DE102013111250A1

DE102013111250A1 - Schaltung, Verfahren und Mobilkommunikationsvorrichtung

Info

Publication number: DE102013111250A1
Application number: DE201310111250
Authority: DE
Inventors: Thomas Mayer; Christian Wicpalek; Stefan Tertinek
Original assignee: Intel Mobile Communications GmbH
Current assignee: Intel Deutschland GmbH
Priority date: 2012-10-12
Filing date: 2013-10-11
Publication date: 2014-04-17
Also published as: US20140105343A1; US9008252B2; CN103731144A; CN103731144B

Abstract

Eine Schaltung umfasst einen Oszillator, einen variablen Phasensteller und eine Rückkopplungsschleife. Der Oszillator ist dazu konfiguriert, ein HF-Signal zu liefern, wobei der Oszillator dazu konfiguriert ist, in einem Freilaufbetriebsmodus zu arbeiten. Der variable Phasensteller ist dazu konfiguriert, ein in der Phase eingestelltes Signal zu liefern, von dem eine Phase in Bezug auf eine Phase eines Ausgangssignals des Oszillators oder in Bezug auf eine Phase eines vom Ausgangssignal des Oszillator abgeleiteten Signals verschoben ist. Die Rückkopplungsschleife ist dazu konfiguriert, einen Steuerwert zum Steuern des variablen Phasenstellers auf der Basis des in der Phase eingestellten Signals und eines Referenzoszillatorsignals zu liefern, um einem Phasenfehler des in der Phase eingestellten Signals entgegenzuwirken.

Description

GEBIET
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Schaltung und eine Mobilkommunikationsvorrichtung. Ferner bezieht sich die vorliegende Erfindung auf ein Verfahren zum Liefern eines in der Phase eingestellten Signals.
HINTERGRUND
Derzeit ist ein Schlüsselproblem im Phasenpfad von polaren Modulatoren die Verstärkungsvariation sowie die nicht-lineare Abstimmcharakteristik des abstimmbaren Oszillators (z. B. digital gesteuerten Oszillators, DCO). Insbesondere für Breitbandmodulationssignale wird die Implementierung eines sehr linearen DCO aufgrund der intrinsischen nicht-linearen Charakteristik, die durch die typischerweise verwendete 1/sqrt(LC)-Frequenzfunktion gegeben ist, schwierig. Auch wenn er als Frequenzsynthesizer verwendet wird, führen jedoch die DCO-Nicht-Linearität und die große Verstärkungsvariation zu einer ungewollten Verschlechterung der PLL-Ausgangssignalqualität (wie z. B. EVM oder Fehlervektoramplitude und Phasenrauschen). Außerdem müssen Temperaturabweichungen der DCO-Frequenz durch den Feinabstimmbereich abgedeckt werden, was den erforderlichen linearen Bereich des DCO-Abstimmeingangs vergrößert.
Um eine gut definierte Schleifenverstärkung zu garantieren, kann die DCO-Verstärkung durch eine digitale Verstärkung kompensiert werden. Die Verstärkung muss jedoch auf dem Chip gemessen werden, um einen tatsächlichen Wert für die aktuellen Prozess-, Temperatur- und Versorgungsspannungsbedingungen zu haben. Für kontinuierlich laufende Systeme wie UMTS oder LTE wird dies noch schwieriger, da die Verstärkung gewöhnlich abweicht, wenn sich die Temperatur ändert, und folglich eine einmalige Messung unzureichend sein kann. Insbesondere wenn er in einem polaren Modulator verwendet wird, erfordert die sehr strenge Anforderung an die Modulationsverstärkung eine kontinuierliche Verfolgung der DCO-Verstärkung während des Systembetriebs. Dies führt zu zusätzlichem Leistungs- und Flächenverbrauch für die erforderliche Schaltungsanordnung.
Um eine DCO-Abstimm-Nicht-Linearität zu kompensieren, kann eine Linearisierung entweder an der DCO-Schaltung oder an den digitalen Abstimmdaten durchgeführt werden. Dies fügt jedoch signifikante Komplexität zur PLL-Schaltung hinzu, was zu einem höheren Leistungsverbrauch und langen Implementierungszeiten für die Oszillatorschaltungen führt.
In einer ziemlich neuen Entwicklung wird die Phasenmodulation nach dem PLL unter Verwendung eines Digital-Zeit-Umsetzers (DTC) hinzugefügt. Dies verbessert die Modulationslinearität, da DTCs gewöhnlich im Vergleich zu DCOs linearer sind. Die Verstärkung kann auch ziemlich gut definiert werden, wenn beispielsweise der DTC einen DLL (Verzögerungsregelkreis) verwendet, um die Phasenverzögerung zu erzeugen. Dies ermöglicht eine polare Modulation von sehr breitbandigen Standards wie LTE-Advanced, da für Modulatoren auf DCO-Basis, ein sehr großer Modulationsfrequenzbereich schwierig zu erreichen ist. Wenn der unmodulierte Träger durch einen herkömmlichen PLL erzeugt wird, bleiben jedoch die Probleme des Frequenzsynthesizers.
Daher sind herkömmliche Systeme insofern nachteilig, als ein Problem einer Nicht-Linearität und einer Verstärkungsvariation für sowohl den Frequenzsynthesizer als auch den Phasenmodulator entsteht.
ZUSAMMENFASSUNG
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Schaltung mit einem Oszillator, einem variablen Phasensteller und einer Rückkopplungsschleife. Der Oszillator ist zum Liefern eines HF-Signals konfiguriert, wobei der Oszillator dazu konfiguriert ist, in einem Freilaufbetriebsmodus zu arbeiten. Der variable Phasensteller ist dazu konfiguriert, ein in der Phase eingestelltes Signal zu liefern, von welchem eine Phase in Bezug auf eine Phase eines Ausgangssignals des Oszillators oder in Bezug auf eine Phase eines vom Ausgangssignal des Oszillators abgeleiteten Signals verschoben ist. Die Rückkopplungsschleife ist dazu konfiguriert, einen Steuerwert zum Steuern des variablen Phasenstellers auf der Basis des in der Phase eingestellten Signals und eines Referenzoszillatorsignals zu liefern, um einem Phasenfehler des in der Phase eingestellten Signals entgegenzuwirken.
Ferner bezieht sich die vorliegende Erfindung auf eine Schaltung mit einem Oszillator, einer digital gesteuerten Phasenverschiebungsvorrichtung (z. B. DTC) und einer Rückkopplungsschleife. Der Oszillator ist dazu konfiguriert, ein HF-Signal zu liefern, wobei der Oszillator dazu konfiguriert ist, in einem Freilaufbetriebsmodus zu arbeiten. Die digital gesteuerte Phasenverschiebungsvorrichtung ist dazu konfiguriert, das Ausgangssignal des Oszillators oder das vom Ausgangssignal des Oszillators abgeleitete Signal um eine variable Zeitverzögerung auf der Basis eines digitalen Steuerwerts zu verzögern, um ein in der Phase eingestelltes Signal zu erhalten. Die Rückkopplungsschleife umfasst einen Teiler, einen Zeit-Digital-Umsetzer (TDC) und ein Schleifenfilter. Der Teiler ist dazu konfiguriert, ein frequenzgeteiltes Signal unter Verwendung des in der Phase eingestellten Signals zu liefern. Der Zeit-Digital-Umsetzer (TDC) ist dazu konfiguriert, das Referenzoszillatorsignal und das frequenzgeteilte Signal zu vergleichen und ein Phasenfehlersignal in einer digitalen Form auf der Basis des Vergleichs zu liefern. Das Schleifenfilter ist dazu konfiguriert, das Phasenfehlersignal zu filtern, um ein gefiltertes Phasenfehlersignal zu erhalten. Die Rückkopplungsschleife ist dazu konfiguriert, den digitalen Steuerwert für die digital gesteuerte Phasenverschiebungsvorrichtung (DTC) unter Verwendung des gefilterten Phasenfehlersignals zu liefern.
