DE19954255A1

DE19954255A1 - Phase Lock Loop und diesbezügliches Verfahren

Info

Publication number: DE19954255A1
Application number: DE19954255A
Authority: DE
Inventors: Gregory Redmond Black; Louis Michael Nigra; Michael Edward Denzin
Original assignee: Motorola Inc
Current assignee: Motorola Mobility LLC
Priority date: 1998-11-23
Filing date: 1999-11-11
Publication date: 2000-06-08
Anticipated expiration: 2019-11-12
Also published as: CN1255782A; GB2344006B; DE19954255B4; JP2000165459A; BR9905641A; GB9926094D0; GB2344006A; KR20000035604A; US6157271A

Abstract

Eine Phase Lock Loop (PLL) zur direkten Modulation enthält einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) (114). Ein Teiler (438) hat einen ersten Teilereingang, der mit dem VCO gekoppelt ist, und einen zweiten Teilereingang, um eine Divisorsequenz zu empfangen, welche eine Modulation bewirkt. Ein Phasendetektor (102) hat einen ersten Detektoreingang, welcher mit dem Teiler gekoppelt ist, um die Ausgabe desselben zu empfangen, sowie einen zweiten Detektoreingang, um eine Referenzeingabe zu empfangen. Eine Abstimmschaltung (406) ist mit dem Phasendetektor und dem VCO gekoppelt, wobei die Abstimmschaltung auf ein variables DC-Referenzpotential anspricht, so daß die Abstimmschaltung ein Frequenzansprechverhalten aufweist, welches über die Modulationsbandbreite konstant ist, wobei die PLL eine PLL vom Typ I mit geringer Modulationsstörung ist.

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft Phase Lock Loops (PLLs) und insbesondere Phase Lock Loops mit geringer Störung und schnel ler Abstimmung bei direkter digitaler Modulation.

PLLs (Phasenregelkreise) werden allgemein bei Funksystemen ver wendet, um die Ausgangsphase eines spannungsgesteuerten Oszil lators ("voltage controlled oscillator" (VCO)) zu stabilisie ren. PLLs umfassen im allgemeinen einen VCO, welcher in einer Steuerschleife enthalten ist. Die Steuerschleife umfaßt einen Frequenzteiler zum Teilen der Frequenz des VCO durch einen Di visor, einen Phasendetektor und eine stabile Frequenzreferenz zum Erzeugen einer Spannung oder eines Stroms, wobei diese der Phasendifferenz zwischen dem geteilten VCO-Signal und der sta bilen Frequenz analog sind, und einen Schleifenfilter zum Er zeugen einer VCO-Steuerspannung aus dem Phasendetektorausgang. Eine direkte digital modulierende PLL bewirkt eine Modulation der VCO-Ausgangsphase durch Veränderung des Divisors des Fre quenzteilers.

Bei einem Standard eines globalen Systems für mobile Kommunika tion ("Global System for Mobile communication (GSM) standard") muß der Sende-VCO in der Lage sein, eine 100 MHz-Stufe mit ei ner höheren Genauigkeit als 90 Hz in weniger als 200 Mikrose kunden zu verriegeln, d. h. einen eingerasteten Zustand einzu nehmen. Der Grund hierfür besteht in dem Erfordernis, den Stromverbrauch durch das Ausschalten (OFF) des Sendeuntersy stems zu minimieren, wenn es nicht benötigt wird, und es schnell wieder zu starten, wenn es eingeschaltet (ON) wird. Es ist weiterhin wichtig, daß diese Spezifikation über einen be trächtlichen Temperaturbereich und bei Varianzen der Bauteile erfüllt wird.

Eine digitale Modulation ist sehr erwünscht, jedoch in einer derartigen Umgebung nur schwerlich einzurichten. Das Vermeiden einer Störung der Modulation ist möglicherweise die schwierig ste Herausforderung. Bei GSM-Systemen ist ein Maß der Modulati onsstörung der globale Phasenfehlerstandard ("global phase er ror standard"), durch welchen ein Modulationsphasenstörungsli mit von 5 Grad rms ("root mean square", mittlerer quadratischer Fehler) auferlegt wird.

Um eine geringe Störung der Modulationsphase zu erreichen, muß der PLL-Schleifenfilter sorgfältig im Hinblick auf Phasenlinea rität als auch für die üblichen Gestaltungskriterien wie Stabi lität, Verriegelungszeit und PLL-Bandbreite gestaltet sein.

Modulierte Signale haben ein Spektrum, welches durch eine Modu lationsbandbreite gekennzeichnet ist. Die Modulationsbandbreite ist der Frequenzbereich mit einem Offset von der Kanalmitte, in welchem die Spektralleistung der Modulation vorliegt. Bei GSM- Systemen beträgt die Modulationsbandbreite etwa 100 kHz. Direk te digitale Modulation erfordert eine PLL-Bandbreite, welche größer ist als die Modulationsbandbreite, um eine Dämpfung des Modulationsgehaltes bei Frequenzen mit einem größeren Offset zu vermeiden.

