DE2066199C3

DE2066199C3 - Radaranlage mit Festzielunterdrückung

Info

Publication number: DE2066199C3
Application number: DE2066199A
Authority: DE
Inventors: Hugh Thomas Philadelphia Pa. Maguire
Original assignee: Burroughs Corp
Current assignee: Unisys Corp
Priority date: 1969-05-27
Filing date: 1970-02-26
Publication date: 1986-04-17
Also published as: FR2043675B1; US3611369A; FR2043675A1; DE2009071A1; GB1300243A; DE2009071B2

Description

Die Erfindung betrifft eine Radaranlage gemäß dem Oberbegriff des Anspruches.

Ein schwieriges Problem bei Radaranlagen bildet die Unterdrückung von Störzeichen, nachfolgend auch Festzielechos oder Clutter-Signale genannt, in Radarinformation ohne Beeinträchtigung der Zielerfassung. Störzeichen können von künstlichen und natürlichen Quellen ausgehen; als Quellen derartiger Störzeichen oder Festzielechos seien Gebäude, Hügel und Wälder genannt. Außerdem ändert sich das Störzeichenspektrum beträchtlich über Land- und Wasserbereichen sowie über Land-Wasser-Grenzbereichen. Da Festzielechos in der Radarerfassungsanlage falsche Ziele vorgeben können, müssen sie aus den aufzuzeichnenden Radarvideodaten beseitigt werden.

Im Spektrum eines Radarvideosignals erzeugen die von einem Luftfahrzeug herrührenden Zielechos eine Frequenz irgendwo zwischen Null und dem halben Wert der Radar-Pulsfolgefrequenz (PFS). je nach Radialgeschwindigkeit des Luftfahrzeugs, wobei die höheren Frequenzen wahrscheinlicher sind. Festzielechos haben dagegen eine Komponente bei der Frequenz Null oder eine niederfrequente Komponente zur Folge.

Aus der Veröffentlichung »Digital Automatic Radar Data Extraction Equipment« von J. V. Hubbard, Journal Brit. I. R. E., November 1963, ist es bekannt, bei Anlagen der genannten Art ein RC-Differenzierglied vorzusehen, welches eine Gleichspannungskomponenie im Radarvideosignal unterdrücken soll, die von Festzielechos herrührt. Alternativ wird in der genannten Veröffentlichung vorgeschlagen, das Radarvideosignal in eine endseitig abgeschlossene Verzögerungsleitung zu schicken, deren Länge eine Verzögerung von 10 Radar-Impulsen erzeugt wobei das Radarvideosignal in der Mitte der Verzögerungsleitung abgegriffen und einem Eingang eines Differenzverstärkers zugeführt wird, während ein mittlerer Schwellwert an jeweils fünf äquidistanten Abgriffen vor und hinter dem Mittenabgriff über Widerstände an den anderen Eingang des Differenzverstärkers geführt wird, dessen Ausgangssignal — bei geeigneter Dimensionierung der Widerstände — frei von einer Gleichspannungskomponente ist

Nachteilig ist es dabei, daß die in beiden Fällen verwirklichte Hochpaß-Filterkurve bei geringer oder großer Amplitude der Festzielechos stets gleich ist Da eine Unterdrückung der niederfrequenten Komponenten des Radarvideosignals, welche zur Unterdrückung der Festzielechos erforderlich ist stets auch die Erkennung der Zielechos beeinträchtigt wird durch die unveränderliche Hochpaß-Filterkurve die Zielerkennung bei geringem Festzielecho-Gehalt unnötig stark beeinträchtigt. Bei besonders großem Festzieiecho-Gehaii im Radarvideosignal wird dagegen die Hochpaß-Filterkurve nicht ausreichen, um die Festzielechos wirksam zu unterdrücken.

Aus der Buchveröffentlichung »Introduction to Radarsystems« von M. I. Skolnik, McGraw-Hill Book Company, New York, 1962, S. 134 und 135, ist ein Filter zur Unterdrückung von Festzielechos in Radarvideosignalen bekannt, welches den empfangenen aktuellen Radarvideoimpuls und das vom vorausgegangenen empfangenen Radarvideoimpuls erhaltene Ausgangssignal des Filters gewichtet addiert wobei der Durchlaßbereich des Filters eine Funktion des relativen Gewichtsfaktors ist, mit dem der aktuelle Radarvideoimpuls und das vom vorausgegangenen Radarvideoimpuls erhaltene Ausgangssigna! des Filters addiert warder;. Der relative Gewichtsfaktor ist während des Betriebs des Filters nicht verstellbar, so daß dieses Filter während des Betriebs einer zugehörigen Radaranlage eine zeitlich konstante Durchlaßkurve besitzt.

Aufgabe der Erfindung ist es demgegenüber, eine Radaranlage der eingangs genannten Art derart weiterzubilden, daß in Abhängigkeit vom jeweils tatsächlichen Festzielecho-Gehalt des Radarvideosignals eine ausreichende Unterdrückung der Festzielechos bei gleichzeitiger geringster Beeinträchtigung der Bewegtzicl-Erkennung automatisch eingestellt wird.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die kennzeichnenden Merkmale des Anspruches gelöst.

Die Vorteile der Erfindung liegen insbesondere darin, daß das Filter (Azimutfilter 12) als Hochpaß mit variabler Durchlaß-Charakteristik ausgebildet ist: Je nach dem relativen Gewichtsfaktor, mit dem das gegenwärtige Radarvideosignal der gerade getasteten Ringsektorzone und das von der vorhergehenden Tastung derselben Ringsektorzone herrührende Ausgangssignal des Filters (Azimutfilter 12) miteinander addiert werden, setzt der Durchlaßbereich des Filters bei niedrigeren oder höheren Frequenzen ein. Bei geringem Festzielecho-Gehalt im Radarvideosigna] läßt sich das Filter (Azimutfilter 12) automatisch so einstellen, daß sein Durchlaßbereich schon bei einer relativ niedrigen Frequenz einsetzt, wodurch die Erkennung der von Luftfahrzeugen herrührenden Zielechos verbessert wird. Ist dagegen der Gehalt an Festzielechos im Radarvideosignal groß, so wird das Filter derart verändert, daß sein Durchlaßbereich erst bei höheren Frequenzen einsetzt, so daß auch in diesem Fall die Festzielechos wirksam

unterdrückt werden und eine Erkennung der Zielechos möglich bleibt.

In der logischen Schaltung, welche die empfangenen Radarvideosignale auswertet, wird mittels eines Korreiationsverfahrens der Gehalt an Festzielechos im Radarvideosignal ständig abgeschätzt, und es wird aufgrund dieser Abschätzung der relative Gewichtsfaktor des Filters (Azimutfilter 12), der den Durchiaßbereich des Filters festlegt automatisch auf dem bisherigen Wert gehalten oder verändert Auf diese Weise wird automatisch jeweils die günstigste Einstellung des Filters (Azimutfilter 12) zur Unterdrückung der Festzielechos und zur Erkennung der Flugzielechos erreicht.

Die Art und V/eise, wie die empfangenen Radarvideosignale korreliert, und wie diese Korrelation abgeschätzt werden kann, ist in der Beschreibung der Fig.!, und zwar bei der Beschreibung des Doppelbegrenzers B, sowie in der Beschreibung der F i g. 9 erläutert

Die Erfindung wird in der nachstehenden Beschreibung eines bevorzugten Ausführungsbeispiels an Hand der Zeichnungen näher erläutert; in den Zeichnungen zeigt

F i g. 1 ein vereinfachtes Blockschaltbild mit wesentlichen Teilen der erfindungsgemäßen Quantisierungsanlage in Verbindung mit einer im Betrieb befindlichen automatischen Radarerfassungsanlage,

F i g. 2 die Unterteilung des Radarüberwachungsbereiches in eine Mehrzahl von Sektoren,

F i g. 3 ein Funktionsdiagramm der in einem Sektor durchgeführten Vorgänge,

Fig.4 ein ausführliches Schaltbild einer Ausführungsform der erfindungsgemäßen Quantisierungsanlage.

