DE3147171A1

DE3147171A1 - Signalpegeldetektorschaltung

Info

Publication number: DE3147171A1
Application number: DE19813147171
Authority: DE
Inventors: Kenzog Yokohama Kanagawa Akagiri; Masayuki Katakura; Motomi Tokyo Ookouchi
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1980-11-27
Filing date: 1981-11-27
Publication date: 1982-06-24
Also published as: FR2494930B1; IT8125303A0; GB2088677A; NL8105379A; KR880001595B1; KR830008247A; NL192906B; AU7788181A; IT1140300B; CH655415B; AU551633B2; FR2494930A1; CA1171921A; ATA510481A; US4433254A; AT381422B; NL192906C; DE3147171C2; GB2088677B

Description

-3 Siffnalpegeldetektorschaltung

Die Erfindung bezieht sich auf Signalpegel-Detektorschal-.tungen und insbesondere auf Signalpegel-Detektorschaltungen mit einer logarithmsehen Kompression, um ein Eingangssignal in ein Gleichstromsignal mit einer logarith-5mischen Abhängigkeit vom Eingangssignalpegel umzusetzen.

Störunge- bzw.. Rauschverminderungssysteme, die allgemein ^ . als Kompressor/Expander-Systeme bezeichnet werden und bei denen der Signal-Dynamikbereich auf der Eingangsseite eines Signalübertragungsweges komprimiert und auf der

Ausgangsseite gedehnt wird, um die dem Signal-Dynamikbe- '. reich auf dem Aufzeichnungsträger, wie einem Magnetband, . oder auf einem anderen Signalübertragungsweg auferlegten Beschränkungen zu überwinden, sind bereits bekannt. Ein derartiges Kompressör-Dehner-Rauschverminderungssystem weist eine Übertragungsschaltung mit einer variablen Übertragungseigenschaft bzw. -kennlinie auf. Diese Über- I tragungsschaltung enthält eine spannungsgesteuerte variable bzw. einstellbare Verstärkungsschaltung, die den Signal-Dynamikbereich dadurch zu komprimieren und zu dehnen gestattet, daß die Übertragungskennlinie bzw. -charakteristik in Übereinstimmung mit dem Eingangssignalpegel oder Spektrum geändert wird. Mittels einer Pegeldetektorschaltung wird ein Steuersignal zur Steuerung der Schaltung· erhalten, deren Übertragungseigenschaft veränderbar ist.

Seit kurzem sind spannungsgesteuerte einstellbare Ver-. Stärkungsschaltungen und Pegeldetektorschaltungen mit größeren Dynamikbereichen und höherer Genauigkeit als Störungs- bzw. Rauschverminderungseinrichtungen in Tonbandgeräten erforderlich, um einen stärkeren Rauschverminderungs- bzw. Rauschunterdrückungseffekt zu erzielen und um verschiedene Nachteile zu minimieren, die das

Rauschen begleiten, wie eine Rauschmodulation und ein Überschwingen beim Signalanstieg.

In dem Fall, daß der für eine Pegeldetektorschaltung erforderliche Dynamikbereich einen Wert von' 60 dB übersteigt, ist es.daher praktischer, eine Schaltungsanordnung zu verwenden, die eine exponentielle-logarithmische Umsetzung vornimmt, oder eine logarithmische Kompressions schaltung zu verwenden. Ein Beispiel für eine wirksame Pegeldetektorschaltung mit logarithmischer Kompression ist in der US-PS¹ 36 81 618 angegeben. In dem Fall, daß ^w die wirksame Pegeldetektorschaltung für ein Rauschverminderungs- bzw. Rauschunterdrückungssystem verwendet wird, beträgt das zwischen der·Anstiegszeitkonstante (Ansprechzeit) und der Abfallzeitkonstänte (Erholungszeit) erzielbare Verhältnis höchstens etwa 4. In einem derartigen -Fall tritt daher wahrscheinlich ein Überschwingen bei einem schnell ansteigenden Eingangssignal ^: ' auf. .

20· '

Im Hinblick auf die Ansprechgeschwindigkeit (Zeitkonstante), die für ein Niederfrequenz-Rauschunterdrückungssystem erwünscht ist,, beträgt die Anstiegszeitkohstante _w (Einschwingz.eit) mehrere 100 Mikrosekunden bis mehrere Millisekunden, während die Abfallzeitkonstante (Erholungszeit) mehrere 10 bis mehrere 100 Millisekunden beträgt, was ein Vielfaches des 100-fachen der Anstiegszeitkoijistanten ist. ■ . ·

Von diesen Zeitkonstanten ist die Anstiegszeitkonstaiite vorzugsweise für steil ansteigende hochfrequente Einjgangssignale mit hohem Pegel klein gemacht. Dies ist, mit

i Rücksicht darauf erwünscht, daß man im Stande ist, eine Verschlechterung der Tonqualität aufgrund eines Codijerer-Überschwingens zu vermeiden. Dies bedeutet, daß ein Abschneiden des Uberschwingteiles aufgrund der Sättigung

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des Magnetbandes ^unterdrückt wird. Andererseits besteht " die Absicht, eine eine geringe Größe aufweisende Anstiegszeitkonstante für einen niedrigen Pegel aufweisende Eingangssignale von mittlerer, niedriger und hoher Frequenz einzustellen, um im Stande zu sein, eine Verschlechterung der Tonqualität aufgrund einer Phasenverzerrung oder aus anderen Gründen zu verhindern. Eine geringe Erhöhung der Anstiegszeitkonstante ist außerdem erwünscht, um nachteilige Auswirkungen des Rauschens in Form von Impulsen zu verhindern. Um diese miteinander unvereinbaren Forderungen zu erfüllen, wird eine Pegeldetektorschaltung benötigt, bei der· die Anstiegszeitkonstante entsprechend dem Eingangssignal variiert.

Der Erfindung liegt demgemäß die Aufgabe zugrunde, eine, verbesserte Signalpegeldetektorschaltung zu schaffen.

Darüber hinaus soll eine verbesserte Signalpegeldetektorschaltung geschaffen werden, die vom logarithmischen Kompressionstyp ist und die ein Eingangssignal in ein Gleichstromsignal umsetzt, welches eine logarithmische ' Funktion des Eingangssignalpegels ist.

Darüber hinaus· soll eine verbesserte Signalpegeldetektorschaltung geschaffen werden, die erwünschte Anstiegs- und Abfalleigenschaften sowie einen breiten Dynamikbereich und eine hohe Genauigkeit aufweist."

