-
Schaltungsanordnung für geregelte Verstärker Die Erfindung betrifft
eine Schaltungsanordnung für geregelte Verstärker, die im Regelkreis mindestens
einen Kondensator mit einer relativ großen Entladezeitkonstante enthalten, der durch
eine von der Ausgangswechselspannung des Verstärkers abgeleitete Spannung aufladbar
ist und dessen Spannung den Verstärkungsgrad des geregelten Verstärkers beeinfiußt.
-
Derartige geregelte Verstärker stellen sich selbsttätig jeweils auf
den erforderlichen Verstärkungsgrad ein. Sie werden unter anderem in der elektrischen
Nachrichtentechnik benötigt, um Eingangsspannungen, die in ihrem Wert zeitlich mehr
oder weniger stark schwanken, derart zu verstärken, daß sie ausgangsseitig ein nahezu
konstantes Niveau aufweisen. Dabei darf jedoch z. B. ein der Eingangsspannung aufmodulierter
Nachrichteninhalt nicht ausgeregelt werden, d. h., die Verstärkungsregelung muß
genügend träge arbeiten. Außerdem soll der bei Fehlen einer Eingangsspannung auf
den höchsten Verstärkungsgrad eingestellte Verstärker beim Auftreten von Eingangsspannungen
nahezu sofort seinen Verstärkungsgrad auf den nun erforderlichen Wert vermindern,
damit z. B. die einem solchen Verstärker nachgeschalteten Einrichtungen nicht übersteuert
werden. Es ist bekannt, diesen scheinbar sich widersprechenden Forderungen durch
entsprechende Bemessung der Lädezeitkonstante und der Entladezeitkonstante des im
Regelkreis angeordneten Kondensators gerecht zu werden.
-
Durch die relativ groß ausgelegte Entladezeitkonstante des Kondensators
wird erreicht, daß ein einmal eingestellter Verstärkungsgrad während einer bestimmten
Zeit nahezu konstant bleibt, auch wenn der Eingangsspannungspegel des Verstärkers
zu Beginn dieser Zeit absinkt. Diese Zeit bezeichnet man auch als Nachwirkzeit.
Sie ist ein Maß für die Regelträgheit des Verstärkers. Die zur Erzielung einer Nachwirkzeit
entsprechend notwendiger Länge dementsprechend groß ausgelegte Entladezeitkonstante
des Kondensators im Regelkreis hat jedoch den Nachteil, daß infolgedessen auch die
sogenannte Wiederbereitschaftszeit des Verstärkers, insbesondere dann, wenn er in
weitem Bereich schwankende Eingangsspannungen zu verarbeiten hat, entsprechend lang
ausfällt. Wobei unter Wiederbereitschaftszeit die Zeit zu verstehen ist, die z.
B. bei einem plötzlichen Wechsel des Eingangsspannungspegels von höheren zu niedrigeren
Werten verstreicht, bis der Verstärker seinen Verstärkungsgrad so weit erhöht hat,
wie es dem Niveau seines nun relativ niedrigen Eingangspegels entspricht. Beispielsweise
trifft dies bei einem mit Schwundregelung versehenen Funkempfänger zu: Damit dieser
unter anderem bei kurzzeitigem Schwund nicht hochrauscht, wird seine im wesentlichen
durch die Entladezeitkonstante des Kondensators im Regelkreis bestimmte Nachwirkzeit
auf einen entsprechenden bestimmten Wert eingestellt. Dies hat jedoch zur Folge,
daß bei länger andauerndem, besonders tiefem ,Schwund oder nach einem kurzzeitigen
großen Störgeräusch für ein Mehrfaches der an sich erforderlichen Nachwirkzeit ein
Empfang unmöglich gemacht ist. Ebenso ist dies z. B. der Fall bei einem Sendevolumenregler,
wie er etwa bei Kurzwellensprechverbindungen sendeseitig Verwendung findet, mit
der Aufgabe, stets für eine gute Aussteuerung des Senders zu sorgen, wenn z. B.
auf einen lauten Sprecher ein leiser .Sprecher folgt, weil ja seine Nachwirkzeit
groß genug sein muß, auf jeden Fall größer als die Dauer einer Silbe, um die Dynamik
der Sprache nicht zu verfälschen und dadurch auch seine Wiederbereitschaftszeit
infolge der erforderlich groß zu bemessenden Entladezeitkonstante zwangläufig relativ
lang ausfällt.