Eine weitere Herausforderung bezüglich einer erfolgreichen Ver vollständigung einer direkten digital modulierenden PLL ist das Erfordernis, unerwünschte störende Emissionen zu vermeiden. Bei GSM-Systemen muß das Ausgangsradiofrequenzspektrum ("output ra dio frequency (RF) spectrum") aufgrund des Modulators um 30 dBC bei einem Offset bezüglich des Trägers von 200 kHz unterdrückt werden, und um 60 dBC bei einem Offset von 400 kHz bezüglich des Trägers. Die GSM-Spezifikation erfordert weiterhin, daß störende Emissionen bei einem Frequenzoffset von mehr als 1,8 MHz von der Kanalmitte ein Leistungsniveau von weniger als 30 dBm aufweisen. Diese Einschränkungen bezüglich störender Emis sionen bedeuten, daß obere Begrenzungen bezüglich der PLL- Bandbreite erzeugt werden.

Wenn eine Phase Lock Loop (PLL) eine rasche Abstimmung über ei nen großen Frequenzbereich zur Verfügung stellen muß, geringe Modulationsstörungen aufweisen soll, was eine große PLL- Bandbreite erforderlich macht, und nur geringe störende Emis sionen erzeugen soll, was eine hohe Selektivität erforderlich macht, so kann eine herkömmliche Schleifenfilterkonfiguration unangemessen sein. Eine herkömmliche PLL vom Typ II kann eine rasche Abstimmung über einen breiten Bereich zur Verfügung stellen, jedoch führt eine gute Selektivität im allgemeinen zu einem Kompromiß bezüglich der Modulationstreue.

Es ist daher erwünscht, eine verbesserte PLL zur Verfügung zu stellen.

Die vorliegende Erfindung wird nun mit Bezug auf die begleiten den Zeichnungen anhand bevorzugter Ausführungsformen beispiel haft beschrieben.

Fig. 1 ist ein Schaltungsschema, welches eine PLL vom Typ II des Standes der Technik teilweise in Form eines Block diagrammes veranschaulicht.

Fig. 2 ist ein Schaltungsschema in Form eines Blockdiagrammes, welches eine verbesserte PLL veranschaulicht.

Fig. 3 ist ein Schaltungsschema in Form eines Blockdiagrammes, welches eine andere Ausführungsform einer verbesserten PLL veranschaulicht.

Fig. 4 ist ein Schaltungsschema in Form eines Blockdiagrammes, welches eine weitere Ausführungsform einer verbesserten PLL veranschaulicht.

Eine verbesserte direkt modulierende Phase Lock Loop (PLL) um faßt einen VCO. Ein Teiler hat einen ersten Teilereingang, wel cher mit dem VCO gekoppelt ist, sowie einen zweiten Teilerein gang, um eine modulationsauslösende Divisorsequenz zu empfan gen. Ein Phasendetektor hat einen ersten Detektoreingang, wel cher mit dem Teiler gekoppelt ist, um von diesem eine Ausgabe zu empfangen, sowie einen zweiten Detektoreingang, um eine Re ferenzeingabe zu empfangen. Eine Abstimmschaltung ist mit dem Phasendetektor und dem VCO gekoppelt, wobei die Abstimmschal tung auf ein variables DC-Referenzpotential anspricht, so daß die Abstimmschaltung ein Frequenzansprechverhalten aufweist, welches über die Modulationsbandbreite konstant ist die PLL ist vom Typ I mit geringer Modulationsstörung.

Die verbesserten PLLs gestatten eine sehr geringe Modulations störung und geringe störende Spektralemissionen. Bei speziellen vorteilhaften Ausführungsformen können die verbesserten PLLs bei beliebigen Anwendungen eingesetzt werden, welche einen gro ßen Abstimmbereich und eine rasche Erfassung erfordern, wie et wa bei einem direkten Modulationssynthesizer, welcher eine ra sche Abstimmung und einen breiten Abstimmbereich fordert.

Ein vorteilhafter GSM-Sender basiert auf einem Mehrfach- Akkumulator-PLL-Synthesizer ("multiple accumulator PLL synthe sizer"), welcher die erforderliche Gaussian-Minimum-Shift- Keying-Modulation (GMSK) für GSM-basierende Funktelefone er zeugt. Bei einem solchen Sender ändert der Modulationsprozeß den Divisor des Teilers, wobei die variable Divisorsequenz in einem Mehrfach-Akkumulator-Sequenz-Generator erzeugt wird. Die PLL muß ein gut gedämpftes Ansprechverhalten mit einer Band breite in der Größenordnung der Modulationsbandbreite haben, welche bei einer Implementierung in einem Funktelefon bei spielsweise 100 kHz betragen kann, um die erwünschte Modulation mit einer minimalen Störung zu vollziehen. Die PLL muß eben falls, beim Beispiel eines Funktelefons, eine Unterdrückung von etwa 20 dB bei einem Offset von 400 kHz aufweisen, um das Rau schen des Senderbandes zu unterdrücken, wobei weiterhin das -60 dBC-Dämpfungserfordernis der GSM-Spezifikation für den Ausgang des RF-Spektrums aufgrund der Modulation erfüllt werden muß.