Schließlich soll eine Signalpegeldetektorschaltung geschaffen werden, die einen breiten Dynamikbereich aufweist und die im Stande ist, die Anstiegs- (oder Abfall-) -Zeitkonstante in Übereinstimmung mit dem Eingangssignalpegel zu ändern und die bei einem einfachen Schaltungsaufbau eine hohe Leistung zu erzielen gestattet. 35

Gelöst wird die vorstehend aufgezeigte Aufgabe durch die in den Patentansprüchen erfaßte Erfindung.

• · ·♦■

• * ft R

Anhand von Zeichnungen wird die Erfindung nachstehend beispielsweise näher erläutert.

Fig. 1 zeigt in einem Schaltungsdiagramm ein Ausführungsbeispiel einer Pegeldetektorschaltung mit Vollweggleichrichtung. ■ ;

Fig. 2 zeigt in einem Schaltungsdiagramm ein.Ausführungsbeispiel einer bekannten Pegeldetektorschaltung mit logarithmischer Kompression.

Fig. 3 zeigt in einem Schaltungsdiagramm ein besonderes Ausführungsbeispiel einer bei der Schaltungsan-• " - Ordnung gemäß Fig. 2 vorgesehenen Absolutwert- **** ■ schaltung.

Fig. 4 und 5 sind Ersatzschaltbilder, die die Abfall-■ ' und Anstiegs-Eigenschaften der Schaltungsanordnung gemäß Fig. Z veranschaulichen.

Fig. 6 zeigt in einem Schaltungsdiagramm eine erste Ausführungsform der Signalpegeldetektorschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung-

.Fig. 7 zeigt in einem Schaltungsdiagramm eine Signälpegeldetektorschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung . ' · · · Fig. 8 zeigt in einem Schaltungsdiagramm ein anderes Ausführungsbeispiel einer Widerstands-Teilerw . schaltung.

Fig. 9 zeigt in einem Schaltungsdiagramm ein noch weiteres Ausführungsbeispiel der Signalpegeldetektorschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung.

Bevor die bevorzugten Ausführungsformen der vorliegenden "30 Erfindung beschrieben werden, wird zunächst unter Bezugnahme auf Fig. 1 eine Ausführungsform einer bekannten Pegeldetektorschaltung beschrieben, und zwar insbesondere eine lineare' Pegeldetektorschaltung mit Vollweggleichrichtung, die aus einem Operationsverstärker aufgebaut ist. Gemäß Fig. 1 wird ein alternierendes Eingangssignal bzw. ein Wechselspannungs-Eingangssignal

einem Eingangsanschluß 1 zugeführt. Die positive Komponente dieses Eingangssignals wird durch einen Operations-Verstärker 3 und durch Dioden 4 und 5 invertiert. Das Inversions-Ausgangssignal der positiven Komponente, welches von dem Verbindungspunkt a abgenommen wird, wird über einen. Eingangswiderstand 6 einem Operationsverstärker 7 zugeführt. Das Wechselspannungs- bzw. Wechselstromsignal, welches dem Eingangsanschluß 1 zugeführt ist, wird ferner über einen Eingangswiderstand 8 dem Operationsverstärker 7 zugeführt. Die Widerstände 6 und 8 und der Operationsverstärker 7 bilden eine.Zusatz-Verstärkungsschaltung. Durch Festlegen des Widerstandswerr tes des Widerstands 8 auf den doppelten Wert des Widerstandswertes des Widerstands 6 wird durch die Vollweggleichrichtung des dem Eingangsanschluß 1 zugeführten Wechselspannungs-Eingangssignals ein Ausgangssignal von dem Verbindungspunkt b her erhalten. Das' gleichgerichtete Ausgangssignal wird durch eine Glättungsschaltung 9 geglättet, die einen Widerstand und einen Kondensator umfaßt, bevor das betreffende Ausgangssignal von einem Ausgangsanschluß 2 abgenommen wird.

Durch Kompensieren der Anstiegscharakteristik (Durchlaß-Spannungsabfall) der Dioden 4 und 5 unter Verwendung des Operationsverstärkers 3 kann ein verhältnismäßig breiter ' Dynamikbereich-erreicht werden. Die theoretischen Grenzen des Dynamikbereichs sind durch die Speisespannung und durch, die Offset-Spannung der Schaltung bestimmt; der typische Wert des Dynamikbereichs liegt bei etwa 60 dB.

In dem Fall, daß der geforderte Dynamikbereich der Pegeldetektorschaltung einen Wert von 60 dB überschreitet, wird somit ein Schaltungsaufbau verwendet, der die exponentielle-logarithmische Umsetzung ausnutzt. In dem Fall, daß ein Dynamikbereich von 40 bis 50 dB oder darüber gefordert wird, ist es im allgemeinen praktisch, eine Pegeldetektor-

schaltung mit dieser exponentiellen-logarithmischen Umsetzung oder mit einer logarithmischen Umsetzung zu verwenden.

Fig·. 2 zeigt eine bekannte Pegeldetektorschaltung 10 mit logarithmischer Kompression. Bei der Pegeldetektorschal-• tung 10 ist eine Stromquelle 21, die eine Eingangssignalquelle darstellt, an einem Eingangsanschluß 11 angeschlossen. Der Eingangsanschluß 11 ist über eine Absolutwert-Schaltung 20, welche als hochgenauer Vollweggleichrichter dient, sowie über einen Anschluß 13 an einem invertieren-. den Eingarigsanschluß eines Operationsverstärkers 14 angeschlossen. Ein nicht invertierender Eingangsanschiuß des Operationsverstärkers.14 liegt an Erde bzw. Masse. Der Ausgangsanschluß .des betreffenden Operationsverstärkers ist über eine Reihenschaltung aus einer Vielzahl von beispielsweise N Dioden-15 mit dem invertierenden Eingangs-· anschluß verbunden. Der Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers 14 ist außerdem über eine Diode 16 mit einem Integrationskondensator 17 verbunden. Der Verbindungspunkt zwischen der Diode 16 und dem Kondensator 1? ist über (N-1) Dioden 18 mit einer Bezugsstromquelle 19 .verbunden. Das Ausgangssignal an der Verbindungsstelle zwischen der Gruppe dieser Dioden 18 und der Bezugsstromquelle 19 wird von einem Ausgangsanschluß 12 abgenommen.

