DE2225315B2

DE2225315B2 - Mehrphasen-taktgeber

Info

Publication number: DE2225315B2
Application number: DE19722225315
Authority: DE
Inventors: Thomas James Anaheim Calif. Davies jun. (V.St.A.)
Original assignee: Rockwell International Corp
Current assignee: Boeing North American Inc
Priority date: 1971-05-27
Filing date: 1972-05-25
Publication date: 1977-03-31
Also published as: CA956367A; DE2225315A1; GB1363970A; JPS5438463B1; FR2138715B1; DE2225315C3; FR2138715A1; NL7205702A; IT952403B; US3740660A; JPS483371A

Description

Die Erfindung betrifft einen Mehrphasen-Taktgeber zur Erzeugung mehrerer, phasenmäßig versetzter Taktsignale, mit einem Oszillator, einem von diesem gesteuerten Schieberegister mit mindestens zwei gegenphasigen Steuereingängen und Rückkopplungen zwischen den einzelnen Stufen, und mit einer Ausgangs-Verknüpfungsschaltung, die mehrere, jeweils ein Aus- gangssignal abgebende Verknüpfungsglieder aufweist, die jeweils mit den direkten oder invertierten

Ausgängen der einzelnen Stufen des Schieberegisters

verbunden sind.

Aus der DT-OS 20 00 666 ist en aus Feldeffekttransi-

stören aufgebauter Taktgeber bekannt, mit dessen Hilfe in genauer Zeitbeziehung zueinander stehende Taktsignale erzeugt werden sollen, wozu dieser bekannte Taktgeber mehrere externe Eingangssignale benötigt. Außerdem ist aus der US-PS 33 29 830 ein Impuls· generator bekannt, bei dem bistabile Speicherelemente Verwendung finden, wobei auch hier extern erzeugte Eingangsimpulse dazu dienen, die Abgabe von Ausgangsimpulsen anzuregen.

Aus der DT-AS 12 20 475 ist weiterhin eine Schaltung bekannt, die eine Impulsfolge mit zeitlich möglichst genau definierten Impulsflanken erzeugen soll, wobei ein Quarzschwinger als Oszillator verwertet wird.

Aus der DTOS 19 58 617 ist ferner ein sogenannter Vielfacb-Zeitsignalgenerator bekannt, bei dem durch Verwendung einer speziellen Verknüpfungsanordnung der Schataingsaufwand zur Erzeugung mehrerer, phasenmäßig zueinander versetzter Zeitsignale mittels eines Zählers und einer Verknüpfungsanordnung verringert werden soll.

Aus der DT-OS 17 62464 ist ein eine ÄC-Kopplung aufweisende fiC-Generator bekannt, der in einem Taktgeber der iu Rede stehenden Art Verwendung finden kann.

Aus der US-PS 3241 033 ist darüber hinaus bereits eia Mehrphasen-Taktgeber bekannt, bei dem unter Verwendung eines Rechteckimpulsgenentors und eines Schieberegisters und/oder Zählers drei phasenverschobene Taktsignale erzeugt werden, wobei ein ungesteuerter Lauf des Schieberegisters bzw. Zählers aufgrund der Triggerung druch die REchtecksignale des Impulsgenerators vermieden werden soll.

Sämtlichen Taktgebern der in Rede stehenden Art, insbesondere auch dem aus der US-PS 32 41033 bekannten Taktgeber, ist der Nachteil gemeinsam, daß die Phasenbeziehung und damit der logische Wert »0« oder »1« der abgegebenen Taktsignale aufgrund der direkten Ansteuerung der verwendeten Zähle· oder Schieberegister von der Exaktheit der entweder extern zugeführten oder wie im Falle der US-PS 32 41 033 von einem Rechteckimpulsgenerator intern erzeugten Triggersignale, & h. von der Genauigkeit des Verlaufs der Impulsflanken der Triggersignale, mit denen die Ansteuerung erfolgt, abhängt

Da jedoch bei den zur Bildung der Triggerschaltung verwendeten Oszillatoren oder Impulsgeneratoren nicht selten aufgrund schaltungstechnischer Eigenarten oder Unzulänglichkeiten der verwendeten Bauelemente zeitweilig schlechte Anstiegs- oder Abfallflanken der Triggerimpulse auftreten, kann sich in einem solchen Falle leicht eine Phasenüberdeckung oder -Überschneidung der Triggerimpulse ergeben, so daß diese während der Zeit der Phasenüberschneidung den gleichen logischen Wert aufweisen und daher das direkt angesteuerte Schieberegister oder der Zähler ungesteuert frei laufen, so daß sich hierzu ein Phasensprung aufgrund eines Überspringens einer Taktzeit ergeben kann, was dazu führt, daß die Ausgangs-Taktsignale um eine Taktzeit, d. h. meist um die Periode eines Oszillatoroder Impulsgeneratorsignals, verkürzt werden.

Aufgabe der Erfindung ist es daher, bei einem Mehrphasen-Taktgeber der in Rede stehenden Art, mit minimalem Schaltungsaufwand das Auftreten von Phasensprüngen bei den abgegebenen mehrphasigen Taktsignalen aufgrund eines ungesteuerten Laufs des Schieberegisters durch eine Phasenüberschneidung der vom Oszillator abgegebenen Triggersignale zu verhindern und eine korrekte Dauer und Phasenbeziehung der mehrphasigen Taktsignale zu gewährleisten.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß der Oszillator ein in an sich bekannter Weise aufgebauter, ein RC-GWed und rückgekoppelte Halbleiterverstärker enthaltender Oszillator ist, der jeweils zueinander in vorgegebener Phasenbeziehung stehende Rechtecksignale abgibt, daß eine Steuerschaltung mit dem Oszillator und dem Schieberegister verbunden ist, der die Rechtecksignale des Oszillators zur Verhinderung einer Phasenüberschneidung de/ Rechtecksignale zugeführt werden, und daß die Ausgangs-Verknüpfungsschaltung neben den Ausgangssignalen der einzelnen Schieberegisterstufen auch einige ihrer Ausgangs-S signale als Eingangssignale erhält und zwischen den einzelnen Phasen des mehrphasigen Taktsignals eine synchrone Beziehung herstellt