Ferner bezieht sich die vorliegende Erfindung auf eine Mobilkommunikationsvorrichtung mit einer Antenne, einer Schaltung und einem digitalen Basisbandprozessor. Die Schaltung umfasst einen Oszillator, einen variablen Phasensteller und eine Rückkopplungsschleife. Der Oszillator ist dazu konfiguriert, ein HF-Signal zu liefern, wobei der Oszillator dazu konfiguriert ist, in einem Freilaufbetriebsmodus zu arbeiten. Der variable Phasensteller ist dazu konfiguriert, ein in der Phase eingestelltes Signal zu liefern, von dem eine Phase in Bezug auf eine Phase eines Ausgangssignals des Oszillators oder in Bezug auf eine Phase eines vom Ausgangssignal des Oszillators abgeleiteten Signals verschoben ist. Die Rückkopplungsschleife ist dazu konfiguriert, einen Steuerwert zum Steuern des variablen Phasenstellers auf der Basis des in der Phase eingestellten Signals und eines Referenzoszillatorsignals zu liefern, um einem Phasenfehler des in der Phase eingestellten Signals entgegenzuwirken. Die Schaltung ist zwischen die Antenne und den digitalen Basisbandprozessor gekoppelt.
Ferner bezieht sich die vorliegende Erfindung auf ein Verfahren, das das Liefern eines HF-Signals durch einen Oszillator, wobei der Oszillator dazu konfiguriert ist, in einem Freilaufbetriebsmodus zu arbeiten, das Liefern eines in der Phase eingestellten Signals, von dem eine Phase in Bezug auf eine Phase eines Ausgangssignals des Oszillators oder in Bezug auf eine Phase eines vom Ausgangssignal des Oszillators abgeleiteten Signals verschoben ist, unter Verwendung einer variablen Phaseneinstellung und das Liefern eines Steuerwerts zum Steuern der variablen Phaseneinstellung auf der Basis des in der Phase eingestellten Signals und eines Referenzoszillatorsignals, um einem Phasenfehler des in der Phase eingestellten Signals entgegenzuwirken, umfasst.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Die vorliegende Erfindung wird anschließend mit Bezug auf die beigefügten Figuren beschrieben, in denen:
1a ein Blockdiagramm einer Beispiel-Mobilkommunikationsvorrichtung zeigt;
1b ein Blockdiagramm einer Beispielschaltung mit einem Freilaufoszillator zeigt;
2 ein Blockdiagramm einer Beispielimplementierung der in 1b gezeigten Schaltung mit einem Teiler und einer Phasenfehler-Bestimmmungsvorrichtung zeigt;
3 ein Blockdiagramm einer Beispielschaltung mit einem Freilaufoszillator und einer digital gesteuerten Phasenverschiebungsvorrichtung (DTC) zeigt;
4 ein Blockdiagramm mit einer Beispielschaltung mit einem abstimmbaren Oszillator und einer Schalterkonfiguration zeigt; und
5 ein Blockdiagramm einer Beispielschaltung mit einem Zeit-Digital-Umsetzer (TDC) zeigt, der für eine direkte Phasenmessung verwendet wird.
AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG
Vor dem genaueren Erörtern der vorliegenden Erfindung unter Verwendung der Zeichnungen wird darauf hingewiesen, dass in den Figuren identische Elemente, Elemente mit derselben Funktion oder demselben Effekt mit denselben Bezugszeichen versehen sind, so dass die Beschreibung dieser Elemente und deren Funktionalität, die in den verschiedenen Ausführungsformen dargestellt sind, in den verschiedenen Ausführungsformen gegenseitig austauschbar sind oder aufeinander angewendet werden können.
1a zeigt ein Blockdiagramm einer Beispiel-Mobilkommunikationsvorrichtung 600. Wie in 1a gezeigt, umfasst die Mobilkommunikationsvorrichtung 600 einen digitalen Basisbandprozessor 610, eine Schaltung 620 und eine Antenne 630. Die Schaltung 620 ist zwischen die Antenne 630 und den digitalen Basisbandprozessor 610 gekoppelt. Der digitale Basisbandprozessor 610 ist beispielsweise dazu konfiguriert, ein Schaltungseingangssignal 615 zu liefern. Außerdem ist die Antenne 630 dazu konfiguriert, ein Ausgangssignal 625, das von der Schaltung 620 geliefert wird, weiterzuleiten. Die in 1a gezeigte Schaltung 620 kann beispielsweise einer der hier beschriebenen Schaltungen entsprechen.
Die Mobilkommunikationsvorrichtung 600 kann eine tragbare Mobilkommunikationsvorrichtung sein.
Als Beispiel kann die Mobilkommunikationsvorrichtung 600 dazu konfiguriert sein, eine Sprach- und/oder Datenkommunikation (gemäß einem Mobilkommunikationsstandard) mit einer anderen (tragbaren) Kommunikationsvorrichtung und/oder einer Mobilkommunikationsbasisstation durchzuführen. Eine solche Mobilkommunikationsvorrichtung kann beispielsweise ein mobiles Handgerät wie z. B. ein Mobiltelefon (Handy), ein Smartphone, ein Tablet-PC, ein Breitbandmodem, ein Notebook oder ein Laptop sowie ein Router, ein Umschalter, ein Zwischenverstärker oder ein PC sein. Ferner kann eine solche Mobilkommunikationsvorrichtung eine Mobilkommunikationsbasisstation sein.
Die Schaltung 620 ermöglicht das Vermeiden des Problems der Nicht-Linearität und der Verstärkungsvariation in der Mobilkommunikationsvorrichtung 600. Die Schaltung 620 kann beispielsweise verwendet werden, um Phasenfehlern oder Phasenschwankungen entgegenzuwirken und das Oszillatorrauschen in der Mobilkommmukationsvorrichtung 600 zu dämpfen.
Obwohl in 1a die Schaltung 620 als Teil der Mobilkommunikationsvorrichtung 600 dargestellt ist, kann die Schaltung 620 auch in anderen Schaltungen oder Vorrichtungen verwendet werden. Im Folgenden werden verschiedene Beispiele einer solchen Schaltung genauer beschrieben.
Die herkömmlichen Systeme haben den Nachteil des Problems der Nicht-Linearität/Verstärkungsvariation für sowohl den Frequenzsynthesizer als auch den Phasenmodulator. Daher existiert ein Bedarf, eine verbesserte Schaltung zu schaffen, die dieses Problem vermeidet.
Folglich wurde festgestellt, dass das Problem der Nicht-Linearität/Verstärkungsvariation unter Verwendung einer Rückkopplungsschleife (wie z. B. eines PLL) und eines Oszillators, der in einem Freilaufbetriebsmodus arbeitet, vermieden werden kann. Unter Verwendung der Rückkopplungsschleife oder des PLL ist es möglich, das Oszillator-Inbandrauschen mittels einer negativen Rückkopplung des Ausgangsphasenfehlers zu dämpfen, der durch einen Phasendetektor oder einen Zeit-Digital-Umsetzer (TDC) gemessen wird. Es wurde jedoch festgestellt, dass der Oszillator sich nicht in der Schleife befinden muss, um dies zu erreichen, wenn beispielsweise eine digital gesteuerte Phasenverschiebungsvorrichtung (DTC) verfügbar ist.