In Fig. 3 ist in einem Schaltungsdiagramm ein besonderes Ausführungsbeispiel der Absolutwert-Schaltung 2.0 veranschaulicht. Wenn gemäß Fig. 3 ein Durchlaßstrom, d.h. ein Strom in Richtung des durch eine volle Linie ang.e-

• deuteten Pfeiles dem Eingangsanschluß 11 zugeführt wird, dann wird dieser Strom durch den Operationsverstärker 22

• derart invertiert, daß die Basis eines Transistors 24 negativ vorgespannt wird. Dadurch wird der Transistor 24 derart getriggert bzw. angesteuert, daß .ein Stromfluß in Richtung des durch eine vollausgezogene Linie

angedeuteten Pfeiles auftritt. Demgemäß wird ein Stromfluß in Richtung des durch eine vollausgezogene Linie . angedeuteten Pfeiles durch einen Transistor 25a einer Stromumsetzschaltung (Stromspiegel) 25 und dann durch ' 5 den anderen Transistor 25b hervorgerufen. Dies, führt

dazu, daß ein Stromfluß in Richtung des durch eine vollausgezogene Linie angedeuteten Pfeiles am Ausgangsanschluß 13 auftritt. Wenn demgegenüber der Strom' in. der negativen Richtung auftritt, tritt ein Stromfluß in Richtung des durch eine gestrichelte Linie angedeuteten j. Pfeiles auf. Der betreffende Strom wird dem Eingangsanschluß 11 zugeführt, und der Operationsverstärker 22 gibt ein positives Ausgangssignal ab. Dies führt dazu, .daß ein Strom in Richtung des durch eine gestrichelte •15 Linie angedeuteten .Pfeiles durch den Transistor 23a.der Stromumsetz- bzw. Stromumkehrschaltung·23 und dann durch den anderen Transistor 23b auftritt. Dies ruft einen Stromfluß in Richtung des durch die gestrichtelte Linie angedeuteten Pfeiles hervor, wobei diese Richtung dieselbe ist wie die Richtung des durch eine vollausgezogene Linie angedeuteten Pfeiles, in der der Strom durch den Transistor 25a der Stromumkehrschaltung 25 fließt. Demgemäß' fließt der Strom von dem Ausgangsan- ^ Schluß 13 in derselben Richtung (das ist die Richtung der durch eine vollausgezogene Linie und durch eine gestrichelte Linie angedeuteten Richtung), und zwar unab-. hängig von der Polarität des dem Eingangsanschluß 1,1 zugeführten Eingangssignals, d.h. unabhängig davon, ob der Strom in Vorwärtsrichtung oder in Rückwärtsrichtung fließt. . · ·

Bezeichnet man den durch die Eingangssignalquelle 21 gemäß Fig. 2 fließenden Strom (einschließlich des positiven und negativen Stroms) mit i_in, so weist der Ausgangsstrom der Absolutwert-Schaltung 20 den Absolutwert|i_in|auf. Bezeichnet man den Sättigungsstrom durch die einzelnen

- 10 -

Dioden 15, 16 und 18 mit I_g, so. beträgt die Ausgangsspannung ν des Operationsverstärkers 14 - _..-_

• Dabei bedeutet N die Anzahl der Dioden 15, V^ = kT/q, k ist die Boltzmann Konstante, T ist die absolute Temperatur, und q ist die Elementarladung. Betrachtet man .den Einschwingzustand unter Berücksichtigung des Um-. 10 Standes, daß die Klemmenspannung Vq an dem Kondensator in Bezug auf .den Momentanwert festliegt, dann beträgt der die Diode 16 durchfließende Strom i^

κ JJi^uL₊ x)N . _{exp (}_!

wenn i_in konstant ist, dann gilt im Dauerzustand i^ = Iq. Damit gilt" ' "

. I_s [ ψ p <. _v^ J J ₀

Damit ist die Größe Vq, die diese Gleichung erfüllt, die Dauerzustandslösung für V«. Dabei wird Vq insbesondere wie folgt angegeben:

v_c - v_T [ ta·· (i/

35■ Der Dauerzustands-Wert Vq der Ausgangsspannung beträgt • somit

3U71.71 ' ·^:· ·^:

- 11 -

V₀ = V_c - V_T ( N - 1) In {ψ- + D

Da tatsächlich \x. I vorliegt und da I₀^I₃ S^i:Lt» beträgt V_n etwa:

wobei |i_in]^N = |'/* |i_in|^N ^t
gilt.

Bei.der Pegeldetektorschaltung 10 mit dieser logarithmisehen Kompression wird ein Mittelwert des Absolutwertes des Eingangsstroms i_in von N-ter Ordnung erhalten. Der betreffende Wert ist beispielsweise der Mittelwert des EingangsStroms, wenn N=1 ist, und der Effektivwert des Eingangsstroms, wenn N=2 ist. Durch Verwendung dieser Pegeldetektorschaltung 10 ist es ohne weiteres möglich, eine Pegelfeststellung von 80 dB oder mit einem darüberliegenden Wert bezüglich des Dynamikbereiches zu reali- . sieren.

Bei dem bekannten Rauschunterdrückungssystem, bei dem die Ermittelung des Effektivwertes ausgenutzt ist, ist es je-

doch möglich, ein Anstiegs-Abfall-Verhältnis von höchstens etwa 4 sicherzustellen. In diesem Falle tritt wahrscheinlich ein Überschwingen -bei einem Eingangssignal mit einem, schnellen Signalanstieg auf.

Das Einschwingverhalten der mit logarithmischer Kompression arbeitenden Fegeldetektorschältung 10 wird nunmehr betrachtet. Bei der logarithmischen Kompression, bei der das Ausgangssignal logarithmisch komprimiert ist, ist der ..Parameter, der tatsächlich als Detektor- bzw. Feststell-Ausgangssignal bewertet wird, nicht das Ausgangssignal • selbst. Vielmehr wird der betreffende Parameter exponentiell umgesetzt, um eine Variable· G(t) zu gewinnen, die "dem Eingangsstrom proportional ist (wie" bei der Dauerzustands-Lösung). Hier/fe(t) proportional zu (i_in ) » Wenn t nach unendlich geht. Die betreffende Größe ist •dabei wie folgt definiert:

' ^A

•Hierbei sind V_Q und V_c zum.Zeitpunkt t als V_Q(t) bzw. Vc(t) bezeichnet.· Zur Vereinfachung wird ferner die Eingangsstufe auf I_Q festgelegt, und damit gilt eine Dauerzustands-Lösung von y_Q/,\ = O oder G(t) =1 bei Vorhandensein des Eingangssignals..

Um den Abfall zu untersuchen,'wird nunmehr das Verhalten auf den Eingangsstrom i_in bei einer Stufenfunktion betrachtet, wobei Iq für den Fall herangezogen wird, daß t<"0 und t>0 vorhanden sind. Die Dauerzustands-Lösung für- den Fall, daß t<0 gilt, ergibt sich aus den Gleichungen (1), (3) und (6) mit

v = N - V₁J, - in -^T- /= ^N · ^VT * *»^V3£ ^S - ^S y:V.\ (8)

V₀(t) = ο

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Wenn t>0 gilt, dann ist i, nahezu O, und der Konstant strom entlädt sich von dem Integrationskondensator 17 (der eine Kapazität von C aufweist, und zwar aufgrund der Tatsache, daß Iq erhalten wird. Damit gilt für folgende Beziehung

¹O - .