Die Steuerschaltung invertiert die Phasen der vom Oszillator abgegebenen Rechtecksignale und ordnet diese, so daß jedes Signal bestimmte, den logischen Werten »0« und »1« entsprechende Abschnitte aufweist, ohne die entsprechenden Intervalle eines anderen Rechtecksignals zu überdecken. Damit wird das von den Ausgangssignalen der Steuerschaltung gesteuerte Schieberegister präzise angesteuert, wodurch ein ungesteuerter Freilauf und damit Phasensprünge verhindert werden. Das mehrstufige Schieberegister steuert wiederum die die mehrphasigen Taktsignale bildenden Verknüpfungsglieder der Ausgangs-Verknüpfungsschaltung, wobei bestimmte Taktsignale als Eingangssignale zu den Ausgangs-Verknüpfungsghedern rückgekoppelt werden, um die Phasenbeziehung zwischen den mehrphasigen Ausgangs-Taktsignalen zu synchronisieren.

Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind den Unteransprüchen entnehmbar.

Eine Ausführungsform der Erfindung ist in der Zeichnung dargestellt und wird im folgenden näher beschrieben. Es zeigt

F i g. 1 ein schematisches Schaltbild des Mehrphasen-Taktgebers gemäß der Erfindung,

F i g. 2 ein Schaltbild des Oszillatorteiles des Taktgebers gemäß F i g. 1,

F i g. 3 ein Schaltbild des mehrstufigen Schieberegisters des Taktgebers gemäß F i g. 1,

Fig.4 ein schematisches Schaltbild der Ausgangs-Verknüpfungsschaltung des Taktgebers gemäß F i g. 1,

F i g. 5 den Verlauf von Signalen an verschiedenen Punkten des Schaltbildes gemäß F i g. 1,
F i g. 6 eine Verknüpfungstabelle, die die Steuerung des Schieberegisters gemäß F i g. 3 veranschaulicht, und F i g. 7 (Zeilen a und b) den Verlauf der im

wesentlichen rechteckigen Signale am Ausgang der Oszillatorschaltung des Taktgebers und die zugeordneten Rechtecksignale am Ausgang der Steuerschaltung des Taktgebers.

F i g. 1 ist ein Blockschaltbild eines Mehrphasen-Taktgebers 1, der eine Oszillatorschaltung 2, ein mehrstufiges Schieberegister 3, eine logische Ausgangs-Verknüpfungsschaltung 4 und eine Steuerschaltung 99 aufweist. Die Oszillatorschaltung 2 erzeugt Signale A und B sowie Signale A 'und B', die in der Phase entgegengesetzt sind, wie in den F i g. 5 und 7 gezeigt Die in F i g. 5 gezeigten Signale A' und B' haben angenommenerweise die richtige Phasenbeziehung, wie in F i g. 7b gezeigt

Gemäß F i g. 1 enthält das mehrstufige Schieberegister 3 zwei Stufen 13 und 14, von denen jede zwei Ausgänge liefert.

Da die vorliegende Ausführung vier Phasenausgangssignale erzeugt, wird nur ein zweistufiges Schieberegister benötigt. Wären acht Phasen erforderlich, wäre ein vierstufiges Schieberegister nötig. Das Signal B' wird benutzt, um eine Information mittels Gattersteuerung in eine Stufe einzugeben, während das Signal A' mittels Gattersteuerung die Information herausholt.

Die Steuerschaltung 99 besteht aus zwei NOR-Gattern 100 und 101, die die Rechteck-Oszillatorsignale A und B von der Oszillatorschaltung 2 aufnehmen und

phaseninvertierte und -geordnete Rechteck-Oszillatorsignale A' und ß' an die Stufen 13 und 14 des zweistufigen Schieberegisters 3 liefert. Die Beziehung zwischen den Signalen A und Bund den Signalen A 'und B' ist aus F i g. 7 zu erkennen. F i g. 7a illustriert einen Extremfall, bei dem beide Signale A und B zu gleicher Zeit wahr sind. Schaltungsbedingte Begrenzungen resultieren in schlechter Anstiegs- und Abfallzeit der Signale A und B, wodurch die Signale A und B gleichzeitig den gleichen Pegel annehmen können. Wenn beide Signale zu gleicher Zeit wahr sind, ist es bei Abwesenheit von Schaltkreis 99 möglich, die Eingabe und die Ausgabe von Signalen in das zweistufige Schieberegister 3 simultan zu steuern, so daß eine Phasenzeit übersprungen wird und die Phase der Ausgangssignale um ein Phasenintervall verschoben oder verkürzt wird. Ein Phasenintervall entspricht definitionsgemäß einer Wahrperiode eines der Rechtecksignale.

Die Steuerschaltung 99 invertiert jedoch die Signale A und Bund erzeugt die Ausgangssignale A'und B'. Die Steuerschaltung 99 verwendet eine Rückführung von den Ausgängen der NOR-Gatter 100 und 101 zu den Eingängen der Gatter 100 und 101, um die Signale A' und ß'zu ordnen, d. h. zu synchronisieren, wie in F i g. 7b gezeigt, so daß es unmöglich ist, daß die Eingangssignale zum Schieberegister 3 zu gleicher Zeit wahr sind. Die folgenden Gleichungen illustrieren die Beziehung zwischen den Signalen Λ, B, A 'und B'.

A = (B + B')

B' = U + A')

Die folgende Wahrheitstabelle illustriert außerdem die Beziehung zwischen den beiden Signalsätzen.

Tabelle

A	B	B	A'
0	1	1	0
1	0	0	1
1	1	0	0
0	0	Haltezustand

Das zweistufige Schieberegister 3 erzeugt vier Ausgangssignale C, D, E und F. Die Signale D und E werden mittels der Inverter 15 und 16 invertiert, um die Signale Cbzw. Fzu bilden.