-
Der Erfindung liegt nun die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung
für geregelte Verstärker zu schaffen, die es ermöglicht, den an derartige Verstärker
zu stellenden Forderungen hinsichtlich einer die erforderliche Nachwirkzeit nicht
wesentlich übersteigenden Wiederbereitsschaftszeit besser gerecht zu werden.
-
Zur Lösung dieser Aufgabe ist die Schaltungsanordnung für geregelte
Verstärker gemäß der Erfindung derart ausgebildet, daß in den Ladekreis des Kondensators
ein Integrierglied eingefügt und parallel zu dem Kondensator ein bezüglich seines
Durchgangswiderstandes steuerbares elektronisches Schaltelement angeordnet ist und
daß das Integrierglied derart ausgebildet ist, daß das elektronische Schaltelement
niederohmig
gesteuert ist, wenn ein der Laderichtung entgegengesetzter Strom in definierter
Weise andauert und das elektronische Schaltelement gesperrt ist, wenn ein Strom
in Laderichtung fließt.
-
Insbesondere ist vorgesehen, daß das elektronische Schaltelement ein
mit seiner Emitter-Kollektor-Strecke dem Kondensator parallelgeschalteter Transistor
ist, dessen Basis mit der einen und dessen Kollektor mit der anderen Ausgangsklemme
der Gleichrichteranordnung verbunden ist und daß das Integrierglied aus einem zweiten
Kondensator- mit einem Lade- und einem Entlade-widerstand besteht, die derart angeordnet
sind, daß der Entladewiderstand mit dem zweiten Kondensator eine Parallelschaltung
bildet, die den Emitter des Transistors mit dessen Basis verbindet und der relativ
hochohmige Ladewiderstand die Ausgangsklemmen der Gleichrichteranordnung überbrückt.
-
In weiterer Ausbildung der Erfindung ist die aus dem zweiten Kondensator
und dem Entladewiderstand bestehende Parallelschaltung durch eine Diode in der Weise
überbrückt, daß eine die Basis-Emitter-Strecke des Transistors in Sperrichtung beanspruchende
Spannung einen bestimmten definierten Wert nicht überschreiten kann, und zwischen
den Emitter des Transistors und diejenige Ausgangsklemme der Gleichrichteranordnung,
an die der Kollektor des Transistors angeschlossen ist, ist ein relativ hochohmiger
Widerstand und zwischen dieselbe Ausgangsklemme der Gleichrichteranordnung und den
Kollektor des Transistors eine Diode eingefügt. Die Widerstände der Schaltungsanordnung
können dabei auch eine nichtlineare und/oder temperaturabhängige Strom-Spannungs-Kennlinie
aufweisen. Schließlich ist vorgesehen, dem relativ hochohmigen Widerstand, der den
Emitter mit der einen Ausgangsklemme der Gleichrichteranordnung verbindet, einen
Kondensator parallel zu schalten.