■ ·._ ¹O₊. (9)

- ~ ~c ·

Aus der Gleichung (7) wird G(t) wie folgt erhalten:

G (t) = exp ( — ^-ρ * t)

N V_T U

Dies ist aus einer in Fig. 4 gezeigten Ersatzschaltung erkennbar. Beider betreffenden Schaltung weisen der· Widerstand Rq und die Kapazität Cq folgende Werts auf:

und .

Außerdem beträgt die Zeitkonstante

■'

- ^R0 0

■ ^: r= N - V_T · C/I_o ■·· ⁽¹³⁾

Nunmehr wird das .Ansprechverhalten auf den Eingangsstrom für den Fall untersucht, daß i_in = 0 für den Fall ist, daß t<Ö ist, und daß ±_in = I_Q für den Fall ist, daß i>0 ist. Dadurch wird das Anstiegsverhalten untersucht. Zu irgendeinem Zeitpunkt, wie zu t 0, beträgt i.

^^.^J^IcCt,. ,14,

- 14 -

• Die Größe v(t) ist .für den Fall, daß t>0 ist, die gleiche wie sie durch die Gleichung (8) gegeben ist. Durch Ein-.setzen von V_Q(t) für Vq (t) in die Gleichung (14) gelangt man zu .

^: i_a(t) W I₀ · exp [ - <-^> ] CIS)

Die Ladegeschwindigkeit von Vß(t) in Bezug auf die Zeit ergibt sich wie folgt:
' ' -

dt C ' j - :

■ · · I_{0 r} ■ ■' ^vo^{t) } - ι ] ...:..·... de)

= -§- I exp {. - -ν— } 1 J '

' - ν

Durch Einsetzen von V_Q(t) für G(t) erhält man

• d[-V_T ^nG(t)^N3 ₌ fo. [ G(t)"^N - 1] -- (17)

dt ^c ...

20. Durch Umstellen dieser Gleichung erhält man die Ladegeschwindigkeit G(t) bezogen auf die Zeit zu

• · äG^tT^ ^O [&(#"^Ν)-.6(ΐ)].· : (18)"

dt ν -y_T - c

Diese Differentialgleichung veranschaulicht die Anstiegscharakteristik. Dies ergibt sich aus der in Fig. 5 gezeigten "Ersatzschaltung. Hierbei weisen der Widerstand R_Q und die Kapazität C_Q folgende Werte auf:

Ko = ¹ZV " —·." ^;-

C₀=V₁C .. ■ (20).

Eine nichtlineare Schaltung 29 gibt ein Ausgangssignal G(t) ab, welches folgender Beziehung genügt:

G(t) = [ ff(t) ]^1/N ..... '■ - (21)

wobei dieses Ausgangssignal dem Eingangssignal g(t) entspricht. · ·

Im Hinblick auf die Anspfechgeschwindigkeit .(Zeitkons tante), die für das Niederfrequenz-Rauschunterdrückungssystem unter Verwendung der dargestellten Pegeldetektorschaltung 10 benötigt wird, beträgt die Anstiegszeit (Einschwingzeit) mehrere 100MikroSekunden bis mehrere Millisekunden, während die Abfallzeit "(Erholungszeit), mehrere 10 Milli-Sekunden bis mehrere '100 Millisekunden lang ist. Die zuletzt genannte Zeitspanne ist dabei etwa.mehrere 100 mal · so lang wie die Anstiegszeit. In dem Fall, daß N=1 ist, sind die Anstiegs- und Abfallzeiten gleich, und der Anstieg wird schneller mit zunehmendem N. Um' ein Überschwingen zu vermeiden, wenn ein schnell ansteigendes Eingangssignal eingeprägt bzw. zugeführt wird, ist es erforderlich, die Anstiegszeitkonstante schneller zu machen. In dem Fall, daß N auf einen großen Wert eingestellt ist, um die zuvor erwähnte Differenz der um einen Faktor von mehreren 100 voneinander verschiedenen Zeitspannen zu realisieren, tritt jedoch die folgende Schwierigkeit auf.

Mit zunehmendem N nimmt die Anzahl der pn-übergänge in ■ der Reihenschaltung der Dioden 15 und 18 derart zu, daß der Dauerzustands-Spannungsabfall ansteigt, so daß die Durchführung eines Betriebs bei niedriger Speisespannung schwierig wird. Um dieses Problem zu beherrschen, könnte daran gedacht werden, den Betrieb bei niedriger Speisespannung ohne Zuhilfenahme der Reihenschaltung· von pn-Übergängen zu ermöglichen, jedoch unter Verwendung eines Verstärkers mit der Verstärkung N. Dadurch kompliziert sich jedoch der Schaltungsaufbau. An nächster Stelle ist anzumerken, daß der Ausgangsspannungs-Umsetzkoeffizient sich entsprechend N ändert, wie dies durch die Gleichung

(6) veranschaulicht· ist. Aus der Gleichung (6) erhält man insbesondere folgende Beziehung:

lii ττ V V_n =-N - V- £η C ( Ι¹"'- )^Ν] :.. (22)

Um die mit linearer Spannung gesteuerte variable logarithmische Verstärkungsschaltung entweder proportional oder umgekehrt proportional steuern zu können, ist ein Dämpfungsglied mit.1/N'erforderlich.

Nunmehr wird eine bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung unter Bezugnahme auf die Zeichnungen beschrieben.

In.Fig. 6 ist in einem Schaltungsdiagramm eine erste Ausführungsform der Pegeldetektorschaltung 30 gemäß der vorliegenden Erfindung gezeigt. Gemäß Fig. 6 gibt eine Stromquelle 21 als EingangssignalqueTle einen Eingangsstrom i- an-einen Eingangsanschluß 1.1" ab. Der Eingangsanschluß 11 ist über eine Absolutwert-Schaltung 20 und einen'Anschluß 13 mit dem invertierenden Eingangsan-Schluß eines Operationsverstärkers 31 verbunden. Der nicht invertierende Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 31 liegt, an Erde bzw. Masse.. Die Ausgangsspannung v1 des Operationsverstärkers 31 wird dem invertie-.renden Eingangsanschluß über eine logarithmische Umformungsdiode 32 zurückgekoppelt.. Die Ausgangs spannung v1 des Operationsverstärkers 31 wird dem nicht invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 33 zugeführt, und die Ausgangsspannung v2 wird von dem Ausgangsanschluß abgenommen. . · . Der Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers 33 ist über eine Diode 34 mit einem Integrationskondensator verbunden. Die Verbindungsstelle zwischen-der Diode und dem Kondensator 35 ist mit einer Stromquelle 36 verbunden, die einen Bezugsström I_Q liefert. Die Ausgangsspannung V_c des Kondensators 35 wird über einen Operationsverstärker 40 als Spannungsfolger einer Reihen-

3U7171. * ■ "· " -

schaltung zugeführt., die aus einer Diode 41 und aus einer. Stromquelle 42 besteht und die einen Bezugsstrom I_Q liefert. Die Verbindungsstelle zwischen der Diode 41 und der Bezugsstromquelle 42 ist mit dem Ausgangsanschluß 12 ver-. bunden, von dem die Ausgangsspannung Vq abgenommen wird.