Eine PLL 100 (Fig. 1) vom Typ II gemäß dem Stand der Technik, welche in einem GSM-Sender verwendet werden könnte, umfaßt ei nen Phasendetektor 102, welcher eine Referenzphase am Eingang 104 und ein Rückkopplungssignal am Eingang 107 empfängt. Der Phasendetektor erzeugt ein Ausgangssignal, welches ein der Pha sendifferenz des Referenzeingangs 104 und des Rückkopplungsein gangs 107 analoger Strom ist. Der Ausgang des Phasendetektors 102 ist mit einer Abstimmschaltung 106 verbunden.

Die Abstimmschaltung 106 enthält einen Widerstand 108 und einen Kondensator 110. Für Fachleute ist klar, daß eine PLL vom Typ II zwei Integratoren in der Schleife aufweist. Der Kondensator 110 ist ein Generator in der Schleife, wenn er von dem Phasen detektorausgangsstrom über den Widerstand 108 getrieben wird. Die Abstimmschaltung 106 ist so dargestellt, daß sie mit einem Filter 112 verbunden ist. Tatsächlich enthält der Filter die Abstimmschaltung 106 sowie Schaltungen um eine zusätzliche Fil terung zu bewirken, wenn dies erwünscht ist. Der Ausgang des Tiefpaßfilters ist mit einem VCO 114 verbunden, welcher ein Si gnal mit einer Frequenz ausgibt, die proportional zu seinem Steuerungseingang ist. Der VCO 114 wirkt als zweiter Integrator in der Schleife.

Der Ausgang 116 des VCO ist das phasenverriegelte Signal ("phase locked signal"). Das phasenverriegelte Signal wird ei nem Teiler 118 eingegeben. Der Teiler führt die Signalfrequenz stufenweise nach unten und gibt dieses Signal einem Phasende tektor ein, welcher das Referenzphasensignal mit dem Rückkopp lungssignal des Teilers 118 vergleicht. Eine variable Divisor sequenz wird dem Eingang 120 eingegeben, woraufhin der Teiler 118 ein moduliertes Signal erzeugt.

Die PLL 100 vom Typ II hat eine offene Übertragungsfunktion zweiter Ordnung bei niedrigen Frequenzen, was durch das Ampli tuden-"roll-off" (Amplitudendämpfung) und das Phasenansprech verhalten gekennzeichnet ist. Beispielsweise kann die PLL mit einer "roll-off"-Rate von 12 dB pro Frequenzoktave und mit ei nem Phasenansprechverhalten von -180 Grad versehen sein. Wenn die Frequenz ansteigt und sich der Einheitsverstärkungsfrequenz nähert, welche etwa gleich der Schleifenbandbreite ist, so kommt es zu einer Übertragung von Null beim Frequenzansprech verhalten der offenen Schleife. Die Frequenz der Übertragung Null beeinflußt den Stabilitätsspielraum, den Dämpfungsfaktor und die Selektivität des Ansprechverhaltens der geschlossenen Schleife der PLL 100, und die Anwendungen können begrenzt sein, bei welchen die PLL 100 verwendet werden kann. Wenn die PLL beispielsweise in einem Sender verwendet wird, so erzeugt die Übertragung von Null eine signifikante Phasenstörung der Sen dermodulation, wenn der Schleifenfilter im Sinne einer guten Selektivität und einer raschen Abstimmung ausgelegt ist. Die Störung kann durch ein Erhöhen der Frequenz mit der Übertragung von Null über die Modulationsbandbreite hinaus eliminiert wer den. Diese Maßnahme zu ergreifen und die Stabilität aufrechtzu erhalten, erfordert jedoch ein Erhöhen der Einheitsverstär kungsbandbreite der Frequenz mit der Übertragung Null. Bei praktischen Senderanwendungen führt dies jedoch zu einer unzu reichenden Unterdrückung des breitbandigen Senderrauschens.

Stellt man die erforderliche Schleifenbandbreite zur Verfügung, könnte die Störung ebenfalls vermindert werden, indem die Fre quenz mit der Übertragung Null in den Bereich des Gleichstroms (DC) verringert wird. Jedoch erfordert dies einen unpraktikabel großen Wert des Kondensators 110. Der Wert des Kondensators 110 ist hauptsächlich durch die Anforderung begrenzt, daß eine ra sche Abstimmung stattfinden soll, jedoch auch durch sekundäre Faktoren, wie die physikalische Größe und die dielektrische Ab sorption. Im allgemeinen führt eine größere Kapazität zu lang sameren Erfassungszeiten der PLL, einem Kondensator mit großen physikalischen Abmessungen und einer höheren dielektrischen Ab sorption. Bei Sendern für Systeme in der Art eines GSM-Systems schließt die Anforderung einer schnellen Erfassung die Verwen dung eines großen Kondensators aus.