Die Signale C D. fund F werden den NOR-Gattern 17, 18, 19 und 20 geliefert, die in der logischen Ausgangsschaltung 4 enthalten sind. Die NOR-Gatter 17 bis 20 liefern den Ausgang »wahr«, & h. eine logische »1«, wenn beide Eingänge »flasch« sind. Die anderen Eingänge der NOR-Gatter 17 bis 20 werden von den Ausgängen 5. 6, 7 und 8 erhalten und stellen die Mehrphasen-Taktsignale Φι+2, Φι, Φ3 und Φ3+* dar. Die Rückführung wird verwendet, um die Phasenbeziehung zwischen den vier verschiedenen Phasensignalen zu synchronisieren. Da z. B. Gatter 20, das das Taktsignal (Φι+2) liefert als Eingangssignale Φ3+4 und F erhalt, kann das Taktsignal Φ\ +j nicht wahr werden, bis beide Eingangssignale zum Gatter 20 falsch sind. Daher ist es unmöglich, daß zwischen Φ_}+« und Φι+2 eine Phasenüberlappung besteht

Beim Betrieb erzeugt Inverter 9 ein Ausgangssignal {z. B. positiv). Das dem Inverter 10 zugeführt wird und durch das der Kondensator C über den Widerstand R aufgeladen wird, um ein z. B. positives Eingangssignal für den Inverter 9 zu liefern. Inverter IO invertiert das ihm zugeführte Signal und erzeugt ein negatives Signal A am Punkt 11. Wenn der geeignete Schwellwert-Signalpegel am Kondensator C erreicht ist, wird der Inverter 9 »getriggert« und liefert einen negativen Ausgang, der an den Inverter 10 geliefert wird, der nun das invertierte (positive) Signal A am Punkt 11 erzeugt.

Die gespeicherte Ladung am Kondensator C entlädt sich dann über den Widerstand R und den Inverter 9, so daß der Signalpegel am Eingangsanschluß des Inverters 9 sich verändert Wenn wiederum das Eingangssignal am Inverter 9 (über dem Kondensator C) den Schwellwertpegel erreicht (z. B. negativ wird), wird der Inverter 9 »getriggert« und liefert ein positives Ausgangssignal. Dies setzt sich im wesentlichen frei laufend fort, wobei die Pulsperiode von der ÄC-Zeitkonstante bestimmt wird (siehe F i g. 5).

Das Signal A am Punkt 11 wird mittels des Inverters 12 invertiert, um das Signal B zu liefern. Signale A und B sind die Ausgangssignale des Oszillators 2 (F i g. 7a). Die Signale werden invertiert und phasengeordnet mittels der Steuerschaltung 99 zur Schaffung der Signale A'und B'(siehe F i g. 7b). Diese Signale werden dem Schieberegister 3 zugeführt

Es ist auch möglich, das RC-Netzwerk abzuschalten, so daß die Rechtecksignale in Abhängigkeit von einem impulsförmigen Eingang gebildet werden. Die Schalter sind der Einfachheit halber weggelassen.

Jedesmal, wenn das Signal B' wahr ist wird die Information, die von den Signalen Fund D dargestellt wird, in die Stufen 13 und 14 des zweistufigen Schieberegisters 3 eingeschoben. Wenn das Signal B' falsch wird, wird das Signal A' wahr, und die vorherige Information, die während des Signals ß'gtschoben oder in die Flip-Flops 13 und 14 geladen wurde, wird als Signale D und E aus den Stufen 13 bzw. 14 herausgeschoben. Die Signale D und E werden mittels der Inverter 15 bzw. 16 invertiert, um Eingänge für die Stufen 13 und 14 zu liefern.

Die Signale Q D, fund Fwerden als Eingänge zu den NOR-Gattern 17, 18, 19 bzw. 20 geliefert Zusätzlich empfangen die NOR-Gatter 17 und 20 ein Taktsignal Φ3.Μ vom Ausgangsanschluß 8 des Gatters 19. Der Takt Φι + 2 wird vom Anschluß 5 am Ausgang von Gatter 20 den Eingängen für die NOR-Gatter 18 und 19 geliefert

Die folgende Tabelle illustriert den logischen Zusammenhang für die Mehrphasen-Taktsignale Φι, Φ* Φι +2 und Φ3+4, die an die Ausgangsanschlüsse 5 bis 8 geliefert werden.

Tabelle Il

+2

I +2

Φ, =Φ₃₊₄€

Wk in F i g. 5 gezeigt, ist die Schwingungsperiode fö jedes der Signale Cbis Fviermal so lang wie die Period der Oszfflator-Rechteckausgangssignale A' und I Jeder Zyklus der Signale A' und B' repräsentiert ein B (z. B. #1, Φ₃ usw.) eines Mehrphasen-Ausgang:

Das Signal Φι + 2 ist wahr (d. h. Pegel 1), wie in F i g. 5 gezeigt, wenn das Signal F falsch (d. h. Pegel O) ist und das Signal Φ₃^₄ gleichlaufend falsch (d.h. Pegel 0) ist. Die gestrichelte Linie 24 illustriert, daß Φι+2 an der Hinterflanke der negativen Signale Fund Φ₃+α falsch (d.h. Pegel 0) wird. Ein ähnlicher Vergleich kann für jedes der Mehiphasen-Taktsignale angestellt werden.

Die Verknüpfungstabelle H, die in F i g. 6 gezeigt ist, illustriert die Gatter-Steuerungseffekte der Steuerschaltungssignale A' und B'. Die Pfeile zeigen die Verschiebung der Information, die von den Signalen F und D dargestellt wird, in die und aus den Stufen 13 und 14, die von den Schieberegisterzellen des mehrstufigen Schieberegisters gebildet werden.