Gemäß einem Merkmal der vorliegenden Erfindung ist eine Teilerschaltung 46 vorgesehen, welche die Spannung zwi-' sehen der Ausgangsspannung V_c des "Integrationskondensators 35 und der Ausgangsspannung v2, des Operationsver- · stärkers 33 teilt. Das von der Spannungsteilerschaltung

■
46 bereitgestellte geteilte Spannungs-Ausgangssignal wird dem invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 33 zurückgekoppelt. In diesem Falle · ist es unerwünscht, die Klemmenspannung direkt von dem

Integrationskondensator 35 abzunehmen. Demgemäß ist der • . betreffende Kondensator über den Operationsverstärker 40 . als Spannungsfolger mit dem Spannungsteilerwiderstand 48 der Spannungsteilerschaltung 46 verbunden. Die Ausgangsspannung v2 des Operationsverstärkers 33 wird durch die Diode 43 verschoben und über einen Operationsverstärker 45 als Spannungsfolger· dem Spannungsteilerwiderstand 47 der Spannungsteilerschaltung 46 zugeführt. Die Diode 43' kompensiert den Dauerzustandswert des Spannungsabfalls · an der Diode 34. Der Widerstandswert des Widerstands 47 in der Spannungsteilerschaltung 46 ist auf das (N-1)-fache des Widerstandswertes des Widerstands 48 festgelegt. Die Spannungsuntersetzungs-Äusgangsspannung v4 an der Verbindungsstelle zwischen den Widerständen 47 und 48 wird als Ergebnis der Teilung der Eingangsspannung um ein Verhältnis zwischen 1/N und 1/(N-1) erhalten. Die Verbindungsstelle zwischen der Diode 43 und dem Opera- . tionsverstärker 45 ist mit der Stromquelle.44 verbunden, die den Bezugsstrom Iq liefert.

In der Pegeldetektorschaltung 30 mit dem oben beschriebenen

Schaltungsaufbau beträgt die durch die Diode 32 und den Operationsverstärker 31 logarithmisch tungesetzte Spannung v1 · .

^νι.^β τ

wobei V_m die Größe -ist, die in Verbindung mit der Gleichung (1) beschrieben worden ist. Nunmehr sei der Einschwingzustand betrachtet. Dazu sei angenommen, daß ' die Ausgangsspannung Vq in Bezug auf den Augenblickswert festliegt. Da die Spannungsteiler-Ausgangsspannung v4 der Spannungsteilerschaltung 46 gleich der Eingangsspannung v1 an dem nicht invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 33 ist, genügt· die dem Spannungsteilerwiderstand 47 über den Spannungsfolger zugeführte Spannung v3 folgender Beziehung:

_V=N- v-, -V_C (N - 1)

■ ' · = _N . ν»" in (Ji^L +1) - V_c (N- 1) .

Damit gentigt die Ausgangsspannung v2 des Operationsverstärkers 33 folgender Beziehung:

v, = N · V„ -In .

^{2 T}

, = N · V„ -In .( J^ ^ 1 ) + V„. £«&

-V_C(N - 1) .- (25) .

Der Augenblicksstrom i, durch die Diode 34 genügt damit folgender Beziehung:

i_d = I₈-I exp (

= i_s ι (J%L-,+ i)^N( ^- +ι)

. - V¹S .- - "¹S

N - V_r
exp ( ~ ) - 1 ] , (26)

■ T ■

« φ

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- 19 -

Wenn der Eingangsstrom i. der Dauerzustandsstrom ist, dann gilt im Dauerzustand

Damit gilt: '

M - £ ζ

- exp

= I,

-1]

Die■Größe V_c, die in der Dauerzustands-Lösung den Wert V_e erfüllt, ergibt sich zu:

^vc ⁼

^%n lk

S -

⁽²⁸⁾

Die Ausgangsspannung Vq beträgt somit:

I₀
V₀ = V_c - V_T. JLn ( — + 1)

(29)

Da tatsächlich! i^_n[und I^ I_g gilt, gilt etwa:

(30)

- 20 Wenn festgelegt ist, daß folgende Beziehung gilt:

X rT ( I¹J^I' )^Ndt Ξ ( )^N .... (3D

^T o. ■ ¹O - ο ■

Dann gilt: .. "

. .' I¹InI »Ν ·» l/N c*?\

0 ' T., Q

In der Pegeldetektorschaltung 30 mit der logarithmischen Kompression gemäß der Erfindung ist der Umsetzfaktor unabhängig von Änderungen von N. Demgemäß ist die als G(t) eingeführte Variable wie folgt definierte .

■" _% · ._T ^V0(t) . . ■ .' (33)

G t) - exp-Ιγ J

Um den Anstieg zu untersuchen, wird das Ansprechverhalten auf den Eingangsstrom i_in für den Fall.untersucht, daß der I_Q bei t<0 und 0 bei t>0ist. Die Dauerzustandslösung· für t>0 ist gegeben mit V_Q (t) = 0, und bei t 0 wird der Integrationskondensator 35 durch den Konstantstrom entladen, der eine Entladung entsprechend3em Bezugsstrom"Iq bewirkt. Damit gelten für t>0 folgende

25' Beziehungen:

und . '."

• . G(t) =e_Xp(--^Vt) (35)^

· ·: - . ^Vt

Nunmehr sei das Ansprechverhalten bei dem Anstieg für den Fall untersucht, daß der Eingangsstrom i^_n ⁼0 für t<0 und Iq für^-t>0 ist. Die Größe i_d zu irgendeinem Zeitpunkt t>0 genügt folgender Beziehung: . _V2(t) - v_c(t)

- ;.exp ■ γ

i_d(t) Φ ^Is-^:-^exp

- 21 -

Unter Heranziehung der Gleichung (25) wird die Größe V₂ (t) wie folgt approximiert:

ν it) = (N+I)Vm in (J^- ) - Vu (t) (N-I) (37)

2 / 'T I_s C

■.·■-''■'■

Durch Einsetzen von V_Q(t) für V_c(t) erhält man für v₂(t) - V_c(t) folgende Beziehung:

V (t) -V (ty-=V„£n ( —- ) - NV (t) ., (38)

2 C T ' J-_s

■■.,-.■

Damit gilt für i_d(t) folgende Beziehung:

Die Änderungsgeschwindigkeit von V_Q(t) in Bezug auf die Zeit beträgt somit

• dVo (t) jd(-b) - IQ ..