Die Abstimmgeschwindigkeit ist in etwa die Zeit, welche benö tigt wird, um den Kondensator 110 auf die erforderliche Ab stimmspannung ausgehend von seiner Ausgangsspannung bei gegebe nem Strom, der von dem Phasendetektor in dem Erfassungsmodus zur Verfügung gestellt wird, zu laden:
T_tune= (ΔV.C)/I_cp
wobei:
T_tune = erforderliche Zeit zum Erreichen der erwünschten Fre quenz;
ΔV = erforderliche Spannungsänderung;
C = Kapazität des Kondensators; und
I_cp = der während der Erfassung verfügbare Phasendetektor strom.

Ein Vorteil der PLL vom Typ II besteht darin, daß der Kondensa tor ein Verfahren zur Verfügung stellt, bei dem ein willkürlich großer Abstimmbereich bei einer gegebenen angemessenen Zeit er reicht wird, wobei der Kondensator auf eine willkürliche Span nung mit einem willkürlichen Phasendetektorstrom geladen wird.

Eine PLL 200 (Fig. 2) vom Typ I enthält eine Abstimmschaltung 206. Die Abstimmschaltung 206 umfaßt einen Widerstand 208. Die PLL 100 hat in der Abstimmschaltung keinen Integrator, und es befindet sich nur ein einzelner Integrator in der Schleife. Der einzelne Integrator ist durch den VCO 114 verwirklicht. Da in der Abstimmschaltung kein Kondensator enthalten ist, ist das Frequenzansprechverhalten der Abstimmschaltung zwischen DC bis zu einer Frequenz außerhalb der PLL-Bandbreite konstant.

Die PLL 200 enthält keine Übertragung von Null, da sie keinen Kondensator enthält, wodurch es nicht zu der Störung kommt, die von der PLL 100 vom Typ II erzeugt wird. Die PLL 200 mit nur einem einzelnen Integrator ist inhärent stabil, wobei es mög lich ist, die PLL-Bandbreite willkürlich zu erniedrigen, ohne daß eine Instabilität verursacht wird, die in Schleifen höherer Ordnung auftritt. Daher kann eine PLL 200 so gestaltet werden, daß die Bandbreite gleich der Modulationsbandbreite oder etwas größer ist, jedoch niedrig genug, um eine ausreichend breitban dige Rauschunterdrückung zu erreichen, ohne daß eine Schleifen instabilität bewirkt würde. Dies ist bei einigen Anwendungen die komplette Lösung des Problems der Modulationsstörung und des breitbandigen Rauschens bei einer modulierenden PLL.

Jedoch ist bei einer PLL vom Typ I, da kein Kondensator vorge sehen ist, der Abstimmbereich begrenzt auf:

Δf = F_n.ϕ_max.N

wobei:

Δf = einseitige Abweichung von der Mittenfrequenz am VCO- Ausgang;
F_n = natürliche Frequenz der PLL bei Verwendung einer Leer laufverstärkung ("open-loop gain magnitude");
ϕ_max = einseitiger maximaler Bereich des Phasendetektors;
N = Rückkopplungsteilerverhältnis f_in/f_out.

Dieses Abstimmbereichlimit kann bewirken, daß einige Verwendun gen bei der erforderlichen PLL-Bandbreite, der Referenzfrequenz und dem Abstimmbereich ausscheiden, wie etwa die direkte GSM- Modulation.

Eine verbesserte PLL 300 ist in Fig. 3 dargestellt. Die PLL 300 umfaßt eine variable Referenzabstimmschaltung 306. Die Abstimm schaltung 306 enthält einen Digital-Analog-Converter (DAC) 312, welcher mit einem Eingang 311 verbunden ist. Ein Controller 316 erzeugt ein digitales Frequenzsteuerungssignal mit offener Schleife (Leerlauf-Frequenzsteuerungssignal, "open loop fre quency control signal"). Der Ausgang des DAC 312 ist mit dem Anschluß 314 verbunden, an welchem die DC-Abstimmspannung liegt. Der DAC 312 erzeugt unter der Kontrolle des digitalen Frequenzsteuerungssignals mit offener Schleife am Eingang 311 ein variables DC-Referenzpotential am Anschluß 314. Die Ab stimmspannung am Anschluß 314 ist die Abstimmspannung für die erwartete Frequenz, auf welcher die PLL verriegelt.

Der Controller 316, welcher eine programmierbare Logikeinheit, ein Mikroprozessor oder dergleichen sein kann, enthält Spei cherwerte, welche für jeden der Frequenzbereiche vorbestimmt ist, in denen die PLL erwartungsgemäß arbeitet. Diese Signale werden dem DAC zur Verfügung gestellt, wenn die PLL in einem bestimmten erwarteten Frequenzbereich arbeitet. Indem ein nicht geerdetes Referenzpotential beim Anschluß 314 zur Verfügung ge stellt wird, welches mit der Frequenz der PLL in Verbindung steht, wird die Erfassungszeit der PLL verringert.