1b zeigt ein Blockdiagramm einer Beispielschaltung 100 mit einem Freilaufoszillator 110. Wie in 1b gezeigt, umfasst die Schaltung 100 einen Oszillator 110, einen variablen Phasensteller 120 und eine Rückkopplungsschleife 130. Der Oszillator 110 ist dazu konfiguriert, ein HF-Signal 115 zu liefern. Der Oszillator 110 ist hier dazu konfiguriert, in einem Freilaufbetriebsmodus zu arbeiten. Der variable Phasensteller 120 ist dazu konfiguriert, ein in der Phase eingestelltes Signal 125 zu liefern, von dem eine Phase in Bezug auf eine Phase eines Ausgangssignals 115 des Oszillators 110 oder in Bezug auf eine Phase eines vom Ausgangssignal 115 des Oszillators 110 abgeleiteten Signals 117 verschoben ist. Die Rückkopplungsschleife 130 ist dazu konfiguriert, einen Steuerwert 135 zum Steuern des variablen Phasenstellers 120 auf der Basis des in der Phase eingestellten Signals 125 und eines Referenzoszillatorsignals 101 zu liefern, um einem Phasenfehler des in der Phase eingestellten Signals 125 entgegenzuwirken. Durch Entgegenwirken gegen den Phasenfehler des in der Phase eingestellten Signals 125 ist es möglich, eine Verschlechterung der Qualität des in der Phase eingestellten Signals 125 am Ausgang der Rückkopplungsschleife 130 oder der Schaltung 100 zu vermeiden. Daher kann die Qualität des Ausgangssignals der Schaltung 100 im Wesentlichen aufrechterhalten werden.
Die Rückkopplungsschleife 130 der Schaltung 100 kann beispielsweise dazu konfiguriert sein, Schwankungen der Phase des Ausgangssignals 115 des Oszillators 110 entgegenzuwirken.
Außerdem kann die Rückkopplungsschleife 130 dazu konfiguriert sein, Rauschen des Oszillators 110 zu dämpfen.
Hier ist zu beachten, dass die Schwankungen der Phase des Ausgangssignals 115 des Oszillators 110 und das Rauschen des Oszillators 110 im Wesentlichen verschiedene Typen von Phasenfehlern des in der Phase eingestellten Signals 125 darstellen.
Ferner umfasst die Schaltung 100 die folgenden zusätzlichen Merkmale.
2 zeigt ein Blockdiagramm einer Beispielimplementierung der Schaltung 100, die in 1b gezeigt ist, mit einem Teiler 140 und einer Phasenfehler-Bestimmungsvorrichtung 150. Die Rückkopplungsschleife 130 der Schaltung 100 umfasst beispielsweise einen Teiler 140 und eine Phasenfehler-Bestimmungsvorrichtung 150. Der Teiler 140 ist dazu konfiguriert, ein frequenzgeteiltes Signal 145 unter Verwendung des in der Phase eingestellten Signals 125 zu liefern. Die Phasenfehler-Bestimmungsvorrichtung 150 ist dazu konfiguriert, ein Phasenfehlersignal 155 auf der Basis des Referenzoszillatorsignals 101 und des frequenzgeteilten Signals 145 zu liefern. Ferner ist die Rückkopplungsschleife 130 dazu konfiguriert, den Steuerwert 135 zum Steuern des variablen Phasenstellers 120 unter Verwendung des bestimmten Phasenfehlersignals 155 zu liefern.
3 zeigt ein Blockdiagramm einer Beispielschaltung 100 mit einem Freilaufoszillator 110 und einer digital gesteuerten Phasenverschiebungsvorrichtung 120 (DTC). Mit Bezug auf 3 kann die Rückkopplungsschleife 130 der Schaltung 100 ferner ein Schleifenfilter 160 und einen Kombinator 170 umfassen. Das Schleifenfilter 160 ist dazu konfiguriert, das Phasenfehlersignal 155 zu filtern, um ein gefiltertes Phasenfehlersignal 165 zu erhalten. Der Kombinator 170 ist dazu konfiguriert, das gefilterte Phasenfehlersignal 165 und ein Phasenmodulationssignal 305 zu kombinieren, um ein kombiniertes Signal 135 zu erhalten. Hier stellt das kombinierte Signal 135 eine Modulation, die mit dem gefilterten Phasenfehlersignal 165 überlappt ist, zum Steuern des variablen Phasenstellers 120 dar. Ferner kann das kombinierte Signal 135 am Ausgang des in 3 gezeigten Kombinators 170 den Steuerwert 135 beschreiben, der durch die in 2 gezeigte Rückkopplungsschleife 130 geliefert wird. In 3 ist das vom Kombinator 170 empfangene Phasenmodulationssignal 305 durch ”phi” angegeben. Ferner kann der Kombinator 170 der Rückkopplungsschleife 130 einen ersten Einspeisungspunkt eines Zwei-Punkt-Modulationsschemas darstellen.
Mit weiterem Bezug auf 3 kann die Schaltung 100 ferner einen Modulator 330, einen Differenzierer 310 und einen weiteren Kombinator 320 umfassen. Der Modulator 330 ist dazu konfiguriert, den Teiler 140 zu steuern, um eine Frequenzteilungscharakteristik des Teilers 140 auf der Basis eines Modulatoreingangssignals 325 zu modulieren. Der Differenzierer 310 ist dazu konfiguriert, das Phasenmodulationssignal 305 zu differenzieren, um ein Frequenzmodulationssignal 315 zu erhalten. Der weitere Kombinator 320 ist dazu konfiguriert, das Frequenzmodulationssignal 315 und ein Frequenzkanalwort 301 zu kombinieren, um das Modulatoreingangssignal 325 zu erhalten. Hier kann das Frequenzkanalwort 301 eine gewünschte Kanalfrequenz des in der Phase eingestellten Signals 125 angeben. In 3 kann der Teiler 140 der Rückkopplungsschleife 130, der durch den Modulator 330 gesteuert wird, einen zweiten Einspeisungspunkt des Zwei-Punkt-Modulationsschemas darstellen.
Daher kann die Schaltung 100 von 3 im Wesentlichen auf einem Zwei-Punkt-Modulationsschema basieren. Unter Verwendung dieses Zwei-Punkt-Modulationsschemas ist es möglich, eine flexible Implementierung der Schaltung 100 zu erhalten.
In der Schaltung 100 von 3 wird der mit ”RF Osc” bezeichnete Oszillator 110 durch eine Oszillator-Steuereinheit 112 gesteuert, die mit ”statische Steuerung” bezeichnet ist. Die Oszillator-Steuereinheit 112 ist beispielsweise dazu konfiguriert, eine Abstimmung einer Frequenz des durch den Oszillator 110 gelieferten HF-Signals 115 bereitzustellen.
Gemäß 3 kann die Phasenfehler-Bestimmungsvorrichtung 150 der Schaltung 100 einen Zeit-Digital-Umsetzer (TDC) umfassen. Der Zeit-Digital-Umsetzer (TDC) ist beispielsweise dazu konfiguriert, das Referenzoszillatorsignal 101 und das frequenzgeteilte Signal 145 zu vergleichen und das Phasenfehlersignal 155 in einer digitalen Form auf der Basis des Vergleichs zu liefern. Der TDC kann beispielsweise dazu konfiguriert sein, eine Phasendifferenz zwischen dem Referenzoszillatorsignal 101, das vom Referenzoszillator 102 geliefert wird, und dem frequenzgeteilten Signal 145, das vom Teiler 140 geliefert wird, zu messen.
Wie in 3 gezeigt, kann das Referenzoszillatorsignal 101 durch einen Referenzoszillator 102 geliefert werden. Der Referenzoszillator 102 von 3 ist mit ”Ref Osc” bezeichnet.
