JP3498908B2 - 交流信号の振幅サンプリング方法及び振幅検出回路 - Google Patents
交流信号の振幅サンプリング方法及び振幅検出回路Info
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- G01B7/003—Measuring arrangements characterised by the use of electric or magnetic techniques for measuring position, not involving coordinate determination
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D1/00—Demodulation of amplitude-modulated oscillations
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- H03D1/2245—Homodyne or synchrodyne circuits using two quadrature channels
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- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R19/00—Arrangements for measuring currents or voltages or for indicating presence or sign thereof
- G01R19/04—Measuring peak values or amplitude or envelope of ac or of pulses
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、圧電素子により
駆動されるタッチ信号プローブや静電容量式ギャップセ
ンサ等の各種計測用センサの検出信号のように周期に揺
らぎがある交流信号の振幅値抽出に適用して有用な交流
信号の振幅サンプリング方法及び振幅検出回路に関す
る。
駆動されるタッチ信号プローブや静電容量式ギャップセ
ンサ等の各種計測用センサの検出信号のように周期に揺
らぎがある交流信号の振幅値抽出に適用して有用な交流
信号の振幅サンプリング方法及び振幅検出回路に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】機械的構造体の形状測定等に利用される
計測用センサとして、例えば図６に示すような圧電素子
により駆動されるタッチ信号プローブがある。スタイラ
ス７１は、先端に球状の接触子７３が、後端にバランサ
７４がそれぞれ取り付けられて、スタイラスホルダ７２
により軸方向の略中央部が保持されている。スタイラス
７１の略中央部には、スタイラスに振動を与える圧電素
子７５が取り付けられている。この圧電素子７５の加振
電極７５ａに駆動回路７８から駆動信号が与えられ、検
出電極７５ｂに得られる機械−電気変換信号が検出回路
７６により検出される。検出回路７６の出力は駆動回路
７８に正帰還され、この帰還制御により圧電素子７５は
所定の周波数の共振状態で励振されるようになってい
る。
計測用センサとして、例えば図６に示すような圧電素子
により駆動されるタッチ信号プローブがある。スタイラ
ス７１は、先端に球状の接触子７３が、後端にバランサ
７４がそれぞれ取り付けられて、スタイラスホルダ７２
により軸方向の略中央部が保持されている。スタイラス
７１の略中央部には、スタイラスに振動を与える圧電素
子７５が取り付けられている。この圧電素子７５の加振
