Frequenzübertragungs-Charakteristik dieses Filters wird durch die von der Emitter-Kollektor- Strecke des zweiten Transistors 36 gebildeten Impedanz variiert, die wiederum durch die Amplitude des Steuersignals gesteuert wird, das dem Steuersignal-Eingangsanschluß 38 zugeführt wird. Für Steuersignale mit niedriger Amplitude, d. h. für solche, die die Basisspannung des zweiten Transistors 36 nur leicht über Massepotential anheben, hat dieser relativ niedrige Leitfähigkeit. Wenn die Amplitude der Steuersignale, die dem Steuersignal-Eingangsanschluß 38 zugeführt werden, erhöht wird, so wird der zweite Transistor 36 stärker leitend.

Die Frequenzübertragungs-Charakteristik des variablen Filters 17 ist in Fig. 3 dargestellt. Der obere Pegel V _H der Ausgangsspannung ergibt sich, bezogen auf die Eingangsspannung e _in durch folgende Gleichung: wobei Z₃₂ und Z₃₃ die Impedanzen der Kondensatoren 32 bzw. 33 sind. Die Gleichung zeigt, daß die Kondensatoren 32 und 33 einfach als Spannungsteiler bei der Festlegung der oberen Spannung V _H wirken. Andererseits ergibt sich der untere Pegel V _L , bezogen auf die Eingangsspannung e _in , durch folgende Gleichung: wobei V₃₃ ∥ Z₃₄ die Impedanz der Parallelschaltung der Kondensatoren 33 und 34 bezeichnet.

Die Grenzfrequenzen f _L und f _H , bei denen die geneigten Teile der Kurven in Fig. 3 die Spannungspegel V _L bzw. V _H schneiden, ergeben sich durch die Gleichungen: wobei C₃₂, C₃₃ und C₃₄ die Kapazitäten der Kondensatoren 32, 33 bzw. 34 sind und Z₃₆ die Ausgangsimpedanz des zweiten Transistors 36 ist. Die Grenzfrequenzen f _L und f _H können durch Steuerung der Impedanz Z₃₆ variiert werden, um den geneigten Teil in Fig. 3 von der Position a in die Position b zu verschieben. Dem geneigten Teil a folgt die Übertragungskurve für den Fall, daß der Pegel des dem Steuersignal- Eingangsanschluß 38 zugeführten Steuersignals niedrig ist. In diesem Fall ist die Impedanz Z₃₆ groß. Wenn dagegen die dem Steuersignal-Eingangsanschluß 38 zugeführte Steuerspannung hoch und dementsprechend die Impedanz Z₃₆ klein ist, so folgt die Übertragungskurve dem geneigten Teil b. Bei dazwischenliegenden Steuersignal-Pegeln liegt die Übertragungskurve zwischen den geneigten Teilen a und b. Es ist wesentlich, daß eine Änderung der Impedanz Z₃₆ nicht die Spannungspegel V _H und V _L verändert, sondern nur die Lage des geneigten Teils als Übergang zwischen den beiden Grenzfrequenzen f _L und f _H verschiebt.

Die Übertragungscharakteristik des Filters wird durch die beiden Frequenzen f₁ und f₂ innerhalb dieses Übergangs gekennzeichnet. Die Frequenz f₁ ist niedriger als die Frequenz f₂. Die Dämpfung ist daher bei der Frequenz f₁ stärker als bei der Frequenz f₂. Der genaue Übertragungswert bei jeder dieser beiden Frequenzen hängt jedoch davon ab, ob der Pegel der dem Steuersignal-Eingangsanschluß 38 zugeführten Steuerspannung relativ hoch oder niedrig ist. Für hohe Steuerspannungen am Steuersignal-Eingangsanschluß 38 liegt der Übertragungswert bei der Frequenz f₁ bei dem niedrigeren Pegel V _L .