Fig.5 eine Ausführungsform des Azimutfilters der Quantisierungsanlage,

F i g. 6a und ob verschiedene Weiienrormen, weiche durch das in Fig.5 gezeigte Azimutfilter für drei gleiche Eingangssignalimpulse und für einen Zustand ohne Schwächung und mit voller Schwächung erzeugt werden,

F i g. 7a, 7b und 7c verschiedene Wellenformen, welche auf das Einschwingverhalten des Azimutfilters gemäß F i g. 5 bezogen sind,

F i g. 8a und 8b jeweils die Eingangs- und Ausgangssignalwellenform des Azimutfilters in einem Betriebszustand in der Mitte zwischen einem Zustand ohne Schwächung und einem Zustand mit voller Schwächung,

F i g. 9 ein Diagramm des Filterkennlinienfeldes für ein praktisches AzimutfiltjT.

Wie aus F i g. 1 ersichtlich, wird das für die Verarbeitung ausgewählte Radarvideosignal, welches am Ausgang des Videoschalters 10 auftritt, auf das Azimutfilter 12 gegeben, wo es gewichtet mit dem bei der vorhergehenden Abtastung in dieser Entfernung gespeicherten Azimutfilterausgang addiert wird. Der Durchlaßbereicii irgendeines gegebenen Azimutfilters wird festgelegt durch das relative Gewicht, welches dem vorhandenen Eingangsvideosignal und dem Filterausgang in der gleichen Ringsektorzone bei der vorhergehenden Tastung gegeben wird. Dies kann durch die Gleichung ausgedrückt werden:

A \(m) + B0(m - 1) = 0(m),

wobei \(m) die gegenwärtige Tastung ist, 0(m — I) der Ausgang bei der gleichen Ringsektorzone während der vorhergehenden Tastung ist. A und B Gewichte sind, welche die Zeitkonstante und den Frequenzgang des Filters bestimmen, und 0(m)der Ausgang des Filters bei der gegenvärtigen Tastung ist.

Daher werden die Azimutfilter einfach gewählt, indem A und ßdie richtigen Werte gegeben werden.
Der bipolare Ausgang des Azimutfilters 12 wird im Zweiweggleichrichter 14 gleichgerichtet und um einen vorbestimmten Betrag durch das Verzögerungsgiied 16 verzögert. Das verzögerte einpolare Videosignal wird scdann auf die Doppelbegrenzer 18 gegeben. Da angenommen wird, daß das Videosignal am Ausgang des Verzögerungsgliedes 16 im gegenwärtigen Zeitpunkt auftritt ist das in diesem Verzögerungsglied gespeicherte Videosignal tatsächlich bezüglich des von den Doppelbegrenzern quantisierten Videosignals ein zukünftiges Videosignal.

Der Ausgang des Zweiweggleichrichters 14 wird auch auf das Glättungsglied 20 gegeben, welches ähnlich arbeitet wie das Azimutfilter. Die Zeiikonstante des Glättungsgliedco wird durch den Festzeichen-Sprungabtaster 63 (Fig.4) gesteuert welcher c:.-■& von zwei Zeitkonstanten wählt

Das Videosignal wird sodann auf das Entfernungsfilter 22 gegeben, in welchem die Bewertung in der Fntfernung durch geeignete Bewertung der Ausgänge einer abgegriffenen Verzögerungsleitung und durch Verwendung von üblichen /?C-Filtern durchgeführt wird. Auf diese Weise erteilt das Entfernungsfilter 22 zusammen mit dem Verzögerungsglied 16 eine symmetrische Bewertung sowohl für das Zukunfts- als auch für das Vergangenheits-Videosignal bezüglich der von den Doppelbegrenzern quantisierten Entfernungszelle. Bei Betrieb wird das jedem Abgriff der Verzögerungsleitung zugeteilte relative Gewicht durch die Zeitkonstante bestimmt für welche das Filter ausgelegt ist. Wenn beispielsweise die Zeitkonstante des Entfernungsfilters T Mikrosekunden betragen soii, dann muß die Bewertung der Verzögerungsleitungsabgriffe proportional zu

sein, wobei t die Zeitverschiebung gegen den als Gegenwart angesehenen Zeitpunkt ist. Durch Einsetzen der Zeitverschiebung der Abgriffe der Verzögerungsleitung aus dem Ausgang der Darstellungsleitung in die letztgenannte Gleichung wird das jedem Abgriff zuzuteilende relative Gewicht bestimmt.

Da das Entfernungsfilter 22 sowohl zukünftige als auch vergangene Werte des Eingangsvideosignals bezüglich der gerade qyantisierten Entfernungszelle verwendet, ist es ein Nullphasenschieber-Filter. Die Ver wendung dieses hybriden, transversalen Filters führt zu einer genaueren Abschätzung der Festzeichenwerte, als sie mit bekannten Filterverfahren erzielt werden köTin-

Das gefilterte Ausgangssignal des Entfernungsfilters 22 wird auf die Verstärkungsregler 24 (»Gain« B) und 26 (»Gain« /ψ gegeben »Gain« B vervielfacht das gefilterte Videosignal mit einem Faktor, welcher zu dem richtigen ersten Schwellenwert führt, der auf den Doppelbegrenzer B des Doppelbegrenzerblocks 18 gegeben wird. Der Ausgang des Doppelbegrenzers B wird zur Erzeugung von binären Einsern mit konstanter Geschwindigkeit für die Verwendung zur Erzielung von Abschätzungen der Korrelation des ankommenden Videosignals verwendet. Korrelation kann als Maß für die Abhängigkeit von Vorgängen definiert werden. Daher wird der Doppelbegrenzer ßini Azimut abgetastet, um eine

Abschätzung der Korrelation im Azimut durch Zählen der in einer gegebenen Bereichszelle bei aufeinanderfolgenden Abtastungen erzeugten Paare von Einsern zu erzielen, und der Doppelbegrenzer B wird außerdem in der Entfernung abgetastet, um eine Abschätzung der Korrelation in der Entfernung durch Zählen der Anzahl von durch eine einzige Entfernungszelle getrennten Einserpaaren zu erzielen. Der Doppelbegrenzer A wird abgetastet, um eine Abschätzung von »p„«. der Wahrscheinlichkeit einer Eins infolge von Rauschen, durch Zählen der Anzahl von bei einer Abtastung des Sektors erzeugten Einsern zu erzielen. Diese Abschätzungen werden mit Schwellenwerten verglichen, und es werden auf diesen Vergleichen beruhende Entscheidungen getroffen, welche Filter- oder Verstärkeränderungen vorgenommen werden müssen, um die Arbeitsweise der Anlage zu verbessern.

Die Videoausgangssignale des Doppelbegrenzers A werden dem statistischen Detektor 28 zugeführt, in dem sie in bezug auf möglicherweise vorhandene Zielobjekte ausgewertet werden. In diesem Zusammenhang findet in einer entsprechenden Schaltung ein Zweiphasen-Detektor Verwendung. Die erste Phase besteht aus einer Kurzzeit-Folgebeobachtung, welche den Anfang der Zielillumination signalisiert. Dieser Phase folgt ein sogenannter Langzeitintegrator wobei eine Übertragung auf eine eventuell erforderliche Basis erfolgt, um die durch Entfernungsringe und Azimutsektor vorgegebenen Bereichszellen systematisch einzuordnen und hierbei Kurzzeit-Ausgangssignale zu ermitteln. Diese Kombination der Phasen setzt die Speichererfordernisse auf ein Minimum herab und gibt einen sehr großen Betrag für die Aufzeichnungsempfindlichkeit vor.