電極７５ａに駆動回路７８から駆動信号が与えられ、検
出電極７５ｂに得られる機械−電気変換信号が検出回路
７６により検出される。検出回路７６の出力は駆動回路
７８に正帰還され、この帰還制御により圧電素子７５は
所定の周波数の共振状態で励振されるようになってい
る。
【０００３】検出電極７５ｂに得られる検出信号は、搬
送波（加振信号）を振幅変調した形の正弦波状交流信号
であって、接触子７３が被測定物に接触することにより
その検出信号の振幅や周波数が変化する。信号処理回路
７７は、例えば検出回路７６に得られる検出信号の振幅
を検出することにより、接触を検出する。
送波（加振信号）を振幅変調した形の正弦波状交流信号
であって、接触子７３が被測定物に接触することにより
その検出信号の振幅や周波数が変化する。信号処理回路
７７は、例えば検出回路７６に得られる検出信号の振幅
を検出することにより、接触を検出する。
【０００４】この様なタッチ信号プローブの検出信号
は、圧電素子の非線形性、単純でない構造に起因する多
くの振動モードの干渉、外乱等の影響により、振幅はも
ちろん、周期にも揺らぎが含まれる。即ち、検出信号の
周波数は、加振正弦波信号の周波数の近傍にはあるが、
加振周波数の前後のある範囲で変動する。このことは、
検出信号の振幅を高速で、即ち時間遅れがない状態で高
精度に検出しようとする際に問題になる。
は、圧電素子の非線形性、単純でない構造に起因する多
くの振動モードの干渉、外乱等の影響により、振幅はも
ちろん、周期にも揺らぎが含まれる。即ち、検出信号の
周波数は、加振正弦波信号の周波数の近傍にはあるが、
加振周波数の前後のある範囲で変動する。このことは、
検出信号の振幅を高速で、即ち時間遅れがない状態で高
精度に検出しようとする際に問題になる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】例えば、上述したタッ
チ信号プローブの検出信号の振幅抽出に、よく知られた
固定時間間隔サンプリング方式を用いたとする。固定時
間間隔サンプリング方式では、検出信号の周期が一定で
ある場合は高精度検出が可能であるが、周期が一定でな
いと検出信号の周期変動に応じて振幅値検出に誤差（一
般には、加振周波数の周期をもって検出値が変動する）
が発生する。
チ信号プローブの検出信号の振幅抽出に、よく知られた
固定時間間隔サンプリング方式を用いたとする。固定時
間間隔サンプリング方式では、検出信号の周期が一定で
ある場合は高精度検出が可能であるが、周期が一定でな
いと検出信号の周期変動に応じて振幅値検出に誤差（一
般には、加振周波数の周期をもって検出値が変動する）
が発生する。
【０００６】また、振幅変調信号の振幅値抽出のために
しばしば用いられるのは、検出信号を全波整流し、低域
フィルタによりリップル除去を行う方法である。しかし
この方法では、低域フィルタの時定数のために、振幅抽
出に大きな時間遅れを伴う。従って、時々刻々変化する
振幅値をリアルタイムで定値制御するようなフィードバ
ック制御系には用いることができない。
しばしば用いられるのは、検出信号を全波整流し、低域
フィルタによりリップル除去を行う方法である。しかし
この方法では、低域フィルタの時定数のために、振幅抽
出に大きな時間遅れを伴う。従って、時々刻々変化する
振幅値をリアルタイムで定値制御するようなフィードバ
ック制御系には用いることができない。
【０００７】更に最近は、全ての検出情報を高速サンプ
リングしてＡ／Ｄ変換し、得られた大量のディジタルデ
ータを大容量メモリに記憶して、しかる後ＦＦＴ解析や
フィルタリング処理を行うディジタル処理システムが注
目される。このような処理システムによれば、検出信号
の周期成分毎の振幅値を高精度に検出することも可能で