Die Frequenz-Übertragungskurven in Fig. 3 sind auch repräsentativ für die Geamt-Frequenz-Übertragungscharakteristik der Anordnung, wenn sie zur Aufzeichnung von Signalen auf das Magnetband 23 benutzt wird. In diesem Falle liegt der Arm des Schalters 16 am Kontakt R und wird die Ausgangsspannung des Hauptverstärkers 12 einfach durch die Frequenzcharakteristik des variablen Filters 17 modifiziert.

Wenn die Schaltung andererseits zur Wiedergabe von vorher aufgezeichneten Signalen benutzt wird, so empfängt der Anschluß 11 die ankommenden Signale von einem Magnetwiedergabekopf. In diesem Fall hat der Arm des Schalters 16 die in Fig. 1 dargestellte Position, d. h. liegt am Kontakt P. Die gesamte Rückkopplungsschleife für den Hauptverstärker 12 mit hohem Verstärkungsfaktor enthält dann nicht nur den Widerstand 14, sondern außerdem noch das variable Filter 17 zusammen mit dem Kompensationsverstärker 19 und dem Dämpfungsglied 20. Wenn die zum Eingang des Hauptverstärkers 12 rückgekoppelte Spannung groß ist, so ist die Ausgangsspannung relativ klein. Wenn umgekehrt die rückgekoppelte Spannung relativ klein ist, so ist die Ausgangsspannung relativ groß. Da die Höhe der rückgekoppelten Spannung durch die Frequenzcharakteristik des variablen Filters 17 bestimmt wird, entspricht die Ausgangsspannung des Hauptverstärkers 12 in der Wiedergabebetriebsart, gemessen am Anschluß 13, dem Verlauf in Fig. 4, der umgekehrt zu dem in Fig. 3 ist. Wie Fig. 3 und 4 entnehmbar ist, besteht der Effekt einer großen Eingangsspannung, die dem Anschluß 38 in Fig. 2 zugeführt wird, darin, daß der Übergangsbereich der Kurve (der geneigte Teil) nach rechts verschoben wird, d. h. zum geneigten Teil b in Fig. 3 und zum geneigten Teil b′ in Fig. 4. Sowohl in der Aufzeichnungs- als auch in der Wiedergabebetriebsart erfolgt daher eine Kompensation auf dynamischer Basis.

Fig. 5 zeigt die Beziehung zwischen den Eingangs- und den Ausgangsinformationssignalen, die der Anordnung nach Fig. 1 in einer ihrer beiden Betriebsarten zugeführt werden. Die Gesamt-Frequenzcharakteristik, die sowohl die Aufzeichnung als auch die Wiedergabe umfaßt, ist linear. Das bedeutet, daß die Amplitude des Ausgangssignals eine direkte Funktion der Amplitude des Eingangssignals ist. Die Beziehung ist durch die Linie 42 in Fig. 5 dargestellt. Die Charakteristik der Anordnung nach Fig. 1 in der Aufzeichnungsbetriebsart ist durch die typischen Kurven 43 und 44 oberhalb der Linie 42 angedeutet. Die dazu passenden Kurven 46 und 47 unterhalb der Linie 42 kennzeichnen den Betrieb bei Wiedergabe.

Die Gesamt-Frequenzcharakteristik zwischen dem Eingangsanschluß 11 in Fig. 1 und dem Systemausgangsanschluß 21 ist eine Charakteristik mit einer Verbesserung im höheren Frequenzband. Wie aus Fig. 3 entnehmbar, wird die Grenzfrequenz angehoben, wenn der Pegel des Eingangssignals erhöht wird. Die Folge davon ist, daß, wie Fig. 5 entnehmbar, die Verstärkung der Anordnung um den Wert P₁ über die Originalkurve 42 angehoben wird und der Kurve 43 folgt, wenn der Eingangssignalpegel gering ist. Wenn der Eingangssignalpegel einen Punkt e₁ überschreitet, so beginnt die Dämpfung derart, daß sich die Kurve 43 der Übertragungscharakteristik gemäß der Originalkurve 42 annähert. Dies beruht darauf, daß der Übergangsbereich des Bandes des variablen Filters 17 gegen die Position b gemäß Fig. 3 verschoben wird. Dies entspricht dem Fall, bei dem das Informationssignal sehr niedrigen Pegel und eine Frequenz f₁ hat, wie dies in Fig. 3 dargestellt ist.