Der Zieldatenverarbeiter 30 führt eine Anzahl von Funktionen in einer Ausführungsform durch, unter anderem die Trennung von überlappten Zielen, die Berechnung der Zielhöhe aus mehreren Informationen und die Koordinatenumwandlung von Radarpolarkoordinaten in rechtwinklige Koordinaten.

Der Folgerechner 36 setzt die vom Zieldatenverarbeiter empfangenen Informationen in Beziehung zu vorhandenen Flugbahnen, veranlaßt neue Flugbahnen oder beendet Flugbahnen, je nach Erfordernis. Der Folgerechner ist so programmiert, daß er die Gültigkeit der Flugbahn und die Vorhersage der nächsten Flugbahnlagen bestimmt.

Der Regler 32 für die Quantisierungsanlage bewirkt die Auswahl des Videoeingangssignals, der Filter und der Verstärkungsregler in der Quantisierungsanlage. Bei einer Arbeitsweise mit »geschlossener Schleife« werden die Verst^rkungsregier. Filter und das Videoeingangssignal in Abhängigkeit von entweder am Steuerpult 34 ausgelösten Befehlen oder im Fall von Befehlen zum Einregein des Ausgangs des Doppelbegrenzers A auf einen bestimmten Wert vom Folgerechner 36 automatisch ausgewählt. Bei einer Arbeitsweise mit sogenannter »offener Schleife« werden das Videoeingangssignal, die Verstärkungsregler und die Filter von Hand am Steuerpult gewählt und in allen Sektoren des überwachten Bereichs verwendet Es wird angenommen, daß der Regler 32 für die Quantisierungsaniage bei der Durchführung seiner Funktionen verschiedene Zähler zur Zeitgebung und Steuerung und zur Verwendung in Verbindung mit der Beobachtung der Doppelbegrenzerausgänge sowie einen Speicher zur Speicherung von Parametern, wie Filterwerten, Videosignaltyp und »p„« für jeden der Sektoren aufweist. Die Quantisierungssteuerung 32 ermöglicht über die Verwencung von Zeit vorgaben über einen Zeitgenerator od. dgl. und Zähler die Unterteilung des Bereichs unter den gegebenen Überwachungsbedingungen in eine Vielzahl von Sektoren. Die Lokalisierung irgendeines gegebenen Sektors wird durch die Vorgabe seines Azimutwinkels und Entfernungsbereichs definiert. Im Azimut, beginnend mit einem Bezugspunkt, wie etwa dem Nordpunkt, wird die Zählung mittels der Quantisierungssteuerung 32 auf einer Anzahl von Radar-Überstreichungs-Triggerschaltungen vorgenommen, wodurch eine vollständige Abtastung des Beobachtungsbereichs erreicht werden kann. Die Zählung zu irgendeiner Zeit gibt den Azimutwinkel des Bereichs vor. der zufolge des Überstreichens des Bereichs in Uhrzeigerrichtung, von dem Bezugspunkt aus gesehen, gemessen ist. In den Entfernungsringen werden die Zeitimpulse von der Quantisierungssteuerung 32 erzeugt, wobei diese eine vorbestimmte Wiederholungsfrequenz besitzen. Eine Aufzählung dieser Impulse während jeder Radarüberstreichung setzt zu irgendeiner Zeit den Entfernungsbereich, der gerade überstrichen wird, fest. Die Zähler und der Speicher können von bekannter Bauart sein, und ihre tatsächliche Ausbildung, welche von den Erfordernissen der jeweiligen Anlage abhängen kann, ist dem fachmännischen Können des Schaltungsplaners überlassen.

Die Funktion des Steuerpults 34 besteht darin, daß eine Anzahl von Betriebsarten gewählt werden kann, »p_n«-B?^ceh\e eingegeben werden können und der Befehl, die Schätzungen und Steuerungen für jeden Sektor zur Darstellung auf dem Steuerpult-Anzeigegerät gewählt werden können. Wenn der Defehlsquellenschalter am Steuerpult 34 auf die Arbeitsweise eingestellt wird, bei der Befehle vom Folgerechner 36 angenommen werden, kann der Rechner jeden der Sektoren adressieren und einen »p„«-Befehl eingeben, um die Empfindlichkeit in diesem Sektor zu ändern.

F ι g. 2 zeigt den überwachten Bereich, welcher in Sektoren unterteilt ist. Die Anzahl von Sektoren kann in Anpassung an die jeweiligen Arbeitsbedingungen gewählt werden. Bei einer Ausführungsform werden 2048 Sektoren verwendet, obwohl auch die zweifache Anzahl von Sektoren möglich ist. Jeder Sektor hat eine Kombination von Steuereinstellungen, welche jeweils einem der 16 Azimutfilter, der 16 Entfernungsfilter, der 32 Ver-Stärkungsregeleinstellungen und drei Typen von Videoeingangssignalen entsprechen. Infolge der großen Anzahl von Steuereinstellungen ist es möglich, daß jeder der 2048 Sektoren eine andere Einstellungskombination hat.

F i g. 3 veranschaulicht die Grundoperationen, welche bei jedem Überstreichen eines Sektors durchg .führt werden. In der ersten Entfernungszelle (definiert als vorbestimmter Entfernungsschritt in Seemeilen = 1,85 km) im Sektor werden die Parametereinstellungen, weiche von diesem Sektor erhalten wurden, aus dem Speicher gelesen und verwendet. Während des Überstreichens des Sektors werden Schätzungen durchgeführt, Steuerungen werden auf Grund des Ergebnisses der Abtastungen verändert, und bei der letzten Entfernungszelle im Sektor werden die geänderten Daten in das für diesen Sektor vorbehaltene Wort geschrieben.

Bei einer in Fig.4 dargestellten Ausführungsform

der Quantisierungsaniage sind drei Eingangsklemmen 11,13 und 15 vorgesehen, welche die Radarvideosignale empfangen. Die an diesen Klemmen auftretenden Videosignale werden jeweils als Videoausgangssignaie eines angepaßten Filters, einfach auf Gleichspannungskomponenten der Festzeichen gefiltertes Videosignal

oder als doppeltfestzeichengefiltertes Videosignal bezeichnet. Nach der Impulshöheneinstellung in nicht gezeigten, in die Leitung geschalteten Schwächungsgliedern werden die Videosignale jeweils auf die Abschnitte A. B und C des Videoschalters 10 gegeben, welche als elektronische Torschaltungen dienen. Eine logische Dekoder-^halturig 17 ist mit jedem der Abschnitte des Videoscharters verbunden. In Abhängigkeit von einem Befehl aus dem Regler 32 für die Quantisierungsanlage schaltet die logische Dekodierschaltung einen der Abschnitte des Videoschalters auf Durchgang, so daß das für die Verarbeitung in jedem Sektor der Quantisierungsanlage am besten geeignete Videosignal ausgewählt wird. Es wird bemerkt, daß bei der Auswahl der Videoeingangssignale angenommen wird, diese Videosignaltypen seien in der Quantisierungsanlage tatsächlich verfügbar. Wenn nur ein Typ vorhanden ist, können der Videoschalter, die logische Dekodierschaltung und die zugehörigen Schaltungen weggelassen werden. Das Videosignal aus dem gewählten Abschnitt des Videoschalters wird über eine Puffertreiberstufe 19 auf das Azimutfilter 12 gegeben. Das Azimutfilter umfaßt Differenzverstärker 21 und 23, eine Koaxial-Verzögerungsleitung 25, ein spannungsgesteuertes Schwächungsglied 27, einen Digital-Analog-Umsetzer 29, einen Puffer 31 und eine Ultraschall-Verzögerungsleitung 33.