ある。しかしこの様なディジタル処理システムは複雑且
つ高価である。しかも大量のディジタルデータのＦＦＴ
処理には、長時間を要する。従って、検出データの後処
理でよいような、情報伝達が一方向のオーディオシステ
ムや計測システムには有効であるが、前述のように時々
刻々変化する振幅値をフィードバック制御するリアルタ
イムな処理を必須とする自動制御系にはそのまま適用で
きない。
リングしてＡ／Ｄ変換し、得られた大量のディジタルデ
ータを大容量メモリに記憶して、しかる後ＦＦＴ解析や
フィルタリング処理を行うディジタル処理システムが注
目される。このような処理システムによれば、検出信号
の周期成分毎の振幅値を高精度に検出することも可能で
ある。しかしこの様なディジタル処理システムは複雑且
つ高価である。しかも大量のディジタルデータのＦＦＴ
処理には、長時間を要する。従って、検出データの後処
理でよいような、情報伝達が一方向のオーディオシステ
ムや計測システムには有効であるが、前述のように時々
刻々変化する振幅値をフィードバック制御するリアルタ
イムな処理を必須とする自動制御系にはそのまま適用で
きない。
【０００８】この発明は、上記事情を考慮してなされた
もので、周期及び振幅に揺らぎがある交流信号の振幅を
高精度に且つ僅かの時間遅れで検出することを可能とし
た振幅サンプリング方法及び振幅検出回路を提供するこ
とを目的としている。
もので、周期及び振幅に揺らぎがある交流信号の振幅を
高精度に且つ僅かの時間遅れで検出することを可能とし
た振幅サンプリング方法及び振幅検出回路を提供するこ
とを目的としている。
【０００９】
【課題を解決するための手段】この発明は、周期が所定
の周期の近傍で変動し且つ、振幅値も変動する測定用の
正弦波状交流信号の振幅値を求めるサンプリング方法に
おいて、前記正弦波状交流信号を、周波数が増加するに
従ってそれぞれ信号伝達の位相遅れが単調に増加し、且
つ前記周期の変動範囲を含む所定の周波数範囲における
各周波数での前記信号伝達の位相遅れの差異が９０°に
なるようにした第１及び第２のオールパスフィルタを通
して取り出し、前記第１及び第２のオールパスフィルタ
の出力のうち位相遅れが少ない方の正弦波状出力交流信
号の振幅を、位相遅れが大きい方の正弦波状出力交流信
号の振幅がゼロとなるタイミングでサンプリングするこ
とを特徴とする。
の周期の近傍で変動し且つ、振幅値も変動する測定用の
正弦波状交流信号の振幅値を求めるサンプリング方法に
おいて、前記正弦波状交流信号を、周波数が増加するに
従ってそれぞれ信号伝達の位相遅れが単調に増加し、且
つ前記周期の変動範囲を含む所定の周波数範囲における
各周波数での前記信号伝達の位相遅れの差異が９０°に
なるようにした第１及び第２のオールパスフィルタを通
して取り出し、前記第１及び第２のオールパスフィルタ
の出力のうち位相遅れが少ない方の正弦波状出力交流信
号の振幅を、位相遅れが大きい方の正弦波状出力交流信
号の振幅がゼロとなるタイミングでサンプリングするこ
とを特徴とする。
【００１０】この発明によると、振幅検出すべき交流信
号を二つのオールパスフィルタを通すことにより、位相
差が高精度に９０°である二つの位相補正信号を得るこ
とができ、この位相補正信号の一方の位相が所定値のタ
イミングで他方をサンプリングすることにより、原交流
信号の周期の揺らぎや位相に殆ど左右されることなく、
僅かの時間遅れで振幅値を検出することが可能になる。
号を二つのオールパスフィルタを通すことにより、位相
差が高精度に９０°である二つの位相補正信号を得るこ
とができ、この位相補正信号の一方の位相が所定値のタ
イミングで他方をサンプリングすることにより、原交流
信号の周期の揺らぎや位相に殆ど左右されることなく、