Bei einer höheren Frequenz f₂, die etwa in der Mitte des Übergangsbereiches in Fig. 3 liegt, kann, wie durch die Kurve 44 dargestellt, ein Signal mit höherem Pegel erhalten werden. In diesem Falle hat die Anordnung eine Verstärkung P₂, die höher ist als die Verstärkung P₁ für Signale mit niedrigerer Frequenz. Der Hauptverstärker 12 steuert das variable Filter 17 derart, daß das Signal der Frequenz f₂ stärker verstärkt wird als das Signal der Frequenz f₁. Die entsprechende Steuerung des variablen Filters 17 wird bei dem Signalpegel e₂ eingeleitet, der niedriger ist als der Signalpegel e₁. Folglich beginnt sich die Kurve 44 der Übertragungskurve 42 bei einem niedrigeren Pegel anzunähern. Ein Signal mit hoher Frequenz und niedriger Amplitude wird daher stärker verstärkt als ein Signal mit gleichem Pegel und höherer Frequenz. Die Betriebsweise der Anordnung nach Fig. 1 bei Wiedergabe ist genau umgekehrt. Dies ist angedeutet durch die Kurven 46 und 47, welche symmetrisch zu den Kurven 43 und 44 verlaufen. Das bedeutet, daß ein Signal höherer Frequenz bei Wiedergabe stärker gedämpft wird als ein Signal niedrigerer Frequenz. Auf diese Weise ist es möglich, das Signal-Rausch-Verhältnis (Rauschabstand) durch die Reduktion von Hochfrequenz Zischen und ähnliche Störungen zu verbessern.

Fig. 6 zeigt eine etwas ausführlichere Schaltung des Blockschaltbildes von Fig. 1. Gleiche Teile sind mit gleichen Bezugsziffern bezeichnet. Der Eingang des Steuerverstärkers 18 ist direkt mit dem Emitter des zweiten Transistors 36 des variablen Filters 17 verbunden, der wirksam einen der Ausgangsanschlüsse der Filterschaltung bildet. Der Steuerverstärker 18 variiert die Betriebsweise der Anordnung nach Wunsch entsprechend den Strichlinien in Fig. 5.

Der Steuerverstärker 18 enthält drei Transistorstufen 54 bis 56. Die letzte, dritte Transistorstufe 56 hat eine Kollektorlast und eine Emitterlast. Die Emitterlast ist in zwei in Serie geschaltete Widerstände 61 und 62 unterteilt. Ein Tiefpaßfilter 57 verbindet den Ausgang der dritten Transistorstufe 56 mit der ersten Transistorstufe 54, um den Hochfrequenzteil der Übertragungskurve anzuheben. Der Kollektor der dritten Tranistorstufe 56 ist über einen ersten Kondensator 58 mit relativ niedriger Kapazität und einem ersten Widerstand 59 mit hohem Widerstandswert mit der Basis des zweiten Transistors 36 des variablen Filters 17 verbunden, wodurch der Ausgang des Steuerverstärkers 18 gebildet ist. Ein erster Diodengleichrichter 60 ist mit dem Verbindungspunkt zwischen dem ersten Kondensator 58 und dem ersten Widerstand 59 verbunden.

Ein zweiter Kondensator 63 mit relativ hoher Kapazität verbindet den Emitter der dritten Transistorstufe 56 mit einem zweiten Diodengleichrichter 64. Ein zweiter Widerstand 65 mit hohem Widerstandswert verbindet den zweiten Diodengleichrichter 64 mit der Basis des zweiten Transistors 36 des variablen Filters 17. Ein dritter Diodengleichrichter 66 ist zwischen Masse und dem Verbindungspunkt zwischen dem zweiten Kondensator 63 und dem zweiten Diodengleichrichter 64 geschaltet. Ein anderer, dritter Kondensator 67 mit hoher Kapazität von etwa 100 mF oder mehr und ein dritter Widerstand 68 bilden ein Glättungsfilter für den zweiten Diodengleichrichter 64.