-
Daraus ergibt sich als besonderer Vorteil, daß die Entladezeitkonstante
des Kondensators im Regelkreis des geregelten Verstärkers so groß bemessen werden
kann, daß die Verstärkungsregelung genügend träge arbeitet, ohne daß dadurch die
Wiederbereitschäftszeit wesentlich beeinflußt wird: Während des Ablaufs der Nachwirkzeit
ist die große Entladezeitkonstante des Kondensators wirksam; nach deren Ablauf wird
z. B-. bei einem raschen Absinken des Eingangsspannungspegels des Verstärkers der
Kondensator im Regelkreis mit einer sehr kleinen Zeitkonstante nahezu unverzüglich
so weit entladen, wie es dem Niveau der nun niedrigen (oder gar keinen). Eingangsspannung
entspricht. Dies bedeutet, daß z. B. bei Pegeleinbrüchen die Dauer der Nachrichtenverstümmelung
erheblich verkürzt oder bei einer Nachrichtenübertragung mit Hilfe von Impulsen
ein früher nicht mehr durchführbarer Empfang noch ermöglicht wird. Zentrale Geräte,
die geregelte Verstärker mit einer Schaltungsanordnung nach der Erfindung enthalten
und die z. B. nacheinander Leitun= gen mit den unterschiedlichsten Pegelverhältnissen
bedienen müssen, können entsprechend der kürzeren yrederbereitschaftszeit nun bedeutend
besser ausgenutzt werden.
-
Im folgenden werden an Hand von F i g. 1 zunächst die Wirkungsweise
eines bekannten geregelten VerstÄrkers und an Hand von F i g. 2 und 3 'zwei bevorzugte
Ausführungsbeispiele einer Schaltungs-°anordnung nach der Erfindung näher erläutert.
Dabei zeigen die Figuren in schematischer Darstellung nur das zum Verständnis unbedingt
Erforderliche.
-
Bei dem in F i g. 1 schematisch dargestellten geregelten Verstärker
ist mit 6 der eigentliche Verstärker, mit 1 der Eingang, mit 2 der Ausgang des Verstärkers
bezeichnet. Ein Teil der Ausgangsspannung wird an den Klemmen 3, 4 des Verstärkers
abgegriffen und der Gleichrichteranordnung 5 zugeführt. Die Ausgangsspannung der
Gleichrichteranordnung lädt den Kondensator C, in dem gegebenenfalls mehrere Sieb-
und Ladekondensatoren zusammengefaßt zu denken sind. Die an dem Kondensator C stehende
Spannung beeinflußt schließlich z. B. durch Veränderung der Gittervorspannung von
in dem Verstärker 6 angeordneten Regelröhren, wodurch der Arbeitspunkt dieser Regelröhren
verschoben wird, den Verstärkungsgrad des geregelten Verstärkers, wobei der Zusammenhang
zwischen der Kondensatorspannung und dem Verstärkungsgrad des Verstärkers etwa reziprok
ist. (Im Widerstand R sind dabei die Gittervorspannungs-und Gitterableitwiderstände
zusammengefaßt dargestellt zu denken). Die Ladezeitkonstante des Kondensators C
wird in dieser Schaltung im wesentlichen mit durch den relativ kleinen Innenwiderstand
der Gleichrichteranordnung 5, die Entladezeitkonstante mit durch - den relativ hochohmigen
Widerstand R bestimmt, woraus sich ein relativ rasches Ansprechen des Verstärkers
auf. Pegelerhöhungen der Eingangsspannung, jedoch ein träges Reagieren auf ein Absinken
des Pegels ergibt.
-
In F i g. 2 ist eine Schaltungsanordnung nach der Erfindung dargestellt.