僅かの時間遅れで振幅値を検出することが可能になる。
【００１１】この発明において好ましくは、第１及び第
２のオールパスフィルタをそれぞれ、３６０°をｎ等分
（ｎは正の整数）した位相角度ずつ位相がずれた出力交
流信号が得られるようにｎ個ずつ用意し、第１及び第２
のオールパスフィルタの一方のｎ個の出力交流信号の振
幅を、それぞれ対応する他方のｎ個の出力交流信号の位
相が所定値をとるタイミングでサンプリングする。
２のオールパスフィルタをそれぞれ、３６０°をｎ等分
（ｎは正の整数）した位相角度ずつ位相がずれた出力交
流信号が得られるようにｎ個ずつ用意し、第１及び第２
のオールパスフィルタの一方のｎ個の出力交流信号の振
幅を、それぞれ対応する他方のｎ個の出力交流信号の位
相が所定値をとるタイミングでサンプリングする。
【００１２】
【発明の実施の形態】実施の形態の説明に先立ち、この
発明による振幅検出原理を説明する。振幅抽出すべき交
流信号Ｓを、振幅Ａ、周期Ｔ、位相Ｐとして、下記数１
で表す。
発明による振幅検出原理を説明する。振幅抽出すべき交
流信号Ｓを、振幅Ａ、周期Ｔ、位相Ｐとして、下記数１
で表す。
【００１３】
【数１】Ｓ＝Ａｓｉｎ（２πｔ／Ｔ＋Ｐ）
【００１４】数１の交流信号Ｓを移相の中心周波数が異
なる二つのオールパスフィルタを通すことにより、位相
差が９０°である次の二つの位相補正信号Ｓ１，Ｓ２を
作ることができる。
なる二つのオールパスフィルタを通すことにより、位相
差が９０°である次の二つの位相補正信号Ｓ１，Ｓ２を
作ることができる。
【００１５】
【数２】Ｓ１＝Ａｓｉｎ（２πｔ／Ｔ＋Ｐ−ε（Ｔ））
Ｓ２＝Ａｓｉｎ（２πｔ／Ｔ＋Ｐ−ε（Ｔ）−π／２）
【００１６】ここで、位相補正信号Ｓ１の位相遅れが、
ε（Ｔ）であり、位相補正信号Ｓ２の位相遅れが、ε
（Ｔ）＋π／２である。公知の一次のオールパスフィル
タを用いることにより、原信号の周期Ｔが１０％程度変
動する場合であっても、二つの信号Ｓ１，Ｓ２の位相差
を高精度に９０°に維持することが可能である。
ε（Ｔ）であり、位相補正信号Ｓ２の位相遅れが、ε
（Ｔ）＋π／２である。公知の一次のオールパスフィル
タを用いることにより、原信号の周期Ｔが１０％程度変
動する場合であっても、二つの信号Ｓ１，Ｓ２の位相差
を高精度に９０°に維持することが可能である。
【００１７】この発明は、数２のように得られる位相補
正信号Ｓ１，Ｓ２について、例えば信号Ｓ２の位相；２
πｔ／Ｔ＋Ｐ−ε（Ｔ）−π／２が所定の値例えば、ｍ
π＋ａ（ｍ；正の整数）の値をとるタイミングでは、信
号Ｓ１，Ｓ２は周期Ｔ及び位相Ｐに左右されることな
く、下記数３となることを利用する。
正信号Ｓ１，Ｓ２について、例えば信号Ｓ２の位相；２
πｔ／Ｔ＋Ｐ−ε（Ｔ）−π／２が所定の値例えば、ｍ
π＋ａ（ｍ；正の整数）の値をとるタイミングでは、信
号Ｓ１，Ｓ２は周期Ｔ及び位相Ｐに左右されることな
く、下記数３となることを利用する。
【００１８】
【数３】Ｓ１＝Ａｓｉｎ（π／２＋ａ）
Ｓ２＝Ａｓｉｎ（ａ）
【００１９】即ち、信号Ｓ２が上述の位相のタイミング
で信号Ｓ１をサンプリングすると、そのサンプリング値
は、数３の信号Ｓ１のようになり、このサンプリング値
から、ａの値が既知であれば、直ちに振幅Ａが求められ
ることになる。このとき得られる振幅値の値は、周期Ｔ
や位相Ｐに依存しない。
で信号Ｓ１をサンプリングすると、そのサンプリング値
は、数３の信号Ｓ１のようになり、このサンプリング値
から、ａの値が既知であれば、直ちに振幅Ａが求められ
ることになる。このとき得られる振幅値の値は、周期Ｔ
や位相Ｐに依存しない。
【００２０】特に、ａ＝０とすれば、サンプリング点
は、信号Ｓ２＝０のゼロクロス点となる。従って、信号
Ｓ２のゼロクロス検出を行ってパルスを発生し、これを