Ferner kann die Rückkopplungsschleife 130 der in 3 gezeigten Schaltung 100 dazu konfiguriert sein, den Steuerwert 135 als digitalen Steuerwert zu liefern. Wie in 3 gezeigt, kann der variable Phasensteller 120 eine digital gesteuerte Phasenverschiebungsvorrichtung (DTC) umfassen. Die digitale gesteuerte Phasenverschiebungsvorrichtung (DTC) ist dazu konfiguriert, das Ausgangssignal 115 des Oszillators 110 oder das vom Ausgangssignal 115 des Oszillators 110 abgeleitete Signal 117 um eine variable Zeitverzögerung auf der Basis des digitalen Steuerwerts 135 zu verzögern, um das in der Phase eingestellte Signal 125 zu erhalten.
Mit Bezug auf 3 stellt der Teiler 140 einen einstellbaren Teiler wie z. B. einen Mehr-Modulus-Teiler (”MMD”) dar, während der Modulator 330 beispielsweise ein Sigma-Delta-Modulator (”ΣΔ”) sein kann.
Der Oszillator 110 der Schaltung 100 kann beispielsweise dazu konfiguriert sein, ein unmoduliertes HF-Trägersignal 115 für den variablen Phasensteller 120 zu erzeugen.
Außerdem kann der Oszillator 110 dazu konfiguriert sein, das HF-Signal 115 mit einer festgelegten Frequenz (f_set) zu liefern. Die festgelegte Frequenz (f_set) liegt beispielsweise innerhalb eines vordefinierten Bereichs um eine Zielfrequenz (f_target) des in der Phase eingestellten Signals 125. Die festgelegte Frequenz (f_set) wird beispielsweise vom Oszillator 110 geliefert, bevor eine Operation der Rückkopplungsschleife 130 beginnt.
Wie in 3 gezeigt, kann die Schaltung 100 die Oszillator-Steuereinheit 112 umfassen. Ferner ist der in der Schaltung 100 von 3 gezeigte Oszillator 110 so konfiguriert, dass er abstimmbar ist. Die Oszillator-Steuereinheit 112 ist beispielsweise dazu konfiguriert, eine grobe Abstimmung einer Frequenz des HF-Signals 115 vorzusehen. Außerdem ist die Oszillator-Steuereinheit 112 dazu konfiguriert, die grobe Abstimmung während einer Operation der Rückkopplungsschleife 130 unverändert zu lassen.
Mit weiterem Bezug auf 3 ist die Oszillator-Steuereinheit 112 dazu konfiguriert, den Oszillator 110 unter Verwendung eines Oszillator-Steuersignals 113 zu steuern. Wiederum ist der Oszillator 110 so konfiguriert, dass er abstimmbar ist. Die Oszillator-Steuereinheit 112 ist beispielsweise dazu konfiguriert, eine Abstimmung einer Frequenz des HF-Signals 115 auf der Basis des Oszillator-Steuersignals 113 mit statischen Steuerbits vorzusehen, die von einem Phasenmodulationssignal unabhängig sind. Folglich ist die Oszillator-Steuereinheit 112 in 3 mit ”statische Steuerung” bezeichnet.
4 zeigt ein Blockdiagramm einer Beispielschaltung 100 mit einem abstimmbaren Oszillator 110 und einer Schalterkonfiguration 410. Die in 4 gezeigte Schaltung 100 entspricht im Wesentlichen der in 3 gezeigten Schaltung 100. Mit Bezug auf 4 kann die Schaltung 100 ferner eine Oszillator-Steuereinheit 112 umfassen, die dazu konfiguriert ist, den Oszillator 110 unter Verwendung eines Oszillator-Steuersignals 113 zu steuern. Hier ist der Oszillator 110 so konfiguriert, dass er abstimmbar ist. Ferner kann die in 4 gezeigte Schaltung 100 eine Schalterkonfiguration 410 zum Umschalten von einem ersten Zustand (I) auf einen zweiten Zustand (II) umfassen. Wie in 4 dargestellt, kann die Schalterkonfiguration 410 einen ersten Schalter 412-1 und einen zweiten 412-2 umfassen, die jeweils dazu konfiguriert sind, zwischen dem durch I angegebenen ersten Zustand und dem durch II angegebenen zweiten Zustand umzuschalten. Im ersten Zustand I der Schalterkonfiguration 410 ist beispielsweise eine Rückkopplung (z. B. das kombinierte Signal 135, das vom Kombinator 170 ausgegeben wird) vom variablen Phasensteller 120 getrennt und der abstimmbare Oszillator 110 ist mit der Rückkopplung (z. B. dem gefilterten Phasenfehlersignal 165, das vom Schleifenfilter 160 ausgegeben wird) verbunden. Außerdem ist im zweiten Zustand II der Schalterkonfiguration 410 die Rückkopplung (z. B. das kombinierte Signal 135) mit dem variablen Phasensteller 120 verbunden und der abstimmbare Oszillator 110 ist von der Rückkopplung (z. B. vom gefilterten Phasenfehlersignal 165) getrennt und mit der Oszillator-Steuereinheit 112 verbunden (wie z. B. um das Oszillator-Steuersignal 113 zu erhalten). Ferner ist die in 4 gezeigte Schaltung 100 dazu konfiguriert, im ersten Zustand I der Schalterkonfiguration 410 eine grobe Abstimmung einer Frequenz des HF-Signals 115 in geschlossener Schleife vorzusehen, das vom abstimmbaren Oszillator 110 geliefert wird, und zu bewirken, dass der abstimmbare Oszillator 110 auf eine gewünschte Frequenz verriegelt wird, die einem verriegelten Zustand des abstimmbaren Oszillators 110 entspricht. Außerdem ist die Oszillator-Steuereinheit 112 dazu konfiguriert, im zweiten Zustand II der Schalterkonfiguration 410 das Oszillator-Steuersignal 113 unter Verwendung eines Rückkopplungsschleifen-Ausgangswerts zu liefern (wie z. B. vom gefilterten Phasenfehlersignal 165 abgeleitet), der vorher im verriegelten Zustand des abstimmbaren Oszillators 110 gespeichert wurde.
Unter Verwendung der Schalterkonfiguration 410 verriegelt die Schaltung 100 zuerst den abstimmbaren Oszillator 110 auf die gewünschte Frequenz (verriegelter Zustand) und dann steuert die Oszillator-Steuereinheit 112 den Oszillator 110 (im Freilaufbetriebsmodus) unter Verwendung des vorher gespeicherten Rückkopplungsschleifen-Ausgangswerts, der vom verriegelten Zustand erhalten wird.
5 zeigt ein Blockdiagramm einer Beispielschaltung 100 mit einem Zeit-Digital-Umsetzer 510 (TDC), der für eine direkte Phasenmessung verwendet wird. Wie in 5 gezeigt, kann die Rückkopplungsschleife 130 der Schaltung 100 einen Zeit-Digital-Umsetzer 510 (TDC) umfassen. Der Zeit-Digital-Umsetzer 510 (TDC) ist beispielsweise dazu konfiguriert, eine Phase des in der Phase eingestellten Signals 125 unter Verwendung des Referenzoszillatorsignals 101 direkt zu messen und ein Phasenfehlersignal 155 auf der Basis eines Ergebnisses 513 der Phasenmessung und eines Zielphasenwerts 535 zu liefern. Außerdem kann die Rückkopplungsschleife 130 dazu konfiguriert sein, den Steuerwert 135 zum Steuern des variablen Phasenstellers 120 (z. B. in Form einer digital gesteuerten Phasenverschiebungsvorrichtung, DTC) unter Verwendung des Phasenfehlersignals 155 zu liefern. In 5 kann die Rückkopplungsschleife 130 das Schleifenfilter 160 und den Kombinator 170, die in der Schaltung 100 von 3 gezeigt sind, umfassen. Ferner umfasst die Schaltung 100 von 5 die Oszillator-Steuereinheit 112, die mit ”statische Steuerung” bezeichnet ist, und den Oszillator 110, der mit ”RF Osc” bezeichnet ist, von 3.