Wie in der Wahrheitstabelle gezeigt, wird, wenn F flasch und ß'wahr ist (Pegel 1), mit der Nummer 25 der Fi g. 6 bezeichnet, der Falschzustand (Pegel 0) von Fin die Stufe 13 des zweistufigen Schieberegisters eingegeben. Wenn danach /!'wahr wird, gekennzeichnet durch Nummer 26, wird der Falschzustand von Faus der Stufe 13 herausgeschoben, da Signal D den gleichen Falschzustand hat. D wird dann vom Inverter 15 zum Signal C invertiert, was durch die Nummer 27 angedeutet ist, In ähnlicher Weise wird die D-Information in die Stufe 14 eingegeben, wenn B' wahr ist, wie durch Nummer 28bezeichnet. Zur gleichen Zeit wird die F-Informatiori 29 in die Stufe 13 eingegeben. Wenn das A -Signal während des nächsten Zyklus, Nummer 30, wahr wird, werden das F- und D-Signal aus den Stufen 13 und 14 geschoben als D- und £-Signale 31 und 32. Andere Beispiele könnten gegeben werden, jedoch wird dies nicht für notwendig erachtet

Die Phasenbeziehung zwischen den Vielphasen-Taktsignalen ist in Tabelle II ebenfalls gezeigt. Die logische »1« repräsentiert den Wahrzustand dieser Mehrphasentaktsignale, und die logische »0« repräsentiert den Falschzustand. Wie oben angegeben, entspricht ein einzelnes Informationsbit einem Zyklus der Grundrechtecksignale A 'und B', wie in F i g. 5 gezeigt

F i g. 2 ist eine Schaltung eines Ausführungsbeispiels der Oszillatorschaltung 2 gemäß Fig. 1. Der Inverter 9 w eist eine Bootstrapschaltung 32 auf, die in Serie mit einem Inverter-Feldeffekttransistor 33 zwischen — V und elektrischer Masse verbunden ist

Der Ausgang vom Punkt 34 zwischen der Bootstrap-Schaltung 32 und dem Inverter-Feldeffekttransistor 33 wird als Eingangssignal zum Feldeffekttransistor 35 geliefert der eine Hälfte einer Push-Pull-Ausgangsstufe des Inverters 9 darstellt Die Push-Pull-Ausgangsstufe ist erforderlich, um einen ausreichenden Antrieb für die nächste Stufe zu liefern. Die andere Hälfte des Push-Pull-Ausgangs wird von einem Feldeffekttransistor 36 gebildet der an seiner Steuerelektrode ein Signal von dem gemeinsamen Verbindungspunkt 37 der RC-Kombination erhält Die Steuerelektrode des Feldeffekttransistors 33 ist ebenfalls mit dem gemeinsamen Punkt 37 verbunden, der den Eingangsanschluß des Inverters 9 darstellt De.· Ausgang des Inverters 9 wird am gemeinsamen Punkt 38 (Ausgangsanschluß des Inverters 9) zwischen den Feldeffekttransistoren 35 und 36 erzeugt Der Widerstand R ist zwischen dem Verbindungspunkt 37 und dem Verbindungspunkt 38 angeschlossen.

Der Inverter 10 weist die gleiche Konfiguration wie Inverter 9 auf und enthält eine Bootstrap-Schaltung 39, die in Serie mit einem Inverter-Feldeffekttransistor 40 geschaltet ist. Die Push-Pull-Ausgangsstufe des Inverters 10 weist Feldeffekttransistoren 41 und 42 auf, die elektrisch in Serie zwischen — V und elektrisch Masse geschaltet sind. Die Steuerelektroden der Feldeffekttransistoren 40 und 42 sind miteinander verbunden und arbeiten als Eingangsanschluß für Inverter IO und erhalten dabei ein Eingangssignal von dem Ausgangsanschluß 38 des Inverters 9. Die Steuerelektrode des Feldeffekttransistors 41 ist mit dem gemeinsamen Punkt

43 zwischen der Bootstrap-Schaltung 39 und dem Inverter-Feldeffekttransistor 40 verbunden.

ίο Das Signal A wird am gemeinsamen Punkt 43 erhalten. Der Kondensator Cist vom Ausgangsanschluß

44 der Push-Pull-Stufe des Inverters IO zwischen den Feldeffekttransistoren 41 und 42 zum Eingangsanschluß 37 des Inverters 9 angeschlossen.

Der Inverter 12 ist ähnlich zu Inverter 9 und 10 ohne die Push-Pull-Ausgangsstufe. Die Push-Pull-Ausgangsstufe wird beim Inverter 12 nicht benötigt, da das Ausgangssignal vom Inverter 12 die nächste Stufe nicht antreibt. Jedoch enthält der Inverter 12 eine Bootstrap-Schaltung 45, die elektrisch in Serie mit einem Inverter-Feldeffekttransistor 46 zwischen - V und elektrisch Masse geschaltet ist. Die Steuerelektrode des Feldeffekttransistors 46 ist mit dem gemeinsamen Punkt 43 derart verbunden, daß das Signal A vom Inverter IO ein Eingangssignal zur Steuerelektrode des Feldeffekttransistors 46 liefert Wenn daher Signal A wahr ist, leitet der Feldeffekttransistor 46 und der Ausgangsanschluß des Inverters 12 liegt auf Masse. Da das Signal B vom Punkt 47 abgenommen wird, haben die Signale A und B entgegengesetzte Phasenbeziehungen.

Die Wirkungsweise der Schaltung der F i g. 2 kann am besten unter Hinweis auf die Signale 48, 49 und 50 in F i g. 5 verstanden werden. Da jedoch die Signale 49 und 50 die A'· und B-Signale der Steuerschaltung sind, müssen die gezeigten Signale zu Zwecken der Beschreibung in der Phase umgekehrt werden. Son... ist die Wirkungsweise dieselbe.