Die PLL 300 vermeidet eine Begrenzung des Frequenzbereiches der PLL 100 indem eine variable DC-Abstimmschaltung 306 verwendet wird, die mit dem Referenzpotential am Anschluß 314 der Ab stimmschaltung 306 verbunden ist. Da der DAC 312 eine Gleich strom-Spannungsquelle (DC) ist, bleibt ihr Wechselstrompotenti al (AC) auf Erdpotential, wobei alle Aspekte der PLL-Dynamik, wie etwa die Bandbreite und die Rauschunterdrückung, dieselben sind, wie bei der PLL 200 mit einer Abstimmung auf Erdreferenz. Dieser Typ einer PLL löst die Probleme der Modulationsstörung und des breitbandigen Rauschens in einer PLL, wobei die Fähig keiten im Hinblick auf den Abstimmbereich im Vergleich zu der PLL nach Fig. 2 verbessert wurden. Jedoch verbleiben uner wünschte Aspekte beim Betrieb der PLL 300 aufgrund der erfor derlichen Kenntnis der Abstimmspannung an dem Anschluß 314 in nerhalb +/- ΔV, um eine Verriegelung der PLL zu erreichen. Es besteht das Erfordernis der Alterungsstabilität und der Tempe raturstabilität des VCO sowie der Eichung und der Speicherung des Frequenzsteuerungssignals der offenen Schleife am Eingang 311 in dem Controller 316. Die PLL 300 ist bei jenen Anwendun gen am nützlichsten, welche eine VCO-Abstimmspannung von 0 Volt +/- ΔV erfordern, wodurch der Frequenzbereich dieser PLL stark begrenzt ist.

Eine drahtlose Kommunikationsvorrichtung 401 mit einer verbes serten PLL 400 zur direkten Modulation ist in Fig. 4 darge stellt. Wie bei der PLL 300 ist die verbesserte PLL 400 vom Typ I mit einem DC-Bezugspotential am Anschluß 409. Jedoch erzeugt die Abstimmschaltung 406 das DC-Referenzpotential 409 automa tisch, indem die PLL mit einer Schleife vom Typ II vor dem Be trieb in einem Modus vom Typ I abgestimmt wird. Dies beseitigt das Erfordernis, die Abstimmspannung innerhalb von +/- ΔV zu kennen, die Temperatur- und Alterungsstabilitätsanforderungen des VCO werden geringer, und es wird das Erfordernis beseitigt, daß eine Eichung und eine Speicherung des Frequenzsteuerungs signals der offenen Schleife, welches am Eingang 311 zur Verfü gung gestellt wird, für die PLL 300 aus Fig. 3 vorliegt.

Die drahtlose Kommunikationsvorrichtung 401 (Fig. 4) kann ein Funktelefon, ein Zweiweg-Funkgerät ("two-way radio"), ein Modem oder eine andere Kommunikationsvorrichtung sein. Die Kommunika tionsvorrichtung 401 umfaßt eine direkte Modulation am Teiler 438, welcher zu sendende Daten am Eingang 412 empfängt. Die mo dulierten Daten werden am Ausgang 116 ausgegeben. Die modulier ten Daten werden im Verstärker 408 zum Aussenden über die An tenne 410 verstärkt.

Bei der Kommunikationsvorrichtung werden Signale, die von dem Mikrofon 440 nachgewiesen werden, in digitale Signale im Con troller 442 und Synthesizer 444 konvertiert, bevor sie in den Frequenzteiler 438 eingegeben werden. Über die Antenne 410 emp fangene Signale werden in dem Empfänger 448 demoduliert und dem Controller 442 eingegeben. Diese Signale können Steuerungs signale enthalten, die in dem Controller 442 in einer herkömm lichen Weise verarbeitet werden, wobei Stimmsignale durch den Lautsprecher 446 ausgegeben werden.

Die Abstimmschaltung 406 ist eine geschaltete Abstimmschaltung, da sie Schalter 414 und 416 enthält. Diese Schalter 414 und 416 sind so verbunden, daß sie Steuerungssignale an den Eingängen 418 bzw. 420 empfangen. Die Steuerungssignale werden von dem Controller 442 erzeugt, wobei sie anzeigen, ob die Kommunikati onsvorrichtung auf ein Signal verriegelt wird oder ob bereits eine Phasenverriegelung erreicht wurde. Die Schalter können un ter Verwendung von Transistoren implementiert werden, wie etwa von Feldeffekttransistoren oder Anordnungen mit bipolaren Tran sistoren. Der Schalter 414 wird mit der Erdung über einen Wi derstand 422 und einem Kondensator 424 verbunden. Die Verbin dung 409 des Widerstandes 422 und des Kondensators 424 ist mit dem Schalter 416 über einen Pufferverstärker 426 und einem Wi derstand 428 verbunden.