信号Ｓ１のサンプリングパルスとしてサンプリングを行
うことにより、周期変動の影響を受けない振幅検出が可
能になる。
は、信号Ｓ２＝０のゼロクロス点となる。従って、信号
Ｓ２のゼロクロス検出を行ってパルスを発生し、これを
信号Ｓ１のサンプリングパルスとしてサンプリングを行
うことにより、周期変動の影響を受けない振幅検出が可
能になる。
【００２１】図１は、この発明の実施の形態による振幅
検出回路の構成である。振幅検出すべき交流信号Ｓは例
えば、タッチ信号プローブ等の計測センサの検出信号で
あり、周期及び振幅に揺らぎがある。この交流信号Ｓを
二つのオールパスフィルタ１１，１２を用いた位相補正
手段１を通して、数２に示したような、互いに９０°位
相がずれた二つの位相補正信号Ｓ１，Ｓ２を生成する。
検出回路の構成である。振幅検出すべき交流信号Ｓは例
えば、タッチ信号プローブ等の計測センサの検出信号で
あり、周期及び振幅に揺らぎがある。この交流信号Ｓを
二つのオールパスフィルタ１１，１２を用いた位相補正
手段１を通して、数２に示したような、互いに９０°位
相がずれた二つの位相補正信号Ｓ１，Ｓ２を生成する。
【００２２】オールパスフィルタ１１，１２は、図２に
示すような公知の一次のオールパスフィルタであり、そ
れぞれ抵抗Ｒｘ１，Ｒｘ２とコンデンサＣｘ１，Ｃｘ２
の設定により、所定の中心周波数で９０°位相遅れとな
る移相回路を構成している。その移相特性を図３に示
す。これらのオールパスフィルタ１１，１２では、通過
波形は全周波数範囲にわたって振幅が変化せず、位相だ
けが周波数に応じて単調な遅れを示す。
示すような公知の一次のオールパスフィルタであり、そ
れぞれ抵抗Ｒｘ１，Ｒｘ２とコンデンサＣｘ１，Ｃｘ２
の設定により、所定の中心周波数で９０°位相遅れとな
る移相回路を構成している。その移相特性を図３に示
す。これらのオールパスフィルタ１１，１２では、通過
波形は全周波数範囲にわたって振幅が変化せず、位相だ
けが周波数に応じて単調な遅れを示す。
【００２３】即ち、交流信号Ｓの基本周期Ｔとして、周
波数２π／Ｔにおいて、信号Ｓ１，Ｓ２の位相遅れはそ
れぞれ、ε（Ｔ）、ε（Ｔ）＋π／２である。この位相
遅れの差π／２は、交流信号Ｓの周期の揺らぎの範囲Ｔ
ｖ〜Ｔｕを含む周波数範囲ｗ＝２π／Ｔｖ〜２π／Ｔｕ
において、一定である。即ち、この周波数範囲で、位相
が９０°ずれた二つの位相補正信号Ｓ１，Ｓ２が得られ
ることになる。
波数２π／Ｔにおいて、信号Ｓ１，Ｓ２の位相遅れはそ
れぞれ、ε（Ｔ）、ε（Ｔ）＋π／２である。この位相
遅れの差π／２は、交流信号Ｓの周期の揺らぎの範囲Ｔ
ｖ〜Ｔｕを含む周波数範囲ｗ＝２π／Ｔｖ〜２π／Ｔｕ
において、一定である。即ち、この周波数範囲で、位相
が９０°ずれた二つの位相補正信号Ｓ１，Ｓ２が得られ
ることになる。
【００２４】そして、図１に示すように、二つの位相補
正信号Ｓ１，Ｓ２について、その一方例えばＳ２が所定
の位相値を示すタイミングで、他方の信号Ｓ１をサンプ
リングするサンプリング手段２を設ける。具体的にサン
プリング手段２は、この例では、信号Ｓ２についてその
ゼロクロス点を検出してパルスＳｐを発生するパルス発
生器２２と、信号Ｓ１を全波整流する全波整流器２１
と、この全波整流器２１の出力｜Ｓ１｜をパルスＳｐに
よりサンプリングするサンプリング回路２３とから構成
してる。
正信号Ｓ１，Ｓ２について、その一方例えばＳ２が所定
の位相値を示すタイミングで、他方の信号Ｓ１をサンプ
リングするサンプリング手段２を設ける。具体的にサン
プリング手段２は、この例では、信号Ｓ２についてその
ゼロクロス点を検出してパルスＳｐを発生するパルス発
生器２２と、信号Ｓ１を全波整流する全波整流器２１