Dabei. entsprechen der Widerstand R, der Kondensator C und die Gleichrichteranordnung
5 in Wirkungsweise und Bedeutung den Schaltelementen in F i g. 1. Ebenso stimmen
die mit 3, 4 bezeichneten Klemmen in F i g. 2 mit denen in F i g. 1 überein. Parallel
zu dem Kondensator C ist nun die Kollektor-Emitter-Strecke eines Transistors Ts
angeordnet und dessen Basis an diejenige Ausgangsklemme 7 der Gleichrichteranordnung
5 angeschlossen, die jetzt über eine aus einem relativ niederohmigen Widerstand
R 1 .und aus einem Kondensator C1 bestehende Parallelschaltung mit dem Emitter des
Transistors Ts verbunden ist. Die Basis-Kollektor-Strecke des Transistors Ts und
damit die Ausgangsklemmen der Gleichrichteranordnung sind durch einen relativ hochohmigen
Widerstand R 2 überbrückt. Zusammen mit dem Widerstand R 1 und dem Widerstand R
2 wirkt der Kondensator C1 als Integrierglied, das in den Ladekreis des Kondensators
C eingefügt ist. Abhängig von seiner Richtung baut der im Ladekreis fließende Strom
in der.Polung wechselnde Spannungen am Kondensator C1 auf.
-
Eine Eingangsspannung am Verstärker 6, die das Auftreten einer Spannung
am Ausgang 2.. des Verstärkers und damit auch eine Spannung. an den Klemmen 3, 4
zur Folge hat, verursacht einen Ladestrom, der von der Klemme 7 der Gleichrichter
anordnung über die Parallelschaltung R1; C1 zum Kondensator C und von diesem zur
Ausgangsklemme 8 der Gleichrichteranordnung fließt. Dieser Strom lädt den Kondensator
C und erzeugt dabei auch an der Parallelschaltung R l, C 1 eine Spannung.
Diese an der Parallelschaltung R1; C1 auftretende Spannung liegt an- der Basis-Emitter=Strecke
des Transistors Ts und sperrt ihm noch . zusätzlich. Ein Aufhören der Eingangsspannung
läßt' die Spannung
am Kondensator C infolge seiner großen Entladezeitkonstante
R - C nur langsam abklingen. Die kleinere Spannung an dem Kondensator C 1 verschwindet
jedoch infolge der relativ kleinen Zeitkonstante R 1 # C 1 rascher. Der Kondensator
C kann sich jetzt außer über den Widerstand R auch über die Parallelschaltung aus
dem Widerstand R 1 und dem Kondensator C 1 und über den Widerstand R 2 entladen.
Dabei polt sich die Spannung an dem Kondensator C 1 um. Hat die Spannung an dem
Kondensator C1 die Schwellspannung der Emitter-Basis-Strecke des Transistors Ts
erreicht, so wird dieser nun durch einen Teil des Entladestroms durchgesteuert und
entlädt jetzt den Kondensator C relativ rasch über seine Emitter-Kollektor-Strecke.
Diese schnelle Entladung erfolgt nur dann restlos bis zur Ladung 0 an dem Kondensator
C, wenn die Eingangsspannung am Verstärker völlig aufgehört hat; sie wird dagegen
in dem Augenblick gestoppt, in dem nach einer Absenkung des Niveaus der Eingangsspannung
des Verstärkers, z. B. infolge eines Pegelsprungs, der geregelte Verstärker den
neuerdings hierzu passenden Verstärkungsgrad angenommen hat und demzufolge wieder
ein Ladestrom für den Kondensator C zu fließen beginnt, wodurch der Transistor Ts
wiederum gesperrt wird.
-
Aus dem Vorhergehenden ergibt sich, daß nun bei einem plötzlichen
Absinken des Eingangsspannungspegels des Verstärkers die Wiederbereitschaftszeit
im wesentlichen gleich der Zeit ist, die zur Umladung des Kondensators C 1 benötigt
wird. Da während dieser Zeit noch die große Zeitkonstante C - R für die Regelung
maßgebend ist, so ist durch die Schaltungsanordnung die Forderung nach einer relativ
großen Entladezeitkonstanten des Kondensators während der Nachwirkzeit und zugleich
möglichst kurzer Wiederbereitschaftszeit des Verstärkers erfüllt, denn die Wiederbereitschaftszeit
ist nun kaum größer als die zur Vermeidung von Verzerrungen des Nachrichteninhalts
unvermeidlich notwendige- Nachwirkzeit.