Der Phasendetektor ist als Stromquellenphasendetektor veran schaulicht, wobei er jedoch ebenfalls als Spannungsquellenpha sendetektor implementiert sein kann. Der Tiefpaßfilter 112 ist ein optionales Element, und er wird nur vorgesehen, wenn zu sätzliche Filterung zu derjenigen, welche von den Abstimmschal tungen 106, 206, 306 und 406 für die PLL erforderlich ist. Der VCO ist ein konventioneller VCO. Der Frequenzteiler 438 ist ein variabler Teiler, welcher am VCO-Ausgang 116 arbeitet, wobei er auf den Divisor am Eingang 120 anspricht. Der Divisor wird vor zugsweise unter Verwendung eines Mehrfach-Akkumulator- Generators erzeugt. Operationen des Mehrfach-Akkumulator- Sequenzgenerators bestehen darin, daß die Sequenz am Eingang 120 die erwünschte Modulation am VCO-Ausgang 116 erzeugt. Ande re Typen von Sequenzgeneratoren können verwendet werden. Die modulierten Daten können alternativ am Phasendetektorrefe renzeingang 104 eingegeben werden, oder die Daten können durch eine Kombination des Eingangs 120 und des Eingangs 104 eingege ben werden.

Beim Betrieb während der Frequenzerfassung ist die Schaltung in einem Zustand vom Typ II, wobei der Schalter 414 in der einge schalteten (ON) (geschlossenen) Position und S2 in der ausge schalteten (OFF) (offenen) Position ist. Der Widerstand 428 und der Ausgang des Verstärkers 426 sind gegen den Rest der Schal tung isoliert. Der Verstärker 426 hat eine sehr hohe Ein gangsimpedanz, wodurch er die Schaltung bei offenem Schalter 416 nicht signifikant beeinflußt. Hierdurch ist die Schleife als PLL vom Typ II konfiguriert. Während der Erfassung ist die Modulationsstörung vom Typ II nicht relevant, wobei ihr will kürlicher Abstimmbereich erforderlich ist, um eine rasche Ver riegelung zu erreichen. Der Phasendetektor stellt dem Kondensa tor 424 Strom zur Verfügung, bis er die erforderliche Abstimm spannung erreicht. Die Schleife beginnt dann den Verriegelungs prozeß. In dieser Konfiguration wird der Widerstand 422 so ge wählt, so die Anforderungen an den Stabilitätsspielraum und das Verriegelungsverhalten der PLL erfüllt werden. Der Kondensator 424 wird so ausgewählt, daß die erforderliche Erfassungszeit erreicht wird; folglich hat er eine geringe Kapazität, um die rasche Erfassung zu gestatten.

Sobald die Frequenz erfaßt ist, was in einer geeignaten her kömmlichen Art und Weise festgestellt wird, wird die Schleife in einem Zustand vom Typ I neu konfiguriert, indem der Schalter 414 auf Aus geschaltet wird (OFF) (offen) und der Schalter 416 eingeschaltet wird (ON) (geschlossen). Wenn der Schalter 414 auf OFF steht, so ist der Widerstand 422 aus der Schaltung ent fernt, und der Kondensator 424 ist isoliert, wobei er auf die erforderliche Abstimmspannung geladen ist. Der Kondensator 424 wird diese Spannung über einen von Leckeffekten abhängigen Zeitbereich aufrechterhalten. Diese Spannung wird ebenfalls am Ausgang des Verstärkers 426 aufrechterhalten, einem Einheits verstärkungsspannungsverstärker oder Puffer. Der Verstärker 426 und der Kondensator 424 verhalten sich als Spannungsquellen mit geringer Impedanz bei der Kondensatorspannung. Mit dem Schalter 416 auf ON wird die nominale Abstimmspannung dem Widerstand 428 als Offset zugeführt, statt diesen zu erden.

Bei der Ausführungsform nach Fig. 4 ist der Anschluß am Ausgang des Phasendetektors 102 mit einer Referenz verbunden, welche die nominale Abstimmspannung ist. Entsprechend ist es nicht er forderlich, daß der Phasendetektor 102 eine beliebige Gleich stromeingabe (DC) zur Aufrechterhaltung der Frequenz zur Verfü gung stellt. Statt dessen ist es nur erforderlich, die DC- Offsets und das Driften des Kondensators zu kompensieren. Eben falls wird ein kleiner Wechselstrom (AC) injiziert, um dynami sche Phasenverschiebungen zu verfolgen, wie etwa die erwünschte Modulation von Daten. Da die Ausgangsimpedanz des Verstärkers 426 gering ist, wirkt der Verstärker für AC-Signale als Verbin dung zur Erdung, wodurch er im dynamischen Sinne äquivalent zu einer Schleife vom Typ I wird. Diese dynamische Äquivalenz be deutet, daß die Modulationsstörung so gering ist, wie bei einer herkömmlichen auf Erde bezogenen Schleife vom Typ I.