Im Gegensatz zu der in 3 gezeigten Schaltung 100 ist der TDC 510 der in 5 gezeigten Schaltung 100 wirksam, um direkt das in der Phase eingestellte Signal 125 zu empfangen. Außerdem ist der TDC 510 dazu konfiguriert, das Phasenfehlersignal 155 auf der Basis des direkt empfangenen in der Phase eingestellten Signals 125 zu liefern. Mit anderen Worten, die Rückkopplungsschleife 130 von 5 umfasst keinen Teiler, der das in der Phase eingestellte Signal 125 bearbeitet. Wie in 5 gezeigt, kann der TDC 510 eine TDC-Einheit 512 und einen Komparator 514 (oder Kombinator) umfassen. Die TDC-Einheit 512 kann beispielsweise dazu konfiguriert sein, die Phasenmessung am in der Phase eingestellten Signal 125 durchzuführen, um das Ergebnis 513 der Phasenmessung (z. B. ein Signal, das die tatsächliche Phase des in der Phase eingestellten Signals 125 beschreibt), zu erhalten. Hier verwendet die TDC-Einheit 512 das Referenzoszillatorsignal 101, das vom Referenzoszillator 102 geliefert wird, als Referenz für die Phasenmessung. Außerdem kann der Komparator 514 dazu konfiguriert sein, das Signal, das den Zielphasenwert 535 beschreibt, und das Signal, das den tatsächlichen Phasenwert 513 beschreibt, zu vergleichen, um das Phasenfehlersignal 155 zu liefern, das die Differenz zwischen dem tatsächlichen Phasenwert 513 und dem Zielphasenwert 535 beschreibt.
Mit Bezug auf 5 ist der Zeit-Digital-Umsetzer 510 (TDC) dazu konfiguriert, den Zielphasenwert 535 zu empfangen, der auf der Basis eines Phasenmodulationssignals 305 und eines akkumulierten Frequenzkanalworts 525 geliefert wird. Die in 5 gezeigte Schaltung 100 kann beispielsweise einen weiteren Kombinator 530 umfassen, der dazu konfiguriert ist, das Phasenmodulationssignal 305 und das akkumulierte Frequenzkanalwort 525 zu kombinieren, um das Signal zu liefern, das den Zielphasenwert 535 beschreibt. Ferner kann die Schaltung 100 einen Akkumulator 520 (”Σ”) umfassen, der dazu konfiguriert ist, das Frequenzkanalwort 301 zu akkumulieren (integrieren), um ein Signal im Phasenbereich zu erhalten, das das akkumulierte Frequenzkanalwort 525 beschreibt.
Im Vergleich zu der in 3 gezeigten Schaltung 100 kann die in 5 gezeigte Schaltung 100 ein anderes Zwei-Punkt-Modulationsschema umfassen, wobei der Kombinator 170 einen ersten Einspeisungspunkt des Zwei-Punkt-Modulationsschemas für das Phasenmodulationssignal 305 vor dem DTC 120 darstellen kann, während der Komparator 514 einen zweiten Einspeisungspunkt für das Signal, das den Zielphasenwert 535 beschreibt, nach der TDC-Einheit 512 darstellen kann.
Mit erneutem Bezug auf 3 umfasst die Schaltung 100 einen Oszillator 110, eine digital gesteuerte Phasenverschiebungsvorrichtung 120 (DTC) und eine Rückkopplungsschleife 130. Der Oszillator 110 ist dazu konfiguriert, ein HF-Signal 115 zu liefern. Hier ist der Oszillator 110 dazu konfiguriert, in einem Freilaufbetriebsmodus zu arbeiten. Die digital gesteuerte Phasenverschiebungsvorrichtung 120 (DTC) ist dazu konfiguriert, das Ausgangssignal 115 des Oszillators 110 oder das vom Ausgangssignal 115 des Oszillators 110 abgeleitete Signal 117 um eine variable Zeitverzögerung auf der Basis eines digitalen Steuerwerts 135 zu verzögern, um ein in der Phase eingestelltes Signal 125 zu erhalten. Die Rückkopplungsschleife 130 umfasst einen Teiler 140, einen Zeit-Digital-Umsetzer 150 (TDC) und ein Schleifenfilter 160. Der Teiler 140 ist dazu konfiguriert, ein frequenzgeteiltes Signal 145 unter Verwendung des in der Phase eingestellten Signals 125 zu liefern. Der Zeit-Digital-Umsetzer 150 (TDC) ist dazu konfiguriert, das Referenzoszillatorsignal 101 und das frequenzgeteilte Signal 145 zu vergleichen und ein Phasenfehlersignal 155 in einer digitalen Form auf der Basis des Vergleichs zu liefern. Das Schleifenfilter 160 ist dazu konfiguriert, das Phasenfehlersignal 155 zu filtern, um ein gefiltertes Phasenfehlersignal 165 zu erhalten. Die Rückkopplungsschleife 130 ist dazu konfiguriert, den digitalen Steuerwert 135 für die digital gesteuerte Phasenverschiebungsvorrichtung 120 (DTC) unter Verwendung des gefilterten Phasenfehlersignals 165 zu liefern.
Zusammengefasst zeigt 3 eine Modulatorstruktur auf der Basis einer Rückkopplungsschleife 130 (oder eines Phasenregelkreises, PLL). Diese Struktur von 3 ist dadurch gekennzeichnet, dass der HF-Oszillator 110 außerhalb der Schleife 130 angeordnet ist. In dieser Struktur erzeugt der Freilauf-HF-Oszillator 110 das unmodulierte Trägersignal 115. Der DTC 120 verschiebt beispielsweise die Phase des Trägersignals 115 in Abhängigkeit von der digitalen Eingabe (z. B. eines digitalen Steuerwerts 135), die eine Summe des Schleifenfilterausgangs 165 und des Phasenmodulationssignals 305 ist.
Unter Verwendung dieser Struktur ist es möglich, dass das Rauschen und die Phasenabweichung, die durch den Freilaufoszillator 110 eingeführt werden, durch die Rückkopplungsschleife 130 oder den PLL gedämpft werden. Da der Eintrittspunkt des Rauschens in die Rückkopplungsschleife oder den PLL exakt derselbe ist, wie er bei dem Oszillator innerhalb der Schleife wäre (wie von herkömmlichen PLLs bekannt), ist die Rauschdämpfung der Rückkopplungsschleife oder des PLL auch eine Hochpassfunktion.
Um den Frequenzfehler zu begrenzen, den der DTC 120 kompensieren muss, kann der Oszillator 110 nahe die Zielfrequenz gesetzt werden (z. B. f_set ≈ f_target), bevor die Operation der Rückkopplungsschleife 130 oder des PLL beginnt. Sobald die Rückkopplungsschleife 130 oder der PLL arbeitet, muss diese grobe Abstimmung nicht aktualisiert werden. Daher wurde festgestellt, dass diese Abstimmung mit statischen Steuerbits durchgeführt werden kann. Es wurde auch festgestellt, dass die Linearität dieser Abstimmung im Wesentlichen kein Problem ist, was eine Schaltungsimplementierung ziemlich leicht macht.
Für eine Breibandphasenmodulation kann das Zwei-Punkt-Modulationsschema (beispielhaft mit Bezug auf 3 beschrieben) verwendet werden.