Bei Betrieb wird das gewählte Videoausgangssignal aus der Puffertreiberstufe 19 direkt auf die negative (umkehrende) Eingangsklemme des Verstärkers 21 und über -ine Koaxial-Verzögerungsleitung 25 auf die positive (nicht umkehrende) Eingangsklemme des Verstärkers 23 gegeben. Die Verstärker 21 und 23 bilden einen Differenzrechenverstärker. Die Koaxialleitung 25 gleicht die Schaltungsverzögerungen im Schwächungsglied 27 und im Verstärker 21 aus. Das spannungsgesteuerte Schwächungsglied 27, bei welchem ein Feldeffekttransistor (FET) verwendet wird, wird zur Erzielung einer Schwächung oder eines Gewichtes W auf Befehl des Digital-Analog-Umsetzers 29 verwendet. Der Umsetzer empfängt eine Steuer-Bitinformation über Leitungen 35 vom Quantisierungsanlagenregler 32 und setzt dieselben in die Analogspannung zur Eingabe des Gewichts W in das Schwächungsglied 27 um. Das Ausgangssignal des Verstärkers 21, welches in der Leitung 37 auftritt, wird durch das Schwächungsglied 27 umgekehrt, bevor es auf die negative (umkehrende) Klemme des Verstärkers 23 gegeben wird. Der Ausgang des Verstärkers 23, welcher in der Leitung 39 auftritt, wird auf den Puffer 31 gegeben, welcher in der Lage ist, die niedrige Impedanz der Ultraschall-Verzögerungsleitung 33 zu steuern. Bei einer Ausführungsform ist die Leitung eine offengeregelte Präzisions-Quarzverzögcrungsleitung mit einem elektronisch veränderlichen Trimmer. Der Trimmer weist eine Handeinstellung auf, welche eine Einstellung der Filter-Impulsfolgefrequenz auf die Radar- Pulsfolgefrequenz (PFF) gestattet

Die Theorie der Arbeitsweise des Azimutfilters wird nachfolgend mit Bezug auf die F ι g. 4 bis 9 erläutert. Die mit den römischen Ziffern I und II in Fig.5 bezeichneten Verstärker entsprechen den Verstärkern 21 bzw. 23 in Fig.4. Das Schwächungsglied Win Fig.5 entspricht dem Schwächungsglied 27 in F i g. 4 mit der Ausnahme, daß von dem ersteren angenommen wird, es übt seine Funktion ideal ohne Umkehrung des im letzteren erzeugten Signals aus. Die Koaxial-Verzögerungsleitung 25 in Fig.4 entspricht der Leitung A in Fig.5. Die Ultraschall-Verzögerungsleitung 33 wird durch den Block »A«'m F i g. 5 wiedergegeben.

Das Azimutfilter ist ein veränderliches Hochpaßfilter für abgetastete Daten, welches für eine aus einer Mehrzahl von Grenzfrequenzen programmiert werden kann. Die Wahl der Grenzfrequenz beruht auf dem Befehl der Informationsbits des Quantisierungsanlagenreglers, welche auf die Leitungen 35 des Digital-Analog-Umsetzers 29 gegeben werden.

Ein Zielzeichen oder ein Festzeichen in einer gegebenen Radarentfernung, abgetastet mit der PFF, kann als

ίο dopplermoduliertes Signal mit einer Frequenz zwischen null und einhalb PFFbetrachtet werden. Die Folge von Informationen von einem Ziel in einer gegebenen Entfernung ändert sich in der Amplitude, wie wenn sie durch ein Signal moduliert wäre. Im allgemeinen hat die Modulation von auf einem Luftfahrzeug beruhenden Informationen eine Frequenz irgendwo zwischen null und einhalb PFFzur Folge, was von der Radialgeschwindigkeit des Luftfahrzeugs abhängt, wobei die höheren Frequenzen wahrscheinlicher sind. Auf einem Festzeichen beruhende Informationen haben andererseits Nullkomponenten oder niederfrequente Komponenten. Im allgemeinen sind diese nicht Null infolge der nicht beseitigten Plattformbewegung und eines auf Seitenlappen und dem Abtasten der Radarantenne beruhenden Doppler-Restsignals. Das Azimutfilter verarbeitet diese Informationen mit einer gegebenen Geschwindigkeit derart, daß die niederfrequenten Komponenten im Azimut beseitigt werden. Es stellt tatsächlich ein Hochpaßfilter im Azimut längs eines gegebenen Entfernungskreises dar.

Bei Beobachtung eines einzelnen Entfernungsschrittes kann der Ausgang eines Impulsradars als Folge von Probewertentnahmen in verschiedenen Azimuten betrachtet werden. Wenn ein bestimmter Entfernungsschritt gegeben ist und angenommen wird, daß ein sich bewegendes Ziel oder Objekt vorhanden ist, weisen die Informationen von diesem bewegten Objekt eine Dopplerfrequenzkomponente auf, welche von der relativen Bewegungsgeschwindigkeit von Radar und Ziel, von der Radarfrequenz und von der Impulsfolgefrequenz PFF abhängt.

In F i g. 5 ist das Azimutfilter gemäß der Erfindung in Betriebsform dargestellt. »W« ist ein Bewertungsnetzwerk, welches als Widerstands-Schwächungsglied arbeitet. »Δ« ist eine Verzögerungsleitung mit einer Länge von MPFF. Von dieser Verzögerungsleitung wird angenommen, daß sie einen Übertragungsfaktor I aufweist. Im Arbeitsdiagramrn sind zwei Differenzverstärker I und II mit der Übertragungsfunktion E_am = E_cm+, E_3US = — Eein- dargestellt. Die F i g. 6a und 6b zeigen die verschiedenen Wellenformen für ein Signal, welches aus drei gleichen, mit der PFF auftretenden Impulsen besteht und für das die Bewertung Wm einem Fall gleich 1 und in einem anderen Fall gleich Null ist.

Die erste Überlegung wird für den Fall durchgeführt, daß W gleich 1 ist, d. h„ daß das Gewicht 1 der Einstellung des Schwächungsgliedes auf die Schwächung Null entspricht. Der erste Impuls tritt in die positiven (nicht umkehrenden) Eingänge der Verstärker I und II ein und tritt unmittelbar und unverändert am Punkt B auf, welcher eo, der Ausgangsspannung, entspricht Der Impuls geht unverändert durch das Schwächungsglied W, wie bei dem Punkt Cangedeutet, zum negativen (umkehrenden) Eingang des Verstärkers II. Da an beiden Eines gangsklemmen des Verstärkers II gleiche Impulse auftreten, ist sein Ausgang E_3US = E_cin H E_ei„- = 0, welches die am Punkt D in F ι g. 5 auftretende Spannung ist. Daher ist der Eingang in das Glied »Δ« gleich 0, und der

Ausgang der Verzögerungsleitung am Punkt Eist ebenfalls Null. Eine Betrachtung der PFF-Perioden 2 und 3 zeigt das gleiche Ergebnis. Daher geht die Impulsreihe unverändert durch das Filter, wie in F i g. 6a gezeigt.

Eine weitere Betrachtung der vorangehenden Ausführungen zeigt, daß der Ausgang des Azimutfilters gleich dem Eingang ist, und zwar unabhängig von der Länge der Impulsreihe, solange die Impulse in der Entfernung zusammenfallen und gleiche Amplitude besitzen. Da eine Reihe von gleichen Impulsen der Abtastung oder Probewertentnahme einer Gleichspannung oder einer Wellenform mit der Frequenz Null entspricht, ist ersichtlich, daß das Filter alle Frequenzen bis zu PF/72 durchläßt, wenn Wgleich 1 ist.