Bei der Konfiguration vom Typ I wird sich der Kondensator 424, auch wenn er durch den Verstärker 426 isoliert ist, langsam aufgrund von Effekten wie Eigenleckstrom, endlichem Widerstand der Schaltungsverbindungen, wie des Schalters 414, und Vorspan nungsströmen, welche für den Eingang des Verstärkers 426 erfor derlich sind, entladen. Eine Änderung der Spannung beim Konden sator 424 wird eine entsprechende Änderung am Ausgang des Ver stärkers 426 erzeugen. Die PLL 400 wird die Phase des VCO ein stellen und somit den Ausgangsstrom des Phasendetektors 102, um eine konstante Abstimmspannung aufrechtzuerhalten. Da die Span nung über dem Widerstand 422 die Differenz zwischen dieser kon stanten Abstimmspannung und dem Ausgang des Verstärkers 426 ist, entsprechen Änderungen dieser Verstärkerausgangsstärke Än derungen der Phase. Die Beziehung zwischen den Kondensatorspan nungsänderungen und der VCO-Ausgangsphase kann folgendermaßen ausgedrückt werden:

δϕ(t) = -N.(I/K_ϕ).(δV_c(t)/R1)

wobei:
δϕ(t) = Änderung der VCO-Ausgangsphase in Radiant;
δV_c(t) = Änderung der Spannung des Kondensators C1; und
K_ϕ = Phasendetektorverstärkung in Ampere pro Radiant.

Die Entladung ist typischerweise linear, da sie durch einen konstanten Leckstrom aus dem Kondensator verursacht wird. Die Spannungsdrift ist daher:

dV_c(t) = -(I_leak/C).t

wobei:
I_leak l = den Kondensator verlassender Leckstrom.

Setzt man dies in die obige Gleichung ein, so ergibt sich:

δϕ(t) = N.(I/K_ϕ).(I_leak/R1.C).t.

Die Ableitung dieser Phasendrift ist eine konstante Frequenz verschiebung:

δω = N.(I/K_ϕ).(I_leak/R1.C).

Der Leckstrom muß daher gesteuert werden, um die Frequenzfeh leranforderungen zu erfüllen.

Das Rauschen am Ausgang des Verstärkers 426 wird direkt in ein Phasenrauschen übersetzt, wobei dieselbe Gleichung wie für die obige Kondensatordrift gilt:

ϕ_n(t) = -N.(I/K_ϕ).(V_n(t)/R1).

Ein verwendeter Operationsverstärker muß eine sorgfältig spezi fizierte Rauschfunktion über kritische Frequenzbereiche aufwei sen, um die spektralen Reinheitsanforderungen am Ausgang zu er füllen.

Die Aspekte der PLL 400 bezüglich einer Modulation mit hoher Wiedergabetreue sind potentiell bei einem beliebigen frequenz synthetisierten Untersystem anwendbar, welches direkte Modula tionstechniken verwendet, einschließlich aller analoger und di gitaler drahtloser Untersysteme. Die Gesichtspunkte der schnel len Abstimmung haben eine zusätzliche Anwendung bei beliebigen Untersystemen, welche direkte Modulationstechniken verwenden und für die eine schnelle Abstimmung erforderlich ist, wie Mehrfachzugriff im Zeitmultiplex ("Time Division Multiple Ac cess" (TDMA)) und Kanalsprung- oder Frequenzsprung- Streuspektrum ("Frequency Hopping Spectrum").

Eine Folge-Halte-Schaltung ("track and hold circuit") wird durch den Kondensator 424, den Verstärker 426 und die Schalter 414 und 416 zur Verfügung gestellt. Die Folge-Halte-Schaltung stellt einen sanften Übergang von einem PLL-Filter vom Typ II zu einem PLL-Filter vom Typ I zur Verfügung. Der PLL-Filter vom Typ II wird während der Frequenzerfassung wegen seiner Fähig keiten bezüglich des Abstimmbereiches verwendet. Der Filter vom Typ I wird während des Folgemodus verwendet, um eine gute Wi dergabetreue aufrechtzuerhalten. In einem GSM-TDMA-System, bei dem die Datenbündel relativ kurz sind, wobei der Transceiver die Frequenz am Anfang von jedem Bündel erfaßt, um ein Herun terfahren der Leistung zwischen den Datenbündeln zu gestatten, ist der Kondensator klein (z. B. 0,01 µF), um eine rasche Erfas sung zu erleichtern und die Halteperiode von etwa 1 Millisekun de bereitzustellen.

Ein vorteilhafter GSM-Sender kann daher erstellt werden, wel cher einen Mehrfach-Akkumulator-PLL-Synthesizer enthält, der die erforderliche Gaussian-Minimum-Shift-Keying-Modulation (GMSK) für GSM-basierende Funktelefone erzeugt. Die PLL hat ein gut gedämpftes Ansprechverhalten mit einer Bandbreite im Be reich der Modulationsbandbreite, um die erwünschte Modulation mit minimaler Störung durchzuführen. Die PLL stellt ebenfalls die erwünschte Unterdrückung bei einem Offset von 400 kHz zur Verfügung, um das Rauschen in dem Senderband zu unterdrücken, wobei die Dämpfungsanforderung von -60 dBC der GSM- Spezifikation für die Ausgabe eines RF-Spektrums aufgrund der Modulation erfüllt wird.