Der Steuerverstärker 18 gemäß Fig. 6 arbeitet so, daß bei Zufuhr eines Signals mit niedriger oder mittlerer Frequenz zum Eingang der ersten Transistorstufe 54, dieses Signal verstärkt und durch den zweiten Diodengleichrichter 64 gleichgerichtet wird, wodurch eine Spannung einer Polarität erzeugt wird, die zum Steuern der Impedanz des zweiten Transistors 36 des variablen Filters 17 verwendet wird. Die gleichgerichtete Spannung wird durch den dritten Kondensator 67 und den dritten Widerstand 68 geglättet.

Wenn die der Basis der ersten Transistorstufe 56 zugeführte Spannung einen negativen Transienten (Einschwingvorgang) oder ein sich schnell änderndes Signal empfängt, wird am Kollektor der dritten Transistorstufe 56 eine entsprechend posisitive Transiente erzeugt. Die Kapazität des ersten Kondensators 58 ist niedrig, beispielsweise 0,005 mF, weshalb dieser Teil der Schaltung kurze Einschwingzeit hat, so daß die positive Transiente der Basis des zweiten Transistors 36 des variablen Filters 17 über den zweiten Widerstand 65 zugeführt wird. Diese Transiente hat die gleiche Polarität wie die Spannung am dritten Kondensator 67.

Wenn andererseits der Basis der dritten Transistorstufe 56 eine positive Transiente zugeführt wird, wird der Kollektor negativ. Dadurch fließt jedoch ein Strom durch den ersten Diodengleichrichter 60, wodurch die Spannung am ersten Widerstand 59 konstant gehalten wird. Daher tritt eine der Basis der dritten Transistorstufe 56 zugeführte positive Transiente nicht durch die Gleichrichterschaltung mit dem ersten Kondensator 58 deren ersten Widerstand 59.

Damit derartige positive Transienten die Basis des zweiten Transistors 36 des variablen Filters 17 erreichen, ist ein dritter Schaltungsweg vorgesehen. Der zweite Diodengleichrichter 64 erzeugt eine Spannung über dem dritten Kondensator 67, deren Höhe der Spannung entspricht, die über einen Teil der Emitterlast, nämlich über deren Widerstand 61, abfällt. Durch den Emitter-Folger-Betrieb wird der Teil der positiven Transienten an der Basis der dritten Transistorstufe 56 über den Widerstand 62 reproduziert. Die Spannung über dem dritten Kondensator 67 kann sich nicht plötzlich ändern, wodurch die positive Transiente über dem Widerstand 62 durch den dritten Kondensator 67 und den zweiten Widerstand 65 zur Basis des zweiten Transistors 36 des variablen Filters 17 übertragen wird.

Die Wirkung negativer Transienten, die an den Emitterlast- Widerständen 61 und 62 auftreten, muß noch betrachtet werden. Der dritte Diodengleichrichter 66 verhindert, daß diese Transienten die Emitterspannung wesentlich variieren, so daß sie nicht mit den Transienten in Kollision geraten, die gleichzeitig über den ersten Kondensator 58 der Basis des zweiten Transistors 36 des variablen Filters 17 zugeführt werden.

Die positiven und negativen Transienten werden somit zur Basis des zweiten Transistors 36 des variablen Filters 17 übertragen, aber stets mit der richtigen Polarität, wodurch das variable Filter 17 derart gesteuert wird, daß Transientenstörungen verhindert sind.