■-. dt. .· ' C

■ ₌ _ξθ _{T exp{} _ JL^oitW }■ - l ] ... (40.)

Das Einsetzen von G(t) in V_Q(t) führt zu

■ ' arVgjlnGitil^-ii ι G(t)"^N - 1] -'- - ⁽⁴¹⁾

dt ^c .

Durch Umstellen wird die Änderungsgeschwindigkeit von G(t) bezogen auf die Zeit erhalten zu .

a"G(t) _ _l2_ r G(t)⁽¹"^N) - G(t)] ^{42)

~dt~ " v_Tc·· ^l

Ein Vergleich der vorliegenden Erfindung mit dem bekannten Ausführungsbeispiel zeigt, daß die Gleichung (35) der Gleichung (10) entspricht und daß die Gleichung (42) der

Gleichung (7) entspricht. Es dürfte damit einzusehen sein, daß eine der bekannten Ausführungsform entsprechende Ersatzschaltung dadurch erhalten werden kann, .daß die Kapazität des Integrier-, bzw. Integrationskondensators 35 mit N multipliziert wird.

Ίη Fig. -7 ist ein Schaltungsdiagramm e.iner zweiten Ausführungsform der Pegeldetektorschaltung 60 gemäß der vorliegenden Erfindung gezeigt. In Fig. 7 sind jene Teile bzw. Elemente, die den in der ersten Ausführungsform gemäß Fig. 6 gezeigten Teilen bzw. Elementen ent- ·**> 'sprechen, mit den gleichen Bezugszeichen wie in Fig. 6 . ■ bezeichnet".

Bei der in Fig. 7 dargestellten zweiten Ausführungsform wird anstelle des bei der ersten Ausführungsform durch " die Operationsverstärker 40 und 50 gebildeten Spannungsfolgers ein Emitterfolger· mit zwei Transistoren 50 und verwendet, um die Schaltungsanordnung zu vereinfachen.

Der nicht invertierende Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 31 liegt über eine Pegelverschiebungseinrich-.tung an Erde bzw. Masse. Diese Pegelverschiebungseinrichtung ist durch eine Diode 53 und durch eine Konstantstromquelle 54 gebildet. Außerdem ist ein Widerstand 52 zwisehen die Diode 34 und den Integrationskondensator 35 eingefügt, um die Anstiegskurve der Zeitkonstanten-Kurve ersten Grades zu .approximieren. Der Widerstand 52 dient dabei dazu, das Fließen eines übermäßigen Ladestroms zu dem Integrationskondensator 35 hin zu verhindern, der .

nämlich sonst aus einem teilweise steilen Anfangsanstieg • in dem Fall resultieren würde, daß.für N ein großer Wert festgelegt ist. Dies ist insbesondere in dem Fall von Bedeutung, daß N groß ist. Der Transistor 51 gemäß Fig. 7 wird anstelle der Diode 41 verwendet, wie sie in Fig. 6

gezeigt ist. " -

Die Widerstands-Spannungsteilerschaltuhg 46 kann.durch . · . ■ eine Widerstands-Spannungsteilerschältung 146 ersetzt sein, wie sie in Fig. 8 gezeigt ist. Der Umsetzfaktor, des Ausgangssignals der Widerstands-Spannungsteiler-• 5 schaltung 146 kann auf einen gewünschten Wert dadurch eingestellt bzw. festgelegt sein, daß der Verbindungspunkt zwischen den Spannungsteilerwiderständen 47 und über einen als zusätzlichen Widerstand vorgesehenen Widerstand 49 geerdet wird.
10

Es dürfte einzusehen sein, daß es mit Hilfe der Pegeidetektorschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung möglich ist, einen großen Wert für N festzulegen, ohne die Spannungsherabsetzungseigenschaft der Schaltungsanordnung zu verschlechtern und die Schaltungsanordnung zu komplizieren. Besonders deutliche Effekte können im. Vergleich zu dem bekannten Schaltungsaufbau dann erzielt werden, wenn N>3 ist. Da der Ausgangsspannungs-Umsetzungsfaktor durch Änderungen von N nicht beeinträchtigt wird, ist überdies keine 1/N-Dämpfungsschal-■ tung erforderlich'. Demgemäß ist es möglich, beispielsweise eine Leser-Verbindung zu einer mit einer linearen Spannung gesteuerten variablen logarithmischen Verstär- ^ kungsschaltung zu erhalten. Da der Ausgangsspannungs-Umsetzfaktor, wie er oben erwähnt worden ist, ferner frei ist von den Auswirkungen von N, ist es darüber hinaus möglich, die Größe N extern zu variieren oder entsprechend dem Pegel zu steuern. Dies bedeutet, daß es möglich ist, beispielsweise einen Schaltungsaufbau zu erzielen, bei dem die Ansprechzeitkonstante entsprechend dem Eingangspegel gesteuert wird.

Nunmehr wird eine Signalpegeldetektorschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung erläutert, bei der die Ansprechzeitkonstante in Übereinstimmung mit dem Eingangspegel gesteuert wird.

Bei dem üblichen·Rauschunterdrückungssystem ist üblicherweise ein Abwarten auf hochfrequente Komponenten vorgesehen, um die Rauschmodulationseffekte weniger feststellbar zu machen. Darüber hinaus ist in der Pegeldetektorschal-.tung eine Abwartezeit für hochfrequente Signale dadurch . vorgesehen, daß eine Einzelsignalcharakteristik geschaf-■ fen wird, d.h. ein Frequenzgang, wie er durch Ablenkung mit einem einzigen Signal erhalten wird und der flach ist oder der eine schwach nach unten gerichtete Neigung zu 1Q höheren Frequenzen aufweist. Demgemäß ist eine variable Zeitkonstante entsprechend dem Eingangssignal erwünscht, so daß eine kleine Anstiegszeitkonstante lediglich dann bereitgestellt ist, wenn Eingangssignale hohen Pegels mit hoher Frequenz auftreten, wobei im wesentlichen eine große" 1.5 Anstiegszeitkonstante für mit hoher Frequenz auftretende ' . niedrige Pegel aufweisende Eingangssignale oder für eine mittlere oder niedrige Frequenz aufweisende Eingangssignale vorliegt.