と、この全波整流器２１の出力｜Ｓ１｜をパルスＳｐに
よりサンプリングするサンプリング回路２３とから構成
してる。
【００２５】図４は、図１の各部の信号波形を示してい
る。信号Ｓ２のゼロクロスのタイミングｔｍ（ｍ＝１，
２，３…）で矢印で示すようにサンプリングパルスＳｐ
が得られ、各サンプリングパルスＳｐにより、全波整流
出力｜Ｓ１｜の振幅値Ａ（ｔｍ）が抽出される。これら
の振幅値Ａ（ｔｍ）は、数３における信号Ｓ１の振幅Ａ
をａ＝０の点で抽出したことになる。
る。信号Ｓ２のゼロクロスのタイミングｔｍ（ｍ＝１，
２，３…）で矢印で示すようにサンプリングパルスＳｐ
が得られ、各サンプリングパルスＳｐにより、全波整流
出力｜Ｓ１｜の振幅値Ａ（ｔｍ）が抽出される。これら
の振幅値Ａ（ｔｍ）は、数３における信号Ｓ１の振幅Ａ
をａ＝０の点で抽出したことになる。
【００２６】なお、交流信号Ｓは可変周期、可変振幅で
あるので、図４のように縦軸に振幅、横軸に時間をとっ
て波形を示すと、オールパスフィルタ１１，１２を通っ
た信号Ｓ１，Ｓ２は、原交流信号Ｓとは似ているもの、
単に平行移動したものではなく、実際には歪んでいる。
しかし、図３の関係を満たしている。また図４に示す位
相遅れ量ε（Ｔ），ε（Ｔ）＋π／２は、時間軸に換算
した値である。
あるので、図４のように縦軸に振幅、横軸に時間をとっ
て波形を示すと、オールパスフィルタ１１，１２を通っ
た信号Ｓ１，Ｓ２は、原交流信号Ｓとは似ているもの、
単に平行移動したものではなく、実際には歪んでいる。
しかし、図３の関係を満たしている。また図４に示す位
相遅れ量ε（Ｔ），ε（Ｔ）＋π／２は、時間軸に換算
した値である。
【００２７】以上のようにこの実施の形態によれば、周
期に揺らぎがある交流信号の時々刻々変化する振幅を、
簡単な回路処理により検出することができる。振幅検出
の時間遅れは、図４から明らかなように、わずかであ
る。従って、振幅値をリアルタイムでフィードバック制
御する制御系にも問題なく適用できる。
期に揺らぎがある交流信号の時々刻々変化する振幅を、
簡単な回路処理により検出することができる。振幅検出
の時間遅れは、図４から明らかなように、わずかであ
る。従って、振幅値をリアルタイムでフィードバック制
御する制御系にも問題なく適用できる。
【００２８】図５は、図１の実施の形態を発展させた実
施の形態である。これは、図１に示す振幅検出回路構成
を一つの振幅検出ユニットとして、複数個の振幅検出ユ
ニットＵ１，Ｕ２，…，Ｕｎ（ｎは正の整数）を併設し
たものである。これらの振幅検出ユニットの関係は、各
振幅検出ユニットのオールパスフィルタ１１により得ら
れる位相補正信号Ｓ１の位相が順次２π／ｎずつずれた
ものとなり、同様に、オールパスフィルタ１２により得
られる位相補正信号Ｓ２が順次２π／ｎずつずれたもの
となるように設計される。
施の形態である。これは、図１に示す振幅検出回路構成
を一つの振幅検出ユニットとして、複数個の振幅検出ユ
ニットＵ１，Ｕ２，…，Ｕｎ（ｎは正の整数）を併設し
たものである。これらの振幅検出ユニットの関係は、各
振幅検出ユニットのオールパスフィルタ１１により得ら
れる位相補正信号Ｓ１の位相が順次２π／ｎずつずれた
ものとなり、同様に、オールパスフィルタ１２により得
られる位相補正信号Ｓ２が順次２π／ｎずつずれたもの
となるように設計される。
【００２９】これにより、各振幅検出ユニットＵ１，Ｕ
２，…，Ｕｎからは、原交流信号Ｓの１周期内でｎ個の
振幅値Ａ１，Ａ２，…，Ａｎがサンプリングされること
になる。従って、一つの振幅検出ユニットのみを用いた
場合に比べて、１／ｎのサンプリング間隔で振幅値が検
出されることになり、リアルタイムのフィードバック制
御系に適用したときに高速且つ高精度の振幅制御が可能
になる。