Es wird nun ein zweiter Fall betrachtet, bei welchem Wgleich Null ist. Ein Gewicht von Null entspricht einer derartigen Einstellung des Schwächungsgliedes, daß kein Signal durchgeht. Der erste Impuls (A) gehl in die

Ausgangssignal auf. Der Impuls tritt ebenfalls unmittelbar am Punkt Dauf. Es ist kein Eingangssignal am Punkt C vorhanden, da Ungleich Null ist. Der bei D auftretende Impuls geht in die Verzögerungsleitung und tritt um 1IPFF später auf, genau zu dem Zeitpunkt, in dem der zweite Impuls am Punkt .4 auftritt. Infolgedessen gehen der zweite Impuls und der verzögerte erste Impuls gleichzeitig und mit gleichen Amplituden in den Verstärker I und löschen einander, so daß am Punkt B kein Ausgangssignal vorhanden ist. Die gleiche Überlegung gilt für den mit 3 bezeichneten Impuls. Bei der Periode 4 ist kein Eingangssignal am Punkt A vorhanden. Der verzögerte Impuls 3 tritt jedoch am Punkt E, dem Ausgang des Filters auf, wie in Fig.6b dargestellt. Was ein besonderer Impuls zu sein scheint, wird sich weiter unten in einem Abtastdaten-Hochpaßfilter als Entsprechung für differenzierte vordere und rückwärtige Flanken herausstellen.

Wenn die obige Untersuchung auf eine längere Reihe von konstanten Impulsen ausgedehnt wird, treten die gleichen, oben beschriebenen Merkmale auf. Der erste auf das Filter gegebene Impuls erscheint unverändert am Ausgang.

Keine weiteren Impulse treten auf, solange am Eingang Impulse vorhanden sind. Zuletzt tritt ein negatives Bild des Impulses um MPFF nach dem letzten Impuls auf. Da eine lange Impulsreihe der Abtastung einer Gleichspannung, d. h. der Frequenz Null, entspricht, stellt sich die Schaltung als ein Hochpaßfilter heraus. Die Analogie kann insofern weitergeführt werden, daß zwar das Auftreten der vorderen und rückwärtigen Flanke der Impulsreihe, jedoch nicht das Auftreten des »flachen Daches« der Differenzierung gestattet wird.

Bei der vorangehenden Beschreibung der Arbeitsweise des Azimutfilters 12 wurde das Einschwingverhalten des Filters berücksichtigt. Unter weiterer Bezugnahme auf das Arbeitsdiagramm der F i g. 5 sowie Bezugnahme auf die Fig. 7a und 7b wird nunmehr die Überlegung auf die Anwendung des Filters auf abgetastete Filtersinuswellen ausgedehnt. Fig.7a zeigt eine Folge von Wellenformen, in welcher numerierte Zeitintervalle durch 1IPFF getrennt sind. Diese Signalreihe kann als Ergebnis der Abtastung einer Sinuswelle mit der Frequenz PFR/2 mit einer bestimmten Phase betrachtet werden, wie in F i g. 7b dargestellt. Es wird zu der letztgenannten Figur erwähnt, daß eine abgetastete Welle zwei Perioden der PFFüberdeckt.

Wenn man die Anwendung des Azimutfilters auf die Wellenform der F i g. 7b betrachtet und annimmt, daß W - 1 ist, tritt der erste Impuls bei A, B und C, jedoch nicht bei D auf. vVährend des zweiten Abtastintervalls tritt kein Signal bei E, A oder ßauf. Die weitere Untersuchung zeigt ähnliche Ergebnisse für die übrigen Intervalle. Daher ist ersichtlich, daß das Filter für W = I bei F-FF/2 keine Schwächung ausübt. Für W=O tritt der erste Impuls bei A, B und D, jedoch nicht bei E auf. Während des zweiten Intervalls tritt kein Impuls bei A auf, jedoch tritt der verzögerte erste Impuls bei E und

ίο infolgedessen umgekehrt bei B, dem Ausgang, auf. Die weitere Untersuchung zeigt das in Fig. 7c dargestellte Ergebnis. Die überlagerte Sinuswelle zeigt, daß das Signal unverändert in der Frequenz, jedoch verdoppelt in der Amplitude austritt. Diese Amplitudenverdopplung erfordert eine Korrektur, wie weiter unten erläutert wird. Jedoch wird vorerst unter der Annahme, daß dh* Verdopplung durch einen Faktor (1 + W)Il = V₂ (für W = 0), also für VV = 1 und W=O, korrigiert worden is!, festgestellt, daß eine Impulsfolge auf Grund einer abgetasteten Dopplerfrequenz PFFI2 durch das Filter ohne Schwächung geht. Wie weiter oben erläutert, ist es für Impulsreihen offensichtlich, daß die Schaltung ein Hochpaßfilter für W = 0 ist und daß sie alle Frequenzen für W = 1 durchläßt.

Um die Untersuchung der Wirkungsweise des Azimutfilters zu Ende zu bringen, wird als nächstes der Fall betrachtet, bei dem W Werte zwischen 1 und 0 annehmen kann. Wenn man gemäß F i g. 8a eine Reihe von drei Impulsen betrachtet, wird die Arbeitsweise des FiI-tersfürW= V₂ untersucht.

Der erste aus der Reihe von e* Impulsen geht in die nicht umkehrenden Klemmen der Verstärker I und 11 beim Punkt A mit einem Wert 1 im ersten PFF-Intervall und tritt aus dem Verstärker I am Punkt B als eo mit einer Amplitude 1 aus. Beim Austreten aus dem Schwächungsglied What er eine Amplitude von V₂. Das Ausgangssignal des Verstärkers !I ist daher 1 — 'Z₂ = V₂ am Punkt D. Im zweiten PFF-Intervall tritt der zweite Impuls bei A mit der Amplitude 1 ein. Gleichzeitig tritt jedoch der verzögerte erste Impuls (— V₂) aus der Verzögerungsleitung »Δ« aus und geht in die mkehrende Eingangsklemme des Verstärkers I. Am Punkt B ist das Ausgangssignal es gleich 1 — V₂ = V₂. Der Impuls mit der Amplitude V₂ geht sodann durch das Schwächungsglied und tritt mit einer Amplitude V₄ aus. Das Eingangssignal des Verstärkers II ist der zweite Impuls mit der Amplitude 1 und der Impuls mit der Amplitude V4, so daß man am Punkt D die Amplitude 1 — '/4 = V₄ hat. Im PFF-Intervall 3 tritt der dritte Impuls in den Verstärker I am Punkt A mit einer Amplitude 1 ein. Der verzögerte zweite Impuls Zf tritt aus der Verzögerungsleitung mit der Amplitude V₄ aus, so daß das Ausgangssignal bei B gleich 1 — V₄ = V₄ ist. Im Intervall 3 ist das Ausgangssignal des Schwächungsgliedes C gleich Vg, und das Ausgangssignal des Verstärkers II am Punkt D ist gleich V₈.

Während des vierten PFF-Intervalls ist kein Eingangsimpuls e, am Punkt A vorhanden, jedoch tritt der verzögerte dritte Impuls mit der Amplitude ⁷Ig am umkehrenden Eingang des Verstärkers I auf und erscheint am Punkt B, dem Ausgang, als ein Impuls mit der Amplitude — ⁷Ig. Beim Durchgang durch das Schwächungsglied tritt er mit der Amplitude — Vi₆ aus und wird im Verstärker II umgekehrt, und sodann tritt er aus der

6ä Verzögerungsleitung im PFF-Intervall 5 am Punkt EaIs Impuls mit der Ampfitude ⁷A₆ aus. Abermals im Verstärker I umgekehrt, tritt er bei B als Impuls mit der Amplitude — ⁷/i6 auf. Der Impuls läuft weiter durch die Ver-

zögerungsleitung mit der PFF um, wobei er jedesmal halbiert wird, bis er im Rauschpegel untergeht. Dies ist in F i g. 8b dargestellt.