Nunmehr wird eine Signalpegeldetektorschaltung gemäß der Erfindung unter Bezugnahme auf Fig. 9 beschrieben. Bei •dieser Signalpegeldetektorschaltung wird die Anstiegsund Abfallzeitkonstante in Übereinstimmung mit dem Eingangssignalpegel variiert.

Bei der in Fig. 9 dargestellten Ausführungsform der mit logarithmischer Kompression arbeitenden. Pegeldetektör-• schaltung 70 ist anstelle der· in Fig. 6_ dargestellten Schaltungsanordnung mit der direkten Änderung des Span-. nuhgsteilerverhältnisses der Widerstände 47 und 48 eine Spannungsteilerschaltung 76 vorgesehen, die durch eine Reihenschaltung aus drei Widerständen 77, 78 und 79 besteht. Die·Ausgangssignale von den beiden Verbindungs-• punkten ρ'und q der Widerstände 77, 78 und 79 werden durch zwei Differenzverstärker 71 und 72 sowie durch

eine Differenzschaltung 73 gesteuert, wodurch das Teiler-■ verhältnis N gleichwertig variiert wird.

Die Pegeldetektorschaltung 70 gemäß der vorliegenden Erfindung umfaßt insbesondere einen Operationsverstärker 31 und eine Diode 32, welche eine Einrichtung zur logarithmischen Umsetzung von Eingangssignalen darstellt. Ferner

.5'· sind erste und zweite Differenzverstärker 71 und 72 vorgesehen, die durch erste und zweite Transistor-Paare mit gemeinsamem Emitter, gebildet sind. Der Basis eines der Transistoren wird das zuvor erwähnte logarithmisch umgesetzte Ausgangssignal zugeführt. Die Differenzschaltung 73 ist durch ein'drittes Transistorpaar mit gemeinsamem Emitter gebildet. Die Kollektoren dieser Transistoren

■ sind mit den zugehörigen gemeinsamen Emittern der ande-

. ren Transistorpaare' verbunden. Zwischen den Basen der Transistoren der Differenz schaltung wi.rd das logarithmisch umgesetzte Ausgangssignal zugeführt. Außerdem sind Einrichtungen vorgesehen, die die Ausgangssignale der ersten und zweiten Differenzverstärker addieren. Schließe lieh ist ein Transistor 49 vorgesehen, der als Emitterfolger betrieben ist und der mit einem Ende seines pn-■ 20 Übergangs am Ausgang der Addiereinrichtung angeschlossen. ist. Ein als Integriereinrichtung dienender Kondensator 35 ist an dem anderen Ende des betreffenden pn-Übergangs.· angeschlossen. Eine Spahnungsteilerschaltung 76 dient zur Widerstandsteilung zwischen der Ausgangs spannung der Integriereinrichtung und dem Ausgang der Addiereinrichtung, um zwei Ausgangssignale mit verschiedenen Spannungsteilerverhältnissen zu erzielen. Darüber hinaus ist eine Einrichtung vorgesehen, die die Ausgangssignale mit den verschiedenen Spannungsteilerverhältnissen zu

.30 den anderen Transistorbasen der ersten und zweiten Differenzverstärker 71 und 72 zurückkoppelt.

Nunmehr werden der Aufbau und die Arbeitsweise der Ausführungsform der in Fig. 9 dargestellten Pegeldetektorschaltung 90 im einzelnen im Vergleich zu dem in Fig. 6 dargestellten Schaltungsaufbau erläutert, der den grund-

sätzlichen Schaltungsaufbau für diese Ausführungsform darstellt.

Bei dieser Ausführungsform sind zwei Differenzverstärker 71 und 72, eine. Strom-Inverterschaltung 74 und ein Emitterfolger-Transistor 75 anstelle des in Fig. 6 dargestellten Operationsverstärkers 33 vorgesehen. Die nicht invertierenden Eingangsanschlüsse der Differenzverstärker 71 und 72 sind an dem Ausgangsanschluß des Opera-" 10 tionsverstärkers 31 angeschlossen, während die invertierenden Eingangsanschlüsse mit den entsprechenden Spannungsteiler-Ausgangspunkten ρ bzw. q der Widerstands-Spannungsteilerschaltung 76 verbunden sind. Die Emitterfolger-Transistoren 49» 61 und 51 sind ansteile.der in · Fig. 6 vorgesehenen Dioden 34, 43 und 41 vorgesehen, um eine Stromverstärkung zu erzielen. Die Emitterfolger-Transistoren 55 und 50 werden anstelle der Operationsverstärker 40 und 45 verwendet, die als Spannungsfolger wirken. Die von den Basis-Emitter-pn-Strecken dieser Transistoren 55. und 50 herrührende Gleichstrompegelverschiebung wird durch eine Diode 64 und durch eine Konstantstromquelle 65 kompensiert.' Diese Diode und die betreffende Konstantstromquelle sind mit dem nicht invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 31 verbunden.'

Die Basis eines der beiden Transistoren 73a und 73t>, die die Differenzschaltung 73 bilden, nämlich die Basis des Transistors 73t>, ist mit einem Schaltungspunkt verbunden, an dem ein Potential herrscht, welches um eine dem Durchlaßspannungsabfall an der Diode 64 entsprechenden Betrag verschoben ist. Die Basis des anderen Transistors 73a ist an einem Schaltungspunkt angeschlossen, an dem ein Potential herrscht, welches aus der Verschiebung des logarithmisch umgesetzten Ausgangssignals des Operationsverstärkers 31 durch eine Diode 67 und eine Kon-

stantstromquelle 68 resultiert. Demgemäß variiert der die Transistoren 73a und 73b der Differenzschaltung durchfließende Strom in Übereinstimmung mit dem Wert . des;Eingangsstromes i_in·

In dem Fall, daß der Eingangsstrom I_1n sehr gering ist, ist das Basispotential des Transistors 73a wesentlich niedriger als das Basispotential des Transistors 73b. Dabei fließt nahezu .der gesamte Strom der Konstantstromquelle 69, die mit dem gemeinsamen Emitter der Differenzschaltung 73 verbunden ist, durch den Differenzverstärker 72. Betrachtet man die beiden Differenzverstärker 71 und 72 als einen einzelnen Operationsverstärker, so -wirkt

■ zu diesem Zeitpunkt die Basis des Transistors 72b als nicht invertierender Eingangsanschluß.

Wenn der Eingangsstrom i. hinreichend hoch ist, fließt nahezu der gesamte die Konstantstromquelle 69 durchfließende Strom durch den Differenzverstärker 71,. und die . Basis des Transistors 71b wirkt als nicht invertierender Eingangsanschluß.