Zunächst sei angenommen, daß die Feldeffekttransistoren 33 und 36 abgeschaltet sind. Dann liegt der Punkt 38 nahezu auf - V (minus einer Schwellspannung) infolge der Wirkung der Bootstrap-Schaltung 32, die einen - V-Spannungspegel an der Steuerelektrode des Feldeffekttransistors 35 schafft. Die Spannung am Schaltpunkt 38 schaltet die Feldeffekttransistoren 40 und 42 ein und verbindet dabei die Punkte 43 und 44 mit Masse. Es sollte bemerkt werden, daß Schaltpunkt 44 dem Schaltpunkt 11 in F i g. 1 entspricht Dadurch wird der Kondensator C über den Widerstand R von der Spannungspegel-Differenz zwischen den Punkten 38 und 44 aufgeladen. Das ÄC-Signal 48 am Punkt 37 verändert sich in Richtung auf einen negativen Spannungspegel, wie durch den mit 51 bezeichneten Teil des Signals angedeutet ist Der Feldeffekttransistor 90 wirkt als Schutzeinrichtung und wird leitend, um den Punkt 37 mit einem sicheren Plusspannungspegel zu verbindea

Sobald die Spannung am Punkt 37 die Schwellspannungspegel für die Feldeffekttransistoren 33 und 36 übersteigt werden die Transistoren leitend und verbinden damit den Punkt 38 über den Feldeffekttransistor 36 mit Masse. Wenn die Feldeffekttransistoren 33 und 36 leitend werden, werden die Feldeffekttransistoren 40 und 42 abgeschaltet and der Punkt 44 wird auf ungefähr - V gezogen durch den Feldeffekttransistor

41. Da die Spannung fiber dem Kondensator Csich nicht augenblicklich aufbauen kann, wird Punkt 37 dann negativer infolge der Kondensatorwirkung, wie durch den Teil 51 des Signals angedeutet Simultan wird das

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ίο

Α-Signal vom Punkt 43 ungefähr auf — Vgezogen durch die Bootstrap-Schakung 39. Da der Feldeffekttransistor 46 angeschaltet ist durch Anlegen des wahren Pegels des Signals 49 an seine Steuerelektrode, wird das ß-Signal vom Punkt 47 an Masse gelegt

Wenn der Punkt 34 mit Masse verbunden wird, w Vd der Kondensator Cl durch den Feldeffekttransistor 52 auf einen Spannungspegel aufgeladen, der eine Schwellspannung kleiner ist als - V! Danach wird der Feldeffekttransistor 52 abgeschaltet Während des nächsten Zyklus, wenn der Feldeffekttransistor 33 abgeschaltet ist, wechselt der Punkt 34 von ungefähr Masse auf ungefähr - V. Der Wechsel im Spannungspegel wird über den Kondensator C1 zur Steuerelektrode des Feldeffekttransistors 53, der die Bootstrap-Schaltung 32 darstellt, zurückführt Die Rückkopplungsspannung verbessert wesentlich die Leitung des Feldeffekttransistors 53, so daß der Punkt 34 im wesentlichen auf — V-Spannung gezogen wird Das Ansteigen des Spannungspegels am Punkt 34 ermöglicht, daß der Feldeffekttransistor 35 am Punkt 38 eine Ausgangsspannung liefert, die gleich - V ist, reduziert um einen einzigen Schwellspannungsabfall über dem Feldeffekttransistor 35. Die anderen Bootstrap-Schaltungen wirken in gleicher Weise.

Als die Feldeffekttransistoren 33 und 36 angeschaltet wurden, war der Punkt 38 über dem Feldeffekttransistor

36 mit Masse verbunden. Daher wird die Ladung des Kondensators C nach Masse abgeführt, wie durch den Teil 59 des Signals 48 gekennzeichnet Der Kondensator entlädt sich, bis die Spannung am Punkt 37 kleiner wird als die Schwellspannung, die erforderlich ist, um den Leitzustand der Feldeffekttransistoren 33 und 36 aufrechtzuerhalten. In diesem Zustand 54 werden die Feldeffekttransistoren 33 und 36 abgeschaltet, und die Feldeffekttransistoren 40 und 42 werden angeschaltet Die Spannung am Punkt 44 wechselt von einer negativen Spannung nach Masse. Dieser Spannungswechsel am Punkt 44 wird sofort über die Kondensatorwirkung an den Punkt 37 weitergegeben. Der Wechsel am Punkt 37 ist durch den schnellen Wechsel des Signals 48 angedeutet, was mit 55 bezeichnet ist Die Spannung am Punkt 37 kann dadurch nicht positiver als Masse werden, weil die Sperrschicht des Feldeffekttransistors 90 leitend wird, um den Punkt 37 ungefähr auf Masse zu haltea

Der Kondensator C beginnt sich dann aufzuladen, so daß die Spannung am Punkt 37 in Abhängigkeit von der ÄC-Zeitkonstante reduziert wird, d Il, die Spannung am Punkt 37 wird negativer, während der Kondensator C auf die Differenz zwischen den Spannungspegeln an den Punkten 38 und 44 aufgeladen wird. Die Ladewirkung ist für das Signal 48 mit 56 bezeichnet, wie in Fig.5 gezeigt. Wenn die Schwellspannungspegel der Feldeffekttransistoren 33 und 36 fiberschritten werden, werden die Feldeffekttransistoren eingeschaltet, und der Punkt 38 wechselt von einer negativen Spannung nach ungefähr Masse. Gleichzeitig wechselt der Punkt 44 von Masse zu einer negativen Spannung. Der Spannungswechsel am Punkt 44 wird sofort zum Punkt

37 überfahrt durch schnellen Wechsel des Spannungspegels am Punkt 37 von einem Wert leicht oberhalb der Schwellspannung für die Transistoren 33 und 36 zu einer wesentlich negativeren Spannung. Der Wechsel ist mit 57 auf dem Signal 48 bezeichnet, wie in Fig. 5 gezeigt Danach lädt sich der Kondensator C Ober dem Widerstand R in entgegengesetzter Richtung wie im vorangegangenen Zyklus auf.