２，…，Ｕｎからは、原交流信号Ｓの１周期内でｎ個の
振幅値Ａ１，Ａ２，…，Ａｎがサンプリングされること
になる。従って、一つの振幅検出ユニットのみを用いた
場合に比べて、１／ｎのサンプリング間隔で振幅値が検
出されることになり、リアルタイムのフィードバック制
御系に適用したときに高速且つ高精度の振幅制御が可能
になる。
【００３０】なお図１及び図５の回路構成は、アナログ
回路として簡単に実現できるだけでなく、ディジタル回
路としても容易に実現できる。即ち振幅検出すべき交流
信号ＳをＡ／Ｄ変換してディジタルデータとし、オール
パスフィルタ及び後続の回路処理にＤＳＰを用いて、振
幅値Ａ（ｔｍ）をディジタル値として出力するようにし
てもよい。
回路として簡単に実現できるだけでなく、ディジタル回
路としても容易に実現できる。即ち振幅検出すべき交流
信号ＳをＡ／Ｄ変換してディジタルデータとし、オール
パスフィルタ及び後続の回路処理にＤＳＰを用いて、振
幅値Ａ（ｔｍ）をディジタル値として出力するようにし
てもよい。
【００３１】またこの発明は、前述した超音波駆動のタ
ッチ信号プローブの他、同様の振幅変調信号が取り出さ
れる小孔計測プローブ、静電容量式ギャップセンサ等の
各種計測センサの他、レーザ光源の波長制御等、周期が
揺動する交流的搬送波の変動する振幅値を抽出する必要
がある用途に広く適用することが可能である。
ッチ信号プローブの他、同様の振幅変調信号が取り出さ
れる小孔計測プローブ、静電容量式ギャップセンサ等の
各種計測センサの他、レーザ光源の波長制御等、周期が
揺動する交流的搬送波の変動する振幅値を抽出する必要
がある用途に広く適用することが可能である。
【００３２】
【発明の効果】以上述べたようにこの発明によれば、振
幅検出すべき交流信号を二つのオールパスフィルタを通
して、位相差が高精度に９０°である二つの位相補正信
号を得、この位相補正信号の一方の位相が所定値のタイ
ミングで他方をサンプリングすることにより、原交流信
号の周期の揺らぎや位相に殆ど左右されることなく、振
幅値を検出することが可能になる。
幅検出すべき交流信号を二つのオールパスフィルタを通
して、位相差が高精度に９０°である二つの位相補正信
号を得、この位相補正信号の一方の位相が所定値のタイ
ミングで他方をサンプリングすることにより、原交流信
号の周期の揺らぎや位相に殆ど左右されることなく、振
幅値を検出することが可能になる。
【図１】 この発明の実施の形態による振幅検出回路の
構成を示す図である。
構成を示す図である。
【図２】 同実施の形態のオールパスフィルタの構成を
示す図である。
示す図である。
【図３】 同オールパスフィルタの移相特性を示す図で
ある。
ある。
【図４】 図１の振幅検出回路の動作波形を示す図であ
る。
る。
【図５】 他の実施の形態による振幅検出回路の構成を
示す図である。
示す図である。
【図６】 タッチ信号プローブの構成を示す図である。
１…位相補正手段、２…サンプリング手段、１１，１２
…オールパスフィルタ、２１…全波整流器、２２…パル
ス発生器、２３…サンプリング回路、Ｕ１，Ｕ２，…，
Ｕｎ…振幅検出ユニット。
…オールパスフィルタ、２１…全波整流器、２２…パル
ス発生器、２３…サンプリング回路、Ｕ１，Ｕ２，…，
Ｕｎ…振幅検出ユニット。
─────────────────────────────────────────────────────
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(56)参考文献 特開 平10−9848（ＪＰ，Ａ)
特開 平１−311286（ＪＰ，Ａ)
特開 昭61−266963（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