Der DTC-Eingang 135 wird typischerweise im Phasenbereich bereitgestellt, so dass das Phasensignal 305 direkt zum Schleifenfilterausgang 165 addiert werden kann. Für den zweiten Eingang am Mehr-Modulus-Teiler 140 kann eine Differenzierung (im Block 310) zuerst durchgeführt werden, um vom Phasenbereich in den Frequenzbereich zu transformieren. Da die Verstärkung und die Verzögerung des DTC 120 sowie die Verstärkung des Mehr-Modulus-Teilers 140 gewöhnlich sehr gut definiert sind, kann der Abgleich der zwei Modulationspfade (entsprechend dem ersten und dem zweiten Einspeisungspunkt des Zwei-Punkt-Modulationsschemas) leichter als mit einer herkömmlichen PLL-Struktur erreicht werden.
Ein Vorteil der Schaltung 100 besteht darin, dass der HF-Oszillator 110 ohne Bedarf an irgendeiner Feinabstimmung implementiert werden kann. Dies erleichtert die Schaltungskonstruktion des Oszillators 110 erheblich und ermöglicht eine Konstruktion, die für einen niedrigen Leistungsverbrauch optimiert ist. Da der Oszillator 110 keine dynamische Abstimmvorrichtung benötigt, ist er außerdem sehr unempfindlich gegen Störungen von anderen Blöcken auf dem Chip oder von seiner Umgebung, was Störungen im Ausgangsspektrum erzeugen könnte. Ferner wurde festgestellt, dass die Kalibrierungsphase zum Messen der Abstimmungsverstärkung in einigen Fällen nicht mehr erforderlich ist, was für das Rückkopplungsschleifen- oder PLL-Einschalten wesentlich Zeit spart. In anderen Fällen kann die Kalibrierung des DTC zusätzlich durchgeführt werden.
Grundsätzlich wird die Struktur von 3 unter Verwendung einer Rückkopplungsschleife 130 (oder eines Phasenregelkreises) verwirklicht, wobei der HF-Oszillator 110 außerhalb der Schleife 130 angeordnet ist. Es wurde festgestellt, dass als Betätigungselement der Rückkopplungsschleife oder der PLL-Steuerschleife, ein Digital-Zeit-Umsetzer verwendet werden kann. Der DTC kann das Freilaufoszillatorsignal um einen programmierbaren Zeitwert verzögern. Die DTC-Ausgangsphase 125 kann durch den Mehr-Modulus-Teiler 140 geteilt werden, durch den TDC 150 gemessen und zum DTC-Eingang 135 durch das Schleifenfilter 160 zurückgeführt werden.
Ferner kann ein Phasenmodulator auf der Basis dieser Rückkopplungsschleife oder des PLL durch Addieren des Phasenmodulationssignals 305 zum Schleifenfilterausgang 165 und außerdem nach Differenzierung (z. B. im Block 310) zum Frequenzkanalwort 301, das zu einem Sigma-Delta-Modulator 330 zugeführt wird, der einen Mehr-Modulus-Teiler 140 steuert, aufgebaut werden.
Mit erneutem Bezug auf 4 ist eine Rückkopplungsschleife oder eine PLL-Struktur mit einer groben Abstimmung des HF-Oszillators in geschlossener Schleife gezeigt. In der Struktur von 4 ist der zweite Schalter 412-2 vor dem Oszillatoreingang 119 für die grobe Abstimmung angeordnet, der eine Zuführung des Schleifenfilterausgangs 165 zum HF-Oszillator-Abstimmeingang 119 ermöglicht, um eine grobe Abstimmung des Oszillators 110 in geschlossener Schleife durchzuführen. In dieser Position wird der vor dem DTC 120 vorgesehene erste Schalter 412-1 geöffnet, so dass der DTC 120 das Oszillatorausgangssignal 115 nicht moduliert. Sobald der Oszillator 110 auf die gewollte Frequenz (z. B. f_target) verriegelt ist, wird der HF-Oszillatoreingang 119 auf die statische Steuerung 112 (durch den zweiten Schalter 412-2) umgeschaltet, der den letzten Schleifenfilter-Ausgangswert (z. B. vom Schleifenfilterausgang 165 abgeleitet) speichert, und der erste Schalter 412-1 vor dem DTC 120 wird geschlossen. Dann läuft der Oszillator 110 wieder frei und die Schleife 130 wird durch den DTC 120 geschlossen.
Mit erneutem Bezug auf 5 ist ein alternativer Phasenmodulator auf der Basis einer Rückkopplungsschleife (oder eines Phasenregelkreises, PLL) ohne Teiler im Rückkopplungspfad gezeigt. Im Vergleich zur Struktur von 3 besteht der Unterschied darin, dass die Struktur von 5 keinen Teiler im Rückkopplungspfad verwendet, sondern stattdessen die DCO-Phase direkt mit der TDC-Einheit 512 misst. Zum Aufbauen eines Phasenmodulators wird der zweite Modulationseingangspunkt (z. B. entsprechend dem Komparator 514) nach der TDC-Einheit 512 vorgesehen. Da dies im Phasenbereich stattfindet, wird das Frequenzkanalwort akkumuliert, bevor es mit dem TDC-Ausgang 513 verglichen wird.
Es wird darauf hingewiesen, dass zusätzliche Modifikationen/Erweiterungen der vorher beschriebenen Strukturen verwendet werden können. Beispielsweise ist es möglich, einen Teiler zwischen dem HF-Oszillator 110 und dem DTC 120 anzuordnen, so dass der DTC 120 das geteilte Oszillatorsignal an seinem Eingang empfängt. Hier kann das geteilte Oszillatorsignal am Eingang des DTC 120 dem Signal 117 entsprechen, das vom Ausgangssignal 115 des Oszillators 110 abgeleitet ist.
Außerdem ist es möglich, verschiedene Taktraten für das Modulationssignal und den Rückkopplungsschleifen- oder PLL-Referenzoszillator 102 vorzusehen. Dies kann eine Abtastratenverringerung des Phasenmodulationssignals 305 vor der Verbindung desselben mit dem Mehr-Modulus-Teiler 140 und eine Abtastratenerhöhung des Schleifenfilter-Ausgangssignals 165 auf die Modulationsdatenrate, bevor es zu den Modulationsdaten 305 addiert wird, erfordern.
Außerdem könnte der HF-Oszillator 110 mehrere Phasen des HF-Oszillationssignals 115 vorsehen und der DTC 120 wählt nur eine dieser Phasen aus (z. B. als Schalter wirkend).
Obwohl einige Aspekte im Zusammenhang mit einer Vorrichtung beschrieben wurden, ist klar, dass diese Aspekte auch eine Beschreibung des entsprechenden Verfahrens darstellen, wobei ein Block oder eine Vorrichtung einem Verfahrensschritt oder einem Merkmal eines Verfahrensschritts entspricht. Analog stellen die im Zusammenhang mit einem Verfahrensschritt beschriebenen Aspekte auch eine Beschreibung eines entsprechenden Blocks oder Gegenstandes oder Merkmals einer entsprechenden Vorrichtung dar. Einige oder alle der Verfahrensschritte können durch (oder unter Verwendung) eine Hardwarevorrichtung ausgeführt werden, wie beispielsweise einen Mikroprozessor, einen programmierbaren Computer oder eine elektronische Schaltung. In einigen Beispielen können einige oder mehrere der wichtigsten Verfahrensschritte durch eine solche Vorrichtung ausgeführt werden.