-
Infolge der großen Zeitkonstante R - C fließt bei Schwankungen der
Ausgangsspannung des Verstärkers nur ein intermittierender Ladestrom, der dann die
mit der relativ kurzen Zeitkonstante R 1 - C 1 rasch abklingende Spannung am Kondensator
C 1 jeweils wieder aufbaut. Dies bedeutet aber, daß die schnelle Entladung des Kondensators
C jeweils etwas früher oder etwas später einsetzt, je nachdem, ob beim Aufhören
der Verstärkerausgangsspannung ihr letzter Wert relativ klein oder relativ groß
war. Dieser eventuell störende Effekt kann vermieden werden, wenn in die eben erläuterte
Schaltungsanordnung einige zusätzliche Schaltelemente eingefügt werden. Die sich
daraus ergebende Schaltungsanordnung ist in F i g. 3 dargestellt (im übrigen entsprechen
alle in F i g. 2 und 3 gleichartig bezeichneten Schaltelemente einander). Es ist
nun noch der Emitter des Transistors Ts mit der Klemme 8 der Gleichrichteranordnung
durch einen Widerstand R 3 verbunden. (Parallel zu diesem Widerstand kann auch ein
kleiner Kondensator C2 vorgesehen werden). Zwischen die Klemme 8 der Gleichrichteranordnung
und den Kollektoranschluß des Transistors Ts ist eine Diode D 3 eingefügt,
und schließlich ist die Parallelschaltung, die aus dem Widerstand R1 und dem Kondensator
C1 besteht, durch eine weitere Diode oder auch durch eine Serienschaltung, bestehend
aus mehreren Dioden D 1, D 2 überbrückt. Statt der Dioden kann auch ein anderes
Schaltelement mit einer Schwellwertcharakteristik nach Art einer Zenerdiode verwendet
werden.
-
Nun kann auch schon bei relativ kleinen Werten der zwischen den Ausgangsklemmen
7, 8 der Gleichrichteranordnung auftretenden Spannung ein Strom über den Widerstand
R 3 und die Parallelschaltung, die aus dem Widerstand R 1 und dem Kondensator C1
besteht, fließen und die Sperrspannung für den Transistor Ts aufrechterhalten. Die
Diode C 3 entkoppelt dabei diesen Weg gegen die am Kondensator C stehende Spannung.
Die Dioden D 1, D 2 sind derart angeordnet, daß sie die Spannung an dem Kondensator
C 1, die den Transistor Ts sperrt, einen bestimmten Wert nicht überschreiten lassen.
Dies hat unter anderem den Vorteil, daß der Stromweg über die Parallelschaltung
R 1, C 1 und den Widerstand R 3 relativ hochohmig ausgelegt werden kann, so daß
nur Bruchteile der Regelleistung für diese Hilfsschaltung benötigt werden.
-
In den F i g. 1, 2 und 3 sind alle Widerstände der Einfachheit halber
als ohmsche Widerstände dargestellt. Einem unter Umständen nichtlinearen: Verhalten
der in dem Widerstand R zusammengefaßt zu denkenden Elemente entsprechend und um
über den gesamten Regelbereich ein gewünschtes Zeitverhalten der Regelung zu erzielen,
können jedoch als Widerstände R 1, R 2 und R 3 auch nichtlineare und/oder temperaturabhängige
Widerstände verwendet werden.
-
Entgegen sonstigen Transistorschaltungen ist die Schaltungsanordnung
nach der Erfindung völlig potentialungebunden und läßt sich daher gut in vorhandene
Regelschaltungen einfügen. Außerdem kann sie auch dann erfolgreich eingesetzt werden,
wenn nicht nur ein einziger, sondern mehrere miteinander kombinierte geregelte Verstärker
verwendet werden, wie es z. B. bei gemeinsam gesteuerten Tonempfängern in der Mehrfrequenz-Code-Wahl
der Fall sein kann.