Nachdem das Azimuteinschwingverhalten des Filters für drei Gewichte, nämlich W= 1, '/₂ und 0, untersucht worden ist, kann daraus geschlossen werden, daß das Azimutfilter sich in analoger Weise wie ein Hochpaßfilter mit langer, mittlerer oder kurzer Zeitkonstante verhält, was von dem zugeordneten Gewicht W abhängt. Ferner bestimmt wie bei bekannten Filtern das Verhalten des Filters im Zeitbereich, d. h. beim Einschwingverhalten, das Verhalten des Filters im Frequenzbereich oder im stationären Zustand. Daher arbeitet das Azimutfilter ais Hochpaß-Abtastdatenfilter bei der PFF, wobei die Grenzfrequenz (3-dB-Punkt) durch die Größe von Wbestimmt wird.

F i g. 9 zeigt das Kennlinienfeld eines praktischen Azimutlilters für verschiedene Werte von W, wobei angenommen wird, daß die Korrektur eo(B)= (1 + W)/2 beträgt. Es irt nunmehr ersichtlich, daß ein Azimutfilter mit veränderlichem Gewicht W und einer veränderlichen Grenzfrequenz für die Quantisierungsanlage gemäß der Erfindung außerordentlich vorteilhaft ist. Längs eines gegebenen Radarentfernungskreises ist es möglich, das abgetastete Dopplerfrequenzen enthaltende Radarvideosignal derart zu filtern, daß der Rauschoder Festzeichenabstand für im Stö'-pegel untergegangene Ziele verbessert wird. Ferner ist es infolge einer veränderlichen Grenzfrequenz möglich, eine Grenzfrequenz zu wählen, die stärkste Festzeichen- oder Störzeichenunterdrückung mit c·- geringsten Zielunterdrükkung verbindet. Die Grenzfrequenz kann so verändert werden, daß durch Einstellung der Schwächung oder des Gewichts Wein Optimum erzielt wird.

Die Auswahl des richtigen Gewichtsfaktors W wird durch den Quantisierungsanlagenregler — auch Steuereinheit 32 genannt — vorgenommen und beruht auf einer Bewertung der empfangenen Radarvideosignale aus irgendeinem beliebigen Sektor des überwachten Bereiches. Und zwar wird die aktuelle Einstellung des Gewichtsfaktors Wdes Azimutfilters, worauf schon bei der Beschreibung des Doppelbegrenzers B in F i g. 1 hingewiesen wurde, von dem Quantisierungsanlagenregler 32 in Abhängigkeit von einer Abschätzung der Korrelation zuvor empfangener Radarvideosignale ausgewählt. Die drei Bedingungen, welche die Auswahl regeln, sind die folgenden: (a) das vorliegende Azimutfilter nimmt einen größeren Ausschnitt des Spektrums weg, als es zum Abflachen des Spektrums erforderlich ist; (b) das Spektrum ist flach, und das richtige Azimutfilter wird verwendet; (c) ein unzureichender Teil des Spektrums wird durch das verwendete Azimutfilter geschwächt. Die Abschätzung der Korrelation der empfangenen Radarvideosignale, auf welcher die Auswahl beruht, wird durch Abzählen der Anzahl von Einser-Paaren aus dem Doppelbegrenzer B des Blocks 18 durchgeführt. Der Quantisierungsanlagenregler 32 bestimmt, ob der Probewert innerhalb vorbestimmter Grenzen liegt oder nicht. Die erwartete Anzahl von Paaren, welche gezählt wird, wenn die Ausgänge des Doppelbegrenzers B unabhängig sind, ist für jeden Sektor bekannt. Die Schwellwerte bei dem Paare-Probewert werden so festgelegt, daß sie etwa innerhalb einer Normalabweichung von der erwarteten, d. h. mittleren Anzahl von Paaren liegen. Wenn der Probewert eine Zählung ergibt, welche um eine Normalabweichung oder weniger unterhalb dem Mittelwert liegt, so wird ein Azimutfilter verwendet, welches einen geringere?

Teil des Spektrums aussondert. Wenn die Zählung innerhalb einer Normalabweichung liegt, wird das gegenwärtig verwendete Filter für richtig gehalten. Wenn die Probewertentnahme zu einer Zählung führt, welche um eine Normalabweichung oder mehr oberhalb des Mittelwerts liegt, wird ein Zusammenhang mit dem Störpegel angenommen, und es wird ein Filter eingeschaltet, das einen größeren Teil des Spektrums aussondert. Die jeweils beim Austritt aus dem Sektor vorhandene Azimutfiltereinstellung wird im Speicherteil des Quantisierungsanlagenreglers 32 gespeichert und wird aus dem Speicher beim abermaligen Eintreten in den Sektor bei der folgenden Abtastung herangeholt.

Wie weiter aus F i g. 4 ersichtlich, wird das Ausgangssignal des Verstärkers 21 über die Leitung 41 auf die negative Klemme des Differenzverstärkers 43 gegeben. Weiter wird das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Schwächungsgliedes 27, das in der Leitung 45 auftritt, zur positiven Klemme des Differenzverstärkers 43 geleitet. Kürzer gesagt, die Eingangssignale des Differenzverstärkers 43 sind das Ausgangssignal So des Azimutfilters sowie das geschwächte und umgekehrte Signal. Die Funktion des Differenzverstärkers 43 besteht darin, den obenerwähnten Korrekturfaktor (1 + W)/^]/₇ in Verbindung mit dem Betrieb des Azimutfilters anzubringen.

Das am Ausgang des Differenzverstärkers 43 auftretende korrigierte Signal geht durch einen Differenzpuffer (»Restorer« I) 47, welcher einen Teil der weiter unten zu beschreibenden Gleichspannungs-Wiederherstellungsfunktion durchführt, und wird durch den Gleichrichter 14 doppelweg-gleichgerichtet. Das Ausgangssignal des Gleichrichters wird über den Puffer 49 auf den nächsten größeren Bestandteil der Quantisierungsanlage, nämlich das Glättungsglied 20 gegeben. Das Glättungsglied besteht aus einem Paar von Differenzverstärkern 51 und 53, dem Glättungs-Schwächungsglied 55, dem Puffer 57, einer Koaxial-Verzögerungsleitung 59 und einer Ultraschall-Verzögerungsleitung 61. Es ist ersichtlich, daß die Ausbildung des Glättungsgliedes ähnlich ist wie diejenige des oben beschriebenen Azimutfilters, mit der Ausnahme, daß das Ausgangssignal der ersteren vom Ausgang des Verstärkers II (Fig.5) und nicht vom Ausgang des Verstärkers I (F i g. 5) genommen wird, wie beim letzteren.

Das Ausgangssignal des Verstärkers 53 des Glättungsgliedes ist das Komplement des Ausgangssignals des Verstärkers 51. Tatsächlich kann das Ausgangssignal des Glättungsgliedes durch Subtrahieren des Ausgangssignals des Azimutfilters von Eins erhalten werden.