Folglich umfasst ein Verfahren das Liefern eines HF-Signals 115 durch einen Oszillator 110, wobei der Oszillator 110 dazu konfiguriert ist, in einem Freilaufbetriebsmodus zu arbeiten, das Liefern eines in der Phase eingestellten Signals 125, von dem eine Phase in Bezug auf eine Phase eines Ausgangssignals 115 des Oszillators 110 oder in Bezug auf eine Phase eines vom Ausgangssignal 115 des Oszillators 110 abgeleiteten Signals 117 verschoben ist. Das Verfahren umfasst ferner die Verwendung einer variablen Phaseneinstellung und das Liefern eines Steuerwerts 135 zum Steuern der variablen Phaseneinstellung auf der Basis des in der Phase eingestellten Signals 125 und eines Referenzoszillatorsignals 101, um einem Phasenfehler des in der Phase eingestellten Signals 125 entgegenzuwirken.
Ferner kann das Liefern des Steuerwerts 135 zum Steuern der variablen Phaseneinstellung das Entgegenwirken gegen Schwankungen der Phase des Ausgangssignals 115 des Oszillators 110 umfassen.
Obwohl sich jeder Anspruch nur auf einen einzelnen Anspruch rückbezieht, deckt die Offenbarung auch eine beliebige denkbare Kombination von Ansprüchen ab.
Die vorliegende Schaltung ermöglicht es, das Problem der Nicht-Linearität/Verstärkungsvariation, das im Stand der Technik auftritt, zu vermeiden. Dies kann im Wesentlichen unter Verwendung einer Rückkopplungsschleife oder eines digitalen PLL (DPLL) erreicht werden, ohne dass der Oszillator in der Schleife vorliegt. Unter Verwendung der Rückkopplungsschleife oder des PLL ist es möglich, dass das Oszillator-Inbandrauschen durch eine negative Rückkopplung des Ausgangsphasenfehlers, der durch einen Phasendetektor oder einen Zeit-Digital-Umsetzer (TDC) gemessen wird, zu dämpfen. Es wurde jedoch festgestellt, dass der Oszillator sich nicht in der Schleife befinden muss, um dies zu erreichen, wenn beispielsweise eine digital gesteuerte Phasenverschiebungsvorrichtung (ein DTC) verfügbar ist.

Claims

Schaltung, die Folgendes umfasst: einen Oszillator, der dazu konfiguriert ist, ein Hochfrequenzsignal (HF-Signal) als Ausgangssignal des Oszillators zu liefern, wobei der Oszillator dazu konfiguriert ist, in einem Freilaufbetriebsmodus zu arbeiten; einen variablen Phasensteller, der dazu konfiguriert ist, ein in der Phase eingestelltes Signal zu liefern, das sich auf das Ausgangssignal bezieht; und eine Rückkopplungsschleife, die dazu konfiguriert ist, einen Steuerwert zum Steuern des variablen Phasenstellers auf der Basis des in der Phase eingestellten Signals und eines Referenzoszillatorsignals zu liefern, um einem Phasenfehler des in der Phase eingestellten Signals entgegenzuwirken.
Schaltung nach Anspruch 1, wobei eine Phase des in der Phase eingestellten Signals in Bezug auf eine Phase des Ausgangssignals des Oszillators oder in Bezug auf eine Phase eines vom Ausgangssignal des Oszillators abgeleiteten Signals verschoben ist.
Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, wobei die Rückkopplungsschleife dazu konfiguriert ist, Schwankungen der Phase des Ausgangssignals des Oszillators entgegenzuwirken.
Schaltung nach irgendeinem der Ansprüche 1 bis 3, wobei die Rückkopplungsschleife dazu konfiguriert ist, ein Rauschen des Oszillators zu dämpfen.
Schaltung nach irgendeinem der Ansprüche 1 bis 4, wobei die Rückkopplungsschleife einen Teiler und eine Phasenfehler-Bestimmungsvorrichtung umfasst; wobei der Teiler dazu konfiguriert ist, ein frequenzgeteiltes Signal unter Verwendung des in der Phase eingestellten Signals zu liefern; wobei die Phasenfehler-Bestimmungsvorrichtung dazu konfiguriert ist, ein Phasenfehlersignal auf der Basis des Referenzoszillatorsignals und des frequenzgeteilten Signals zu bestimmen; und wobei die Rückkopplungsschleife dazu konfiguriert ist, den Steuerwert zum Steuern des variablen Phasenstellers unter Verwendung des bestimmten Phasenfehlersignals zu liefern.
Schaltung nach Anspruch 5, wobei die Rückkopplungsschleife ferner ein Schleifenfilter und einen Kombinator umfasst; wobei das Schleifenfilter dazu konfiguriert ist, das Phasenfehlersignal zu filtern, um ein gefiltertes Phasenfehlersignal zu erhalten; wobei der Kombinator dazu konfiguriert ist, das gefilterte Phasenfehlersignal und ein Phasenmodulationssignal zu kombinieren, um ein kombiniertes Signal zu erhalten; und wobei das kombinierte Signal eine Modulation, die mit dem gefilterten Phasenfehlersignal überlappt ist, zum Steuern des variablen Phasenstellers darstellt.
Schaltung nach Anspruch 6, die ferner Folgendes umfasst: einen Modulator, der dazu konfiguriert ist, den Teiler zu steuern, um eine Frequenzteilungscharakteristik des Teilers auf der Basis eines Modulatoreingangssignals zu modulieren; einen Differenzierer, der dazu konfiguriert ist, das Phasenmodulationssignal zu differenzieren, um ein Frequenzmodulationssignal zu erhalten; und einen weiteren Kombinator, der dazu konfiguriert ist, das Frequenzmodulationssignal und ein Frequenzkanalwort zu kombinieren, um das Modulatoreingangssignal zu erhalten; wobei das Frequenzkanalwort eine gewünschte Kanalfrequenz des in der Phase eingestellten Signals angibt.
Schaltung nach irgendeinem der Ansprüche 5 bis 7, wobei die Phasenfehler-Bestimmungsvorrichtung einen Zeit-Digital-Umsetzer (TDC) umfasst; und wobei der Zeit-Digital-Umsetzer (TDC) dazu konfiguriert ist, das Referenzoszillatorsignal und das frequenzgeteilte Signal zu vergleichen und das Phasenfehlersignal in einer digitalen Form auf der Basis des Vergleichs zu liefern.
Schaltung nach irgendeinem der Ansprüche 1 bis 8, wobei die Rückkopplungsschleife dazu konfiguriert ist, den Steuerwert als digitalen Steuerwert zu liefern; wobei der variable Phasensteller eine digital gesteuerte Phasenverschiebungsvorrichtung (DTC) umfasst; und wobei die digital gesteuerte Phasenverschiebungsvorrichtung (DTC) dazu konfiguriert ist, das Ausgangssignal des Oszillators oder das vom Ausgangssignal des Oszillators abgeleitete Signal um eine variable Zeitverzögerung auf der Basis des digitalen Steuerwerts zu verzögern, um das in der Phase eingestellte Signal zu erhalten.
Schaltung nach irgendeinem der Ansprüche 1 bis 9, wobei der Oszillator dazu konfiguriert ist, ein unmoduliertes HF-Trägersignal für den variablen Phasensteller zu erzeugen.
Schaltung nach irgendeinem der Ansprüche 1 bis 10, wobei der Oszillator dazu konfiguriert ist, das HF-Signal mit einer festgelegten Frequenz zu liefern; wobei die festgelegte Frequenz innerhalb eines vordefinierten Bereichs um eine Zielfrequenz des in der Phase eingestellten Signals liegt; und wobei die festgelegte Frequenz durch den Oszillator geliefert wird, bevor eine Operation der Rückkopplungsschleife beginnt.