Daher ist zu erkennen, daß eine verbesserte PLL zur Verfügung gestellt wird. Die PLL verwendet einen kleinen Kondensator, um einen Signalkanal rasch zu erfassen. Das Potential des Konden sators wird nach der Erfassung gehalten, wobei ein erwünschtes globales Rauschverhalten bereitgestellt wird.

Die in der vorstehenden Beschreibung, in der Zeichnung sowie in den Ansprüchen offenbarten Merkmale der Erfindung können sowohl einzeln als auch in beliebiger Kombination für die Verwirkli chung der Erfindung wesentlich sein.

Claims

1. Phase Lock Loop (PLL) zur direkten Modulation mit einer Mo dulationsbandbreite,
gekennzeichnet durch:

- einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) (114);
- einen Teiler (118) mit einem ersten Teilereingang, der mit dem VCO gekoppelt ist, und einem zweiten Teilerein gang um eine Divisorsequenz zu empfangen, die eine Modu lation bewirkt;
- einen Phasendetektor (102) mit einem ersten Detektorein gang, der mit dem Teiler gekoppelt ist, um eine Ausgabe desselben zu empfangen, und einem zweiten Detektorein gang, um eine Referenzeingabe zu empfangen; und
- eine Abstimmschaltung (106, 206, 306, 406), die mit dem Phasendetektor und dem VCO gekoppelt ist, wobei die Ab stimmschaltung auf ein variables DC-Referenzpotential an spricht, so daß die Abstimmschaltung ein Frequenzan sprechverhalten hat, das über die Modulationsbandbreite konstant ist, wobei die PLL eine PLL vom Typ I mit gerin ger Modulationsstörung ist.

2. PLL zur direkten Modulation nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß sie einen Tiefpaßfilter (112) aufweist, der mit der Ab stimmschaltung gekoppelt ist und einen Ausgang aufweist, welcher mit einem Eingang des VCO verbunden ist.

3. PLL zur direkten Modulation nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Abstimmschaltung mit einer Schaltung zur Erzeugung eines DC-Referenzpotentials gekoppelt ist, welche ein va riables DC-Potential erzeugt, das mit einer Abstimmfrequenz der PLL assoziiert ist.

4. PLL zur direkten Modulation nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das variable DC-Referenzpotential durch das Abtasten eines Ausgangs des Phasendetektors während der Erfassung durch die PLL und durch das Halten eines abgetasteten Wer tes nach der Erfassung erzeugt wird.

5. PLL zur direkten Modulation nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Abstimmschaltung ein erstes Schaltelement (414) aufweist, welches über einen Widerstand und einen Kondensa tor mit Erde verbunden ist, sowie ein zweites Schaltelement (416), welches mit einer Verbindung des Widerstandes und des Kondensators über einen Verstärker (426) verbunden ist.

6. Verfahren zum Bereitstellen einer PLL zur direkten digita len Modulation mit einem Phasendetektor (102), einer Ab stimmschaltung (106, 206, 306, 406), einem spannungsgesteu erten Oszillator und einem Frequenzteiler, wobei die direk te digitale Modulation an dem Frequenzteiler stattfindet, gekennzeichnet durch die Schritte:

- Betreiben der PLL als Filter vom Typ II während der Fre quenzerfassung; und
- Betreiben der PLL als Filter vom Typ I während des Folge modus, um eine gute Modulations-Wiedergabetreue aufrecht zuerhalten.

7. Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Schritt des Betreibens der PLL als Filter vom Typ II das Verbinden eines Kondensators zum Abtasten eines Aus gangs des Phasendetektors während der Erfassung enthält.

8. Verfahren nach Anspruch 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Schritt des Betreibens der PLL als Filter vom Typ I das Halten einer Spannung an dem Kondensator während des Folgemodus enthält.

9. PLL mit:

- einem Phasendetektor (102);
- einer geschalteten Abstimmschaltung (406) mit einem Steuerungseingang zum Empfang eines Steuerungssignals;
- einem Tiefpaßfilter (112), der mit der geschalteten Ab stimmschaltung gekoppelt ist;
- einem spannungsgesteuerten Oszillator (114), der mit dem Tiefpaßfilter gekoppelt ist; und
- einem Frequenzteiler (438), der zwischen den spannungsge steuerten Oszillator und den Phasendetektor geschaltet ist;
- wobei die geschaltete Abstimmschaltung eine Reihenschal tung eines Widerstandes und eines Kondensators während des Erfassens sowie eine Halteschaltung zum Halten des Erfassungspotentials während des Folgemodus aufweist.

10. PLL nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die geschaltete Abstimmschaltung einen ersten Wider stand (422), einen zweiten Widerstand (428), einen Konden sator (424) und einen Verstärker (426) aufweist, wobei der Verstärker an einer Verbindung zwischen dem ersten Wider stand und dem Kondensator angeschlossen ist und einen Aus gang aufweist, der mit dem zweiten Widerstand verbunden ist, wobei der erste Widerstand und der zweite Widerstand selektiv mit dem Phasendetektor über jeweilige Schalter verbindbar sind.