Das Glättungsglied ist ein Tiefpaß-Probeentnahmeoder Abtastdatenfilter oder ein Integrator. Seine Funktion besteht darin, die Augenblicksamplitude der Empfängerstörsignale längs eines gegebenen Radarentfernungskreises zeitlich zu integrieren oder zu ermitteln. Da das Zeitintegral der gleichgerichteten Störung die effektive Störzeichenamplitude erreicht, kann festgestellt werden, das das Glättungsglied ein effektives Maß für das Empfängerrauschen längs eines gegebenen Entfernungskreises erzeugt. Wenn das Glättungsglied eine ausreichend lange Zeitkonstante hätte, so würde das Ausgangssignal bei einem weißen Rausch- oder Störeingang nach einer ausreichend großen Anzahl von PFF-Perioden ein Gleichspannungssignal mit einer Amplitude gleich dem 0,885fachen des effektiven Werts des Videosignals sein. Es ist erforderlich, eine effektive Rauschabschätzung durchzuführen, welche auf Messun-

gen über schmale Bereiche beruht, da in sinem Radarempfänger die effektive restliche Störung und das Rauschen sich als Funktion von Entfernung und Azimut ändern.

Das Bewertun^snetzwerk W des Glättungs-Schwächungsgliedes 55 wird auf eines der beiden Gewichte W = 03 oder 0,8 (bei einer praktischen Ausführungsform) durch den Festzeichen-Sprungfühler 63 umgeschaltet, welcher über die Leitung 65 zur Wirkung kommt Die Änderung in der Bewertung ergibt eine Änderung in der Zeitkonstante des Filters. Wenn das Bewertungsnetzwerk auf 03 geschaltet ist, werden die Vorderflanken des Festzeichenrestes, welcher durch das A?imutfilter geht, zuletzt auf die Doppelbegrenzerschaltung gegeben, wo sie einen Sprung im Schwellenwert hervorrufen und dadurch die Quantisierung der Fest- oder Störzeichenfianke verhindern. Bei einem Gewicht von 0,8 ändert sich der Schwellenwert langsamer. Die Quantisierung der restlichen Störzeichenflanken wird weniger wirksam verhindert Das Gewicht 0,8 wird normale-weise verwendet, daß es zu einer Schätzung des Mittelwerts der restlichen Störung und des restlichen Rauschens führt, welcher auf einem verhältnismäßig großen Probewert beruht In Abwesenheit von Störungssprüngen ergibt dieses Gewicht daher eine genauere Messung des Mittelwerts.

Der im vorangegangener. Abschnitt erwähnte Festzeichen-Sprungfühler 63 empfängt ein Signal, welches das gleiche ist, das auf den Eingang des Azimutfilters gegeben wird, sowie ein zweites Signal, welches dem Ausgangssignal der Ultraschall-Verzögerungsleitung 33 des Azimutfilters entspricht Wenn der erste Impuls einer Impulsreihe plötzlich am Eingang des Azimutfilters auftritt jedoch noch nicht am Ausgang der Verzögerungsleitung aufgetreten ist, und der Impuls eine ausreichende Amplitude besitzt, so spricht der Siörzeichen-Sprungfühler durch Änderung des Bewertungsnetzwerks des Glättungsgliedes von einem Gewicht von 0,8 auf ein Gewicht von 03 an. Später, wenn das verzögerte Ausgangssigna! eine Amplitude nahe der Eingangsamplitude erreicht, wird das Glättungsgliedgewicht auf 0,8 zurückgestellt Am Ende der Impulsreihe, wenn keine Impulse am Eingang des Azimutfilters vorhanden sind, jedoch noch Impulse ausreichender Amplitude am Ausgang der Verzögerungsleitung vorhanden sind, wird das Glättungsgliedgewicht abermals auf 03 geändert, bis das verzögerte Ausgangssignal auf einen vernachlässigbaren Wert abfällt. Dieser Vorgang gewährleistet eine optimale Löschung von Diskontinuitäten (Sprüngen) in der Festzeichenamplitude.

Der nächste bei der beschriebenen Ausführungsform der Quantisierungsanlage verwendete Bestandteil ist das Gleichspannungs-Wiederherstellungsglied. Dieses umfaßt den »Restorer« I (den Differenzpuffer 47), den »Restorer« Il und den Unterbrecher 67, welche miteinander über die Leitung 73 gekoppelt sind. Der Zweck ist die Wiederherstellung des Bezugswerts des Eingangssignals, welcher infolge der kondensatorgekoppelten Schaltungen im Analogteil der Quantisierungsanlage verlorengeht.

Wie oben erwähnt, sind die Videosignale als Eingänge in die Quantisierungsanlage verfügbar. Diese sind das Videoausgangssignal eines angepaßten Filters, das einfach auf Gleichspannungskomponenten der Festzeichen gefilterte Videosignal und das doppeltgefilterte Videosignal. Welches Signal gewählt wird, hängt vom logischen Zustand der vom Quantisierungsanlagenregler 32 gelieferten Steuerbits m 1 und m 2 ab. Die Steu;rbits m 1 und m 2 werden auf den Unterbrechergenerator gegeben, welcher die Signale m Y und m2' erzeugt die auf die logische Dekoderschaltung 17 gegeben werden. Während des Wiederherstellungsintervalls werden unabhängig von der Wahl des Eingangs m Y und m 2' auf einen vorbestimmten Code gesetzt Es ist zu bemerken, daß das Wiederherstellungsintervall bei jedem Oberstreichen auftritt und daß es in einem Zeitpunkt beginnt welcher der maximalen Weite entspricht, und über eine vorbestimmte Zeit dauert In allen anderen Zeitpunkten sind m 1' und m 2' gleich in 1 bzw. m 2. Die Signale m 1' und m 2' werden in der logischen Schaltung 17 in den vier Leitungen dekodiert welche einen der drei Eingänge des Videoschalters 10 auswählen. Der vierte Eingang, welcher nur während des Wiederherstellungsintervalls gewählt wird, ist ein Gleichspannungswert welcher 0 Volt am Eingang entspricht Daher besteht das Ausgangssignal des Videoschalters 10 für eine Überstreichung aus dem ausgewählten Videosignal bis zur maximalen Entfernung und aus einem Gleichspannungswert von der maximalen Entfernung bis zu einer vorbestimmten Entfernung während des folgenden Überstreichens.

Das ausgewählte Videosignal wird auf das Azimutfilter gegeben, wo es seinen Gleichspannungswert verliert. Das Ausgangssignal des Azimutfiiters wird über den Differenzverstärker 43 auf den »Restorer« I (Differenzpuffer 47) gegeben, welcher eine Klemmschaltung ist und den während des Wiederherstellungsintervalls auftretenden Gleichsspannungswert auf 0 Volt einstellt. Das Ausgangssignal des Doppelweg-Gleichrichters 14 wird über den Puffer 49 auf das Glättungsglied 20 gegeben. Da die Glättungsschaltungen ebenfalls kapazitiv gekoppelt sind, wird das in der Leitung 69 auftretende Ausgangssignal des Glättungsgliedes zur Gleichspannungswiederhersieiiung auf den »Restorer« i i gegeben. Das Ausgangssignal des »Restorers« H₁ welches in der Leitung 71 auftritt, wird auf das Entfernungsfilter 22 und die Verstärkungsregler 75 der Quantisierungsanlage gegeben. Die Ausgangssignale der letzteren treten jeweils an den Leitungen 77 bzw. 79 auf und werden auf die Doppelbegrenzer A und B des Doppelbegrenzerblocks 18 gegeben. Diese Ausgangssignale haben einen gemeinsamen Bezugswert mit dem aus »Restorer« I austretenden und über den Puffer 49 und die Verzögerungsleitung 16 auf die Eingangsleitung 81 den Doppelbegrenzer A und B gegebenen Signal.