Es sei darauf hingewiesen, daß, wenn die Feldeffekttransistoren 40 und 42 leitend wurden, wie durch 55 für das Signal 48 in F i g. 5 angedei't?t. de^r Feldeffekttransistor 46 ausgeschaltet wurde. Als Ergebnis wurde am Punkt 47 das Signal ß(in F i g. 5 als ß'gezeigt) negativer und am Punkt 43 wurde das Signal A (in Fig.5 als A' gezeigt) nach Masse gezogen. Die Nummern 58 und 91 identifizieren die Teile der Signale A und ß(wie vorher bemerkt sollten die Phasen umgedreht werden), die zu

ι ο dieser besonderen Zeit eingeschlossen sind

F i g. 3 ist eine Schaltung des zweistufigen Schieberegisters, das in F i g. 1 gezeigt ist Die Inverter 15 und 16 haben jeweils im wesentlichen die gleiche Schaltung, wie sie in Verbindung mit F i g. 2 für die Inverter 9 und 10 geneigt und beschrieben wurde, mit der Ausnahme, daß die Inverter 15 und 16 keinen Push-Pull-Ausgang benutzen. Mit anderen Worten, die Inverter 15 und 16 sind ähnlich zu dem in F i g. λ gezeigten Inverter. Aus diesem Grunde wird für aie Inverter 15 und 16 der F i g. 3 keine detaillierte Schaltungsbeschreibung gegeben.

Die Stufen oder Schieberegisterzellen 13 und 14 haben beide im wesentlichen eine gleiche S Jmltung. Die Eingänge und Ausgänge sind unterschiedlich, wie vorher beschrieben.

Die Stufe 13 ist in zwei Teile aufgeteilt, von denen jedes eine Hälfte der Stufe repräsentiert. Beide Teile stimmen in der Schaltung überein. Der erste Teil der Stufe besteht aus einer Bootstrap-Schaltung 60, die in Serie mit einem Inverter-Feldeffekttransistor 61 zwischen - V und Masse liegt Das F-Signal vom Punkt 62 wird mittels des Feldeffekttransistors 63 in die Stufe 13 selektiv eingetastet d h. durch Gattersteuerung eingegeben. Der Feldeffekttransistor 63 wird vom Oszillatorsignal ß'gesteuert

Die zweite Hälfte der Stufe 13 besaht aus einer Bootstrap-Sehaltung 64, die in Serie mit einem Inverter-Feldeffekttransistor 65 zwischen Quelle - V und Masse verbunden ist Ein Feldeffekttransistor 66 ist an den Ausgangsanschluß 67 der ersten Hälfte und dem Eingangsanschluß der zweiten Hälfte bzw. die Steuerelektrode des Feldeffekttransistors 65 angeschlossen Das heißt, das Signal am Punkt 67 wird in die zweite Hälfte geschaltet, wenn das Signal A, das an der Steuerelektrode des Feldeffekttransistors 66 anliegt, wahr ist Das F-Signal am Punkt 62 (d h. Ausgangsanschluß des Inverters 16) wird in die Stufe 13 während eines wahren Teils von Signal B' eingetastet und das Signal am Punkt 67 wird aus der Stufe 13 am Punkt 68

so während des wahren Teils des Signals A 'ausgetastet

Dieses Signal wird ebenfalls mittels des inverters IS invertiert und als Signal Can Punkt 69 geliefert.

Stufe 14 besteht in ähnlicher Weise aus zwei halben Stufen. Die erste Hälfte der Stufe 14 enthält eine Bootstrap-Schaltung 70 und eine Feldeffekttransistor -Inverterschaltung 71, die zwischen -V und Masse liegt Die zweite Hälfte enthalt eine Bootstrap-Schaltung 72. die in Serie geschaltet ist mit einem Inverter-FeWeffekttransistor 73, der zwischen Quelle - V und Masse angeschlossen ist Das Signal D am Punkt 68 (d.h. AusgangsanschluB der Stufe 13) wird in die Stufe 14 während des wahren Signals 0'eingegeben, das an die Steuerelektrode des Abtast-Feldeffekttransistors 74 angelegt wird In ähnlicher Weise wird der Ausgang der

f>5 ersten Hälfte in die Ausgangsstufe der Stufe 14 während des wahren Signals A' eingetastet das an die Steuerelektrode des Abtast-Feldeffekttransistors 75 angelegt wird Das Ausgangssignal vom Eingang der

halben Stufe 14 wird am Schaltkreispunkt 76 abgenommen. Das Ausgangssignal E wird von der Stufe 14 am Schaltpunkt 77 erhalten und mittels Inverter 16 invertiert, um am Punkt 62 das Signal Fzu erzeugen.

F i g. 4 ist eine schematische Schaltung der Ausgangslogikgatter 4, die in F i g. 1 gezeigt sind. Zur Beschreibung eines bevorzugten Ausführungsbeispiels sind die Logikgatter 4 in Form von NOR-Gattern gezeigt. Die NOR-Gatter 17 bis 20 stimmen überein, mit der Ausnahme der unterschiedlichen Eingangssignale zur Erzeugung unterschiedlicher Ausgangs-Mehrphasensignale. Da die Schaltungstechnik für jedes der NOR-Gatter gleich ist, wird nur das NOR-Gatter 20 im Detail beschrieben.

Das NOR-Gatter 20 enthält einen Feldeffekttransistor 78, der in Serie mit einem Feldeffekttransistor 77 zwischen — Vund Masse liegt. Das am Punkt 62 (F i g. 3) abgenommene Signal F wird als Eingang auf die Steuerelektrode des Feldeffekttransistors 78 angege ben. Das F-Signal liegt außerdem als Eingang am Inverter-Feldeffekttransistor 79, der in Serie mit einer Bootstrap-Schaltung 80 liegt. Die Bootstrap-Schaltung 80 liegt in Serie mit dem Inverter 79 zwischen - Vund Masse. Der Leitweg des Feldeffekttransistors 81 liegt parallel zum Leitweg des Inverter-Feldeffekttransistors 79. Die Steuerelektrode des Feldeffekttransistors 81 wird gesteuert vom Mehrphasen-Taktsignal 4>j + 4, das vom Ausgangsanschluß des NOR-Gatters 19 abgenommen wird. Das F-Signal und das Φ₃₊₄ Signal werden außerdem an die Steuerelektroden der Feldeffekttransistoren 82 bzw. 83 angelegt. Die Leitwege der Feldeffekttransistoren 82 und 83 liegen parallel zueinander und sind in Serie mit einem Feldeffekttransistor 84 zwischen — V und Mass? geschaltet. Ein Feldeffekttransistor 88 in Verbindung mit dem Feldeffekttransistor 85 und Kondensator 86 bilden einen Bootstrap-Treiber-Schaltkreis zur Schaffung eines Ausgangs-Mehrphasen-Taktsignals Φι+ 2 am Punkt 87. Der Inverter-Feldeffekttransistor 88 wird vom Signalpegel am Punkt 89 gesteuert

Im Betrieb, wenn Signal F wahr ist, sind die Feldeffekttransistoren 78, 79 und 82 eingeschaltet. Daher sind die Feldeffekttransistoren 88 ein- und 77 und 85 ausgeschaltet Daher liegt der Ausgang 87 unabhängig vom Zustand des Φ3 + 4-5ϊ§^ΐ3ΐ5 auf Masse. Wie aus der Fig.5 zu ersehen ist ist das Φι+2-Signal falsch, wenn das F-Signal 22 wahr ist.