Claims (13)

1. Steuerschaltung zum Ändern der Amplitude eines Steuersignals für ein variables Impedanzglied eines hinsichtlich des Frequenzganges variablen Filters abhängig vom Signalverlauf eines Eingangssignals zum variablen Filter, mit einer Gleichrichterschaltung, einem Glättungsfilter und gegebenenfalls einem Sperrfilter, damit das dem variablen Impedanzglied zugeführte Steuersignal gleichgerichtet und frei von Signalen in einem unerwünschten Frequenzband ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Gleichrichterschaltung (18′) zusätzlich so ausgebildet ist, daß auch sehr schnelle Signalübergänge, sogenannte Transiente, und zwar auch hinsichtlich ihrer Polarität berücksichtigbar sind.

2. Steuerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Gleichrichterschaltung (18′) einen ersten Schaltungsteil (58, 59, 60), der die Transienten einer Polarität zu dem Steuersignal mit dieser einen Polarität addiert, und einen zweiten Schaltungsteil (61, 62, 63, 66, 67) aufweist, der die Transienten der anderen Polarität zu dem Steuersignal mit dieser anderen Polarität addiert.

3. Steuerschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Eingangssignal in einer Trennstufe (56) in die Signale entgegengesetzter Polarität aufgeteilt wird und die beiden Schaltungsteile entsprechend nachgeschaltet sind.

4. Steuerschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Trennstufe eine Transistorstufe (56) ist, deren Basis das Eingangssignal zugeführt ist und an deren Kollektor und Emitter jeweils einer der beiden Schaltungsteile angeschlossen ist.

5. Steuerschaltung nach einem der Ansprüche 2 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Schaltungsteil (58, 59, 60) einen ersten Kondensator (58), einen ersten Widerstand (59) und einen ersten Diodengleichrichter (60) aufweist, wobei die Kapazität und der Widerstandswert so gewählt sind, daß der erste Schaltungsteil auf wesentlich höhere Frequenzen anspricht, als das Glättungsfilter (66, 67).

6. Steuerschaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Widerstand (59) mit dem Ausgangsanschluß der Steuerschaltung verbunden ist und dem ersten Diodengleichrichter (60) parallel geschaltet ist und daß der erste Kondensator (58) hierzu reihengeschaltet ist.

7. Steuerschaltung nach einem der Ansprüche 4 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Emitter der Transistorstufe (56) mit einer Reihenschaltung aus einer ersten und einer zweiten Lastimpedanz (61, 62) verbunden ist, daß ein zweiter Diodengleichrichter (64) die Spannung an einer der beiden Lastimpedanzen (61, 62) gleichrichtet und daß der zweite Schaltungsteil einen dritten Diodengleichrichter (66) und die andere der beiden Lastimpedanzen (62, 61) aufweist.

8. Steuerschaltung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Lastimpedanz (61) zwischen dem Emitter der Transistorstufe (56) und der zweiten Lastimpedanz (62) angeschlossen ist und der zweite Diodengleichrichter (64) die Spannung an der ersten Lastimpedanz (61) gleichrichtet.

9. Steuerschaltung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Schaltungsteil einen zweiten Kondensator (63) aufweist, der zum zweiten Diodengleichrichter (64) reihengeschaltet ist und daß der dritte Diodengleichrichter (66) zwischen dem Verbindungspunkt zwischen zweitem Kondensator (63) und zweitem Diodengleichrichter (64) und dem anderen Ende der zweiten Lastimpedanz (62) angeschlossen ist.

10. Steuerschaltung nach Anspruch 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, daß der Verbindungspunkt zwischen den beiden Lastimpedanzen (61, 62) über den dritten Kondensator (67) des Glättungsfilters (67, 68) mit dem Ausgangsschluß der Steuerschaltung verbunden ist.

11. Steuerschaltung nach einem der Ansprüche 7 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß erste und zweite Lastimpedanz durch Widerstände (61, 62) gebildet sind.

12. Steuerschaltung nach einem der Ansprüche 5 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Kondensator (58) eine wesentlich niedrigere Kapazität als der dritte Kondensator (67) des Glättungsfilters (67, 68) aufweist.

13. Steuerschaltung nach einem der Ansprüche 9 bis 12, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Kondensator (63) eine sehr viel größere Kapazität als der dritte Kondensator (67) des Glättungsfilters (67, 68) aufweist.