Wie weiter aus F i g. 4 ersichtlich, wird das Videoausgangssignal des Entfernungsfilters 22, welches in der Leitung 83 auftritt, durch die Verstärkungsregler 75 verarbeitet, welche die Regler 24 (»Gain« B), 26 (»Gain« A) und 89 (»Gain« G) umfassen. Am Beginn jeder Sektorüberstreichung, d. h. der .Sektorabweichung einer einzelnen Überstreichung, wird die Information für »Gain« B und »Gain« A vom Speicherte!! des Quantisierungsanlagenreglers 32 gelesen und wird in Verbindung mit den Digital-Analog-Umsetzern 85 und 87 jeweils zur Einstellung von »Gain« B und »Gain« A für die Dauer der Sektorüberstreichung verwendet. »Gain« A empfängt außer einem Eingangssignal von »Gain« B auch ein Eingangssignal von »Gain« G, was eine Nenneinstellung der Verstärkungsregelung entsprechend einem Befehl auf die Quantisierungsanlage zum Einregeln des Ausgangssignals des Doppelbegrenzers A auf einen bestimmten Wert ergibt. Der Befehl kann vom Steuerpult 34 (F ig. 1) oder vom Folgerechner 36 (F i g. 1) kommen. »Gain« A und »Gain« B werden zur Steuerung des den Doppelbegrenzern A und B des Doppelbegrenzer-

blocks 18 erteilten Begrenzerwertes verwendet.

Bei einer Ausführungsform wird die Auswahl der Werte von »Gain« A und »Gain« B in der folgenden Weise getroffen. Bei jeder ungeraden numerierten Oberstreichung wird ein Probewert der Geschwindigkeit, mit der der Doppelbegrenzer A Einser erzeugt (was er immer dann tut, wenn das auf denselben gegebene Videoeingangssignai den Schwellenwert übersteigt), durch Zählen der Anzahl von durch den Doppelbegrenzer A erzeugten Einsern erhalten, während der Sektor überstrichen wird. In Verbindung mit dem von »Gain« G erzeugten Eingangssignal, wie oben erläutert, kann die erwartete Anzahl von Einsern bei jeder Überstreichung vorausgesagt und mit der tatsächlichen Anzahl von gezählten Einsern verglichen werden. Wenn die Probewertzählung statistisch innerhalb der Genzen liegt, wird »Gain« A als richtig angenommen und geändert. Wenn die tatsächliche Zählung niedriger ist als erwartet, wird »Gain« A als zu hoch angenommen und vermindert Wenn die rrobewertzahiung für zu hoch gehalten wird, wird »Gain« A für zu niedrig gehalten und erhöht (durch Erhöhung des Schwellenwerts am Doppelbegrenzer A)₁ so daß die Geschwindigkeit gesenkt wird, mit der Einser durch den Doppelbegrenzer A in diesem Sektor erzeugt werden. Beim Verlassen des Sektors wird der auf die richtige Höhe gebrachte Wert von »Gain« A im Speicherteil des Quantisierungsanlagenreglers 32 gespeichert und als Ausgangswert beim abermaligen Eintritt in den Sektor verwendet.

Bezüglich der Gesamtempfindlichkeit der Quantisierungsanlage ergeben »Gain« G und »Gain« A die Verstärkung oder den Verstärkungsfaktor, mit welchem desMittelwert der Flauschverteilung multipliziert werden muß, um das gewünschte »p_n« zu erhalten. Wenn ein Befe.h! entweder von? Steuerpult 34 oder vom Rechner 36 über den Quantisierungsanlagenregler 32 empfangen wird, das Ausgangssignal des Doppelbegrenzers A auf einen bestimmten Betrag einzuregeln, so wird eine Nenn- oder Grobverstärkungseinstellung in »Gain« G gegeben. Korrekturen an diesem Nennwert werden vorgenommen, wenn die Schätzung anzeigt, daß der gewünschte Betrag nicht erreicht wird. Solche Korrekturen ergeben sich aus der Feinverstärkungseinstellung, welche von »Gain« A geliefert wird, insbesondere, wenn Jieser durch die den Rechner 36 enthaltende Rückkopplungsschleife gesteuert wird. Daher wird die von »Gain« A gelieferte Verstärkung zu der ursprünglich von »Gain« G gelieferten addiert, um den Befehl »p_n« zu erhalten. Es ist zu bemerken, daß »p„« für schrittweise Änderungen in »Gain« A verhältnismäßig unempfindlieh ist, da jede schrittweise Veränderung einem sehr kleinen Änderungsschritt in der Verstärkung entspricht. Die Verstärkungsparameter in »p„« für jeden Sektor werden ebenfalls im Speicher gespeichert.

Bezüglich der Auswahl des Werts von »Gain« B, weleher den Schwellenwert des Doppe'begrenzers B während jeder geradzahligen Überstreichung eines Sektors mit Ausnahme von Überstreichungen, die ein Vielfaches von 16 sind, regelt, wird ein Probewert der Anzahl von aus dem Doppelbegrenzer B kommenden Einsern genommen. Der Doppelbegrenzer B unterscheidet sich vom Doppelbegrenzer A dadurch, daß er zur Einregelung von »p„«aui einen festen Wert und nicht zur Regelung des veränderlichen »p_n« bestimmt ist. welches für den Doppelbegrenzer A durch die Wirkung von »Gain« G wählbar ist. Wenn der vom Doppelbegrer.zer B genommene Probewert nicht statistisch innerhalb der gewünschten Grenzen liegt, wird »Gain« B geändert.

Sonst würde er ohne Änderung gelassen. Der Doppelbegrenzer B wird nur dazu verwendet, die Paarabschätzungen zu erhalten, welche ein Maß für die Korrelation des Videosignals darstellen. Da »p„« am Ausgang des Doppelbegrenzers B konstant gehalten wird, ist die gewünschte Paarzählung festgelegt Die Verwendung des Doppelbegrenzers B beseitigt daher das Erfordernis, die Prüfung der Paarzählung zu ändern, wenn der »p„«--Befehl für die Quantisierungsanlage geändert wird. Nur der Schwellenwert für den Doppelbegrenzer A wird durch den »p_n«-Befehl vom Folgerechner oder vom Steuerpult beeinflußt

Hierzu 4 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentanspruch:

Radaranlage mit Festzielunterdrückung, bei der Radarvideosignale in einer Vielzahl einzeln ausgefilterter Ringsektorzonen, die in dem Anzeigebereich der Radaranlage jeweils durch zwei Entfernungsringe und zwei Azimutradien definiert sind, verarbeitet werden, mit einem Filter (Azimutfilter 12) zur Unterdrückung der Festzielechos im Radarvideosignal, wobei danach die Auswertung und Zuordnung des Radarvideosignals in binär-codierter Form über eine logische Schaltung erfolgt, wobei das Filter (Azimutfilter 12) das Radarvideosignal der gerade getasteten Ringsektorzone und das bei der vorhergehenden Tastung derselben Ringsektorzone erhaltene Ausgangssignal des Filters (Azimutfilter 12) gewichtet addiert, und wobei der Durchlaßbereich des Filters (Azimutfilter 12) eine Funktion des relativen Gewichtsfakton ist, mit dem das Radarvideosignal der gerade getasteten Ringsektorzone und das bei der vorhergehenden Tastung derselben Ringsektorzone erhaltene Ausgangssignal des Filters (Azimutfilter 12) addiert werden, dadurch gekennzeichnet, daß der relative Gewichtsfaktor des Filters (Azimutfilter 12) zeitlich variabel ist, und daß die logische Schallung eine Steuereinrichtung (32) enthält, die aus einer Abschätzung der Korrelation unmittelbar vorausgegangener empfangener Radarvideosignale Daten für die automatische Einstellung des relativer. Gewichtsfaktors des Filters (Azimutfilter 12) für das aktuell e-npfanf ~ne Radarvideosignal liefert.