Wenn das F-Signal falsch (d. h. Massepotential) wird, wird der Feldeffekttransistor 78 ausgeschaltet ebenso wie die Feldeffekttransistoren 79 und 8Z Wenn jedoch das 4>3+4-Signal wahr ist, werden die Feldeffekttransistoren 81 und 83 angeschaltet so daß der Ausgang Φ, _{+ 2} am Punkt 87 falsch bleibt dh, Schaltpunkt oder Anschluß 87 ist über leitenden Feldeffekttransistor 83 mil Masse verbunden. Wie jedoch von den Signalen in F i g. 5 gezeigt ist das Φι ₊«-Signal ebenso falsch, wenn das F-Signal falsch ist Daher werden die Feldeffekttransistoren 79,81,82 und 83 ?usgeschaltet zusätzlich zum Feldeffekttransistor 78. Als Ergebnis liefert die Bootstrap-Schaltung 80 eine relativ hohe Spannung (z. B. ungefähr - V) an die Steuerelektrode des Feldeffekttransistors 84. Der Feldeffekttransistor 84 wird eingeschaltet und Kefert eine Treiberspannung von ungefähr - Van die Steuerelektrode des Feldeffekttransistors 77. Wenn der Feldeffekttransistor 77 leitend wird, wird der Punkt 89 ungefähr auf Masse gelegt und der Feldeffekttransistor 88 ausgeschaltet Wenn der Feldef

fekttransistor 88 ausgeschaltet wird, wird der Punkt 87 ungefähr auf — V getrieben, die gespeicherte Ladung des Booster-Kondensators bewirkt, daß die Spannung an de Steuerelektrode des Feldeffekttransistors 85 negativer wird, als eine Schwellspannung unter — V, wodurch Φ. +2 wahr wird, wie in F i g. 5 gezeigt. Signal Φ\ +2 steht daher am Schaltkreispunkt 87 (d. h. Anschluß 5 des Schaltkreises der Fig. 1) als Ausgang zur Verfügung und wird außerdem als Eingang an das NOR-Gatter 18zurückgeführt.

Unter gewissen Betriebsbedingungen können die Feldeffekttransistoren 85 und 88 am Ausgang des NOR-Gatters 20 und entsprechende Feldeffekttransistoren am Ausgang der anderen NOR-Gatter 17,18 und 19 für einen Moment beide leitend sein. Unter solchen Bedingungen könnte ein übermäßiger Strom erforderlich sein. Diese Bedingung tritt normalerweise während einer Übergangsperiode auf. Wenn z. B. das F-Signal falsch ist, ist die Spannung an den Steuerelektroden der Feldeffekttransistoren 85 und 77 ungefähr — V, und der Feldeffekttransistor 78 ist abgeschaltet. Als Ergebnis liegt die Steuerelektrode des Feldeffekttransistors 88 ungefähr auf Masse, so daß der Feldeffekttransistor abgeschaltet ist. Unter solchen Umständen ist Signal Φ, ₊ 2 wahr, d. h. ungefähr - V.

Wenn das F-Signal wahr wird, wird der Feldeffekttransistor 78 eingeschaltet, und die Spannung an der Steuerelektrode des Feldeffekttransistors 88 wird

ungefähr auf -, gezogen. Bei dieser Betriebsweise ist

angenommen, daß die Feldeffekttransistoren 77 und 79 beide Einheitsausführungen sind, bevor die Ladung, die an der Kapazität 86 der Steuerelektrode des Feldeffekttransistors 85 gespeichert ist, abgeflossen ist. Als Ergebnis sind die Feldeffekttransistoren 85 und 88 für einen Moment beide eingeschaltet, so daß Strom von der Versorgungsspannung nach Masse gezogen wird.

Solch ein Zustand ist offensichtlich unerwünscht. Dies kann beseitigt werden durch die Größe der Transistoren 78 und 77, so daß der Feldeffekttransistor 78 vier Drittel so breit ist wie der Feldeffekttransistor 77 auf dem Halbleitersubstrat. Als Ergebnis fällt wenn der Feldeffekttransistor 78 eingeschaltet wird, während der Feldeffekttransistor 77 eingeschaltet ist, die Spannung an der Steuerelektrode des Feldeffekttransistor 85 unter die Schweilspannung des Feldeffekttransistors 77. Zu der Zeit und nur cann, wird der Feldeffekttransistor 88 leitend. Folglich sind die Feldeffekttransistoren 85 und 88 nicht beide zur gleichen Zeit angeschaltet.

Die Beziehung zwischen den Eingangssignalen der NOR-Gatter l.iu uen dadurch erzeugten Mehrphasen- Ausgangssignalen ist aus Tabelle I zu entnehmen. Die Röckführung von gewissen Ausgangsanschlüssen zu gewissen Eingangsanschlüssen der NOR-Gatter liefert eine synchronisierte Beziehung zwischen den verschiedenen Phasen der Mehrphasen-Ausgangssignale.

Es sei darauf hingewiesen, daß die Beschreibung de; bevorzugten Ausführungsbeispiels Masse und - V ah »Falsch«- bzw. »Wahr«-Pegel benutzt Obwohl negative Spannungen beschrieben wurden, können ebenso die P-Kanal-Feldeffekttransistoren benutzt werden.