Schaltung nach irgendeinem der Ansprüche 1 bis 11, die ferner eine Oszillator-Steuereinheit umfasst, wobei der Oszillator so konfiguriert ist, dass er abstimmbar ist; wobei die Oszillator-Steuereinheit dazu konfiguriert ist, eine grobe Abstimmung einer Frequenz des HF-Signals vorzusehen; und wobei die Oszillator-Steuereinheit dazu konfiguriert ist, die grobe Abstimmung während einer Operation der Rückkopplungsschleife unverändert zu lassen.
Schaltung nach irgendeinem der Ansprüche 1 bis 11, die ferner Folgendes umfasst: eine Oszillator-Steuereinheit, die dazu konfiguriert ist, den Oszillator unter Verwendung eines Oszillator-Steuersignals zu steuern; wobei der Oszillator so konfiguriert ist, dass er abstimmbar ist; und wobei die Oszillator-Steuereinheit dazu konfiguriert ist, eine Abstimmung einer Frequenz des HF-Signals auf der Basis des Oszillator-Steuersignals mit statischen Steuerbits vorzusehen, die von einem Phasenmodulationssignal unabhängig sind.
Schaltung nach irgendeinem der Ansprüche 1 bis 11, die ferner Folgendes umfasst: eine Oszillator-Steuereinheit, die dazu konfiguriert ist, den Oszillator unter Verwendung eines Oszillator-Steuersignals zu steuern, wobei der Oszillator so konfiguriert ist, dass er abstimmbar ist; und eine Schalterkonfiguration, die dazu konfiguriert ist, von einem ersten Zustand in einen zweiten Zustand umzuschalten; wobei im ersten Zustand der Schalterkonfiguration eine Rückkopplung vom variablen Phasensteller getrennt ist und der abstimmbare Oszillator mit der Rückkopplung verbunden ist; wobei im zweiten Zustand der Schalterkonfiguration die Rückkopplung mit dem variablen Phasensteller verbunden ist und der abstimmbare Oszillator von der Rückkopplung getrennt ist und mit der Oszillator-Steuereinheit verbunden ist; wobei die Schaltung dazu konfiguriert ist, im ersten Zustand der Schalterkonfiguration eine grobe Abstimmung einer Frequenz des HF-Signals in geschlossener Schleife vorzusehen, das vom abstimmbaren Oszillator geliefert wird, und zu bewirken, dass der abstimmbare Oszillator auf eine gewünschte Frequenz verriegelt wird, die einem verriegelten Zustand des abstimmbaren Oszillators entspricht; und wobei die Oszillator-Steuereinheit dazu konfiguriert ist, im zweiten Zustand der Schalterkonfiguration das Oszillator-Steuersignal unter Verwendung eines Rückkopplungsschleifen-Ausgangswerts zu liefern, der vorher im verriegelten Zustand des abstimmbaren Oszillators gespeichert wurde.
Schaltung nach irgendeinem der Ansprüche 1 bis 14, wobei die Rückkopplungsschleife einen Zeit-Digital-Umsetzer (TDC) umfasst; wobei der Zeit-Digital-Umsetzer (TDC) dazu konfiguriert ist, eine Phase des in der Phase eingestellten Signals unter Verwendung des Referenzoszillatorsignals zu messen und ein Phasenfehlersignal auf der Basis eines Ergebnisses der Phasenmessung und eines Zielphasenwerts zu liefern; und wobei die Rückkopplungsschleife dazu konfiguriert ist, den Steuerwert zum Steuern des variablen Phasenstellers unter Verwendung des Phasenfehlersignals zu liefern.
Schaltung nach Anspruch 15, wobei der Zeit-Digital-Umsetzer (TDC) dazu konfiguriert ist, den Zielphasenwert zu empfangen, der auf der Basis eines Phasenmodulationssignals und eines akkumulierten Frequenzkanalworts geliefert wird.
Schaltung, die Folgendes umfasst: einen Oszillator, der dazu konfiguriert ist, ein Hochfrequenzsignal zu liefern, wobei der Oszillator dazu konfiguriert ist, in einem Freilaufbetriebsmodus zu arbeiten; eine digital gesteuerte Phasenverschiebungsvorrichtung (DTC), die dazu konfiguriert ist, das Ausgangssignal des Oszillators oder das vom Ausgangssignal des Oszillators abgeleitete Signal um eine variable Zeitverzögerung auf der Basis eines digitalen Steuerwerts zu verzögern, um ein in der Phase eingestelltes Signal zu erhalten; eine Rückkopplungsschleife mit einem Teiler, einem Zeit-Digital-Umsetzer (TDC) und einem Schleifenfilter; wobei der Teiler dazu konfiguriert ist, ein frequenzgeteiltes Signal unter Verwendung des in der Phase eingestellten Signals zu liefern; wobei der Zeit-Digital-Umsetzer (TDC) dazu konfiguriert ist, das Referenzoszillatorsignal und das frequenzgeteilte Signal zu vergleichen, um ein Phasenfehlersignal in einer digitalen Form auf der Basis des Vergleichs zu liefern; wobei das Schleifenfilter dazu konfiguriert ist, das Phasenfehlersignal zu filtern, um ein gefiltertes Phasenfehlersignal zu erhalten; und wobei die Rückkopplungsschleife dazu konfiguriert ist, den digitalen Steuerwert für die digital gesteuerte Phasenverschiebungsvorrichtung (DTC) unter Verwendung des gefilterten Phasenfehlersignals zu liefern.
Mobilkommunikationsvorrichtung, die Folgendes umfasst: einen Antennenanschluss; eine Schaltung, die Folgendes umfasst: einen Oszillator, der dazu konfiguriert ist, ein Hochfrequenzsignal (HF-Signal) zu liefern, wobei der Oszillator dazu konfiguriert ist, in einem Freilaufbetriebsmodus zu arbeiten; einen variablen Phasensteller, der dazu konfiguriert ist, ein in der Phase eingestelltes Signal zu liefern; eine Rückkopplungsschleife, die dazu konfiguriert ist, einen Steuerwert zum Steuern des variablen Phasenstellers auf der Basis des in der Phase eingestellten Signals und eines Referenzoszillatorsignals zu liefern, um einem Phasenfehler des in der Phase eingestellten Signals entgegenzuwirken; und einen digitalen Basisbandprozessor; wobei die Schaltung zwischen den Antennenanschluss und den digitalen Basisbandprozessor gekoppelt ist.
Mobilkommunikationsvorrichtung nach Anspruch 18, wobei eine Phase des in der Phase eingestellten Signals in Bezug auf eine Phase eines Ausgangssignals des Oszillators oder in Bezug auf eine Phase eines vom Ausgangssignal des Oszillators abgeleiteten Signals verschoben ist.
Schaltung nach Anspruch 17, wobei die Rückkopplungsschleife dazu konfiguriert ist, Schwankungen der Phase des Ausgangssignals des Oszillators entgegenzuwirken.
Verfahren, das Folgendes umfasst: Liefern eines Hochfrequenzsignals durch einen Oszillator, der dazu konfiguriert ist, in einem Freilaufbetriebsmodus zu arbeiten; Verschieben einer Phase eines in der Phase eingestellten Signals in Bezug auf eine Phase eines Ausgangssignals des Oszillators unter Verwendung einer variablen Phaseneinstellung; und Entgegenwirken gegen einen Phasenfehler des in der Phase eingestellten Signals mit einem Steuerwert zum Steuern der variablen Phaseneinstellung auf der Basis des in der Phase eingestellten Signals und eines Referenzoszillatorsignals.
Verfahren nach Anspruch 21, das ferner Folgendes umfasst: Entgegenwirken gegen Schwankungen der Phase des Ausgangssignals des Oszillators mit dem Steuerwert zum Steuern der variablen Phaseneinstellung.