Das Spannungsteilerve.rhältnis bzw. Spannungsuntersetzungsverhältnis N der Widerstands-Spannungsteilerschaltung ist hoch, wenn das Eingangssignal hoch ist; das betreffende Verhältnis ist niedrig, wenn die Eingangsspannung niedrig ist. Da die Anstiegszeitkonstante kürzer oder schneller ist bei größeren Werten von N, wie dies oben beschrieben worden ist, ist es möglich, eine solche Steuerung der Anstiegszeitkonstante entsprechend dem Eingangssignalpegel zu realisieren, daß die betreffende Anstiegszeitkonstante verhältnismäßig langsam bzw. niedrig ist bei. Eingangssignalen niedrigen Pegels und hinreichend schnell bzw. hoch bei Eingangssignalen hohen Pegels. In diesem Falle wird der den gemeinsamen Emitter durchfließende Strom der beiden Differenzverstärker 71

und 72 nicht umgeschaltet, jedoch kontinuierlich entsprechend dem Eingangssignalpegel geändert. Demgemäß wird" der Betrieb.mit einer Anstiegszeitkonstanten zwischen den erwähnten schnellen und langsamen Zeitkonstanten für Eingangssignale mittleren Pegels erhalten. Die stärkste Änderung der Zeitkonstante wird in der Nachbarschaft des gemeinsamen Emitterstroms für die beiden Differenzverstärker 71 und 72 bei demselben Pegel erhalten. Der betreffende Pegel kann zu diesem Zeitpunkt durch die Konstantstromquelle 68 variiert . -werden. ' ·· -

Wie im vorstehenden beschrieben worden ist,- ist es mit-Hilfe der Pegeldetektorschältung gemäß der vorliegenden "Erfindung möglich, eine schnellere Anstiegszeitkonstante zu realisieren als bei einem Schaltungsaufb.au gemäß Fig. 6, was dazu führt, daß das .Spannungsteilerverhältnis N ■auf einen hohen Wert eingestellt bzw. festgelegt werden kann, ohne, daß die Spannungsherabsetzungseigenschaft verschlechtert oder die Schaltungsanordnung kompliziert wird. Außerdem ist es möglich, von diesem Merkmal ausgehend voranzuschreiten und eine Änderung der Anstiegs-■ zeitkonstante in Übereinstimmung mit dem.Eingangspegel" "zu erhalten. Demgemäß ist es möglich, eine Pegeldetektor-

25' schaltung bereitzustellen, die eine Steuerung der Zeitkonstante in Übereinstimmung mit dem Eingangspegel ermöglicht, was bisher bei einer Pegeldetektorschaltung mit logarithmischer·Kompression für unmöglich angesehen worden ist, die einen weiten Dynamikbereich aufweist.

Darüber hinaus kann eine hinreichend schnelle Anstiegs_r zeitkonstante für einen höhen Pegel aufweisende Eingangssignale hoher Frequenz und eine verhältnismäßig geringe Anstiegszeitkonstante für Eingangssignale niedrigen Pegels und hoher Frequenz oder für Eingangssignale von mittlerer oder niederer Frequenz.erreicht werden, wenn eine Anwendung bei einem Niederfrequenz-Rauschunterdrük-

kungssystem erfolgt. Schließlich kann.ein Rauschunterdrückungssystem erzielt werden, bei dem der Einfluß des Rauschens bzw. der Störung in Form von Impulsen und eine Verschlechterung der Tonqualität minimiert-werden können.

' Die oben beschriebene Äusführungsform der vorliegenden Erfindung stellt in keiner Weise eine Beschränkung der. Erfindung· dar. So kann beispielsweise die Widerstands-Spannungsteilerschaltung 46 oder 76 durch eine variable bzw.' einstellbare Widerstandseinrichtung ersetzt sein, die einen in Übereinstimmung mit dem Eingangssignalpegel sich ändernden Widerstand darstellt und bei der das Widerstandsteilerverhältnis N direkt gesteuert werden, kann.

tanwalt

' JO- Leerseite

Claims

Patentanwälte 3 1 A 7 1 7 1

Dißl.-Ing. H. MITSCHEBLICH Dipl. Ina· K- nilNSCHMANN

Ui rer. nnl. W K ti R B E Ii · Dipl.-!ng. J. SCHMIDT-EVEfIS Slolnsdorfstp.iO, 8000 MONCHEM22

SONY CORPORATION

7-35 Kitashinagawa 6-chome 27.11.1981

Shinagawa-ku

TOKYO/JAPAN

Patentansprüche

Signalpegeldetektorschaltung zur Erzeugung einer dem Pegel eines Eingangssignals entsprechenden Ausgangsspannung, dadurch gekennzeichnet,
daß eine'erste Verstärkungseinrichtung (31» 32) vorgesehen ist, die das Eingangssignal logarithmisch verstärkt, daß eine zweite Verstärkungseinrichtung" (33) vorgesehen ist, die das logarithmisch verstärkte Äusgangssignal verstärkt und die einen Eingangsanschluß und einen Ausgängsanschluß aufweist, ■

daß ein Element (34) mit einer pn-Strecke mit einem An- *

schluß an dem genannten Ausgangsanschluß der zweiten ^

Verstärkungseinrichtung (33) angeschlossen ist und einen '. * weiteren Anschluß aufweist,
daß eine Integriereinrichtung (35) vorgesehen ist, die an dem genannten anderen Anschluß angeschlossen ist, daß eine Rückkopplungseinrichtung (46) einen Teil des Differenzsignals zwischen den Ausgangssignalen an dem genannten Ausgangsanschluß der zweiten Verstärkungseinrichtung (33) und der Integriereinrichtung (35) zurück-

koppelt, ' · ·

und daß eine Einrichtung (40) vorgesehen ist, die die Ausgangsspannung von der Integriereinrichtung (35) ableitet.
2. Signalpegeldetektorschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet» daß eine Steuereinrichtung (45) -vorgese hen ist, die das Verhältnis der Ausgangssignale an dem _r

-z-

genannten Ausgangsanschluß der zweiten Verstärkungseinrichtung (33) und der Integriereinrichtung (35) in dem Rückkopplungssignal entsprechend dem Pegel des Eingangssignals steuert. " " . .
3. Signalpegeldetektorschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Rückkopplungseinrichtung (46) eine .Spannungsteilerschaltung (47, 48) mit zwei Eingangsanschlüssen und einem Ausgangsanschluß aufweist, daß die Eingängsanschlüsse der betreffenden Spannungsteilerschal-tung am Ausgangsanschluß der zweiten Verstärkungseinrichtung (33) bzw. am. Ausgang der Integriereinrichtung (35) angeschlossen sind ■. und daß der Ausgangsanschluß der "Spannungsteilerschaltung mit dem Eingangsanschluß (-) der zweiten Verstärkungseinrichtung (33) verbunden ist.