G01R 19/00 - 19/32
H04L 27/00 - 27/30
Claims (7)
- 【請求項１】 周期が所定の周期の近傍で変動し且つ、
振幅値も変動する測定用の正弦波状交流信号の振幅値を
求めるサンプリング方法において、 前記正弦波状交流信号を、周波数が増加するに従ってそ
れぞれ信号伝達の位相遅れが単調に増加し、且つ前記周
期の変動範囲を含む所定の周波数範囲における各周波数
での前記信号伝達の位相遅れの差異が９０°になるよう
にした第１及び第２のオールパスフィルタを通して取り
出し、 前記第１及び第２のオールパスフィルタの出力のうち位
相遅れが少ない方の正弦波状出力交流信号の振幅を、位
相遅れが大きい方の正弦波状出力交流信号の振幅がゼロ
となるタイミングでサンプリングすることを特徴とする
交流信号の振幅サンプリング方法。 - 【請求項２】 前記第１及び第２のオールパスフィルタ
をそれぞれ、３６０°をｎ等分（ｎは正の整数）した位
相角度ずつ位相がずれた正弦波状出力交流信号が得られ
るようにｎ個ずつ用意し、 前記第１及び第２のオールパスフィルタのうち位相遅れ
が少ない方のｎ個の正弦波状出力交流信号の振幅を、そ
れぞれ対応する他方のｎ個の正弦波状出力交流信号の振
幅がゼロとなるタイミングでサンプリングすることを特
徴とする請求項１記載の交流信号の振幅サンプリング方
法。 - 【請求項３】 周期に揺らぎがある測定用の正弦波状交
流信号を、周波数が増加するに従ってそれぞれ信号伝達
の位相遅れが単調に増加し、且つ前記周期の揺らぎの範
囲を含む所定の周波数範囲における各周波数での前記信
号伝達の位相遅れの差異が９０°になるようにした二つ
のオールパスフィルタを通すことにより、前記周期の揺
らぎの範囲を含む周波数範囲で互いに９０°位相がずれ
た第１及び第２の位相補正信号を生成する位相補正手段
と、 前記第１及び第２の位相補正信号のうち位相遅れが小さ
い方の位相補正信号を、位相遅れが大きい方の位相補正
信号の振幅がゼロになるタイミングでサンプリングする
ことにより前記正弦波状交流信号の振幅値を出力するサ
ンプリング手段とを有することを特徴とする振幅検出回
路。 - 【請求項４】 前記位相補正手段と前記サンプリング手
段とを含んで一つの振幅検出ユニットが構成され、それ
ぞれの振幅検出ユニットにおける第１及び第２の位相補
正信号の位相が３６０°をｎ等分（ｎは正の整数）した
位相角度ずつずれるようにしたｎ個の振幅検出ユニット
が併設されていることを特徴とする請求項４記載の振幅
検出回路。 - 【請求項５】 前記サンプリング手段は、前記第１及び
第２の位相補正信号のうち位相遅れが大きい方のゼロク
ロス点を検出して各ゼロクロス点でパルスを発生するパ
ルス発生回路と、 このパルス発生回路から出力されたパルスにより、前記
第１及び第２の位相補正信号のうち位相遅れが小さい方
をサンプリングするサンプリング回路とを有することを
特徴とする請求項３又は４記載の振幅検出回路。 - 【請求項６】 前記サンプリング手段は、 前記第１及び第２の位相補正信号のうち位相遅れが大き
い方のゼロクロス点を検出して各ゼロクロス点でパルス
を発生するパルス発生回路と、 前記第１及び第２の位相補正信号のうち位相遅れが小さ
い方を全波整流する全波整流器と、前記パルス発生回路
から出力されたパルスにより、前記全波整流器の出力信
号をサンプリングするサンプリング回路とを有すること
を特徴とする請求項３又は４記載の振幅検出回路。 - 【請求項７】 前記正弦波状交流信号は、計測用センサ
の検出信号であることを特徴とする請求項３又は４記載
の振幅検出回路。
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