Auch andere logische Anordnungen und andere Arten von Feldeffekttransistoren könnten zur Schaffung anderer Ausführungsformen der Erfindung benutzt werden. Neben MOS-Ausführungen können auch andere Feldeffektanordnungea inklusive MNOS-Aus führungen. Silicium-Gatter usw. benutzt werden.

Hierzu 6 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprücbe:

J. Mehrphasen-Taktgeber zur Erzeugung mehrerer, phasenmäßig versetzter Taktsignale, mit eisern Oszillator, einem von diesem gesteuerten Schieberegister mit mindestens zwei gegenphasigen Steuerejngangen und Rückkopplungen zwischen den einzelnen Stufen, und mit einer Ausgangs-Verknüpfungsschaltung, die mehrere, jeweils ein Ausgangssignal abgebende Verknüpfungsglieder aufweist, die jeweils mit den direkte« oder invertierten Ausgängen der einzelnen Stufen des Schieberegisters verbunden sind, dadurch gekennzeichnet, daß der Oszillator (2) ein in an sich bekannter Weise aufgebauter, ein ÄC-Glied und rückgekoppelte Halbleiterverstärker enthaltender Oszillator ist, der jeweils zueinander in vorgegebener Phasenbeziehung stehende Rechtecksignale (A, B) abgibt, daß eine Steuerschaltung (99) mit dem Oszillator (2) und dem Schieberegister (3) verbunden ist, der die Rechtecksignale (A, B) des Oszillators (2) zur Verhinderung einer Phasenüberschneidung der Rechtecksignale zugeführt werden, und daß die Ausgangs-Verknüpfungsschaltung (4) neben den Ausgangssignalen der einzelnen Schieberegisterstufen (13,14) auch einige ihrer eigenen Ausgangssignale als Eingangssignale erhält und zwischen den einzelnen Phasen des mehrphasigen Taktsignals eine synchrone Beziehung herstellt

2. Mehrphasen-Taktgeber nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung (99) aus mindestens zwei Verknüpfungsgliedern (100, 101) besteht, deren Ausgänge Rechteck-Ausgangssignale (B', A') abgeben, wobei jeweils der Ausgang des einen zum Eingang des anderen Verknüpfungsgliedes (101 oder 100) zurückgeführt ist, um die Phase relativ zu den vom Oszillator (2) erzeugten Rechtecksignalen (A, B)zu ordnen.

3. Mehrphasen-Taktgeber nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung (99) zwei NOR-Glieder (100, 101) enthält, die zwei vom Oszillator (2) abgegebene Rechtecksignale (A, B) als Eingangssignale erhalten, wobei die NOR-Glieder die Phase der Eingangs-Rechtecksignale (A, B) invertieren und das Ausgangssignal (A'bzw. B') jedes NOR-Gliedes als Eingangssignal zu dem jeweils anderen NOR-Glied rückgekoppelt wird, um eine Phasenüberscheidung zwischen den Phasen der an den Ausgängen der NOR-Glieder auftretenden Rechtecksignale zu verhindern.

4. Mehrphasen-Taktgeber nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Schieberegister (3) η Stufen (13,14) aufweist, wobei η eine Funktion der Anzahl der Phasen des Ausgangssignals ist

5. Mehrphasen-Taktgeber nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die ÄC-Zeitkonstante des Oszillators (2) derart gewählt ist, daß Rechtecksignale mit einer der Phasenlänge des Ausgangssignals entsprechenden Periode erzeugt werden.

6. Mehrphasen-Taktgeber nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Oszillator (2), das Schieberegister (3) und die Ausgangs-Verknüpfungsschaltung (4) von Feldeffekttransistoren gebildet werden.

7. Mehrphasen-Taktgeber nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Oszillator (2) aus zwei hintereinandergeschalteten Inverterstufen (9,

10) mit einer Rückkopplung vom Ausgang (11) der zweiten (10) zum Eingang der ersten Stufe (9) besteht, wobei das ÄOGlied in der Rückkopplung angeordnet ist und ein Ausgangsglied (A) des Oszillators (2) am Ausgang (11) der zweiten Stufe (10) und ein weheres Ausgangssignal (B) durch einen mit diesem Ausgang (11) verbundenen dritten Inverter (12) gebildet v. ird.

8. Mehrphasen-Taktgeber nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß ein Ausgangssignal der Steuerschaltung (99) den Eintasteingängen und das andere den Austasteingängen der Schieberegisterstufen (13,14) zugeführt wird.

9. Mehrphasen-Taktgeber nach Anspruch 7 oder 8, dadurch gekennzeichnet, daß das Schieberegister (3) zwei Stufen (13, 14) aufweist und daß die Ausgangs-Verknüpfungsschaltung (4) vier Verknüpfungsgliedei (17 bis 20) zur Bildung eines vierphasigen Taktsignals aufweist

IC. Mehrphasen-Taktgeber nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß an die Ausgänge der beiden Stufen (13, 14) des Schieberegisters (3) Inverter (15,16) angeschlossen sind, deren Ausgänge mit jeweils einem Eingang eines von zwei (17 bzw. 19) der vier aus NOR-Gliedern bestehenden Ausgangs-Verknüpfungsglieder (17 bis 19) verbunden sind, während jeweils ein Eingang der beiden verbleibenden NOR-Glieder (18 bzw. 20) direkt mit dem jeweiligen Ausgang der Schieberegisterstufen (13_S14) verbunden ist, wobei die anderen Eingänge von jeweils zwei NOR-Gliedern (17,20 bzw. 18,19) mit den Ausgängen der jeweils anderen NOR-Glieder (19 bzw. 20) verbunden sind.

11. Mehrphasen-Taktgeber nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die NOR-Glieder jeweils Ausgangsstufen mit zwei Feldeffekttransistoren aufweisen, die größenmäßig derart aufeinander abgestimmt sind, daß ein gleichzeitiges Leiten beider Feldeffekttransistoren verhindert wird.

12. Mehrphasen-Taktgeber nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß zwei der Taktsignale (Φι. Φ3) die halbe Signaldauer der beiden anderen Taktsignale (Φι +2, Φι+*) aufweisen.